Download sistema de calentamiento por induccion basado en un

INSTITUTO TECNOLÓGICO DE SONORA
SISTEMA DE CALENTAMIENTO POR INDUCCIÓN
BASADO EN UN INVERSOR MEDIO PUENTE DE
CARGA RESONANTE
TESIS
QUE PARA OBTENER EL TÍTULO DE
INGENIERA EN ELECTRÓNICA
PRESENTA:
AIDA ARACELY FLORES NOLASCO
CD. OBREGÓN, SONORA
AGOSTO DE 2009
A Dios.
A mis padres Aida y José Luis,
A mis hermanos: José Luis, Daniel,
Daniela, Jesús y Pablo.
A mi amigo Arturo Aganza Torres.
AGRADECIMIENTOS
A Dios por permitirme llegar tan lejos, y darme la dicha de encontrar a todas
estas personas en mi camino.
A todos mis compañeros y amigos en esta carrera. Por su ayuda, cariño y
compañía.
Ing. José Ángel Peñuelas Machado: Por ser amigo y casi un maestro, por
ayudar durante toda la carrera cada vez se necesitó, en problemas tanto
escolares como personales.
Luis Jorge Ruiz Calderas: Por su paciencia, su tiempo y su amistad, por
ayudarme en mi proyecto de tesis, corrigiendo y preguntando, por el interés
mostrado en mi proyecto de titulación y en mí.
Armando Antonio León: Mi compañero de cubículo. Gracias “primo” por todo tu
cariño, por tus cuidados, por estar en mi vida, por siempre escuchar y estar ahí.
Juan Eduardo Frías Arias: Sin duda uno de mis mejores amigos en electrónica,
por ser “un amor” con todos, ayudarme y cuidarme durante la carrera.
Nadia: Por enseñarme cuan fuerte puede ser una mujer. Y lo maravilloso de ser
una. Por permitirme compartir tantos momentos con la persona que ella más
ama, su hijita Grezia. Por siempre tener una sonrisa para todos a pesar de la
situación.
Clarissa: Por nunca darte por vencida, por esa prueba de vida, por tu manea de
ver las cosas, por tu entereza, tu confianza y cariño.
Judith: Por tu coraje, por superar juntas tantas pruebas difíciles, por no soltar
nunca mi mano, por secar mis lágrimas y dejarme ser tu apoyo.
v
A Juanito, Antonio y Emmanuel, los encargados de laboratorio: Por ayudarme
tanto, por mostrarme siempre una cara amable, haciéndome la vida más fácil,
por ser mis amigos y confiar en mí.
A mis revisores: Dr. José Antonio Beristain, Dr. Héctor Hernández, MC.
Raymundo Márquez. Por su atención hacia mi trabajo, disponibilidad, e interés.
A los hermanos Aganza Torres:
-Alejandro, el mayor, por ser como mi maestro, de los mejores; como mi asesor
de tesis, paciente, accesible, exigente y mostrarse siempre interesado en mi
proyecto; como amigo, incondicional. Por ser ese apoyo tan grande en mi vida,
por cuidarme siempre, por toda la confianza depositada en mi persona, por ser
ese ejemplo de responsabilidad y madurez, por tu sinceridad, enseñanzas y
consejos.
-Arturo, mi compañero de equipo de los últimos años, amigo y casi compañero
de tesis, por su paciencia, su amistad, y todos esos buenos y malos momentos,
por ponerme siempre los pies sobre la tierra, por su visión tan especial de ver
la vida, aunque muy diferente de la mía, lo cual, me sirvió de mucho. Por estar
ahí siempre que te necesite y hacer que la escuela fuera mas llevadera y
divertida.
A mis amigas: Laura, Nahiely, Mayra, Carmen y Maria José, por estar conmigo
en las buenas, las malas y las peores, por que a pesar de ser todas tan
diferentes siempre han estado ahí para mí.
A mis amigos de siempre: Héctor José Gerardo Moreno Carreón y Francisco
Hiram Jaime Esquer, a quienes extraño y aprecio de verdad, por que cuando
nos encontramos es como si no hubiera pasado el tiempo entre nosotros, por
preocuparse por mi aunque nos encontremos tan lejos.
A mi amigo Jesús Rocha Monjarez, por estar ahí cuando más te he necesitado.
A mi familia: mi abuelita, tíos, primos y sobrinos. Por el apoyo de siempre,
sobre todo a mi “Juansho” (Juan Manuel Bacasegua López) mi pequeño ángel,
vi
quien escucha todo lo que tengo que decir, y me ayuda, a su manera a resolver
mis problemas. A mi prima Grecia, mi mejor amiga, que aunque lejos la sentí
siempre cerca. A mi hermano, el ingeniero José Luis Flores Nolasco, mi
némesis, mi camarada, la persona que me provoca más corajes, y sin embargo
a quien nunca le fallaría ni dejaría de querer como lo hago, quiero agradecerle
por todo su apoyo, a pesar de las circunstancias que le rodean.
A la familia Quiñónez Encinas, por estar siempre ahí como mi familia, por ser
uno de mis principales apoyos, por siempre preocuparse por mi y por mi familia,
muchas gracias a Maria de Jesús Encinas, a su esposo Jesús Alberto
Quiñónez y a sus hijos; a los cuales quiero como mis hermanos: Daniela,
Danilo , Pablito y Jesús. A mi novio Jesús Alberto, por estar en mi vida
haciéndola mejor, por crecer a mi lado como mi hermano y ser mi mejor amigo,
a el le debo enormemente el haber llegado hasta aquí, pues siempre ha estado
conmigo ayudando en lo que puede, por sus palabras de aliento, sus consejos,
por estar conmigo en los momentos mas difíciles de mi vida, y también en los
mejores, por regañarme cuando es necesario, por hacerme ver cuando estoy
en un error y cuando he cometido alguno , por secar mis lagrimas y mostrarme
que las cosas suceden por algo, Jesús, gracias pues eres quien mejor me
conoce, sabes lo batallosa ,terca y difícil que puedo llegar a ser y aun así me
quieres. ¡TE AMO! Gracias por ser mi ángel de la guarda.
A mis amados padres: Se que no me alcanzaría esta vida para agradecerles
todo lo que han hecho por mi, pues son mi principal apoyo en toda
circunstancia, mi razón de ser y hacer, a ellos les debo todo cuanto soy y
cuanto pueda llegar a ser, por que siempre han estado a mi lado, por su amor,
sus consejos, sus regaños, por consentirme como solo ellos lo saben hacer,
por dejarme tomar mis propias decisiones en mi vida, mostrando siempre las
consecuencias que cada acto pudiera llegar a tener, por hacer de mi una
persona capaz de sobrellevar cualquier circunstancia, capaz de perdonar y de
amar, por ser mis amigos y las personas a quien mas amo, por que se que han
dado todo por mi y por mi hermano, por acercarme a Dios.
ÍNDICE
Pág.
LISTA DE FIGURAS…………………………………………………………
xi
LISTA DE TABLAS………………………………………………………….
xv
LISTA DE ACRÓNIMOS Y ABREVIATURAS
xvi
RESUMEN………………………………………………………………….
xviii
CAPÍTULO I. Introducción
1.1 Antecedentes teóricos…………………………………………………...
2
1.2 Planteamiento del problema…………………………………………….
3
1.3 Objetivos…………………………………………………………………..
4
1.4 Justificación……………………………………………………………….
4
1.5 Delimitaciones…………………………………………………………….
5
1.6 Alcances…………………………………………………………….……
5
Referencias……………………………………………………………………
6
CAPÍTULO II. Marco teórico
2.1 Electrotecnologías……………………………………………………….
8
2.2 Inducción electromagnética……………………………………………..
14
2.2.1 Principios de inducción electromagnética……………………
15
2.2.1.1 Ley de inducción de Faraday………………………..
19
2.2.1.2 Ley de Ampère………………………………………..
22
2.2.1.3 Efecto Joule……………………………………………
24
2.2.1.4 Efecto piel………………………………………………
26
2.2.2 Campo electromagnético………………………………………
28
2.3 Aplicaciones del calentamiento por inducción………………………..
29
2.4 Ventajas y desventajas del calentamiento por inducción……………
33
2.5 Componentes de un sistema de calentamiento por inducción….…..
35
2.6 Inversores…………………………………………………………………
37
2.6.1 Clasificación de los inversores………………………………...
37
viii
2.6.1.1 Inversores de conmutación dura o Hard-Switching...
38
2.6.1.1.1 Inversor de fuente de corriente (CSI)………
38
2.6.1.1.2 Inversor de fuente de voltaje (VSI)…………
38
2.6.1.2 Inversores de conmutación suave o Soft-Switching
39
2.6.1.2.1Convertidor CD/CA de transición resonante
41
2.6.1.2.2 Convertidor CD/CA de enlace resonante….
45
2.6.1.2.3 Convertidores CD/CA con carga resonante
46
2.7 Tipos de tanques resonantes…………………………………………..
49
2.8 Topologías de inversores para calentamiento por inducción……….
50
2.8.1 Inversor cuasi-resonante………………………………………..
51
2.8.2 Inversor de medio puente de carga resonante……………….
52
2.8.3 Inversores de carga resonante de tercer orden LCL y CCL
54
2.9 Convertidor VSI – LCL………………………………………………….
58
2.10 Control de potencia del convertidor VSI – LCL…………...………...
61
2. 11 Circuitería de conmutación………………………………………......
61
2.11.1 Conmutación con transistores discretos…………………….
62
2.11.2 Conmutación con optoacopladores………………………….
62
2.11.3 Conmutación por transformadores de pulsos………………
63
2.12 Circuitería de control de frecuencia y señalización………………..
65
Referencias……………………………………………………………………
68
CAPÍTULO III. Desarrollo
3.1 Requerimientos…………………………………………………………..
71
3.2 Descripción del sistema…………………………………………………
72
3.3 Implementación…………………………………………………………..
73
3.4 Elección del convertidor…………………………………………………
73
3.5 Diseño del convertidor…………………………………………………..
74
3.5.1.Bobina de trabajo……………………………………………….
74
3.5.2.Tanque resonante………………………………………………
75
3.5.3.Dispositivos de conmutación…………………………………...
79
3.5.4.Circuitos de compuerta…………………………………………
80
ix
3.6 Etapa digital………………………………………………………………
83
Referencias……………………………………………………………………
87
CAPÍTULO IV. Pruebas y resultados
4.1 Señales de control del inversor ……………………………………….
88
4.2 Formas de onda de salida del inversor…………………………….…
92
4.2.1 Voltaje y corriente en la bobina de trabajo sin carga
adicional………………………………………………………………...
95
4.2.1.1. Voltaje y corriente en la bobina de trabajo sin
carga debajo de la frecuencia de resonancia
96
4.2.1.2 Voltaje y corriente en la bobina de trabajo sin carga
arriba de la frecuencia de resonancia...................................
96
4.2.1.3 Voltaje y corriente en la bobina de trabajo sin carga
en la frecuencia de resonancia……………………………….
98
4.2.2 Voltaje y corriente en la bobina de trabajo con carga
adicional………………………………………………………………..
98
4.2.2.1 Voltaje y corriente en la bobina de trabajo con
carga debajo de la frecuencia de resonancia………………..
99
4.2.2.2 Voltaje y corriente en la bobina de trabajo con
carga arriba de la frecuencia de resonancia…………………
100
4.2.2.3 Voltaje y corriente en la bobina de trabajo en la
frecuencia de resonancia………………………………………
101
4.3 Pruebas de calentamiento de diversos materiales férricos…………
102
CONCLUSIONES Y RECOMENDACIONES.........................................................
104
BIBLIOGRAFÍA...................................................................................................
107
APÉNDICES
Apéndice A: Análisis de la impedancia de entrada del circuito tanque
x
LCLR ………………………………………………………………………….
112
Apéndice B: Análisis de la respuesta en la frecuencia del tanque……...
resonante LCLR………………………………………………………………
117
Apéndice C: Código fuente del dsPIC30F2020…………………………...
122
Apéndice D: Diagrama esquemático del sistema implementado………..
126
ANEXOS
Anexo 1: Hoja de especificaciones del Transformador SD250-1L.……..
128
Anexo 2: Hoja de especificaciones del Transistor BD135……………….
130
Anexo 3: Hoja de especificaciones del Transistor BD136……………….
132
Anexo 4: Hoja de especificaciones del Controlador TC4422……………
134
Anexo 5: Hoja de especificaciones del controlador digital de señales
dsPIC30F2020………………………………………………………………..
138
Anexo 6: Hoja de especificaciones del IGBT FGL60N100BNTD………
143
Anexo 7: Hoja de especificaciones de los capacitores 940C……………
148
xi
LISTA DE FIGURAS
Figura 2.1. Procesos de calentamiento…………………………………..……….
11
Figura 2.2. Comparación de procesos de calentamiento industrial……………. 13
Figura 2.3. Principios de la inducción magnética………………………………...
15
Figura 2.4.Corrientes de Foucault…………………………………………………. 16
Figura 2.5. Ciclo de histéresis……………………………………………………… 17
Figura 2.6. Ciclo de histéresis acentuado…………………………………....…...
18
Figura 2.7. Ciclo de histéresis estrecho…………………………………………..
18
Figura 2.8. Ley de Faraday…………………………………………………………
20
Figura 2.9. Regla de la mano izquierda…………………………………………...
21
Figura 2.10. Demostración de la Ley de Ampère………………………………..
23
Figura 2.11. Representación de ley de Biot-Savart……………………………… 24
Figura 2.12. Relación de la distribución de corriente y la profundidad de
penetración…………………………………………………………………............... 27
Figura 2.13. Comparativa gas-inducción para fundición de aluminio……….…
30
Figura 2.14. Comparación de tecnologías utilizadas para cocinar…………….
32
Figura 2.15. Sistema de calentamiento por inducción…………………………..
35
Figura 2.16. Algunos tipos de bobinas de trabajo para calentamiento por
inducción……………………………………………………………………………...
36
Figura 2.17. Clasificación de los inversores, según su tipo de conmutación…
37
Figura 2.18. Diagrama de circuito CSI…………………………………………….
38
Figura 2.19. Circuito esquemático de un VSI…………………………………….. 39
Figura 2.20. Curvas de transición para regimenes de conmutación dura, con
Snubber y suave……………………………………………………………………..
40
Figura 2.21. (a) Convertidor CD/CA cuasi-resonante ZVS y (b) formas de
onda asociadas………………………………………………………………………
42
Figura 2.22. Inversor con fuente de voltaje de polo resonante auxiliar
conmutado (ARCPI)………………………………………………………………….
43
Figura 2.23. Inversor con fuente de voltaje y Snubber NLPRPI………………..
43
Figura 2.24. (a) Circuito inversor cuasi-resonante ZCS y (b) formas de onda
xii
relevantes……………………………………………………………………………... 44
Figura 2.25. (a) Convertidor CD/CA de transición suave ZVT y (b) formas de
onda relevantes……………………………………………………………….……… 45
Figura 2.26. (a) Convertidor CD/CA de transición suave ZCT y (b) formas de
onda relevantes……………………………………………………………….……… 45
Figura 2.27.Diagrama a bloques de un inversor de carga resonante……….…
47
Figura 2.28. Inversor de carga resonante en serie y formas de onda
asociadas en la carga……………………………………………………….……….
47
Figura 2.29. Inversor de carga resonante en paralelo y formas de onda
asociadas en la carga………………………………………………………………..
48
Figura 2.30. Tanques resonantes de tercer orden LLC…………………………. 49
Figura 2.31. Tanques resonantes de tercer orden LCL…………………..……..
50
Figura 2.32. Diagrama simplificado de un inversor cuasi-resonante…………..
51
Figura 2.33. Diagrama simplificado de un inversor medio puente con carga
resonante……………………………………………………………………………… 52
Figura 2.34. Circuito tanque………………………………………………………... 54
Figura 2.35. (a) Diagrama esquemático del convertidor VSI – LCL y (b)
formas de onda características……………………………………………………..
58
Figura 2.36. Circuito de conmutación basado en transistores discretos………
62
Figura 2.37. Circuito de conmutación basado en optoacoplador………………. 62
Figura 2.38. (a)Transformador de pulsos y (b) circuito equivalente…………...
63
Figura 2.39. Circuito de conmutación basado en transformador de pulsos…... 64
Figura 2.40. Diagrama a bloque del dsPIC30F2020…………………………….. 66
Figura 3.1. Diagrama a bloques del sistema de calentamiento por inducción.
72
Figura 3.2. Diagrama simplificado del sistema de calentamiento por
inducción………………………………………………………………………………
73
Figura 3.3. Topología del convertidor medio puente con carga resonante
LCL…………………………………………………………………………………….. 74
Figura 3.4. Bobina de trabajo empleada en el diseño…………………………...
75
Figura 3.5. Circuito diseñado del tanque resonante……………………………..
77
Figura 3.6. Tanque resonante implementado…………...……......……………...
79
xiii
Figura 3.7. Circuito inversor medio puente, con IGBT’s FGL60N100BNTD.....
80
Figura 3.8. Transformadores de pulsos............................................................
81
Figura 3.9. Conexión de los transformadores de pulsos...................................
81
Figura 3.10. Circuitería de compuerta...............................................................
82
Figura 3.11. Etapa digital en el sistema implementado....................................
83
Figura 3.12. Diagrama de flujo del programa del dsPIC30F2020 para la
generación de señales PWM.............................................................................
84
Figura 3.13. Sistema de calentamiento por inducción......................................
86
Figura 3.14. Placa de circuito impreso del inversor medio puente para carga
resonante...........................................................................................................
86
Figura 4.1. Señales de salida del dsPIC30F2020 (a)) Tiempo muerto de
bajada, (b) Tiempo muerto de subida................................................................
89
Figura 4.2. (a) Señal de salida del TC4422 (b) Señal del TC4422, después
del capacitor en serie con el devanado primario del transformador de pulsos.
(c) Señal después del transformador, (d) Señal después del capacitor
conectado en serie con el devanado secundario del transformador,
(e)Diagrama esquemático que muestra donde son tomadas las mediciones
de las señales (a),(b),(c), y (d), con respecto a su referencia más cercana.
90
Figura 4.3. Circuito esquemático, del inversor y el tanque resonante............... 93
Figura 4.4. Gráficas de voltaje y corriente(a) por debajo de la frecuencia de
resonancia, (b) por arriba de la corriente de resonancia. (c) en resonancia...... 93
Figura 4.5. Terminales de la bobina de trabajo, donde se miden los voltajes
del circuito tanque..............................................................................................
96
Figura 4.6. Voltaje y corriente en la bobina de trabajo por debajo de la
frecuencia resonante sin carga..........................................................................
97
Figura 4.7. Voltaje y corriente en la bobina de trabajo sobre la frecuencia de
resonancia sin carga..........................................................................................
97
Figura 4.8. Voltaje y corriente en la bobina de trabajo en la frecuencia
resonante sin carga............................................................................................
98
Figura 4.9. Voltaje y corriente por debajo de la frecuencia de resonancia con
carga................................................................................................................... 99
xiv
Figura 4.10. Voltaje y corriente de la bobina de trabajo por arriba de la
frecuencia resonante con carga........................................................................
100
Figura 4.11. Voltaje y corriente de la bobina de trabajo en la frecuencia
resonante con carga........................................................................................... 101
Figura 4.12. Gráfica de temperatura alcanzada de los diferentes materiales,
con el sistema de calentamiento por inducción desarrollado............................. 102
Figura 4.13. Estaño (a) antes y (b) después de fundirse..................................
103
Figura A.1. Circuito tanque................................................................................ 113
Figura A.2. Circuito tanque resonante de 3er orden.........................................
113
Figura A.3. Circuito tanque resonante con componentes rectangulares..........
113
Figura B.1. Diagrama del inversor con carga resonante LCL y formas de
onda.................................................................................................................... 118
Figura B.2. Diagrama de Bode del tanque resonante LCLR............................. 119
Figura B.3. Diagrama de Bode del tanque resonante LCLR para diferentes
valores de cargas y regiones de operación........................................................ 120
xv
LISTA DE TABLAS
Tabla 2.1. Rango de industrias que pueden usar electrotecnologías................ 9
Tabla 2.2. Evaluación de las electrotecnologías................................................ 10
Tabla 2.3. Fuentes de energía primaria y cantidades de emisión de CO2........
14
Tabla 2.4. Rangos de frecuencia en función del tipo de pieza..........................
27
Tabla 2.5. Diferencias entre campos eléctricos y magnéticos..........................
29
Tabla 2.6. Beneficios de la cocina de inducción...............................................
32
Tabla 2.7. Evaluación de métodos de calentamiento a nivel industrial.............
33
Tabla 2.8. Comparación entre inversores de conmutación dura.......................
39
Tabla 2.9. Comparativa entre los inversores resonantes para calentamiento
por inducción......................................................................................................
53
Tabla 2.10. Características principales de las topologías LCL y CCL...............
55
Tabla 2.11. Ventajas y desventajas de las topologías VSI–LCL y CSI–CCL....
56
Tabla 2.12. Frecuencias de resonancia angulares de la topología CCL y LCL
dependiendo de la impedancia de entrada........................................................
57
Tabla 2.13. Comparación entre dispositivos de conmutación...........................
65
xvi
LISTA DE ACRÓNIMOS Y ABREVIATURAS
ADC
Convertidor análogo a digital (Analog to Digital Converter)
ARCPI
Inversor de polo resonante auxiliar conmutado (Auxiliar Resonant
Converter Pole Inverter)
CA
Corriente alterna
CD
Corriente directa
CSI
Inversor fuente de corriente (Current Source Inverter)
DSC
Controlador digital de señal (Digital Signal Controller)
DSP
Procesador digital de señal (Digital Signal Processor)
EMI
Interferencia electromagnética (Electromagnetic Interference)
HS
Conmutación dura (Hard Switching)
IGBT
Transistor bipolar de puerta aislada (Insulated Gate Bipolar
Transistor)
MCU
Microcontrolador (Microcontroller)
MIPS
Millones de instrucciones por segundo (Millions of Instructions Per
Second)
MOSFET
Transistor efecto de campo metal óxido semiconductor (Metal
Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)
MSPS
Millones de muestras por segundo (Millions of Samples Per
Second)
NLRPI
Inversor de polo resonante no lineal (No Lineal Resonant Pole
Inverter)
PLL
Ciclo de amarre de fase (Phase Locked Loop)
PWM
Modulación por ancho de pulso (Pulse Width Modulation)
QR
Cuasi resonante
RFI
Interferencia de radio frecuencia (Radio Frequency Interference)
RMS
Valor eficaz (Root Mean Square)
RPI
Inversor de polo resonante (Resonant Pole Inverter)
SS
Conmutación suave (Soft Switching)
TP
Transformador de pulso
UVLO
Bloqueo por bajo voltaje (Under Voltage Lock Out)
VCE
Voltaje colector emisor
xvii
VSI
Inversor fuente de voltaje (Voltage Source Inverter)
ZCS
Conmutación a voltaje cero (Zero Current Switching)
ZCT
Transición a corriente cero (Zero Current Transition)
ZVS
Conmutación a voltaje cero (Zero Voltage Switching)
ZVT
Transición a voltaje cero (Zero Voltage Transition)
RESUMEN
El presente trabajo expone el diseño, la construcción y las pruebas efectuadas de un
inversor medio puente de carga resonante. El sistema está enfocado a un sistema de
calentamiento por inducción.
Se presentan los conceptos básicos que describen el proceso de calentamiento por
inducción electromagnética, así como también los sistemas eléctricos y electrónicos
necesarios para lograrlo. Se describen los resultados, alcanzados con un primer
prototipo y se concluye sobre el método de variación de potencia.
La función del sistema es calentar materiales ferromagnéticos, sin ningún contacto
físico, manipulando la frecuencia de resonancia en la carga del inversor, mediante un
controlador digital de señales.
La tesis está formada por cuatro capítulos los cuales describen lo siguiente:
xiii
El primer capítulo describe el entorno de los sistemas de calentamiento por
inducción, el motivo de la elaboración del proyecto, su objetivo y una propuesta para
llevarlo a cabo. Además, se mencionan las delimitaciones y limitaciones del trabajo.
El segundo capítulo presenta los fundamentos físicos involucrados en el proceso de
calentamiento por inducción; así como los elementos de convertidores electrónicos
de potencia comúnmente utilizados en aplicaciones de inducción magnética, con la
finalidad de una mejor comprensión del presente trabajo.
En el capítulo III se explica paso a paso cómo se fue llevando la integración del
sistema de calentamiento por inducción, se especifican las características del mismo
pasando desde el diseño hasta la construcción del mismo.
En el cuarto capítulo se presentan las pruebas realizadas al sistema y los resultados
obtenidos, los cuales se analizan para cada uno de los casos particulares bajo las
condiciones en las que fueron realizadas.
Finalmente se exponen las conclusiones del trabajo en general, así como algunas
recomendaciones para mejoras y trabajos futuros.
CAPÍTULO I
Introducción
En las últimas décadas es muy común escuchar acerca de la gran contaminación
que aqueja nuestro medio ambiente, y las posibles soluciones para este mal, entre
éstas se encuentran el desarrollo de nuevas tecnologías que trabajan a partir de
energía eléctrica; conocidas como electrotecnologías. Éstas tienen un gran campo de
aplicación, pero son empleadas en el sector industrial, sobre todo las electrotérmicas
[1].
Entre las electrotecnologías utilizadas para la industria electrotérmica se encuentran:
los hornos eléctricos, las resistencias aisladas, la radiación infrarroja o ultravioleta y
la inducción magnética, entre otras [2].
El calentamiento por inducción magnética es un proceso mediante el cual se
consigue el calentamiento de objetos metálicos (especialmente férricos). Dicho
calentamiento se produce mediante variaciones en la orientación magnética
molecular por magnetismo inducido y por corrientes eléctricas alternas de alta
frecuencia, en el rango de radiofrecuencia de 5 kHz a 480 kHz [3].
2
CAPÍTULO I
Introducción
Desde hace algunos años diversas empresas han emprendido este nuevo sistema
de calentamiento por inducción magnética; esto con el objetivo de no utilizar
combustión química (gas, petróleo, carbón, etc.) en diferentes procesos de
calentamiento para la fundición de metales al vacío, crisol de grafito, para llevar a
cabo la soldadura, el temple de metales y calentamiento de materiales
semiconductores, entre otros [4].
Algunas empresas como Inductotherm [5], Ameritherm [6] y Ajax TOCCO
Magnethermic Corporation [7], por mencionar algunas, han comprendido bien el
manejo de este tipo de energía convertida en calor que puede ser regulada y ser
concentrada exactamente en un punto al que se desea calentar, lo que reduce
notablemente el material de desperdicio y por ende la contaminación ambiental.
1.1 Antecedentes teóricos
Durante los últimos años, miles de instalaciones de cocinas y equipos de
calentamiento por inducción han sido puestos en marcha con satisfacción alrededor
del mundo. Esta aplicación tiene antecedentes en la década de los 70, con
desarrollos y patentes en Estados Unidos y Japón. La introducción en Europa se
produjo en la década de 1980 [8].
El funcionamiento del calentamiento por inducción está basado en las acciones
producidas por los campos electromagnéticos sobre determinados materiales, ya que
estos llegan a absorber parte de la energía de dichos campos y la transforman en
calor. Los materiales susceptibles para ser calentados por inducción, deben
presentar alguna de las siguientes propiedades:
•
Buena conductividad eléctrica, que posibilita la circulación interna de las
llamadas corrientes inducidas o de Foucault.
•
Ferromagnetismo, gracias al cual se produce el fenómeno de la denominada
histéresis magnética.
3
CAPÍTULO I
Introducción
Ambos fenómenos posibilitan la transformación de la energía del campo
electromagnético en calor generado internamente en el material. El campo
electromagnético necesario se crea mediante una fuente de corriente de media/alta
frecuencia constituida principalmente por componentes electrónicos y un inductor.
Este sistema es muy utilizado ya que cuenta con grandes ventajas, una de ellas es
que es limpio y flexible, con sólo adaptar el tubo inductor de cobre a la pieza, la
energía se transmite al punto deseado. No hay llama ni contacto, lo único que se
calienta es la pieza, que al fin es lo importante. En fracciones de segundo, el aporte
de energía se puede conectar y desconectar sin inercias ajenas a la pieza [7].
El calentamiento por inducción ha sido causa de muchísimas investigaciones en lo
que a los beneficios aportados al medio ambiente se refiere. Existen numerosos
artículos en pro de este “nuevo” método, así como convenciones internacionales, que
lo comparan con otras tecnologías utilizadas para los mismos procesos industriales
[9].
1.2 Planteamiento del problema
Nuestro planeta atraviesa por una serie de cambios climáticos ocasionados, en gran
parte, por la gran contaminación producida por las industrias. En la mayoría de los
procesos industriales de calentamiento intervienen reacciones químicas, de la cual
resultan desprendimiento de gases muy contaminantes como es el caso del CO2
(dióxido de carbono).
El CO2 es uno de los gases de efecto invernadero, que tiene como función el que la
tierra mantenga una temperatura que la haga habitable. Sin embargo, un exceso del
CO2, tiene como consecuencia la reducción de la emisión de calor al espacio,
provocando así un mayor calentamiento del planeta.
En los últimos años la cantidad de dióxido de carbono en la atmósfera ha presentado
un aumento. Se ha pasado de unas 280 partes por millón (ppm) en la era
preindustrial a unas 379 ppm en 2005 (aún cuando su concentración global en la
4
CAPÍTULO I
Introducción
atmósfera es de apenas 0,03%). Este aumento podría contribuir, según el Grupo
intergubernamental de expertos sobre el cambio climático promovido por la ONU, al
calentamiento global del clima planetario [10].
Para reducir este tipo de contaminación, en los sectores industriales se ha optado
por desarrollar nuevas tecnologías, como el calentamiento por inducción que reduce
considerablemente la generación de dióxido de carbono, además del uso de fuentes
de energía alternativas.
1.3 Objetivos
Implementar un sistema de calentamiento por inducción, controlado por frecuencia,
utilizando la topología de inversor medio puente con carga resonante.
Plantear, exponer y documentar una metodología para el diseño de una topología de
inversor resonante.
1.4 Justificación
El calentamiento por inducción es un método muy interesante, tanto científicamente
como ecológicamente.
En cuanto a ecología se refiere, los sistemas habitualmente utilizados, para el
calentamiento de materiales ferromagnéticos, desprenden grandes cantidades de
gases contaminantes, que no sólo dañan nuestra salud, si no también el medio que
nos rodea, es por esto que se han buscado nuevas tecnologías como el
calentamiento por inducción.
En el ámbito científico, se presentan oportunidades en investigación, en las áreas de
ingeniería eléctrica como electrónica de potencia, control, instrumentación, calidad de
energía, por mencionar algunas.
5
CAPÍTULO I
Introducción
Actualmente al calentamiento por inducción no se le han dedicado trabajos de
investigación en el Instituto Tecnológico de Sonora, por lo que existe un área muy
importante para el desarrollo tecnológico, a la que se pretende dar inicio, mediante
este proyecto.
1.5 Delimitaciones
Se utilizan dos fuentes de alimentación en serie para inversor resonante (120 volts/2
Amps), las cuales proporcionan una potencia máxima de entrada de 240 Watts, se
utilizará un filtro capacitivo y un circuito tanque LCL, con una frecuencia de
resonancia de 172 kHz.
La implementación final del sistema se realizará en placa de circuito impreso a
excepción del circuito tanque resonante.
La corriente máxima en la carga resonante está limitada por los capacitores del
tanque resonante. Para este proyecto se cuenta con un banco de 12 capacitores que
soportan una corriente máxima de 68.4 Arms @ 100 kHz.
1.6 Alcances
La implementación de un sistema de calentamiento por inducción, se realiza
mediante un inversor medio puente con carga resonante.
La variación de la potencia del sistema se obtiene por medio de un dsPIC30F2020, el
cual generará la frecuencia de conmutación del inversor, en un rango de 140 kHz a
180 kHz.
La realización de pruebas del comportamiento del sistema y parámetros eléctricos
del mismo se llevarán a cabo sin carga y con carga.
6
CAPÍTULO I
Introducción
Referencias
[1]EUROELECTRIC “Electricity for more efficiency electric technologies and their
energy savings potential”, Union of the electricity industry. Julio 2004.
[2] González M. Guillermo, Aplicación de electro tecnologías en procesos industriales
de calentamiento, Boletín IIE, marzo-abril del 2001.
[3] WIKIPEDIA http://en.wikipedia.org/wiki/Induction_heating, consultada en junio del
2009.
[4]
Rudnev
Valery
I.,
INDUCTOHEAT-USA
(grupo
INDUCTOTHERM),
TRATAMIENTOS TERMICOS. Febrero 2006.
[5] INDUCTOTHERM COMPANY http://www.inductotherm.com, consultada en abril
del 2009.
[6] AJAX TOCCO Magnethermic Corporation http://www.ajaxtocco.com, consultada
en abril del 2009.
[7] AMERITHERM http://www.ameritherm.com/, consultada en abril del 2009.
[8]
TOKYO
SEIKAN
KAISHA,
http://www.patentesonline.com.ve/aparato-de-
calentamiento-por-induccion-de-alta-frecuencia-que-tiene-un-medio-oscilador7260.html, consultada en enero del 2009.
[9] Industrial Heating Equipment Association and US Department of Energy.
Roadmap for Process Heating Technology. 2001.
[10]
CAMBIO
CLIMÁTICO
2007
INFORME
DE
SÍNTESIS
©
Grupo
Intergubernamental de Expertos sobre el Cambio Climático, 2008. Primera impresión,
2008.
CAPÍTULO II
MARCO TEÓRICO
El calentamiento por inducción es un proceso que consiste en calentar una pieza
eléctricamente conductiva, generalmente un metal, por inducción electromagnética;
esto se logra al hacer circular una corriente intensa de alta frecuencia a través de un
circuito resonante formado por un capacitor y una bobina. La pieza que se desea
calentar se coloca en el interior de la bobina interceptando el campo magnético
generado. De esta forma se inducen corrientes eléctricas sobre la pieza que generan
calor por efecto de la resistividad del metal. El campo electromagnético generado,
depende de la frecuencia de la corriente alterna, de los componentes del sistema, del
diseño de la bobina y la distancia entre la bobina y el elemento a calentar [1].
La energía que se utiliza para producir, transformar o transportar nuestros productos
industriales cada día se aprecia más, porque su origen aún está en mayor parte en
fuentes no renovables, cuyas reservas disminuyen.
8
CAPÍTULO II
Marco Teórico
En este capítulo se exponen, los fundamentos para clarificar el proyecto, desde los
fenómenos físicos que intervienen, los componentes requeridos para el diseño,
términos y conceptos empleados que conllevan al desarrollo de un sistema de
calentamiento por inducción.
2.1 Electrotecnologías
Las electrotecnologías son sistemas y equipos que utilizan electricidad para producir
y procesar bienes de consumo. Además de ser usadas en diversos procesos
industriales entre las que destacan el secado, calentamiento, tratamiento con calor y
fundición, procesos que anteriormente eran desarrollados con tecnologías químicas,
lo que producía, y aún produce, una enorme contaminación con gases y desechos
químicos. El uso de estas electrotecnologías permite ampliamente la reducción de
costos de producción, aumentar la productividad; así como mejorar la seguridad,
condiciones de trabajo y disminuir los contaminantes emitidos hacia la atmósfera [2].
Por si esto fuera poco, las electrotecnologías ofrecen otras ventajas adicionales
como facilitar la automatización, robotización y supervisión computarizada de la
producción industrial [3]. La clasificación de las electrotecnologías se muestra en la
tabla 2.1 [4].
Como se puede apreciar en la Tabla 2.1 el área en que se pueden utilizar estas
tecnologías que utilizan energía eléctrica es muy grande, y va desde los procesos
para obtener un producto de valor agregado muy sofisticado, como componentes
relacionados a la tecnología aeroespacial o electrónica, hasta los que cubren las
necesidades más básicas del ser humano, como el caso de los alimentos.
9
CAPÍTULO II
Marco Teórico
Tabla2.1. Rango de industrias que pueden usar electrotecnologías.
Materiales
Áreas de producto con valor agregado
- Acero
- Partes de automóvil
- Yeso
- Vidrio
- Enseres
- Fundición
- Químicos
- Aceros especiales
- Pintura
básicos
- Comida
- Chip de computadora
- Minerales
- Construcción de edificios
- Joyería
- Cobre y Latón
- Textil
- Bebidas
- Cerámica
- Tubería
- Pavimentos de asfalto
-Petróleo
- Maquinaria
- Forja
-Papel
- Plásticas
- Cosméticos
-Aluminio
- Herramientas
- Electrónica
- Materiales
- Metales en polvo
- Materiales de construcción
compuestos
- Equipo agrícola
- Componentes aeroespaciales
- Cemento
- Productos de papel
- Latas y contenedores
- Metales
- Caucho
- Productos médicos
preciosos
En la Tabla 2.2 se puede observar a manera de porcentajes, las mejoras que se
logran al utilizar estas tecnologías en comparación con los procesos “tradicionales”
[5], donde se observa que dichas mejoras potenciales utilizando tecnologías de
calentamiento por inducción son viables, ya que pueden llegar a superar el 90 % en
aspectos importantes para el entorno, como lo es la reducción en las emisiones
contaminantes y el ahorro de energía.
10
CAPÍTULO II
Marco Teórico
Tabla 2.2. Evaluación de las electrotecnologías.
Parámetro de
Definición
Mejoras potenciales de la
evaluación
Ganancia en
productividad
técnica
Mejora
en
reducción
o
producción/
eliminación
desperdicio
o
de
5 a 25 %
material
rechazado.
Mejora
Calidad
en
calidad
como Más de 90% de reducción
medición usando el proceso en
normal de medición de calidad.
rechazos
o
procesos
posteriores.
Indicador de incidentes que Más de 90% de reducción
Seguridad
afectan al personal, propiedad en
y producción.
violaciones
a
la
seguridad relacionadas con
el sistema de calentamiento.
Reducción
de
desperdicios
Reducción de
sólidos, líquidos y gaseosos,
emisiones
generados y descargados del
15 a 100 %
proceso.
Ahorro en uso primario de
Ahorros de
energía
energía
por
unidad
de
25 a 60 %
producción.
Reducción en costos de capital
Costos de capital por unidad de producción u
otro
parámetro
definido
Continuo con ganancias
altas.
medible.
Costos de
Costo total del sistema por
Continuo con ganancias
operación
unidad de producción obtenido.
altas
11
CAPÍTULO II
Marco Teórico
En este trabajo se hace énfasis en las dedicadas a proporcionar calor debido al
impacto que, por su aplicación, pueden producir en el sistema eléctrico y a la
reducción de contaminantes al medio ambiente. Siendo el principal contaminante el
CO2, un gas, entre otros, responsable del calentamiento del planeta. Es por esto que
en el marco de la Convención de las Naciones Unidas, en sus conferencias sobre el
cambio climático realizada en Kyoto en 1997 [6], se decidió reducir de manera
sustancial la emisión global en la atmósfera de este gas.
La figura 2.1 muestra un esquema de clasificación de los procesos de calentamiento
eléctrico de acuerdo con la frecuencia del voltaje empleado, de DC (0 Hz) a
frecuencias de hasta 1012 Hz. [7]
Figura2.1. Procesos de calentamiento.
12
CAPÍTULO II
Marco Teórico
Las tecnologías de calentamiento eléctrico de gran potencia están conformadas por
los procesos de calentamiento que se alimentan a través de la energía eléctrica y
son las siguientes:
•
Calentamiento por inducción.
•
Calentamiento infrarrojo.
•
Calefacción dieléctrica.
•
Alta frecuencia o de microondas.
•
Antorcha de plasma.
•
La resistencia de calefacción.
El calentamiento eléctrico o electrotermia se utiliza para la producción o
transformación de muchos materiales diferentes, que van desde los metales, la
cerámica, la obtención de polímeros a partir de fibras naturales, hasta los productos
alimenticios. En muchos casos, estas tecnologías resultan ser el único medio para la
obtención de un determinado producto. En otros casos ocurre que compiten con
tecnologías que usan combustibles fósiles. Los beneficios a los que lleva el uso de
estas tecnologías contra estos combustibles son entre otras: el ahorro de energía, la
reducción de costos, la reducción de las emisiones de CO2, así como la mejora de la
calidad de los productos y la producción de nuevos materiales.
Desde el punto de vista del consumo global de la energía primaria, estos usos de la
electricidad no son necesariamente una buena elección, ya que la electricidad es una
energía secundaria que se produce en centrales eléctricas, en su gran mayoría a
partir de energía primaria de origen fósil, la transformación de esa energía fósil en
electricidad se hace con un rendimiento medio de un 40%. Además, hay que
transportar esa energía eléctrica lo que ocasiona pérdidas en un 10%. Lo que resulta
en que sólo un tercio de la energía primaria llegue al fabricante en la forma de
energía eléctrica. [8]
13
CAPÍTULO II
Marco Teórico
Como se acepta generalmente y como fue confirmado por el interés de la cumbre de
Kyoto, el gas CO2 es uno de los gases que contribuyen en el calentamiento del
planeta por su absorción del calor reflejado por la superficie de la tierra. La
producción global del CO2 en el mundo se acerca a la teratonelada (1018 gramos) por
año, la mayor parte de la cual se reabsorbe por los océanos y la vegetación. La tabla
2.3 presenta unos datos de la emisión de CO2 por MJ (Mega Joule) térmico y por
kWh (kilo Watt-hora) eléctrico producido, utilizando diferentes formas de energía
primaria. [9]
En la figura 2.2 se muestra de manera gráfica la comparación entre diferentes
procesos de calentamiento industrial, la energía primaria utilizada, así como la
energía final y la emisión de CO2. [10]
Figura 2.2. Comparación de procesos de calentamiento industrial.
Otros beneficios que aporta el uso de las tecnologías eléctricas, sobre las que
emplean combustibles fósiles, son:
14
CAPÍTULO II
Marco Teórico
Medio ambiente: La reducción de las emisiones de CO2 y mejores condiciones de
trabajo.
Financiera: Mano de obra, mantenimiento y costes de fracaso pueden ser
considerablemente reducidas.
Técnica: La calidad de los productos es mejorada, además nuevos materiales y
productos pueden ser producidos con tecnologías modernas.
Tabla 2.3.Fuentes de energía primaria y cantidades de emisión de CO2.
Tipo de energía primaria
CO2 [g/MJ]
Rendimiento [%]
CO2 [g/kWh]
Carbón
97.6
36.5
962
Gasóleo
78.5
38.5
734
Gas de alto horno
258
36.5
2545
Gas de horno de coque
43
36.5
424
Gas natural
55.9
37.9
531
Nuclear
0
-
0
Hidráulica
0
-
0
Eólica
0
-
0
2.2 Inducción electromagnética
La inducción electromagnética es el fenómeno que origina la producción de una
fuerza electromotriz en un medio o cuerpo expuesto a un campo electromagnético
variable, o bien en un medio móvil respecto a un campo magnético estático. Es así
que, cuando dicho cuerpo es un conductor, se produce una corriente inducida.
15
CAPÍTULO II
Marco Teórico
2.2.1 Principios de inducción electromagnética
Los principios de la inducción electromagnética se basan en el hecho de una
corriente eléctrica que circula por un inductor, la cual genera un campo magnético en
sus alrededores. La mayor intensidad del campo se da en el núcleo del inductor, y
depende de la fuerza de la corriente de excitación y del número de espiras de la
bobina como se muestra en la figura 2.3. Donde Φ es el flujo magnético que pasa a
través del conductor.
Figura 2.3. Principios de la inducción magnética.
Si se coloca un elemento de material ferromagnético dentro de un campo magnético
alterno, se inducen corrientes eléctricas mayormente concentradas hacia la
superficie, denominadas corrientes parásitas o de Foucault. Estas crean pérdidas de
energía a través del efecto Joule, más concretamente, dichas corrientes transforman
formas útiles de energía, como la cinética, en calor.
Cuanto más fuerte sea el campo magnético aplicado, o mayor la conductividad del
material, o mayor la velocidad relativa de movimiento entre el campo y el material,
mayores serán las corrientes de Foucault y los campos opositores generados. En la
figura 2.4 se muestra como a medida que la placa de metal se mueve a una
velocidad V dentro del campo magnético B se inducen corrientes de Foucault. Con
una fuerza que ejerce el campo magnético sobre las corrientes inducidas
denominada fm.
16
CAPÍTULO II
Marco Teórico
Figura 2.4.Corrientes de Foucault.
El campo magnético alterno produce también sucesivas magnetizaciones y
desmagnetizaciones en el material sometido al campo, que se reduce en ciclos
sucesivos denominados de histéresis, los cuales también producen pérdidas de
energía electromagnética que se convierte en calor.
La histéresis magnética se presenta cuando un material ferromagnético, sobre el cual
ha estado actuando un campo magnético, cesa la aplicación de éste; el material no
anula completamente su magnetismo, sino que permanece un cierto magnetismo
residual. Para desimantarlo será precisa la aplicación de un campo contrario al
inicial. Los materiales tienen una cierta inercia a cambiar su campo magnético.
La figura 2.5 representa el llamado ciclo de histéresis de un determinado material
magnético. Se supone que una bobina crea sobre dicho material magnético una
intensidad de campo H, el cual induce en ese material magnético una inducción de
valor B.
Br, es la inducción magnética remanente, es decir, es el magnetismo que permanece
en el material cuando desaparece H. HC es la intensidad magnética coercitiva, es el
campo que debe aplicarse para anular Br. WH, representa el área del ciclo de
17
CAPÍTULO II
Marco Teórico
histéresis. La energía disipada en el ciclo de histéresis, WH, es el producto del área
del ciclo de histéresis y el volumen de la muestra de hierro, VFE [11]. Como se
muestra en la ecuación (2.1):
WH = WH *VFE
(2.1)
Figura 2.5. Ciclo de histéresis.
Así a una intensidad de campo H0 le corresponderá una inducción de valor B0. Si
ahora aumenta H (aumentando la corriente que circula por la bobina) hasta un valor
H1, B también aumentará hasta B1. Como se muestra en la figura 2.5. Pero si ahora
restituimos H a su valor inicial H0, B no vuelve a B0, sino que toma un valor diferente
B2.
El punto S representa la saturación del núcleo magnético. Una vez saturado el
núcleo, B no puede aumentar por mucho que lo haga H.
Cada material tiene su propio lazo de histéresis característico. Hay situaciones en
que interesa acentuar la histéresis, como ocurre en los núcleos de las memorias
magnéticas o los discos duros de las computadoras, por lo que se fabrican ferritas
con un ciclo como el de la figura 2.6:
18
CAPÍTULO II
Marco Teórico
Figura 2.6.Ciclo de histéresis acentuado.
Otras veces por el contrario, como ocurre en la mayoría de las máquinas eléctricas
(transformadores, motores, generadores), interesa un núcleo cuyo ciclo de histéresis
sea lo más estrecho y alargado posible, como el de la figura 2.7.
Figura 2.7.Ciclo de histéresis estrecho.
Se invierte una potencia exclusivamente en magnetizar el núcleo, la cual no tiene
ninguna otra aplicación práctica, por lo que se puede hablar de potencia perdida en
imantación del núcleo y, efectivamente, se consideran las llamadas pérdidas por
histéresis.
Como quiera que éstas resulten ser directamente proporcionales al área del lazo de
histéresis, interesa pues que esta área sea lo menor posible.
19
CAPÍTULO II
Marco Teórico
La inducción electromagnética está basada principalmente en 4 fenómenos físicos:
• La ley de inducción de Faraday.
• La ley de Ampère.
• El efecto Piel o efecto pelicular.
• Efecto Joule
2.2.1.1 Ley de inducción de Faraday
Se denomina flujo magnético(Φ) a la cantidad de líneas de fuerza que pasan por un
circuito magnético ,es una medida de la cantidad de magnetismo, y se calcula a partir
del campo magnético, la superficie sobre la cual actúa y el ángulo de incidencia
formado entre las líneas de campo magnético y los diferentes elementos de dicha
superficie.
Si el campo magnético B es normal a la superficie de área S, el flujo Φ que pasa a
través de dicha área es el producto del valor absoluto de ambos vectores, como se
expresa en la ecuación (2.2).
d
E
⋅
dl
=
B
s ⋅ dA = Φ = B ⋅ S
∫ C
dt ∫
(2.2)
En muchos casos el campo magnético no será normal a la superficie, sino que forma
un ángulo φ con la normal, por lo que podemos generalizar un poco más tomando
vectores:
Φ = B * S = B * S cos (ϕ )
(2.3)
Generalizando aún más, podemos tener en cuenta una superficie irregular
atravesada por un campo magnético heterogéneo. De esta manera, se tiene que
considerar cada diferencial de área, ecuación 2.4:
20
CAPÍTULO II
Marco Teórico
Φ = ∫ ∫ s B ⋅ dS
(2.4)
La Ley de Faraday establece que la corriente inducida en un circuito es directamente
proporcional a la rapidez con que cambia el flujo magnético que lo atraviesa.
∫
C
d
E ⋅ dl = ∫ s B ⋅ dA
dt
(2.5)
donde E es el campo eléctrico, dl es el elemento infinitesimal del contorno C, B es la
densidad de campo magnético y S es una superficie arbitraria, cuyo borde es C, la
representación gráfica de esto se muestra en la figura 2.8, suponiendo que se coloca
un conductor eléctrico en forma de circuito en una región en la que hay un campo
magnético con densidad B , si el flujo F a través del circuito varía con el tiempo, se
puede observar una corriente en el circuito, lo cual genera una fuerza F inducida que
depende de la rapidez de variación del flujo del campo magnético con el tiempo v.
Figura 2.8. Ley de Faraday.
Las direcciones del contorno C y de dA están dadas por la regla de la mano
izquierda, la cual determina hacia donde se mueve un conductor o en qué sentido se
genera la fuerza dentro de él, como se muestra en la figura 2.9.
21
CAPÍTULO II
Marco Teórico
Figura 2.9. Regla de la mano izquierda.
Regla de la mano izquierda: Por la palma de la mano (izquierda) entra el campo
magnético que interactúa con el conductor, por el dedo pulgar se determina el
sentido de la fuerza y los otros dos dedos nos indican en el sentido de la velocidad y
el campo magnético.
La forma diferencial de la ley de Faraday es la siguiente:
∂B
ν ×E = −
∂t
(2.6)
En el caso de un inductor con N vueltas de alambre, la fórmula anterior se transforma
en:
e = −N
dΦ
dt
(2.7)
Donde e es la fuerza electromotriz inducida y dΦ/dt es la tasa de variación temporal
del flujo magnéticoΦ. La dirección de la fuerza electromotriz se debe a la Ley de
Lenz, la cual establece que las fuerzas electromotrices o las corrientes inducidas
serán de un sentido tal que se opongan a la variación del flujo magnético que las
produjo.
22
CAPÍTULO II
Marco Teórico
2.2.1.2 Ley de Ampère
Si suponemos que un solenoide es muy largo y estrecho, el campo es
aproximadamente uniforme y paralelo al eje en el interior del solenoide, y es nulo
fuera del solenoide. En esta aproximación es aplicable la ley de Ampère.
∫ Bdl =u l
(2.8)
0
El primer miembro, es la circulación del campo magnético, B , a lo largo de un
camino cerrado, y en el segundo miembro el término l se refiere a la intensidad que
atraviesa dicho camino cerrado. µ 0 es la permeabilidad magnética del vacío y es
igual a 4π x10−7 [NA-2] o [T*m/A].
Para determinar el campo magnético, aplicando la ley de Ampère, tomamos un
camino cerrado ABCD, figura 2.10, que sea atravesado por corrientes. La circulación
es la suma de cuatro contribuciones, una por cada lado.
B C D A Bdl
=
Bdl
+
Bdl
+
Bdl
+
∫
∫
∫
∫
∫ Bdl
A
B
C
D
(2.9)
Examinando, cada una de las contribuciones a la circulación:
1. Como se observa en la figura 2.10 la contribución a la circulación del
segmento AB es cero ya que bien B y dl son perpendiculares, o bien B es
nulo en el exterior del solenoide.
2. Lo mismo ocurre en el segmento CD.
3. En el segmento DA la contribución es cero, ya que el campo en el exterior al
solenoide es cero.
4. En la sección BC, el campo es constante y paralelo a dicha sección, la
contribución a la circulación es Bx, siendo x la longitud del segmento.
23
CAPÍTULO II
Marco Teórico
La corriente que atraviesa el camino cerrado ABCD se puede calcular fácilmente:
Si hay N espiras de longitud L del solenoide en la longitud x, habrá Nx/L espiras por
las que circula una intensidad I.
Figura 2.10. Demostración de la Ley de Ampère.
Por tanto, la ley de Ampère se escribe para el solenoide como:
Bx = µ0
Nx
µ Nl
l B= 0
L
L
(2.10)
La ley de Ampère está muy ligada a la ley de Biot-Savart la cual calcula el campo
producido por un elemento dl de la corriente de intensidad l en un punto P distante
en r de dicho elemento. Esto se expresa en la ecuación (2.11).
µ
uˆ × uˆ
B = 0 l ∫ t 2 r dl
4π
r
(2.11)
24
CAPÍTULO II
Marco Teórico
El campo producido por el elemento tiene la dirección perpendicular al plano
determinado por los vectores unitarios µt y µ r , y el sentido que resulta de la
aplicación de la regla del sacacorchos, la cual permite determinar una dirección del
espacio con relación a otras dos; o una dirección de giro con una dirección del
espacio. µt es un vector unitario que señala la dirección de la corriente, mientras que
µr señala la posición del punto P desde el elemento de corriente dl . Figura 2.11.
Figura 2.11. Representación de ley de Biot-Savart
Salvo en el caso de una espira circular o de una corriente rectilínea, la aplicación de
la ley de Biot-Savart es muy complicada.
2.2.1.3 Efecto Joule
Los sólidos tienen generalmente una estructura cristalina, ocupando los átomos o
moléculas los vértices de las celdas unitarias, y a veces también el centro de la celda
o de sus caras. Cuando el cristal es sometido a una diferencia de potencial, los
electrones son impulsados por el campo eléctrico a través del sólido debiendo en su
recorrido atravesar la intrincada red de átomos que lo forma. En su camino, los
25
CAPÍTULO II
Marco Teórico
electrones chocan con estos átomos perdiendo parte de su energía cinética, que es
cedida en forma de calor.
Este efecto fue definido de la siguiente manera: "La cantidad de energía calorífica
producida por una corriente eléctrica, depende directamente del cuadrado de la
intensidad de la corriente, del tiempo que ésta circula por el conductor y de la
resistencia que opone el mismo al paso de la corriente". Matemáticamente se
expresa como:
Q = I 2 ⋅ R ⋅t
(2.12)
donde:
Q = Energía calorífica producida por la corriente [Joules].
I = Intensidad de la corriente que circula [Amperes].
R = Resistencia eléctrica del conductor [Ohms].
t = Tiempo de circulación de la corriente [Segundos].
Así, la potencia P disipada por efecto Joule será:
P = R⋅I2 =
V2
R
(2.13)
donde V es la diferencia de potencial entre los extremos del conductor.
Microscópicamente el efecto Joule se calcula a través de la integral de volumen del
campo eléctrico E por la densidad de corriente J :
P = ∫∫∫ J ⋅ EdV
V
(2.14)
26
CAPÍTULO II
Marco Teórico
2.2.1.4 Efecto piel
El efecto piel o pelicular es la tendencia que tiene la corriente alterna de viajar en el
perímetro del conductor que la transporta con el incremento de la frecuencia de dicha
corriente. Este fenómeno hace que la resistencia efectiva o de corriente alterna sea
mayor que la resistencia óhmica o de corriente continua. Es el causante de la
variación de la resistencia eléctrica, en corriente alterna, de un conductor debido a la
variación de la frecuencia de la corriente eléctrica que circula por éste.
La profundidad de penetración, es, la profundidad de la superficie, en la que la
densidad de corriente es aproximadamente 1/3 de su valor en la superficie. Esta
profundidad disminuye cuando aumenta la frecuencia y está dada por [12]:
d0 =
2ρ
(2.15)
µω
donde:
ρ = Resistividad. [Ω.m]
µ = Permeabilidad magnética del material.
ω = Frecuencia de la corriente que fluye por el material. [Hertz].
d 0 = Constante determinada por la frecuencia de la corriente (Profundidad de
penetración o grosor de “piel”.)
De la misma forma la densidad de corriente a una profundidad x , se encuentra dada
por:
ix = I 0e
−x
d0
donde:
ix = Densidad de corriente a una distancia x de la superficie. [A/m2].
I 0 = Densidad de corriente en la superficie, x = 0 . [A/m2]
(2.16)
27
CAPÍTULO II
Marco Teórico
La representación gráfica de la distribución de corriente en relación a la profundidad
x de la superficie, se muestra en la figura 2.12.
Figura 2.12. Relación de la distribución de corriente y la profundidad de penetración.
Las bandas de frecuencias definidas para calentamiento por inducción son [13]:
•
Frecuencia de abastecimiento: 50 Hz -540 Hz.
•
Frecuencia intermedia: 500 Hz -50 kHz.
•
Radiofrecuencia: 50 kHz -10 MHz.
•
Frecuencia de Microondas: 10 MHz hacia arriba.
De igual forma, en función del tipo de pieza la frecuencia del campo aplicada a la
misma varía, como se muestra en la tabla 2.4.
Tabla 2.4. Rangos de frecuencia en función del tipo de pieza.
Frecuencia [kHz]
Tipo de pieza
5 – 30
Materiales gruesos.
100 – 400
Piezas pequeñas o penetración superficial.
480 hacia arriba
Piezas microscópicas.
28
CAPÍTULO II
Marco Teórico
2.2.2 Campo electromagnético
Los campos electromagnéticos son una combinación de campos invisibles de fuerza
eléctricos y magnéticos. Se generan por fenómenos naturales, pero también por
actividades humanas, principalmente por el uso de la electricidad. La mayoría de los
campos electromagnéticos generados por el hombre cambian de sentido con el
tiempo a una determinada frecuencia, que va desde las altas radiofrecuencias (RF)
como las que utilizan los teléfonos móviles, pasando por las frecuencias intermedias
(IF) como las que generan las pantallas de ordenador, hasta las frecuencias
extremadamente bajas (ELF) como las que generan las líneas eléctricas. El término
estático se refiere a los campos que no varían con el tiempo. Los campos
magnéticos estáticos se utilizan en el diagnóstico por imagen, y se generan por
aparatos que utilizan corriente continua.
Los campos eléctricos tienen su origen en diferencias de voltaje, entre más elevado
sea el voltaje, más fuerte será el campo que resulta. Matemáticamente se le describe
como un campo vectorial, E , en el cual una carga eléctrica puntual de valor q sufrirá
los efectos de una fuerza mecánica F dada por la siguiente ecuación:
F = qE
(2.17)
Los campos magnéticos tienen su origen en las corrientes eléctricas; una corriente
más fuerte resulta en un campo más fuerte. Un campo eléctrico existe aunque no
exista corriente. Cuando hay corriente, la magnitud del campo magnético cambiará
con el consumo de potencia, pero la fuerza del campo eléctrico quedará igual. El
campo magnético es una región del espacio en la cual una carga eléctrica puntual de
valor q que se desplaza a una velocidad v , sufre los efectos de una fuerza que es
perpendicular y proporcional tanto a la velocidad como al campo, llamada inducción
magnética o densidad de flujo magnético. La cual se mide en Teslas. Así, dicha
carga percibirá una fuerza descrita con la igualdad de la ecuación (2.18):
29
CAPÍTULO II
Marco Teórico
F = qv × B
(2.18)
La tabla 2.5 muestra una comparación entre los campos eléctricos y campos
magnéticos.
Tabla 2.5. Diferencias entre campos eléctricos y magnéticos.
Campos eléctricos
•
Campos magnéticos
La fuente de los campos eléctricos
•
es la tensión eléctrica.
•
es la corriente eléctrica.
Su intensidad se mide en Voltios
•
por metro (V/m).
•
•
Su intensidad se mide en Amperios
por metro (A/m).
Puede existir un campo eléctrico
•
Los campos magnéticos se originan
incluso cuando el aparato eléctrico
cuando se pone en marcha un
no está en marcha.
aparato eléctrico y fluye la corriente.
La intensidad del campo disminuye
conforme
aumenta
la
•
La mayoría de los materiales de
construcción protegen en cierta
La intensidad del campo disminuye
conforme
distancia
aumenta
la
distancia
desde la fuente.
desde la fuente.
•
La fuente de los campos magnéticos
•
La mayoría de los materiales no
atenúan los campos magnéticos.
medida de los campos eléctricos.
2.3 Aplicaciones del calentamiento por inducción
Las aplicaciones de calentamiento por inducción son muy variadas y se pueden
aplicar a procesos como soldadura, fabricación de electrodos de grafito, fundición de
vidrio, fundición de esmaltes, almacenamiento de vapor con acumuladores eléctricos
de vapor y calentamiento del concreto para acelerar el secado de la mezcla.
30
CAPÍTULO II
Marco Teórico
La corriente eléctrica que fluye en un conductor eléctrico produce calor por efecto
Joule.
Básicamente, y dependiendo del tipo de aplicación, el sistema de calentamiento por
inducción electromagnética puede constar de uno o más inductores, una fuente de
potencia equipada con batería o capacitores de compensación y, donde es
necesario, generadores de radiofrecuencia; un sistema para enfriamiento del inductor
y otros componentes; un sistema para manejo de carga y dispositivos de monitoreo y
control.
La inducción electromagnética es utilizada para calentar materiales conductivos
como la aleación de metales o grafito, el calentamiento de metales para facilitar su
forja y dar uniformidad, la soldadura, tratamiento a superficies de metales y la
fabricación de semiconductores.
En la figura 2.13 se pueden observar las necesidades energéticas y emisiones de
CO2 para un proceso en específico, que es la fundición de aluminio, se muestran los
resultados de dos tecnologías: (a) un horno de gas y (b) un horno de inducción
eléctrico.
Figura 2.13. Comparativa gas-inducción para fundición de aluminio.
31
CAPÍTULO II
Marco Teórico
En un horno de inducción, el metal es fundido en un canal colocado dentro de una
bobina de inducción. En la figura 2.13 se muestran tres cantidades:
Energía primaria: Para el horno de gas, esta es la energía necesaria para calentar
el horno, mientras que para el horno de inducción, es la necesaria para generar la
cantidad necesaria de energía eléctrica en una planta.
Energía final: La energía que se utiliza para el proceso de fusión.
Las emisiones de CO2 relacionadas con la energía primaria utilizada: Cada barra
está dividida en dos secciones. La sección superior representa la energía equivalente
para pérdidas de la masa fundida y la sección inferior es la energía que se utiliza en
el proceso de fusión. Como se puede apreciar el horno de inducción consume menos
energía que el horno de gas y emite menos cantidad de CO2.
Otras diversas aplicaciones del calentamiento por inducción, por mencionar algunas,
son:
•
Forja.
•
Fusión de metales.
•
Soldadura.
•
Curado de adhesivos y pinturas.
•
Termo sellado de envases.
•
Tratamientos térmicos como: Endurecimiento, recocido, temple, normalizado,
revenido, etc.
•
Cocina por inducción: Este es una de las aplicaciones de gran auge y de
beneficio para la sociedad ya que presenta ventajas como:
Una vez que la sartén se retira, la energía que se le transfiere se detiene. El
resultado es un método de cocinado sin fuego del que resulta prácticamente
imposible provocar un incendio si se olvida apagarla.
32
CAPÍTULO II
Marco Teórico
La temperatura de cocinado resulta fácil y rápida de regular desde el momento en
que la sartén se calienta y no la estufa. Debido a que no se transfiere energía en
forma de calor de la estufa al sartén, se disipa y pierde menos calor en el aire y la
superficie de la estufa permanece fría.[14]
En la tabla 2.6 se muestran los beneficios de la cocina por inducción, y en la figura
2.14 una comparación entre ésta y otras técnicas de calentamiento de comida.
Tabla 2.6. Beneficios de la cocina de inducción.
Figura 2.14. Comparación de tecnologías utilizadas para cocinar [14].
2.4 Ventajas y desventajas del calentamiento por inducción
33
CAPÍTULO II
Marco Teórico
Las ventajas del calentamiento por inducción respecto a los métodos tradicionales se
muestra en la tabla 2.7 [15]. Donde se comparan las características de los principales
métodos de calentamiento a nivel industrial.
Tabla 2.7. Evaluación de métodos de calentamiento a nivel industrial.
Criterios de
Flama
Horno
Resistencia
Inducción
Regular
Malo
Regular
Excelente
Regular
Malo
Regular
Excelente
Malo
Malo
Malo
Excelente
Regular
Excelente
Regular
Excelente
Alto
Regular
Nula
Nula
Bueno
Bueno
Malo
Excelente
Alto
Medio
Medio
Bajo
comparación
Velocidad de
corte
Capacidad de
calentamiento
selectivo
Aprovechamiento
de energía
Repetitividad del
proceso
Emisión de
contaminantes
Manejo de altas
temperaturas
Riesgos de
trabajo
Las características analizadas son las siguientes:
Velocidad de calentamiento: Como el calor se produce directa e instantáneamente
sobre la pieza, la velocidad de calentamiento que hay en el proceso es mayor que la
de los métodos tradicionales.
34
CAPÍTULO II
Marco Teórico
Capacidad de calentamiento selectivo: Con la inducción existe la posibilidad de
concentrar el calor de un modo selectivo, con base a la frecuencia y potencia
correcta para el proceso y el desarrollo de una bobina, es posible aislar o marcar
zonas específicas de calentamiento, reduciendo los posibles cambios físicos y
químicos de zonas circunvecinas, lo que le da al proceso una alta calidad.
Repetitividad en el proceso: Debido a que la bobina de inducción no tiene contacto
con la pieza a calentar y ésta se coloca en forma regular y aplicándole las mismas
condiciones de frecuencia, tiempo y potencia.
Aprovechamiento de energía: El consumo de potencia para crear la potencia de
salida es mínimo y siendo que sólo es aplicada en el momento de usar el proceso, el
consumo de potencia se reduce mucho en comparación de los métodos tradicionales
que requieren estar siempre activos y durante toda la preparación que necesitan
antes de ser utilizados.
Limpieza y seguridad: Ya que ofrece un proceso muy limpio pues no produce
emisiones contaminantes o dañinas, no calienta el medio ambiente o el área fuera de
la bobina de calentamiento reduciendo así los riesgos de trabajo.
Entre otras ventajas que ofrece el calentamiento por inducción se tienen:
La ausencia de pérdidas en transferencias calóricas: Las corrientes de Foucault en
muchos dispositivos que trabajan con campos electromagnéticos resultan dañinas ya
que transforman energía cinética en calor no deseado, que puede llegar a ser
perjudicial en transformadores y motores eléctricos en el caso del calentamiento por
inducción estas corrientes generadas resultan lo contrario ya que gracias a ellas se
genera el efecto Joule, es decir el calor generado se aprovecha al máximo.
El calentamiento por inducción nos ofrece notables ventajas sobre los demás
métodos de calentamiento a nivel industrial, pero también cuenta con algunas
35
CAPÍTULO II
Marco Teórico
desventajas, que pueden resultar en riesgos para los operadores de estas
tecnologías, pero no representan un gran riesgo si se tiene las medidas indicadas de
seguridad industrial. Estas desventajas se enlistan a continuación:
•
Descargas eléctricas, el tocar partes con carga eléctrica viva puede causar un
toque fatal.
•
Se pueden desprender humo y gases peligrosos en los procesos.
•
Peligro de incendio o explosión.
•
Puede causar quemaduras.
•
Los campos magnéticos pueden afectar aparatos médicos implantados.
•
Puede causar interferencia.
•
El sobre uso puede causar sobrecalentamiento del equipo.
2.5 Componentes de un sistema de calentamiento por inducción.
Los componentes básicos de un sistema de calentamiento por inducción se muestran
en la figura 2.15.
Figura 2.15. Sistema de calentamiento por inducción.
Las partes que conforman el sistema presentado, se explican brevemente a
continuación:
36
CAPÍTULO II
Marco Teórico
La fuente de potencia: La cual recibe corriente alterna, que es rectificada y regulada.
Luego alimenta al inversor de frecuencia, que permite la generación del campo
magnético en el espiral (bobina de trabajo).
Existe una relación muy estrecha entre la frecuencia de operación de la corriente que
genera el campo y la profundidad de penetración sobre la pieza o material. Debido al
efecto piel.
La estación de calentamiento, la cual está formada por el circuito de control de
frecuencia, el de conmutación y el circuito inversor.
La bobina de trabajo. Un adecuado diseño de la bobina de trabajo es crítico para
lograr un perfil de calentamiento apropiado y una máxima eficiencia de la energía
consumida, sin sacrificio de la facilidad de inserción y extracción de la pieza a
trabajar.
Materiales a calentar: Los materiales ferromagnéticos se calientan más fácilmente
que los diamagnéticos, debido al calentamiento adicional por el efecto de la
histéresis.
La figura 2.16 muestra algunos de los diferentes tipos de bobinas de trabajo
utilizadas para los sistemas de calentamiento por inducción.
Figura 2.16. Algunos tipos de bobinas de trabajo para calentamiento por inducción.
37
CAPÍTULO II
Marco Teórico
2.6 Inversores.
Los convertidores CD a CA se conocen como inversores. La función de un inversor
es cambiar un voltaje de entrada en CD a un voltaje simétrico de salida en CA, con la
magnitud y frecuencias deseadas. Asimismo, tanto el voltaje de salida como la
frecuencia pueden ser variables o fijos.
El uso de los inversores es muy común en aplicaciones industriales tales como la
propulsión de motores de CA de alta velocidad, el calentamiento por inducción, las
fuentes de respaldo y de poder, entre otras.
2.6.1 Clasificación de los inversores
Existen diversas maneras de clasificar los inversores, ya sea por su topología o por
su tipo de conmutación, en la figura 2.17 se muestran clasificados según su tipo de
conmutación. La clasificación de los inversores de conmutación suave (resonantes)
se basa en la posición de la red resonante en el esquema del convertidor [16].
Convertidores
CD/CA
Conmutación
dura (HS)
VSI
Conmutación
suave (SS)
Carga
resonante
CSI
Paralelo
Cuasi-resonante
ZVS
Snubber
resonante
Transición
resonante
Serie
Enlace
resonante
CA
Transición suave
PWM
Paralelo
ZCS
Figura 2.17. Clasificación de los inversores, según su tipo de conmutación.
CD
Serie
38
CAPÍTULO II
Marco Teórico
2.6.1.1 Inversores de conmutación dura o Hard-Switching
En este tipo de inversores los interruptores que los conforman, operan en un modo
conmutado donde se requiere que conduzcan (enciendan) o interrumpan (apaguen)
toda la corriente de carga durante cada conmutación. Los dos tipos de inversores de
conmutación dura se exponen enseguida.
2.6.1.1.1 Inversor de fuente de corriente (CSI)
Un inversor de fuente de corriente o Current Source Inverter (CSI), es una topología
ampliamente utilizada, que se distingue por trabajar en la frecuencia de resonancia y
por que la potencia es sólo controlada por la modulación de amplitud. En la figura
2.18 se muestra un diagrama de un CSI monofásico de puente completo y la forma
de onda de la corriente de salida de dicha configuración.
Figura 2.18. Diagrama de circuito CSI.
2.6.1.1.2 Inversor de fuente de voltaje (VSI)
Un inversor de fuente de voltaje o Voltage Source Inverter (VSI), es una topología
donde la potencia puede ser controlada por la modulación de: la frecuencia, amplitud,
o ángulo de fase (de cambio de fase). En la figura 2.19 se muestra un esquema del
mismo, en configuración puente completo monofásico, así como la forma de onda del
voltaje de salida asociada para la configuración.
39
CAPÍTULO II
Marco Teórico
Figura 2.19. Circuito esquemático de un VSI.
En la tabla 2.8, se muestran las ventajas y desventajas de los convertidores de
conmutación dura con fuente de corriente y con fuente de voltaje.
Tabla 2.8. Comparación entre inversores de conmutación dura. [16]
CSI
- Bajo flujo de potencia reactiva.
Ventajas
Desventajas
VSI
- Muchos métodos para el
-Frecuencia de funcionamiento control de potencia, algunos
constante.
con ZVS o ZCS.
-Pérdida de inductancia por la
-Grandes corrientes armónicas
frecuencia, y por la longitud del
en la línea lateral.
cable.
-Bajo factor de potencia.
-Altas pérdidas de conmutación.
-Condensadores conectados a
-Bajo factor de potencia.
DC voluminosos y poco
-Alta distorsión armónica.
fiables.
2.6.1.2 Inversores de conmutación suave o Soft-Switching
Como se mencionó en el punto 2.6.1.1, los interruptores de los inversores en
conmutación dura operan conduciendo e interrumpiendo toda la corriente de carga.
En esta operación, los interruptores se encuentran están sujetos a grandes esfuerzos
y grandes pérdidas de potencia de conmutación que aumentan en forma lineal con la
frecuencia de operación. Otra desventaja del modo conmutado es la interferencia
40
CAPÍTULO II
Marco Teórico
electromagnética producida o EMI, debida a los grandes di / dt y dv / dt causados por
dicho modo de operación.
Estas desventajas de los inversores de modo conmutado aumentan si la frecuencia
de conmutación se incrementa con la finalidad de reducir tamaño y peso del
convertidor, y por lo tanto, incrementar la densidad de potencia. Dichos efectos se
minimizan si los interruptores del convertidor cambian su estado (de activo a inactivo
o viceversa) cuando el voltaje y/o la corriente a través de ellos es cero en el instante
de la conmutación (ZVS y/o ZCS) [18].
La figura 2.20 corresponde a las curvas de transición de encendido (“On”) y apagado
(“Off”) de un interruptor semiconductor real, para conmutación dura, auxiliadas por
Snubbers o red de amortiguamiento y conmutación suave dentro de la región segura
de operación (SOA) del mismo, la cual está dada por el fabricante del dispositivo.
Figura 2.20. Curvas de transición para regimenes de conmutación dura, con Snubber y suave.
De la figura 2.20 se puede observar el área bajo la curva de las transiciones de
encendido y apagado para el régimen de conmutación dura es mucho mayor que
para los casos auxiliados por Snubbers, y ésta a su vez mayor que en régimen de
41
CAPÍTULO II
Marco Teórico
conmutación suave; lo que se traduce en una mayor pérdida por conmutación. De
igual forma se observa que los sobre picos en los puntos de quiebre de las gráficas
son mayores para el régimen conmutado, lo que trae como consecuencia un mayor
esfuerzo en los interruptores, para unas mismas condiciones de operación de voltaje,
Vce y corriente, Ic.
Las topologías de inversores y estrategias de conmutación que resultan en
conmutaciones a voltaje y/o corriente cero, requieren alguna forma de resonancia LC
y se clasifican en el sentido amplio como convertidores resonantes o de conmutación
suave. Las principales topologías de convertidores CD/CA resonantes se exponen a
continuación.
2.6.1.2.1 Convertidor CD/CA de transición resonante
En este tipo de inversor, una red resonante se agrega al puente inversor en los
interruptores que los conforman, de esta manera se crean las condiciones de
conmutación a voltaje cero (ZVS) o conmutación a corriente cero (ZCS). Las
componentes parásitas de los interruptores pueden ser incluso parte del esquema
resonante, pero la entrada de DC es fija. Idealmente la red de resonancia debe de
trabajar solamente en los intervalos de transición, y mantener la energía de
resonancia en niveles mínimos y completamente desacoplada de la transferencia a la
carga, es decir, independiente de las variaciones en la carga. Algunas topologías
representativas de este esquema se exponen enseguida.
Convertidor CD/CA cuasi-resonante ZVS o Inversor de Polo Resonante (RPI)
Los convertidores, son frecuentemente llamados convertidores cuasi-resonantes
cuando el modo de operación de resonancia ocurre sólo durante una parte del ciclo
de conmutación, mientras toma parte la operación del PWM durante el resto del
periodo de conmutación. Este concepto ha sido extensa y exitosamente aplicado a
las topologías de convertidores CD/CD PWM [19], donde muchos tipos diferentes de
42
CAPÍTULO II
Marco Teórico
conmutadores resonantes fueron concebidos como células elementales, que dio
paso a una amplia variedad de topologías.
Para los convertidores CD/CA, la idea principal es conectar la red resonante a través
del polo inversor, con el fin de proveer las condiciones de conmutación suave para
ambos interruptores de cada rama del inversor, figura 2.21.
Figura 2.21. (a) Convertidor CD/CA cuasi-resonante ZVS y (b) formas de onda asociadas.
Convertidor CD/CA basado en Snubber (amortiguador) resonante
En este esquema a un inversor con fuente de voltaje, se le agrega un circuito
resonante asistido por interruptores auxiliares (Snubber o red de amortiguamiento).
Los interruptores principales, operan con ZVS y los interruptores auxiliares operan
con ZCS. La idea central es que el inductor resonante sea alejado de los principales
flujos de energía y los interruptores auxiliares se conectan en serie al inductor
resonante, para controlar la dirección de la energía resonante transferida. Este
control debe asegurar que, visto desde la carga, los dispositivos auxiliares son
activados y a plena carga no son activados. Así se reducen las pérdidas de
conducción. En la figura 2.22, se muestra el inversor de polo resonante auxiliar
conmutado (ARCPI). Los tiempos de conducción de estos interruptores auxiliares son
variados en cada cambio de ciclo y, por tanto, esto hace que el control de ARCPI sea
complicado.
43
CAPÍTULO II
Marco Teórico
Figura 2.22. Inversor con fuente de voltaje de polo resonante auxiliar conmutado (ARCPI).
Cuando un inductor no lineal saturable sustituye los circuitos de conmutación
auxiliares en el ARCPI, se obtiene un NLPRPI. Y en la figura 2.23 se muestra la
topología de inversor de polo resonante no lineal o NLRPI por sus siglas en inglés.
Figura 2.23. Inversor con fuente de voltaje y Snubber NLPRPI.
Convertidor CD/CA cuasi-resonante ZCS (QR-ZCS)
La topología de inversor resonante ZCS alimentada por corriente es la
transformación dual del inversor presentado en la sección anterior, el inversor cuasiresonante ZVS alimentado por fuente de voltaje. Esta topología se conoce por los
bajos rangos de corriente en los interruptores en estado activo. Los dos inductores
de la fuente, LS, están en modo de conducción continuo y cargan al capacitor de
salida en direcciones opuestas. Los dos pequeños inductores resonantes, LO, están
conectados en serie a los interruptores activos y energía capacitiva circula con el fin
de crear una corriente cero en el encendido y apagado de S1 y S2. La secuencia de
conmutación de este convertidor es tal que siempre que un interruptor activo necesite
apagarse, el interruptor complementario debe encenderse antes.
44
CAPÍTULO II
Marco Teórico
La resonancia en serie entre el capacitor de salida y las dos bobinas resonantes,
liberan la energía inductiva del dispositivo que deja de conducir y el que empieza, por
lo tanto, el interruptor de potencia puede ser apagado a corriente cero. Las bobinas
resonantes, LO, aseguran también el encendido a corriente cero de los interruptores.
La figura 2.24 muestra el diagrama de un circuito inversor cuasi-resonante ZCS y sus
formas de onda relevante, el cual es la transformación dual del mostrado en la figura
2.21.
Figura 2.24. (a) Circuito inversor cuasi-resonante ZCS y (b) formas de onda relevantes.
Convertidor CD/CA de transición suave PWM
Los esquemas de transición suave son un compromiso entre las técnicas PWM y las
de conmutación suave. En estos casos, el bus de DC es fijo, el puente inversor opera
en PWM del tipo convencional y un circuito resonante auxiliar se conecta en el
sistema. Por consiguiente, el circuito auxiliar se usa para lograr la conmutación suave
sólo durante los periodos de transición de los interruptores del inversor, mientras las
características
del
PWM
se
conservan
para
reducir
los
valores
de
las
especificaciones eléctricas de los interruptores.
Existen dos tipos de convertidores PWM de transición suave, el de transición a
voltaje cero (ZVT) y el de transición a corriente cero (ZCT). En el convertidor ZVT PWM, cuando la red auxiliar se activa, el bus de DC y la carga “observan” una red
resonante en paralelo, en tanto que en el caso del convertidor ZCT - PWM una red
resonante en serie.
45
CAPÍTULO II
Marco Teórico
La figura 2.25 muestra un convertidor PWM de transición suave ZVT, mientras que la
figura 2.26 muestra la topología ZCT; ambos con sus formas de onda relevantes.
Figura 2.25. (a) Convertidor CD/CA de transición suave ZVT y (b) formas de onda relevantes.
Figura 2.26. (a) Convertidor CD/CA de transición suave ZCT y (b) formas de onda relevantes.
2.6.1.2.2 Convertidor CD/CA de enlace resonante
En este tipo de inversor, la red resonante se conecta entre la entrada de la fuente de
DC y el puente del inversor. De esta manera el bus de entrada está oscilando para
crear las condiciones de conmutación suave para los dispositivos de potencia. Así,
los buses de entrada de este convertidor de enlace resonante son diferentes del
sistema PWM convencional.
Dependiendo de la configuración del enlace resonante y el esquema de los
interruptores, el convertidor de enlace resonante puede dividirse en dos tipos:
46
CAPÍTULO II
Marco Teórico
Convertidor de enlace resonante de CA. La forma de onda del enlace puede ser un
voltaje o una corriente alterna, con el fin de crear condiciones de ZVS o ZCS para el
puente inversor. Por lo tanto, interruptores bidireccionales deben utilizarse.
Convertidor de enlace resonante de CD. El enlace es una forma de onda oscilante
polarizada en CD, donde los interruptores unidireccionales pueden ser utilizados en
el puente inversor con condiciones ZVS o ZCS.
2.6.1.2.3 Convertidores CD/CA con carga resonante
Los convertidores con carga resonante tienen muchas características especiales que
los convertidores de potencia convencionales no tienen. Debido a la conmutación
suave de los interruptores, no hay pérdidas al apagarse. Son especialmente
adecuados para aplicaciones de alta potencia ya que permiten utilizar una frecuencia
alta de operación para la reducción del tamaño y peso del equipo, sin sacrificar la
eficiencia de la conversión en los interruptores. En comparación con los dos
esquemas presentados con anterioridad, la red resonante se coloca en el lado de la
carga.
Básicamente, se dividen en tres tipos diferentes debido a su configuración:
•
Convertidores resonantes en serie.
•
Convertidores resonantes en paralelo.
•
Convertidores resonantes con configuración serie - paralelo.
Todos los inversores de carga resonante cuentan con tres etapas, mostradas en la
figura 2.27, que son: el inversor de alta frecuencia, un tanque resonante y la carga.
Donde sus formas de onda de voltaje o corriente en la carga son sinusoidales o
partes de una senoidal y su transferencia de potencia a la carga se debe
principalmente a la componente fundamental de la frecuencia de resonancia. Los
armónicos de orden superior contribuyen muy poco a la transferencia de potencia.
47
CAPÍTULO II
Marco Teórico
Figura 2.27.Diagrama a bloques de un inversor de carga resonante.
Convertidor CD/CA de carga resonante en serie
Es un convertidor con tanque resonante constituido por un inductor, que para el caso
del calentamiento por inducción desempeña el papel de la bobina de trabajo, y un
condensador en serie; y la carga conectada también en serie, se muestra en la figura
2.28, así como un diagrama esquemático y sus formas de onda asociadas en la
carga.
Figura 2.28. Inversor de carga resonante en serie y formas de onda asociadas en la carga.
La topología resonante en serie amplifica el voltaje en la bobina de trabajo, a un nivel
superior al suministrado sólo por el inversor y la corriente que circula hacia el tanque
es de tipo senoidal. Este tipo de arreglo es común en aplicaciones de calentamiento
por inducción de baja potencia, tales como ollas de cocción para arroz. La principal
desventaja que presenta esta topología radica en que la corriente que circula por la
carga debe de ser suministrada en su totalidad por el inversor y en caso de no haber
48
CAPÍTULO II
Marco Teórico
una carga presente, la magnitud del voltaje en el tanque puede incrementarse a
valores muy elevados. [20]
Convertidor CD/CA de carga resonante en paralelo
La figura 2.29 muestra un circuito inversor de carga resonante en paralelo, la cual es
la transformación dual del circuito 2.31, de igual forma que el caso serie, se muestran
sus formas de onda asociadas en la carga.
Figura 2.29. Inversor de carga resonante en paralelo y formas de onda asociadas en la carga.
La topología resonante en paralelo, en contraparte a la topología serie, amplifica el
valor de la corriente a través de la bobina de trabajo, a niveles superiores a los
suministrados por el inversor. Para el caso de las aplicaciones de calentamiento por
inducción, presenta la particular ventaja de que la corriente suministrada por el
inversor es una fracción de la que circula por el arreglo resonante paralelo, lo que
reduce las pérdidas por conducción del sistema; no obstante, es necesario utilizar
sistemas de enfriamiento en el tanque resonante, con excepción de los sistemas
pequeños, para remover el calor generado en la bobina y el capacitor debido a la
circulación de altas corrientes. [20]
Para considerar un inversor resonante o no, la topología del tanque depende del
inversor de alta frecuencia y del tipo y disposición de los elementos reactivos del
49
CAPÍTULO II
Marco Teórico
mismo tanque. Algunas disposiciones de tanques resonantes se exponen a
continuación.
2.7 Tipos de tanques resonantes
Las configuraciones básicas mostradas de tanques resonantes serie y paralelo se
encuentran integradas por un capacitor y una bobina, dando como resultado un
circuito de segundo orden. Sin embargo, en algunos casos se añaden elementos
para modificar las características de los inversores de cara a mejorarlas, sin
aumentar el peso y coste significativamente y dando al diseñador un grado de
libertad más para conseguir las características de conversión deseables.
Existen 4 combinaciones posibles de redes de 3 elementos que contengan sólo
inductancias (L) y condensadores (C):
1) 2L y 1C.
2) 1L y 2C.
3) 3L.
4) 3C.
Algunas de las configuraciones posibles con disposición de 2 inductancias y un
capacitor, se muestran en la figura 2.30.
Figura 2.30. Tanques resonantes de tercer orden LLC.
50
CAPÍTULO II
Marco Teórico
Análogamente algunas configuraciones posibles con dos capacitores y una bobina,
se muestran en la figura 2.31.
Figura2.31. Tanques resonantes de tercer orden LCL.
Las disposiciones mostradas se utilizan en convertidores de carga resonante, en
función de las características buscadas en la respuesta en frecuencia y la operación
tanto en circuito abierto como cerrado; las cuales están en función de la aplicación.
Para el caso del calentamiento por inducción las topologías más utilizadas se
exponen enseguida.
2.8 Topologías de inversores para calentamiento por inducción
Parte importante de un sistema de calentamiento por inducción, como se muestra en
la figura 2.27, consiste en la etapa de potencia, constituida por un inversor de alta
frecuencia, el cual proporciona una fuente de corriente o voltaje de alta frecuencia a
la salida.
En aplicaciones de calentamiento por inducción, como se mencionó con anterioridad,
es necesario generar campos electromagnéticos capaces de generar corrientes en la
superficie de un material conductor, para esta tarea se requieren magnitudes de
corrientes grandes que circulen a través del inductor que genera dicho campo.
51
CAPÍTULO II
Marco Teórico
Existen en la literatura, diferentes topologías de inversores factibles para
aplicaciones de calentamiento por inducción, las cuales en la mayoría de los casos
son inversores resonantes, que pueden tener alguna similitud con los inversores de
conmutación suave expuestos con anterioridad. Las dos topologías básicas
empleadas son: [12]
•
Inversor Cuasi-resonante.
•
Inversor medio puente de carga resonante.
Las características más relevantes de estas dos topologías se exponen a
continuación:
2.8.1 Inversor cuasi-resonante.
El diagrama esquemático simplificado de un inversor cuasi-resonante se muestra en
la figura 2.32.
Figura 2.32. Diagrama simplificado de un inversor cuasi-resonante.
La topología se encuentra integrada por un circuito resonante de Lr y Cr, y un sólo
interruptor. El principio de operación consiste en hace entrar en resonancia el circuito
LC a través de la frecuencia de operación del interruptor S1, dando como resultado
una corriente de gran magnitud a través de la bobina del circuito resonante, que a su
52
CAPÍTULO II
Marco Teórico
vez es la bobina de trabajo que produce el campo electromagnético para calentar el
material conductor, en este caso denominado como la carga del sistema.
Las principales ventajas de esta topología consisten en que sólo utiliza un interruptor
de potencia y que la referencia de disparo del mismo se encuentra referida a un
punto común que es la tierra del sistema completo. No obstante presenta las
desventajas de que el interruptor es sometido a grandes esfuerzos y por lo tanto el
EMI generado es alto, así como la inestabilidad del sistema debido a esto.
2.8.2 Inversor de medio puente de carga resonante.
El diagrama esquemático simplificado de un inversor medio puente de carga
resonante serie se muestra en la figura 2.33. El principio de generación de calor es
similar al convertidor cuasi-resonante, con las ventajas de que este tipo de topología
presenta una conmutación más estable y menores esfuerzos en los interruptores de
potencia. Por el otro lado, las desventajas presentes radican en la necesidad de
utilizar dos interruptores y de aislar las referencias de disparo entre ellos.
Figura 2.33. Diagrama simplificado de un inversor medio puente con carga resonante.
La tabla 2.9 muestra una comparativa entre la topología cuasi-resonante y la medio
puente de carga resonante.
53
CAPÍTULO II
Marco Teórico
Tabla 2.9. Comparativa entre los inversores resonantes para calentamiento por inducción.
Convertidor
Convertidor
cuasi-resonante
medio puente
- Necesita sólo un interruptor.
- Conmutación estable, de bajo
- Su diseño es más pequeño costo, y un diseño estilizado.
tanto para el disipador de - A medida que se aproxima el
calor como para la placa de voltaje del circuito al nivel de la
circuito impreso.
Ventajas
-
Los
tensión
sistemas
de
tierra esfuerzo
pueden ser compartidos
de
entrada,
en
el
menor
circuito
de
conmutación.
- El diseño del componente de
control de conmutación, dentro de
un
circuito,
puede
ser
racionalizado.
- A causa de que la tensión - Requiere dos interruptores para
de resonancia se administra a conmutación lo que vuelve el
ambos
lados
resulta
del
circuito, proceso
trabajo
más
relativamente complicado
inestable.
- Placa de circuito impreso y
- Necesita de circuitos de disipador
Desventajas
de
de
calor
de
mayor
conmutación de alta tensión, tamaño.
lo que lo hace de un costo - Se requiere de tierras aisladas.
elevado.
- Diseño para el componente
de control más complicado.
- Aumento de la EMI y RFI.
En base a esta comparativa se eligió para la realización del presente proyecto,
trabajar con la topología de carga resonante de medio puente.
54
CAPÍTULO II
Marco Teórico
De manera similar, como se muestra en [21], utilizar inversores de carga resonantes
simples serie o paralelo (segundo orden), implican, en el ámbito práctico, el uso de
transformadores para realizar la transferencia del campo magnético debido al bajo
factor de potencia en la carga, en lugar de solamente una bobina, lo cual encarece el
costo del sistema; por lo que se sugiere incrementar el orden del tanque resonante
para evitar esta situación.
Dos topologías factibles presentadas en [22] para calentamiento por inducción sin el
uso de transformadores son los inversores con carga resonante LCL y CCL (tercer
orden), los cuales se exponen a continuación.
2.8.3 Inversores de carga resonante de tercer orden LCL y CCL
La figura 2.34 muestra dos inversores de carga resonante factibles para aplicaciones
de calentamiento por inducción [21]: (a) un inversor VSI de carga resonante LCL o de
acoplamiento inductivo a la carga y (b) un inversor CSI de carga resonante CCL o de
acoplamiento capacitivo a la carga.
Figura 2.34. (a)Inversor VSI LCL y (b) Inversor CSI CCL.
Las características principales de ambas topologías se presentan en la tabla 2.10.
Diversos aspectos deben ser considerados para comparar y evaluar las dos
topologías presentadas, son de especial interés las siguientes:
55
CAPÍTULO II
•
Marco Teórico
El modo de conmutación suave y las pérdidas en estado activo de los
interruptores.
•
El efecto de las inductancias y capacitancias parásitas en el diseño del circuito
y en los esfuerzos de los dispositivos.
•
El diseño del bus de CD.
•
El diseño de los elementos resonantes pasivos (tanque resonante).
•
Flexibilidad.
Tabla 2.10. Características principales de las topologías LCL y CCL.
Topología LCL
Topología CCL
Inversor de fuente de voltaje.
Inversor de fuente de corriente.
Flujo de corriente bidireccional a través Capacidad
de los semiconductores.
de
bloquear
voltaje
bidireccional en los semiconductores.
Forma de onda rectangular para el Forma de onda rectangular para la
voltaje de salida y sinusoidal para la corriente de salida y sinusoidal para el
corriente de salida.
voltaje de salida.
Requiere tiempo muerto para el proceso Requiere de tiempos superpuestos para
de conmutación.
Conmutación
el proceso de conmutación.
ligeramente
antes
del Conmutación
ligeramente
antes
del
cruce por cero de la corriente en la cruce por cero del voltaje en la carga.
carga.
El inversor tiene que ser apagado en Todos
caso de corto circuito.
los
semiconductores
deben
conducir en caso de corto circuito, es
necesario contar con un recuperador de
energía.
Frecuencia de operación aproximada:
ω=
1
CL1L2
L1 + L2
Frecuencia de operación aproximada:
ω=
1
LC1C2
C1 + C2
56
CAPÍTULO II
Marco Teórico
Las principales ventajas y desventajas de operación e implementación, de acuerdo a
los puntos de interés mencionados con anterioridad, de ambas topologías se
resumen en la tabla 2.11.
Tabla 2.11. Ventajas y desventajas de las topologías VSI – LCL y CSI – CCL.
VSI con acoplamiento inductivo en la
carga (Tanque resonante LCL)
CSI con acoplamiento capacitivo en la
carga (Tanque resonante CCL)
Conmutación suave a corriente cero Conmutación suave a voltaje cero en
en la frecuencia de resonancia.
la frecuencia de resonancia.
Conmutación suave a voltaje cero Conmutación suave a corriente cero
sobre la frecuencia de resonancia.
por encima de la frecuencia de
resonancia.
Buen uso de la capacidad del voltaje Debido a la forma de onda sinusoidal
de bloqueo de los IGBT’s lo que resulta del voltaje, la capacidad de bloqueo de
en bajas pérdidas de conducción.
los IGBT’s es mal empleada, resultando
en altas corrientes y consecuentemente
en grandes pérdidas.
Los IGBT’s están estandarizados En necesario colocar diodos en serie
para uso en inversores con fuente de dado que los dispositivos simétricos no
voltaje.
están aún disponibles.
No se necesitan diodos en serie La inductancia dispersa en el
adicionales.
conductor del inversor hacia la carga es
crítica (sobrevoltajes en los IGBT’s,
mayores pérdidas por conmutación) la
compensación es posible utilizando una
estrategia de conmutación optimizada,
similar a la conmutación natural de los
puentes de tiristores.
El capacitor de resonancia, puede Para minimizar la perdida de la
ser colocado cerca del inductor, en inductancia dispersa en el conductor del
consecuencia, se reducen las pérdidas inversor hacia la carga, el banco de
por disminuir la distancia de la conexión capacitores se reparte con el capacitor
de alto voltaje y alta corriente.
en paralelo cerca del inversor. Esto
conduce a grandes pérdidas y caídas de
voltaje a través de la conexión.
El diseño de la bobina de trabajo, es El diseño del bus de CD no resulta
difícil.
crítico.
El diseño del bus de CD debe tener Mejor capacidad de manejo de cortos
de una inductancia extremadamente circuitos y circuitos abiertos debido al
baja.
bus limitante de CD.
57
CAPÍTULO II
Marco Teórico
Un aspecto importante que influye en el diseño de los convertidores son las
frecuencias de operación resonante de los tanques. Las ecuaciones de la tabla 2.12
muestran las condiciones de frecuencia de operación definidas por la impedancia
compleja de entrada del tanque resonante, debido a que es de tercer orden, presenta
dos frecuencias de resonancia angulares ω01 y ω02 . Los resultados de los análisis son
asumiendo que la impedancia de entrada es cero o infinita y no existen pérdidas en
los dispositivos del circuito.
Tabla 2.12. Frecuencias de resonancia angulares de la topología CCL y LCL dependiendo de la
impedancia de entrada.
Impedancia de entrada.
Z →0
Z →∞
Topología LCL
ω01 =
1
C * L1 L2
( L1 + L2 )
ω02 =
1
C * L2
Topología CCL
ω01 =
ω02 =
1
L * C2
1
L * C1C2
C1 + C2
En base a la información presentada, se elige la topología VSI – LCL para el
desarrollo de el presente proyecto. En el siguiente apartado se realiza una
descripción de la topología, así como de una metodología de diseño para la topología
en particular.
2.9 Convertidor VSI – LCL
El diagrama esquemático de un inversor puente completo con un tanque resonante
LCL se muestra en la figura 2.35 [21], los principios de funcionamiento aplican de
igual forma para la topología de medio puente, si se agrega un capacitor en serie con
la inductancia L1.
58
CAPÍTULO II
Marco Teórico
Figura 2.35. (a) Diagrama esquemático del convertidor VSI –LCL y (b) formas de onda características.
El inversor genera un voltaje, V1, de tipo rectangular, el cual alimenta un circuito L1 y
C y este a su vez a una carga inductiva, L2. Si el inversor es operado a la frecuencia
de resonancia del circuito LCL, los componentes conmutan ligeramente antes del
cruce por cero de la corriente de salida, I1. Un circuito de control de amarre de fase
(PLL) es necesario para garantizar la operación en la frecuencia más óptima [12].
Una característica distintiva de esta topología de inversor con conmutación suave, es
que utiliza semiconductores de potencia para minimizar las pérdidas de conmutación,
con un número pequeño de componentes. Además, no requiere de ningún
transformador de alta frecuencia para acoplar la impedancia de la carga al inversor,
como muchas otras topologías de calentamiento por inducción [23].
Otro punto interesante de esta topología radica en que la corriente demandada al
inversor, I1, es prácticamente sinusoidal, a pesar del voltaje de onda cuadrada, V1,
generado por el inversor, además de que la corriente, I2, y el voltaje, V2, en el
inductor L2, son considerablemente mayores a los suministrados por el inversor,
como se observó en la figura 2.35.
Asimismo, la topología LCL, presenta ventajas no sólo para sistemas con un
inversor; si no que es aplicable para la conexión en paralelo de diversos inversores
con la misma topología, distribuyendo la inductancia L1 equitativamente entre la
cantidad de inversores a conectar. Esto provee que las inductancias dispersas de
59
CAPÍTULO II
Marco Teórico
conexión se sumen a dicha inductancia, lo que permite que la longitud de los cables
de conexión no sea crítica y por lo tanto es posible tener estaciones separadas
físicamente interconectadas.
El análisis del sistema inversor que alimenta una carga LCLR, como el de la figura
2.35, puede realizarse a través del análisis de la componente fundamental del
circuito resonante. Una variable útil para determinar las características del sistema es
la impedancia compleja de entrada Z1, del tanque resonante. En términos de la
impedancia, la finalidad del inductor L1, es transformar la baja impedancia del
inductor de salida (Z ≅ R ≅ 0.1 Ω) a un valor que el inversor pueda manejar mejor, es
decir que no demande tanta corriente del mismo, mientras este trabaja en la
frecuencia de resonancia. Despreciando las pérdidas, la impedancia compleja de
entrada resulta en:
Z = Req + jX eq
Req =
R
(1 − ω L C ) (ω RC )
2
2
2
2
+j
(2.19)
ω L2 − ω 3 L2 2 c − ω R 2 c
(1 − ω L C ) (ω RC )
2
2
2
(2.20)
2
El análisis detallado del circuito LCL se muestra en los Apéndices A y B.
Así pues, la potencia activa proporcionada por el inversor a la carga, en términos del
voltaje rms de salida, V1, es:
PCarga = PInversor =
V1rms
Req
(2.21)
Con los datos de la potencia en la carga, la frecuencia de resonancia, fijando un valor
de algún componente pasivo del tanque resonante, puede realizarse un diseño
aproximado del tanque resonante. Para un diseño más exacto, el cual se explica a
detalle en [24], los pasos a seguir podrían son los siguientes:
60
CAPÍTULO II
Marco Teórico
1. Calcular la resistencia equivalente Req del tanque resonante para la potencia
nominal y bus de CD a utilizar.
2. Definir la frecuencia de resonancia.
3. Utilizando las ecuaciones (2.22) y (2.23) [24], calcular el valor de la
capacitancia C, donde β es el ángulo de desfase entre los disparos de los
interruptores.
ω01 =
1
C * L1 L2
( L1 + L2 )
cos β = 1 −
2 ⋅ Ldispersa ⋅ I1 ⋅ ω
V1
(2.22)
(2.23)
4. Ajustar L1 para un valor de Xeq≅ 0, o el valor exacto para el retardo de fase
deseado entre el voltaje y la corriente del inversor. (Ver [24] para una
explicación detallada).
2.10 Control de potencia del convertidor VSI - LCL
Es conveniente controlar la cantidad de energía procesada por un calentador de
inducción, ya que esto determina la velocidad a la que se transfiere la energía
térmica a la pieza y por lo tanto la potencia del sistema.
La potencia se puede controlar de varias maneras:
1. Variando el voltaje del bus de CD.
2. Variando el ciclo útil de los disparos de los dispositivos en el inversor.
3. Variando la frecuencia de conmutación del inversor.
4. Variando el valor del inductor en la acoplamiento de impedancia L1.
5. Utilizando un transformador de acoplamiento.
6. Utilizando control por corrimiento de fase, en el caso del puente completo.
61
CAPÍTULO II
Marco Teórico
Una vez que se cuenta con el diseño del inversor y su tanque resonante, es
necesario integrar la circuitería que genere las secuencias de conmutación y las
formas de onda requeridas por los interruptores para completar la estación de
calentamiento mostrada en la figura 2.15.
2.11 Circuitería de conmutación
Para la circuitería de conmutación se pueden utilizar tres tipos de circuitos
primordialmente, el primero se basa en transistores discretos, el segundo en el uso
de optoacopladores y un tercero con transformadores de pulsos.
Para elegir entre estas tres opciones es necesario tomar en cuenta varios factores
como lo son: la frecuencia a utilizar, inductancias parásitas, la potencia disipada
entre la puerta, las pérdidas de potencia por la conmutación, entre otras. Las
opciones mencionadas se exponen y analizan a continuación:
2.11.1 Conmutación con transistores discretos
Se compone utilizando transistores bipolares, NPN y PNP, ambos emisor seguidor,
figura 2.36. El uso de varios componentes discretos para construir el circuito de
conmutación, al mismo tiempo incorporando operaciones y funciones de protección
necesarias tales como el bloqueo de bajo voltaje (UVLO), además utiliza más
espacio que el uso de circuitos integrados. Aunado a que la mayoría de los
transistores discretos diseñados para conmutación no proporcionan seguridad
suficiente para el aislamiento o inmunidad al ruido.
62
CAPÍTULO II
Marco Teórico
Figura 2.36. Circuito de conmutación basado en transistores discretos.
2.11.2 Conmutación con optoacopladores
Este diseño lo integra un optoacoplador (un diodo emisor de luz y un receptor óptico)
para seguridad de aislamiento, con transistores para proporcionar la corriente
suficiente, y funciones de protección tales como el bloqueo de bajo voltaje o la
detección de saturación.
Los circuitos de conmutación utilizando optoacopladores son fáciles de diseñar, y se
ahorrará espacio en placa de circuito impreso debido al diseño integrado, asimismo
también mejora la inmunidad al ruido del sistema. Sin embargo, como con cualquier
circuito integrado, la disipación de potencia es un motivo de gran preocupación ya
que generalmente es reducida. Figura 2.37.
Figura 2.37. Circuito de conmutación basado en optoacoplador.
63
CAPÍTULO II
Marco Teórico
2.11.3 Conmutación por transformadores de pulsos
El transformador de pulso es una solución tradicional y simple; sin embargo, puede
sufrir de una saturación en el núcleo del transformador, lo que resulta en la reducción
de
la
eficiencia.
Son
transformadores
encapsulados
de
ferrita
utilizados
habitualmente para el disparo de dispositivos de potencia. Su misión más importante
es aislar el circuito de control. Los transformadores de pulso son probablemente el
método más ampliamente utilizado [25].
La figura 2.38 muestra un transformador de pulsos y su circuito equivalente, este es
un tipo especial de transformador con respuesta muy rápida destinado a funcionar en
régimen de pulsos.
Figura 2.38. (a)Transformador de pulsos y (b) circuito equivalente.
Un transformador de pulsos sólo puede transmitir señales de CA, y la mayoría de los
diseños tienen un ciclo útil hasta del 50 por ciento debido a la relación volts-segundo
del transformador. Un condensador y diodo Zener en el secundario del transformador
se añaden habitualmente para permitir un mayor ciclo de trabajo. Sin embargo, esto
aumenta el tamaño de la placa del circuito y las inductancias parásitas.
El diagrama esquemático de un circuito de conmutación con transformador de pulsos
se observa en la figura 2.39.
64
CAPÍTULO II
Marco Teórico
Figura 2.39. Circuito de conmutación basado en transformador de pulsos.
La tabla 2.13 muestra una comparación entre los usos de los tres tipos de circuitos
de conmutación utilizados en sistemas de calentamiento por inducción, dependiendo
del convertidor resonante a utilizar [26].
La circuitería de conmutación basada en transformadores de pulso, es la elegida
para la realización de este proyecto, debido a que presenta aislamiento eléctrico
entre la etapa de control y la etapa de potencia del inversor resonante. Asimismo, se
desea evaluar el desempeño de los mismos en aplicaciones de calentamiento por
inducción, en específico la respuesta en frecuencia, debido a la alta frecuencia de
conmutación utilizada en los inversores resonantes.
Tabla 2.13. Comparación entre dispositivos de conmutación
Circuito de
conmutación
Transistores
Discretos
Optoacoplador
Transformador de
pulsos
Inversor medio puente con carga
resonante
Inversor Cuasiresonante
Aumento de las inductancias parásitas Rentable,
pero
no
debido a la gran cantidad de proporciona aislamiento.
componentes, y no siempre provee
aislamiento.
Proporciona aislamiento, reduce las Proporciona aislamiento,
inductancias
parásitas
integrando reduce las inductancias
seguridad e inmunidad al ruido.
parásitas.
Proporciona aislamiento, requiere de Proporciona aislamiento.
mayor cantidad de componentes y
espacio para una mejor presentación.
65
CAPÍTULO II
Marco Teórico
2.12 Circuitería de control de frecuencia y señalización
Una vez integrado el sistema completo de calentamiento por inducción y la circuitería
de conmutación para los interruptores del inversor, es necesario generar la
secuencia de disparos de los mismos, para lo cual se puede hacer uso de diferentes
herramientas analógicas y digitales. Para el caso particular del desarrollo de este
proyecto, el dispositivo a utilizar será un controlador digital de señales dsPIC modelo
30F2020
del
fabricante
Microchip
[27];
orientado,
según
la
clasificación
proporcionada por el fabricante, al control y conversión digital de energía y manejo
de fuentes conmutadas. Las características más relevantes para el desarrollo del
sistema de calentamiento por inducción se exponen en los siguientes apartados.
Controlador digital de señal dsPIC 30F2020
Las siguientes características que se enlistan, fueron obtenidas de la hoja de datos
de este dispositivo proporcionadas por el fabricante [28].
• Cuenta con una arquitectura tipo Harvard modificada.
• Su arquitectura cuenta con dos tamaños de palabra uno de 16 bits y otro de 24
bits, el primero utilizado para datos y el segundo utilizado para instrucciones.
• Velocidad de procesamiento de 30 MIPS (Millions of instructions Per Second).
• 12 kB de memoria de programa.
• 512 Bytes de memoria de datos.
• 3 temporizadores de 16 bits, opcionalmente se pueden concatenar dos para formar
un módulo de 32 bits.
• Módulo PWM para fuentes de alimentación (Power Supply PWM).
• Módulo ADC de 8 canales de entrada de 10 bits de resolución y un máximo de 2
MSPS (Millions of Samples Per Second).
• Módulo de comparadores analógicos para el manejo de señales generadas por
fuentes conmutadas.
• Módulo de comunicación serial para el manejo de periféricos externos.
66
CAPÍTULO II
Marco Teórico
En la figura 2.40, se muestra el diagrama de pines del encapsulado del dsPIC
30F2020.
Figura 2.40. Diagrama a bloque del dsPIC30F2020.
Módulo PWM
El módulo PWM, es un comparador entre un contador o temporizador llamado
PTMR, que es la base de tiempo de los generadores PWM y el registro denominado
PTPER que es el registro que determina el periodo de la señal de PWM, cuando el
contador PTMR alcanza el valor de PTPER, el contador se reinicia y el pin toma un
valor lógico de “1”. El ciclo útil o tiempo de encendido de la señal de PWM se forma
de dos maneras , una es comparando el valor de registro MDC con el valor del
PTMR cuando se tiene seleccionado el mismo tiempo de encendido para los cuatro
generadores PWM y la otra es comparando cada uno de los registros PDC1,
PDC2,PDC3 y PDC4 cuando se tiene seleccionado tiempos de encendido
individuales, al ser iguales los valores del contador de la base de tiempo y los
registros de ciclo útil el pin de salida PWM toma un valor lógico de “0”.
Para determinar el periodo de la señal de PWM es necesario cargar un valor al
registro PTPER.
El controlador digital dsPIC30F2020 contiene un convertidor analógico a digital, ADC,
cuyas características más importantes son las siguientes:
67
CAPÍTULO II
Marco Teórico
• 10 bits de resolución.
• Conversión por aproximaciones sucesivas.
• 2 MSPS (Millions of Samples Per Second).
• 8 entradas analógicas.
• 5 circuitos de muestreo y retención.
• Capacidad de muestrear dos entradas analógicas al mismo tiempo.
El convertidor puede muestrear y convertir una señal en 1 µS, reduciendo
considerablemente el tiempo que tarda el ciclo de control.
Hasta este punto, del trabajo, se han dado a conocer los conceptos básicos y la
información necesaria para auxiliar a una clara compresión del mismo. En el
siguiente capítulo se expone la metodología seguida para el desarrollo de este
proyecto.
68
CAPÍTULO II
Marco Teórico
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CAPÍTULO II
Marco Teórico
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[13] Muhammad H. Rashid, “Power Electronics Handbook”, Academic Press, capítulo
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[14] Mignard Vincent , “Induction cooking” ECE Magazine, abril 2007.
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[19] Muhammad H. Rashid, “Electrónica de potencia. Circuitos, dispositivos y
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Marco Teórico
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resonant inverter topologies used ininduction cookers”, Applied Power Electronics
Conference and Exposition 2002, Seventeenth Annual IEEE Vol. 2, Issue, 2002, pp:
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[22] Dieckerhoff Sibylle, “Design of an IGBT-based LCL-resonant inverter for highfrequency induction heating”, Industry Applications Conference, 1999. Thirty-Fourth
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[23] S.V. Mollov, “High frecuency voltage-fed inverter with phase-shift control for
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[24] Schönknecht, A. and De Doncker, R. W.; “Novel topology for parallel connection
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[25] Mariano Cuenca Alba, “Preestudio para el desarrollo de un equipo de
calentamiento por inducción”. Universidad Autónoma de Madrid.
[26] Gary, Aw.;“IGBT Gate Drivers in High-Frequency Induction Cookers”, Gate Drive
Optocouplers, Avago Singapore ,pp 8-10.
[27] MICROCHIP Technology Inc., dsPIC30F1010/202X, Datasheet,
http://ww1.microchip.com/downloads/en/DeviceDoc/70178C.pdf, consultada en enero
del 2009.
[28] Peñuelas Machado, José Ángel. “Algoritmo De Seguimiento Del Punto De
Máxima Potencia De Sistemas Fotovoltaicos En Cd. Obregón Sonora”, Tesis de
Ingeniero en electrónica, Instituto Tecnológico de Sonora, Octubre 2008.
CAPÍTULO III
Desarrollo
En este capítulo, se expone el proceso seguido para el desarrollo de un sistema de
calentamiento por inducción, conformado por un inversor medio puente con carga
resonante, el cual es alimentado por una fuente de CD. Se abordará cada parte del
sistema explicando el diseño y función de la misma; empezando por el inversor
resonante en configuración LCL y la bobina de trabajo, continuando con la circuitería
de conmutación y de control de la frecuencia de operación.
3.1 Requerimientos
Se requiere implementar un sistema de calentamiento por inducción, el cual sea
capaz de elevar la temperatura de materiales ferromagnéticos. Utilizando para esto,
un inversor medio puente con carga resonante. La potencia del inversor se controla
variando la frecuencia de operación del inversor. Como ya se mencionó antes, el
sistema se compone principalmente de una fuente CD, un circuito de control de
potencia, un circuito inversor, además del circuito tanque y la bobina de trabajo.
72
CAPÍTULO III
Desarrollo
3.2 Descripción del sistema
Las características del sistema son las siguientes:
•
El circuito inversor de medio puente contará con una carga resonante
compuesta por un circuito tanque de tercer orden, en configuración LCL.
•
La frecuencia de resonancia de operación propuesta es de: 172 kHz.
•
La fuente de alimentación máxima será de 120 volts y la potencia de entrada
máxima de 240 Watts.
•
El control de la potencia del inversor resonante se realizará variando
solamente la frecuencia de operación.
La figura 3.1 muestra el diagrama a bloques del sistema de calentamiento por
inducción. En el diagrama se muestran las formas de onda de las señales desde la
salida del dsPIC30F2020, pasando a los impulsores o drivers TC4422, hasta los
transformadores de pulso, de ahí a la circuitería de adecuación para los disparos del
los IGBT’s que conforman el inversor medio puente hasta llegar al circuito tanque.
Figura 3.1. Diagrama a bloques del sistema de calentamiento por inducción.
73
CAPÍTULO III
Desarrollo
3.3 Implementación
El sistema mostrado en la figura 3.1 se puede dividir en cuatro partes principales, así
se obtiene el diagrama esquemático simplificado de la figura 3.2. Se muestran
además los tipos de forma de onda asociadas a cada etapa.
Figura 3.2. Diagrama simplificado del sistema de calentamiento por inducción.
Las etapas principales que conforman el sistema son:
•
Etapa digital.
•
Etapa de adecuación de disparos.
•
Etapa de potencia.
•
Carga.
3.4 Elección del convertidor
Para calentamiento por inducción, existen distintos tipos de convertidores con carga
resonante, como se mencionó en la sección 2.8.2 del capítulo 2, el convertidor medio
74
CAPÍTULO III
Desarrollo
puente y el convertidor cuasi-resonante son los más utilizados para esta aplicación
[1].
Tomando en cuenta las ventajas y desventajas presentadas en la tabla 2.9 del
capitulo 2, se optó por elegir el convertidor medio puente con carga resonante VSI LCL, ya que se considera que las desventajas que éste presenta, son mínimas
comparadas con las ventajas que éste ofrece.
3.5 Diseño del convertidor
La topología del convertidor, elegido se muestra en la figura 3.3, la cual representa
un convertidor medio puente con carga resonante.
La parte más importante de este circuito convertidor es la bobina de trabajo situada
en el tanque, por la cual se llevará a cabo la inducción magnética que producirá el
calor en la pieza colocada dentro de ella.
Figura 3.3. Topología del convertidor medio puente con carga resonante LCL.
3.5.1 Bobina de trabajo
Se escoge la bobina de forma arbitraria para el desarrollo de este trabajo, se
pretende calentar pequeñas piezas de metal, por lo que se escoge una forma
cilíndrica representada en la figura 3.4.
75
CAPÍTULO III
Desarrollo
Figura 3.4. Bobina de trabajo empleada en el diseño.
El valor de la bobina es de 15 µH, este valor fue medido después de la fabricación de
la misma, pues se consideró que para el diseño de un tanque resonante es más fácil
el obtener capacitores de los valores adecuados, que el adaptar una bobina a un
diseño, debido a que implica manipulación mecánica en la construcción de la misma
para este tipo de sistemas.
3.5.2 Tanque resonante
Como se mencionó en el capítulo 2, al comparar entre los inversores de carga
resonante LCL y CCL, se llegó a la conclusión de que el modelo de circuito tanque
resonante LCL, es el más adecuado para su implementación con dispositivos
semiconductores como los IGBT’s.
Para la implementación de este tanque resonante fue necesario proponer una
frecuencia de oscilación, y así obtener los valores de los componentes del sistema.
La frecuencia de oscilación propuesta fue de 172 kHz [3].
Lo siguiente, ya teniendo el valor de la bobina y la frecuencia de resonancia, como se
mencionó en el capítulo 2, es determinar el valor del capacitor.
Dado que la frecuencia propuesta de conmutación resonante de 172 kHz, para
sintonizar la carga en la resonancia, es necesario despejar el valor del capacitor de la
76
CAPÍTULO III
Desarrollo
fórmula de la ecuación 3.1, considerando que la frecuencia fue propuesta y la
inductancia de la bobina es fija.
Así la ecuación 3.1 para el cálculo de la frecuencia:
f =
1
2π LC
(3.1)
Se convierte en la ecuación (3.2)
C=
1
(2π f ) 2 ⋅ L
(3.2)
Agregando los valores de la frecuencia y la bobina obtenemos la ecuación (3.3)
C=
1
(2π ⋅172000) 2 ⋅1.5 x10−6
(3.3)
De esta manera el valor de la capacitancia resulta en:
C ≅ 564 *10−9 Faradios
En base a este valor se calcularon las dos frecuencias de corte. La primera
asumiendo que la impedancia del inversor tiende a cero, la ecuación (3.4) muestra la
fórmula del análisis de un tanque de tercer orden para el caso de Z → 0 .
Sustituyendo valores se obtiene la ecuación (3.5).
Z →0
ω01 =
1
CL1 L2
( L1 + L2 )
(3.4)
77
CAPÍTULO III
Desarrollo
ω01 =
1
( 564 x10 F )( 45x10 H )(1.5x10 H )
( 45 x10 H ) + (1.5 x10 H ) 


−9
−6
−6
−6
−6
(3.5)
f = 175.89kHz
Y la segunda suponiendo que la impedancia tiende a infinito. La ecuación (3.6) sirve
para encontrar el valor de la frecuencia de corte cuando z∞, sustituyendo valores
tenemos la ecuación (3.7)
Z →∞
ω02 =
ω02 =
1
CL
(3.6)
1
( 564 x10 F )(1.5x10
−9
−6
H)
(3.7)
f = 173.03kHz
Entonces el circuito tanque queda como el de la figura 3.5
Figura 3.5. Circuito diseñado del tanque resonante.
El capacitor C2, que se encuentra al principio funciona como filtro capacitivo, bloquea
el nivel de CD de la salida del inversor para así alimentar al tanque resonante. Se
opone a todas las variaciones de tensión pero tiene el inconveniente de que en los
instantes de encendido, cuando se encuentra descargado, el pico de corriente que
78
CAPÍTULO III
Desarrollo
toma para cargarse puede alcanzar valores considerables. Bajo este criterio, para
disminuir las fluctuaciones de la tensión de salida se necesita elevar la capacidad,
con lo cual aumenta la amplitud de los picos de corriente.
La resistencia de la bobina de trabajo, L2, la resistencia del condensador del tanque
C1, y la resistencia de la pieza a introducir reflejan una pérdida en el tanque, pues
está incorporado por la bobina de trabajo y su condensador en paralelo, los cuales
tienen una resistencia equivalente (Req). La única carga vista por la fuente de energía
en la salida del inversor es la pérdida de resistencia del tanque a través de circuito.
[3]
La impedancia de acoplamiento, L1, se encuentra entre la fuente de energía de alta
frecuencia y la bobina de trabajo utilizada para el calentamiento. Los flujos de
corriente en la máxima frecuencia disminuyen, con la inclusión de la bobina de
acoplo entre el inversor y el tanque del circuito; ya que esta presenta un aumento de
la reactancia inductiva para todas las frecuencias superiores a la frecuencia
resonante del circuito tanque, como se mostró en el capítulo dos, esto presenta una
protección inherente al corto circuito en la carga, ya que es una impedancia muy
grande a frecuencias elevadas.
El circuito tanque resonante implementado y empleado en este trabajo, se muestra
en la figura 3.6, incluyendo la bobina de trabajo L2, la bobina de acoplamiento L1, el
el filtro capacitivo C2 y el capacitor del tanque resonante C1.
79
CAPÍTULO III
Desarrollo
Figura 3.6. Tanque resonante implementado.
3.5.3 Dispositivos de conmutación
Después del diseño del tanque y su implementación, se procede al diseño del circuito
inversor para el cual se requiere de dispositivos de alta velocidad de conmutación, en
este caso los dispositivos elegidos fueron IGBT’s [Anexo 6], orientados a
aplicaciones de calentamiento por inducción, según el fabricante. Asimismo, se
requiere de la circuitería de conmutación capaz de disparar a los interruptores.
Como se explicó en el capítulo dos, la corriente conmutada por los transistores que
forman el medio puente, es mínima, y las pérdidas de conducción se mantienen bajo
control, no obstante los transistores son expuestos a los picos del voltaje de
resonancia, los cuales pueden ser mucho más grandes que los de la fuente de
voltaje. El problema es exacerbado para aplicaciones que requieren una frecuencia
alta de operación, donde el factor de calidad del tanque resonante en paralelo es
muy grande. Los IGBT’s usualmente se emplean, ya que pueden bloquear voltajes
más grandes que los MOSFET’s [4], aunque la frecuencia máxima de operación de
estos está muy por debajo de las alcanzadas con MOSFET’s. Sin embargo,
actualmente la tecnología de IGBT ha permitido alcanzar frecuencias superiores a
200 kHz en régimen de conmutación suave.
80
CAPÍTULO III
Desarrollo
Con el fin de calentar una pieza sólida de metal a través del calentamiento por
inducción, es necesario generar una corriente muy grande para que circule en la
superficie del metal. El inversor en general funciona mejor si se opera a muy alta
tensión pero a una baja corriente. Es por eso que se optó por utilizar IGBT’s.
El modelo de IGBT’s utilizados fueron los FGL60N100BNTD [Anexo 6] (mostrados en
la figura 3.7), cumplen con las características requeridas para este desarrollo. Una
vez elegidos los dispositivos de conmutación adecuados, se procede a elegir la
circuitería de compuerta para el manejo de estos.
Figura 3.7. Circuito inversor medio puente, con IGBT’s FGL60N100BNTD.
3.5.4 Circuitos de compuerta
Como circuitos de compuerta, se optó por implementar un arreglo con
transformadores de pulsos, la opción más utilizada para este tipo de aplicaciones, ya
que el utilizar un transformador aísla el circuito de control del resto del sistema. [6]
81
CAPÍTULO III
Desarrollo
Para el diseño de este sistema de calentamiento por inducción fueron requeridos
transformadores de pulso capaces de manejar un rango de frecuencia superior a 172
kHz, que es la frecuencia de resonancia propuesta. El modelo de transformador
utilizado es el SD250-1L de Coilcraft, el cual tiene una relación de 1:1, un rango de
frecuencia de 10 a 250 kHz y una capacidad de aislamiento de 3750 Vrms entre
devanados. Las hojas de datos se presentan en el Anexo 1.
Figura 3.8. Transformadores de pulsos.
En la figura 3.9 se muestra el diagrama de conexión para el interruptor inferior del
inversor; se requieren dos arreglos iguales, ya que son dos transformadores de
pulso, uno para cada IGBT.
Figura 3.9. Conexión de los transformadores de pulsos.
Se requiere de una pareja de transistores BD135 y BD136 que es un par
complementario amplificador de potencia, se utilizó una configuración emisor común,
82
CAPÍTULO III
Desarrollo
o “totem-pole”, en esta configuración el voltaje de la señal de salida la misma forma
al valor de la fuente de alimentación del par de transistores, en éste caso de 0 a 15
Volts. Las características de los transistores BD135 y BD136 se muestran en el
Anexo 2 y Anexo 3.
Los capacitores electrolíticos C1 y C2 en serie con el devanado primario y en serie
con el de devanado secundario respectivamente, se utilizan para la adecuación de la
señal, eliminando el nivel de CD, puesto que el transformador trabaja con CA.
Además de ser la mejor opción por las razones anteriormente mencionadas, este
arreglo es capaz de corregir las formas de ondas enviadas desde los drivers.
Para proporcionar la señal a los transformadores de pulso se utilizaron drivers
TC4422, los cuales tiene una corriente de salida pico de hasta 9 amperes, y pueden
tener un voltaje de entrada de operación en un rango de 4.5 volts a 18 volts [Anexo
4]. Si se desea hacer un diseño más exacto del inversor resonante LCL, se puede
consultar la referencia [7]. En la figura 3.10 se puede observar la implementación de
este arreglo para los transformadores de pulso.
Figura 3.10. Circuitería de compuerta.
83
CAPÍTULO III
Desarrollo
3.6 Etapa digital
El dispositivo digital que se utilizó fue un dsPIC30f2020 de la compañía Microchip
Inc., al cual mediante tres potenciómetros, se le regula el nivel de voltaje a la entrada
del convertidor ADC, esto se muestra en la figura 3.11, (el primero de ellos de abajo
hacia arriba, controla la frecuencia, el segundo y el tercero se encargan del tiempo
muerto, de bajada y de subida, respectivamente, de las señales de salida PWM). Es
importante el control del tiempo muerto ya que de este depende la conmutación de
los transistores. Las hojas de datos del dsPIC30F2020 se muestran en el Anexo 5.
Figura 3.11. Etapa digital en el sistema implementado.
Desarrollo del programa
El diagrama de flujo del programa realizado en el dsPIC30F2020 se muestra en la
figura 3.12, el código detallado se puede consultar en el Apéndice A.
84
CAPÍTULO III
Desarrollo
Figura 3.12. Diagrama de flujo del programa del dsPIC30F2020 para la generación de señales PWM.
El programa en sí, resulta muy sencillo, lo primero que se realizó fue configurar el
DSC de la manera que se describe a continuación:
85
CAPÍTULO III
•
Desarrollo
Se empezó con la configuración del PWM. Para continuar con la configuración
del ADC, y de las interrupciones.
•
Se enciende los módulos PWM y el ADC, posteriormente a esto, entra a un
ciclo ocioso, en espera por la interrupción.
•
La rutina de interrupción consiste en borrar la bandera de interrupción del
ADC, después cargar los valores de éste en las variables definidas dentro del
programa; calcular la frecuencia del PWM, así como los tiempos muertos, este
cálculo se realiza a partir de la frecuencia de entrada, sustituyendo esta en la
ecuación (3.7) [8]. Para el cálculo del PTPER (Registro de base de tiempo
principal). De esta manera se determina el periodo de la señal de PWM
cargando un valor al registro PTPER dependiendo del valor de este registro se
determina el valor del periodo.
1
PTPER = (120 MHz * ) − 1
f
(3,7)
Después de eso se actualizan los datos:
•
Ciclo de trabajo
•
Frecuencia del PWM
•
Tiempos muertos
Y así continua el programa de forma cíclica.
En las figuras 3.13 y 3.14 se muestra el sistema ya terminado. En la figura 3.13 se
observa el sistema completo de calentamiento por inducción mientras que el la figura
3.14 se hace un acercamiento a la placa del circuito impreso.
86
CAPÍTULO III
Desarrollo
Figura 3.13. Sistema de calentamiento por inducción.
Figura 3.14. Placa de circuito impreso del inversor medio puente para carga resonante.
Hasta este punto, se ha descrito el desarrollo, así como la implementación y el
diseño del inversor medio puente con carga resonante LCL para un sistema de
calentamiento por inducción, en el siguiente capítulo se presentan las pruebas
realizadas a este, los resultados y el análisis de los mismos.
87
CAPÍTULO III
Desarrollo
Referencias
[1] Renesas Induction Cooking Basics ©2008. Renesas Technology Europe Ltd.,
agosto 2008, 32 pgs.
[2] http://www.lowes.com/lowes/lkn?action=noNavProcessor&p=spanish/BuyGuide/
SurgeProtectorGuide.html&sec=esp, consultada en mayo 2009.
[3] http://www.richieburnett.co.uk/indheat.html consultada en febrero del 2009.
[4]
http://pdf1.alldatasheet.com/datasheetpdf/view/87374/FAIRCHILD/FGL60N100BNTD.
html, consultada en enero del 2009.
[5] S.v. Mollov, “High frecuency voltage-fed inverter with phase-shift control for
induction heating”, IEE Proc. Electr. Power Appl., Vol. 151, No1, Enero 2004.
[6] S.Y. Hui., “Coreless Printed Circuit Borrad Transformers for Power MOSFET/IGBT
Gate Drive Circuits” , IEEE Transactions on power electronics, Vol. 14 No. 3, Mayo
1999, pp.- 422 – 430.
[7] Dieckerhoff Sibylle, “Design of an IGBT-based LCL-resonant inverter for highfrequency induction heating”, Industry Applications Conference, 1999. Thirty-Fourth
IAS Annual Meeting. Conference Record of the IEEE.
[8] Peñuelas Machado, José Ángel, “Algoritmo De Seguimiento Del Punto De Máxima
Potencia De Sistemas Fotovoltaicos En Cd. Obregón, Sonora”, Tesis de Ingeniero en
electrónica, Instituto Tecnológico de Sonora, Octubre 2008.
CAPÍTULO IV
Pruebas y Resultados
En este capítulo se presentan las pruebas realizadas a un inversor medio puente con
carga resonante aplicado en un sistema de calentamiento por inducción. Así como el
funcionamiento de cada parte que integra el sistema, desde la parte de control de
frecuencia, pasando por la circuitería de conmutación, el inversor y la carga
resonante. Se muestran además los resultados obtenidos, al calentar distintos
metales.
4.1 Señales de control del inversor
El inicio de las pruebas realizadas al sistema de calentamiento por inducción se da a
partir de la etapa de control de frecuencia, es decir, en las señales de salida del
dsPIC30F2020.
En la figura 4.1 se muestran las señales obtenidas del dsPIC30F2020, que son
complementarias, y de 5 volts. En las figuras 4.1 (a) y 4.1 (b) se puede observar el
tiempo muerto de bajada y de subida que existe entre las señales, este se ajusta
89
CAPÍTULO IV
Pruebas y Resultados
manualmente por medio de los resistores variables, al igual que la frecuencia. El
tiempo muerto para estas señales es de 500 ns.
(a)
(b)
Figura 4.1. Señales de salida del dsPIC30F2020 (a) Tiempo muerto de bajada, (b) Tiempo muerto de
subida.
Estas señales, provenientes del dsPIC30F2020, pasan a los drivers TC4422, de los
cuales se necesita uno para cada salida del DSC.
90
CAPÍTULO IV
Pruebas y Resultados
Para las pruebas de señalización, se tomó sólo una de las señales de los TC4422,
mostrada en la figura 4.2 (a), y se sigue a lo largo de los demás dispositivos que
componen el esquema, si se compara la figura 4.2 (a) con la figura 4.2 (b), se
observa el cambio de la señal al pasar por el capacitor, conectado en serie con el
transformador de pulso y con los transistores BD135 y BD136. En las figura 4.2 (c) se
observa esta misma señal al pasar por el transformador de pulsos, se puede apreciar
que el cambio de la señal es muy pequeño, ya que el transformador tiene una
relación de 1:1. Por último, en la figura 4.2 (d) se observa que la señal regresa al
nivel de CD requerido por los IGBT’s al pasar el capacitor conectado en serie con el
devanado secundario del transformador y el arreglo de diodos zener. La figura 4.2 (e)
muestra de donde fueron tomadas las señales de las figuras anteriores. Para las
mediciones
del
transistor
superior
son
similares,
tomando
correspondiente.
(a)
Figura 4.2. (a)Señal de salida del TC4422.
la
referencia
91
CAPÍTULO IV
Pruebas y Resultados
(b)
(c)
Figura 4.2. (Continuación) (b) Señal del TC4422, después del capacitor en serie con el devanado
primario del transformador de pulsos. (c) Señal después del transformador.
92
CAPÍTULO IV
Pruebas y Resultados
(d)
(e)
Figura 4.2. (Continuación). (d) Señal después del capacitor conectado en serie con el devanado
secundario del transformador (e)Diagrama esquemático que muestra donde son tomadas las
mediciones de las señales (a),(b),(c), y (d), con respecto a su referencia más cercana.
4.2 Salida del inversor
Las señales de salida se toman en los puntos marcados en el esquema de la figura
4.3. Las mediciones fueron realizadas utilizando un osciloscopio digital Tektronix
modelo DPO7104 con puntas diferenciales de voltaje TDP0500 y una pinza de
corriente TCP0030.
93
CAPÍTULO IV
Pruebas y Resultados
Figura 4.3. Circuito esquemático del inversor y el tanque resonante.
En la figura 4.4 se puede observar una comparación entre el voltaje V1 y la corriente
de salida del inversor I1. Cabe mencionar que la frecuencia de resonancia obtenida
fue de aproximadamente 160 kHz, contrario a los 172 kHz propuestos, debido a
variaciones en los valores de los componentes del tanque resonante, como se
observa en las gráficas.
(a)
Figura 4.4. Gráficas de voltaje y corriente: (a) por debajo de la frecuencia de resonancia.
94
CAPÍTULO IV
Pruebas y Resultados
(b)
(c)
Figura 4.4 (Continuación). Gráficas de voltaje y corriente: (b) por arriba de la frecuencia de
resonancia (c) en resonancia.
95
CAPÍTULO IV
Pruebas y Resultados
La figura 4.4, demuestra que el voltaje a la salida del inversor permanece estable al
variar la frecuencia de trabajo, no sólo mantiene la misma forma, si no que de igual
manera, su valor en amplitud es muy similar entre una frecuencia diferente y otra,
esto puede observarse al comprar entre sí las figuras 4.4 (a), 4.4 (b) y 4.4 (c); sin
embargo sus valores RMS difieren, observándose los valores máximos en la
frecuencias de resonancia.
En cuanto a corriente se refiere, esta si varía mucho dependiendo de la frecuencia a
la que se trabaje, ya que para empezar cambia mucho su forma de onda y por ende
su valor, tanto en amplitud como RMS. La forma de onda cambia desde una
senoidal, como en la figura 4.4 (c) en la frecuencia de resonancia hasta una forma de
onda triangular, en frecuencias más altas o más bajas que la de resonancia. Esto se
aprecia en las figuras 4.4 (a) y (b) respectivamente. Con esto se corroboran las
formas de onda, en resonancia, mostradas en el capítulo 2 para el inversor VSI –
LCL.
Con esto se ha demostrado el comportamiento del circuito inversor. Ahora el análisis
se dividirá en dos, analizando el funcionamiento del circuito tanque LCL en la
frecuencia de resonancia por arriba y por debajo de esta; con una carga adicional y
sin ella.
4.2.1 Voltaje y corriente en la bobina de trabajo sin carga adicional
Para iniciar el análisis, se mostrarán las formas de onda obtenidas en la bobina de
trabajo sin carga.
La figura 4.5 muestra la medición del voltaje en la bobina de trabajo del circuito
tanque, la cual se realiza en las terminales marcadas por (+) y (-) de la misma; y la
corriente en la terminal de la bobina que se conecta a tierra (-).
96
CAPÍTULO IV
Pruebas y Resultados
Figura 4.5. Terminales de la bobina de trabajo, donde se miden los voltajes del circuito tanque.
4.2.1.1 Voltaje y corriente en la bobina de trabajo sin carga debajo de la
frecuencia de resonancia
La figura 4.6 ilustra el comportamiento del tanque resonante, en voltaje y corriente
cuando el sistema trabaja debajo de la frecuencia de resonancia. Aquí la forma de
onda de corriente no es diente sierra, como en la corriente de salida del inversor,
debido a la selectividad de frecuencias del circuito tanque.
4.2.1.2 Voltaje y corriente en la bobina de trabajo sin carga arriba de la
frecuencia de resonancia
De igual manera que en la figura 4.6, la figura 4.7 muestra el comportamiento del
voltaje y corriente del tanque sin una carga adicional; donde de forma similar se
obtienen formas de onda de tipo senoidal.
97
CAPÍTULO IV
Pruebas y Resultados
Figura 4.6. Voltaje y corriente en la bobina de trabajo por debajo de la frecuencia resonante sin carga.
Figura 4.7. Voltaje y corriente en la bobina de trabajo sobre la frecuencia de resonancia sin carga.
98
CAPÍTULO IV
Pruebas y Resultados
4.2.1.3 Voltaje y corriente en la bobina de trabajo sin carga en la frecuencia de
resonancia
La respuesta en resonancia es la buscada para hacer trabajar el sistema en el punto
de máxima transferencia de energía. En la figura 4.8 se ilustra el como al estar
trabajando nuestro sistema de calentamiento por inducción en la frecuencia de
resonancia, los valores del voltaje y la corriente son de mayor valor que en los casos
anteriores, la formas de onda permanecen senoidales.
Figura 4.8. Voltaje y corriente en la bobina de trabajo en la frecuencia resonante sin carga.
4.2.2 Voltaje y corriente en la bobina de trabajo con carga adicional
Ahora se muestran las formas de onda del sistema, con una carga adicional. Dicha
carga consistió en una pieza cilíndrica de acero máquina 1041 con un peso de 322
gramos, diámetro de ¾ de pulgada y longitud de 10 centímetros. Se tomaron las
mismas mediciones que en el análisis sin carga.
99
CAPÍTULO IV
Pruebas y Resultados
4.2.2.1 Voltaje y corriente en la bobina de trabajo con carga debajo de la
frecuencia de resonancia
En la figura 4.9, se muestran las formas de onda del voltaje y la corriente en la
bobina de trabajo con carga, por debajo de la frecuencia de resonancia.
Figura 4.9. Voltaje y corriente en la bobina de trabajo por debajo de la frecuencia de resonancia con
carga.
En comparación con el mismo caso sin carga, mostrado en la figura 4.6, se observa
que las amplitudes son menores y con la misma forma de onda senoidal.
Cabe mencionar que los valores mostrados de corriente son en milivolts debido a
que la medición fue realizada utilizando un sensor resistivo de 0.0025 ohms en serie
con la bobina de trabajo, tomando el valor de la caída de voltaje en el mismo.
100
CAPÍTULO IV
Pruebas y Resultados
4.2.2.2 Voltaje y corriente en la bobina de trabajo con carga arriba de la
frecuencia de resonancia
En la figura 4.10 se pueden observar las formas de onda del voltaje y la corriente en
la bobina de trabajo, con una frecuencia mayor a la frecuencia de resonancia del
sistema.
Figura 4.10. Voltaje y corriente de la bobina de trabajo por arriba de la frecuencia de resonancia con
carga.
De manera similar que en caso anterior y en comparación con la prueba realizada sin
carga para frecuencia por arriba de la de resonancia se observa que la amplitud es
menor; de la manera similar que para el caso anterior las mediciones se realizaron
utilizando un sensor resistivo de 0.0025 Ohms y los valores de corriente se muestran
en relación de voltaje en milivolts.
101
CAPÍTULO IV
Pruebas y Resultados
4.2.2.3 Voltaje y corriente en la bobina de trabajo en la frecuencia de
resonancia
En la figura 4.11 se aprecia la respuesta del sistema en la frecuencia de resonancia,
si se compara con la figura 4.8 se observa ,como al agregar una carga, los valores
de voltaje y corriente disminuyen, debido al aumento de la resistencia equivalente del
tanque, lo cual también genera una variación en la frecuencia. Por tal razón esta
tiene que volverse a ajustar, si se desea seguir trabajando en el punto de máxima
transferencia de energía, hasta alcanzar sus valores máximos, los cuales no serán
iguales a los valores de corriente y voltaje del tanque sin carga, debido a la
dispersión del campo magnético de la bobina ocasionado por la pieza introducida.
Figura 4.11. Voltaje y corriente de la bobina de trabajo en la frecuencia resonante con carga.
En ambos casos se observa que el desfase entre el voltaje en el capacitor y la
corriente del tanque es 90 grados, lo cual era de esperarse entre un capacitor y un
inductor.
102
CAPÍTULO IV
Pruebas y Resultados
4.3 Pruebas de calentamiento de diversos materiales férricos
Dentro de las pruebas realizadas se encuentra el calentar diferentes materiales, por
un mismo periodo de tiempo, esto con la finalidad de observar el comportamiento del
sistema y corroborar que el efecto de calentamiento por inducción se lleve a cabo.
Los materiales, todos de forma cilíndrica, utilizados para esta prueba fueron los
siguientes:
•
Latón.
•
Aluminio.
•
Acero máquina 1041.
•
Acero máquina 1045.
En la figura 4.12 se muestran las temperaturas obtenidas de cada uno de los
metales, bajo las mismas condiciones de prueba que fueron: un periodo de 5 minutos
introducidos en la bobina de trabajo, 120 Volts de alimentación del inversor y el
máximo voltaje desarrollado en la bobina de trabajo, sintonizado para cada material.
Las mediciones de temperatura se realizaron utilizando un termómetro infrarrojo
marca Fluke modelo IR 66.
Figura 4.12. Gráfica de la temperatura alcanzada de los diferentes materiales, con el sistema de
calentamiento por inducción desarrollado.
103
CAPÍTULO IV
Pruebas y Resultados
Como se puede apreciar en la figura 4.12, los materiales que presentaron un menor
calentamiento fueron el Aluminio y el Latón, por sus características magnéticas.
Otro material sometido a esta misma prueba, fue el estaño, el cual alcanzó una
temperatura de 187 grados centígrados, llegando a su punto de fusión en un tiempo
de 3 minutos con 34 segundos.
La figura 4.13 (a) muestra el estaño antes colocarse en medio de la bobina de trabajo
y (b) el estaño después de 3 minutos, una vez fundido.
(a)
(b)
Figura 4.13. Estaño (a) antes y (b) después de fundirse.
Conclusiones y Recomendaciones
El mundo tal como lo conocemos enfrenta una serie de cambios climáticos debido a
la contaminación que se genera, en gran parte, por el sector industrial; la humanidad
se ha ido abriendo camino poco a poco sin tomar en consideración las
consecuencias que la modernidad trae consigo, es por esto que es necesario el
enfocarse en nuevas tecnologías que sean capaces de aminorar la contaminación,
como lo es el uso de las electrotecnologías, las cuales aportan nuevas formas de
transformar la materia prima en productos terminados, pudiendo utilizar energía
eléctrica que proviene de fuentes renovables, y que al compararse con otro tipo de
tecnologías, que utilizan combustibles fósiles, resultan más efectivas.
El trabajo terminado, cumplió con el objetivo del anteproyecto el cual era el diseño e
implementación de un sistema de calentamiento por inducción, controlado por
frecuencia utilizando la topología de inversor medio puente con carga resonante. El
proceso de diseño y construcción fue de continuo aprendizaje en busca de la
optimización en el funcionamiento de estos sistemas, por lo cual es un proceso
abierto a nuevos desarrollos, susceptible de mejoras.
Conclusiones y recomendaciones
105
No obstante, se deja una fuente bibliográfica y una metodología que pueden servir de
bases para futuras investigaciones en el área del calentamiento por inducción, así
como en las aplicaciones de las topologías de inversores resonantes.
Los resultados obtenidos en las pruebas realizadas fueron satisfactorias, ya que se
pudo corroborar la información provista por la literatura, en lo referente al sistema de
calentamiento por inducción basado en una topología de inversor de carga resonante
VSI – LCL. Además de las pruebas de calentamiento de materiales mostraron la
eficacia de este sistema, ya que se lograron alcanzar temperaturas superiores a la
ambiental, también se logró llegar a la fundición de un metal.
Cabe mencionar que dichas pruebas también fueron realizadas con otro tipo de
circuitería, como lo son la utilización de arreglos de resistencias y capacitores para la
obtención de los tiempos muertos de las señales en un circuito integrado 74LS14, lo
cual no resulto satisfactorio para esta aplicación, ni presentó las ventajas que se
obtienen con un dsPIC30F2020, además de la utilización de conductores IR2110, los
cuales resultan muy sensibles a posibles cambios de corrientes y voltajes, lo que los
convierte en una posible fuente de error en las mediciones y el desempeño del
sistema.
Existe la posibilidad de mejorar el sistema, a partir de este primer acercamiento, las
recomendaciones que se proponen son: el agregar una parte de sensado de
frecuencia para introducir un sistema de seguimiento de la frecuencia de resonancia;
para esto se recomienda utilizar un sensor de voltaje de la bobina de trabajo, ya que
el sensado de corriente puede ser complicado debido a los valores elevados que
pueden circular por la misma; lo que sugiere un problema para los sensores.
Además, se propone el uso de fuentes de alimentación adecuadas para estas
aplicaciones, así como de un equipo de medición que sea capaz de trabajar en los
rangos de voltaje, corriente y frecuencia relacionados al calentamiento por inducción.
Conclusiones y recomendaciones
106
Por último, se propone el uso de herramientas digitales de mayor capacidad de
procesamiento para la introducción de algoritmos de control, en el caso de
aplicaciones específicas.
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APÉNDICE A
Análisis de la impedancia de entrada del
circuito tanque LCLR
113
APÉNDICE A
Análisis matemático del tanque resonante LCLR
Para el análisis del tanque resonante de tercer orden se necesita partir de la
impedancia de entrada, a calcular según el diagrama de la figura A.1. Partiendo de la
siguiente ecuación:
Z ( jω N ) = R Z IN =
VIN
I IN
(A.1)
L1
I
L2
IN
VIN
C
R
ZIN
Figura A.1. Circuito tanque.
En la figura A.2, se muestra el circuito simplificado para su análisis.
L1
L2
C
R
Figura A.2. Circuito tanque resonante de 3er orden.
Convirtiendo los valores a su equivalente rectangular queda como se muestra en la
figura A.3.
jωL1
jωL2
1
j ωC
R
Figura A.3. Circuito tanque resonante con componentes rectangulares.
114
APÉNDICE A
Análisis matemático del tanque resonante LCLR
Al simplificar el circuito sumando la bobina de trabajo con la resistencia de carga:
R eq = R + jω L1
Ahora la impedancia en paralelo de Req con el capacitor resulta en:
Req =
Req =
Req =
R + jω L2
jωC
1
+ R + jω L2
jωC
=
R + jω L2
1 + jω Rc − ω 2 L2C
R + jω L2
(1 − ω 2 L2C ) + jω RC
R (1 − ω 2 L2C ) + ω L2 (ω RC )
(1 − ω L C ) (ω RC )
2
2
2
+j
ω L2 (1 − ω 2 L2C ) − ω R 2C
(1 − ω L C ) (ω RC )
Req =
R
(1 − ω L C ) (ω RC )
2
2
2
2
2
+j
2
2
2
2
ω L2 − ω 3 L2 2 c − ω R 2 c
(1 − ω L C ) (ω RC )
2
2
2
2
Entonces la impedancia de entrada resulta en:
Z IN = jω L1 +
R
(1 − ω L C ) (ω RC )
2
2
2
Z IN =
R
(1 − ω L C ) (ω RC )
2
2
2
2
2
+j
ω L2 − ω 3 L2 2C − ω R 2C
(1 − ω L C ) (ω RC )
2
2
2
2


ω L − ω 3 L2 2C − ω R 2C 
+ j ω L1 + 2
2
2
2

ω
1
−
L
C
(ω RC ) 
(
)
2

Para obtener las frecuencias de corte, se considera sólo la parte imaginaria de la
impedancia. Asumiendo que ZIN 0.
115
APÉNDICE A
ω L1 +
Análisis matemático del tanque resonante LCLR
ω L2 − ω 3 L2 2C
(1 − ω L C )
2
2
=0
2
ω L1 +
ω L1 +
ω L2 (1 − ω 2 L2C )
(1 − ω 2 L2C )
2
=0
ω L2
=0
(1 − ω 2 L2C )
ω L1 (1 − ω 2 L2C ) + ω L2
(1 − ω L C )
2
=0
2
ω L1 (1 − ω 2 L2C ) + ω L2 = 0
ω L1 − ω 3 L1 L2C + ω L2 = 0
ω ( L1 + L2 ) − ω 3 L1 L2C = 0
( L1 + L2 ) = ω 2 L1 L2C
1
ω
1
ω
2
=
=
L1 L2C
( L1 + L2 )
L1 L2C
( L1 + L2 )
∴
ω01 =
1
L1L2C
( L1 + L2 )
Con lo que se obtiene la primera frecuencia de corte del tanque resonante LCLR.
Análogamente, considerando, para ZIN∞
116
APÉNDICE A
ω L1 +
Análisis matemático del tanque resonante LCLR
ω L2 − ω 3 L2 2C
(1 − ω L C )
2
2
=∞
2
ω L1 +
ω L1 +
ω L2 (1 − ω 2 L2C )
(1 − ω 2 L2C )
2
=∞
ω L2
=∞
(1 − ω 2 L2C )
ω L1 (1 − ω 2 L2C ) + ω L2
(1 − ω L C )
2
=∞
2
(1 − ω L C )
ω L (1 − ω L C ) + ω L
2
2
2
1
2
2
=
1
∞
(1 − ω L C ) = 0
2
2
∴
ω02 =
1
L2C
Con esto se obtiene la segunda frecuencia de corte del circuito LCLR, una
interpretación de la respuesta en frecuencia mediante diagramas de Bode del
circuito, para aplicaciones de calentamiento por inducción, se expone con más
detalle en el Apéndice B.
APÉNDICE B
Análisis de la respuesta en frecuencia del
tanque resonante LCLR
118
APÉNDICE B
Análisis de la respuesta en frecuencia del tanque resonante LCLR
Del circuito mostrado en la figura B.1
Figura B.1. Diagrama del inversor con carga resonante LCL y formas de onda.
A continuación, se presenta y detalla brevemente el análisis en frecuencia del tanque
resonante LCLR, mostrado en [Burnett], haciendo énfasis en las implicaciones para
la aplicación de calentamiento por inducción.
La red resonante LCLR, es un circuito de tercer orden que consiste en dos
inductores, un capacitor y una resistencia. La gráfica B.2 muestra el diagrama de
Bode (magnitud y fase) de la corriente por la bobina de acoplamiento de impedancia,
L1 y del voltaje en el capacitor, que es el mismo al que se encuentra presente en la
bobina de trabajo, para una frecuencia de resonancia aproximadamente igual a 220
kHz.
De la gráfica de magnitud de la figura B.2 se puede observar que el voltaje máximo
desarrollado en la bobina de trabajo, V2, ocurre a una frecuencia solamente, la
frecuencia de resonancia. En dicha frecuencia la corriente que circula por la bobina
de trabajo es también la máxima corriente demandada del inversor, I1. Cabe hacer
notar que la magnitud de la corriente demandada al inversor tiene una frecuencia
“nula” separada muy poco de la frecuencia que proporciona el calentamiento
máximo. Esto arroja la importancia de una sintonización exacta en la frecuencia de
operación; debido a que para circuitos de alto factor Q, estas frecuencias se
encuentran muy cercanas la una de la otra y por lo tanto la diferencia entre la
máxima y mínima potencia entregada pueden ser unos pocos kilohertz.
119
APÉNDICE B
Análisis de la respuesta en frecuencia del tanque resonante LCLR
Figura B.2. Diagrama de Bode del tanque resonante LCLR.
De la gráfica inferior de la figura B.2, correspondiente a la fase, se observa que para
frecuencias inferiores a la de resonancia, el voltaje de la bobina de trabajo se
encuentra en fase con el voltaje de salida del inversor. A medida que la frecuencia de
operación aumenta, el ángulo de fase del voltaje en la bobina cambia abruptamente
180 grados en el punto de máxima potencia y permanece desfasado los mismos 180
grados para frecuencias superiores a la de resonancia. De manera similar, la fase de
la corriente de salida del inversor presenta no uno, si no dos cambios abruptos de
fase conforme la frecuencia de operación se incrementa. Un acercamiento a dicha
gráfica se muestra en la figura B.3., para diferentes condiciones de carga del
sistema.
En la figura B.3, se muestran la familia de curvas del voltaje en el capacitor V2, y la
corriente de salida del inversor I1 para diferentes condiciones de carga en el sistema;
120
APÉNDICE B
Análisis de la respuesta en frecuencia del tanque resonante LCLR
donde las gráficas más pronunciadas corresponden a un sistema sin carga y las
curvas mas amortiguadas a la introducción de una pieza con grandes pérdidas en la
bobina de trabajo. En la figura B.3, se observan además tres regiones divididas por
dos líneas, las cuales representan el comportamiento de la impedancia del tanque
resonante LCL a través de la frecuencia.
Figura B.3. Diagrama de Bode del tanque resonante LCLR para diferentes valores de cargas y
regiones de operación.
La línea de mayor grosor indica la frecuencia a la cual el voltaje en el capacitor (y en
la bobina de trabajo) se atrasa 90 grados con respecto a al voltaje de salida del
inversor. Siendo este también el punto de máxima potencia, donde se genera el
mayor efecto de calentamiento posible en una pieza.
121
APÉNDICE B
Análisis de la respuesta en frecuencia del tanque resonante LCLR
En la región sombreada a la derecha, marcada por “Región de carga inductiva”, se
observa como al incrementar la frecuencia por encima del punto de máxima potencia
(frecuencia de resonancia) el voltaje en la bobina de trabajo disminuye y por lo tanto
un menor efecto de calentamiento se genera en la pieza. De igual forma, la corriente
del inversor cae y se atrasa en relación al voltaje de salida del inversor. Estas
condiciones de operación son idóneas para poder realizar un control en el efecto de
calentamiento, ya que al desintonizar el tanque por encima de la frecuencia de
resonancia, la potencia transferida a la carga disminuye y el inversor siempre “ve” un
factor de potencia atrasado.
Por el otro lado, a la izquierda de la frecuencia de resonancia, se encuentra la región
marcada como “Región de carga capacitiva”. Conforme la frecuencia de la salida
de operación del inversor decrementa, también el voltaje en el capacitor disminuye y
un menor calentamiento se genera. Sin embargo, esto tiene por consecuencia que la
corriente de salida del inversor pueda cambiar a un ángulo de fase en adelanto con
cargas pequeñas y altos factores de calidad, Q. Esta condición de operación es
indeseable para los inversores de estado sólido, ya que la corriente en adelanto
ocasiona la pérdida de conmutación a voltaje cero (ZVS) y conduce a una
recuperación inversa forzada de los diodos de marcha libre de los interruptores, lo
que a su vez trae como resultado el incremento en las pérdidas por conmutación y
sobrepicos de voltaje en los mismos. Por consiguiente, esta región de operación no
es recomendada para el control de potencia a la salida.
Finalmente, la región más alejada a la izquierda, marcada también como “Región de
carga inductiva”, tiene también un comportamiento inductivo, ya que la corriente de
salida vuelve a estar en atraso con respecto al voltaje de salida del inversor. Esta
región es de poco interés práctico ya que no se genera un calentamiento significativo
en la pieza y para poder trabajar en ella, una vez que el sistema se encuentra
operando, es necesario pasar por la región capacitiva que como ya se mencionó
puede ocasionar daños en el inversor.
APÉNDICE C
Código fuente del dsPIC30f2020
123
APENDICE C
Código del programa utilizado para la programación del dsPIC30f2020
#include "p30f2020.h"
/*
Bits de configuracion
*/
_FOSCSEL(FRC_PLL)
_FOSC(CSW_FSCM_OFF & FRC_HI_RANGE & OSC2_IO)
_FWDT(FWDTEN_OFF)
_FPOR(PWRT_128)
_FGS(CODE_PROT_OFF)
_FBS(BSS_NO_FLASH)
/*
Declaracion de funciones */
void PWM_config();
void ADC_config();
void Int_config();
/*
Declaracion de variables */
unsigned int dead = 0;
unsigned int altdead = 0;
unsigned int fcy = 0;
/*
Funcion main()
*/
int main()
{
OSCTUNbits.TUN = 7;
PWM_config();
ADC_config();
Int_config();
PTCONbits.PTEN = 1;
ADCONbits.ADON = 1;
while(1);
{
Nop();
}
}
/*
Funcion PWM_config()
void PWM_config()
*/
124
APENDICE C
Código del programa utilizado para la programación del dsPIC30f2020
{
/*
PWM general settings
*/
PTPER = 5580;
/*
PWM1 settings
*/
PDC1 = 2790;
PHASE1 = 0;
PWMCON1bits.DTC = 0;
PWMCON1bits.IUE = 0;
DTR1 = 500;
ALTDTR1 = 500;
IOCON1 = 0xC000;
TRGCON1bits.TRGDIV = 5;
TRGCON1bits.TRGSTRT = 0;
TRIG1 = 1000;
}
/*
Funcion ADC_config()
*/
void ADC_config()
{
ADPCFGbits.PCFG0 = 0;
ADPCFGbits.PCFG1 = 0;
ADPCFGbits.PCFG2 = 0;
//TRISB = 3;
ADCONbits.ADCS = 6;
// FADC/14
ADCONbits.FORM = 0;
ADCONbits.SEQSAMP = 0;
ADCONbits.ORDER = 0;
ADCONbits.EIE = 1;
//AN0- (-S-)(-C-)
//AN1- (-S-)----(-C-)
//AN2- (-S-)--------(-C-)
//AN3- -------------(-S-)(-C-)
//-----------------------|IRQ|on finish C of AN2
ADCPC0bits.TRGSRC0 = 4;
ADCPC0bits.TRGSRC1 = 4;
ADCPC0bits.IRQEN0 = 0;
125
APENDICE C
Código del programa utilizado para la programación del dsPIC30f2020
ADCPC0bits.IRQEN1 = 1;
ADSTAT = 0;
}
/*
Funcion Int_config()
*/
void Int_config()
{
IFS0bits.ADIF = 0;
IPC2bits.ADIP = 4;
IEC0bits.ADIE = 1;
}
/*
Rutina de servicio de interrupcion del ADC */
void __attribute__((interrupt, auto_psv)) _ADCInterrupt()
{
IFS0bits.ADIF = 0;
ADSTAT = 0;
dead = ADCBUF0;
altdead = ADCBUF1;
fcy = ADCBUF2;
fcy = 5580 + fcy;
if (dead <= 8)
dead = 10;
else
Nop();
if (altdead <= 8)
altdead = 10;
else
Nop();
//Actualizacion de datos
PDC1 = (fcy/2);
PTPER = fcy;
DTR1 = dead;
ALTDTR1 = altdead;
}
APÉNDICE D
Diagrama esquemático del sistema
implementado
127
APENDICE D
Diagrama esquemático del sistema implementado
ANEXO 1
Hoja de especificaciones del Transformador de
pulsos SD250-1L
129
ANEXO 1
Hoja de especificaciones del transformador de pulsos
ANEXO 2
Hoja de especificaciones del Transistor BD135
131
ANEXO 2
Hoja de especificaciones del transistor BD135
ANEXO 3
Hoja de especificaciones del Transistor BD136
133
ANEXO 3
Hoja de especificaciones del Transistor BD136
ANEXO 4
Hoja de especificaciones del impulsor TC4422
135
ANEXO 4
Hoja de especificaciones del controlador TC4422
136
ANEXO 4
Hoja de especificaciones del controlador TC4422
137
ANEXO 4
Hoja de especificaciones del controlador TC4422
ANEXO 5
Hoja de especificaciones del controlador
digital de señales dsPIC30f2020
139
ANEXO 5
Hoja del controlador digital de señales dsPIC30F2020
140
ANEXO 5
Hoja del controlador digital de señales dsPIC30F2020
141
ANEXO 5
Hoja del controlador digital de señales dsPIC30F2020
142
ANEXO 5
Hoja del controlador digital de señales dsPIC30F2020
ANEXO 6
Hoja de especificaciones del IGBT
FGL60N100BNTD
144
ANEXO 6
Hoja de especificaciones del IGBT FGL60N100BNTD
145
ANEXO 6
Hoja de especificaciones del IGBT FGL60N100BNTD
146
ANEXO 6
Hoja de especificaciones del IGBT FGL60N100BNTD
147
ANEXO 6
Hoja de especificaciones del IGBT FGL60N100BNTD
ANEXO 7
Hoja de especificaciones de los capacitores
940C
149
ANEXO 7
Hoja de especificaciones de los capacitores 940C
150
ANEXO 7
Hoja de especificaciones de los capacitores 940C
151
ANEXO 7
Hoja de especificaciones de los capacitores 940C