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Dispositivos de potencia
CAPITULO 3: DISPOSITIVOS DE POTENCIA
3.1 Introducción Clasificación
En este tema nos ocuparemos de los dispositivos específicamente destinados para trabajar
con altas tensiones y/o corrientes. Empezaremos clasificándolos en función de la
controlabilidad. La división la realizaremos en tres categorías diodos, tiristores e interruptores.
Dárse cuenta que un interruptor es un dispositivo de tres terminales, siendo posible controlar
la conducción entre dos de ellos mediante la acción realizada en el terminal de control.
1 Diodos: dispositivos de 2 terminales. El valor de tensión aplicada y la corriente que
circula está controlada por el circuito externo. Un diodo de potencia se diferencia de un diodo
de señal en que la tensión que puede bloquear sin paso de corriente cuando está polarizado
2
en inversa es grande (> 10 V) o alternativamente que la corriente que permite pasar sin
prácticamente caida de tensión entre sus terminales , en polarización directa, sea grande (> 1
A)
2. Tiristores: dispositivo de tres terminales. En estos dispositivos el control del paso
de corriente entre ánodo y cátodo es incompleto en el sentido que sólo es posible el control
del paso de ON a OFF y no en sentido contrario. Un terminal de control controla la
conmutación a ON. La conmutación a OFF debe ser realizada por el circuito externo.
3. Interruptores controlables: Pueden ser conmutados de ON a OFF y viceversa
mediante una acción ejercida en un terminal de control.
Dentro de estos últimos tenemos, por nombrar solamente los principales:
-BJT (transistores bipolares)
-MOS (transistores metal-óxido-semiconductor)
-Tiristores GTO(gate-turn-off )
-IGBT (insulated gate bipolar transistor)
El campo de los interruptores de potencia es relativamente amplio. El margen de tensiones a
bloquear puede estar entre cientos y miles de voltios, asimismo puede ser muy variable el
margen de corrientes. En el siguiente esquema se intenta mostrar los márgenes de tensiones
y corrientes controlables por cada uno de los interruptores mencionados.
Vbloqueo (V)
1500
Tiristores
Bipolares
1000
500
MOS
Imáxima (A)
10
100
1000
73
Dispositivos de potencia
En la figura siguiente y también con el objetivo de enmarcar el campo de los dispositivos de
potencia, se indican los márgenes de frecuencia de utilización y tensión soportada de los
distintos tipos de interruptores controlados.
Tensión soportada
(KV)
4
GTO
3
2
BJT
MOS
1
(Hz)
100
1K
10K
100K
1M
Aspectos importantes a recordar como criterios generales de elección.
-Frecuencias de utilizacion por encima de los 100 kHz necesitan transistores MOS.
-Los transistores MOS son los menos adecuados para aplicaciones de alta potencia
(elevada tensión y/o elevada corriente).
-Para corriente y/o tensiones muy elevadas hay que acudir a tiristores o dispositivos
relacionados (GTO, IGBT)
Empezaremos el tema haciendo una breve descripción de cada uno de los distintos
dispositivos y a continuación decribiremos en mayor detalle cada uno de ellos.
Diodos :
Símbolo:
Característica I-V
I
VBR
V
74
Dispositivos de potencia
Característica idealizada
I
ON
OFF
V
Factores de merito de un diodo de potencia
-VBR tan grande como sea posible, a fin de poder bloquear tensiones elevadas.
-Resistencia en conducción tan pequeña como sea posible (Pendiente de la
característica directa), cuanto menor sea esta resistencia menor sera la caída de
tensión en el diodo y por tanto será tambien menor la potencia disipada a corriente
fija.
-toff-on y ton-off lo menores posible.
Tiristores:
Símbolo
IA
A
K
IG
G
Característica I-V
I
ON
OFF -> ON si se aplica IG
VBR
VAK
tensión de
tensión de
ruptura
ruptura
inversa
directa
75
Dispositivos de potencia
Característica idealizada
I
ON
Paso OFF-ON a traves de IG>0
Bloqueo
Bloqueo
VAK
inverso
directo
Funcionamiento básico: En ausencia de corriente en el terminal de puerta IG el dispositivo no
conduce sea cual sea la polaridad de la tensión aplicada. Bien entendido con el límite de las
tensiones de ruptura directa e inversa que en general no son iguales. La aplicación de una
corriente IG siendo VAK también positiva hace conmutar a conducción. La eliminación
posterior de la corriente de puerta no cambia el estado del dispositivo (por eso se habla a
menudo de disparo del tiristor). La forma de volver a la situación de bloqueo (conmutación
OFF) es que el circuito externo anule la corriente circulante entre A y K ( en rigor que la haga
disminuir por debajo de un cierto valor prefijado).
Interruptores
Como hemos dicho anteriormente existen diversos tipos: BJT, MOS, IGBT, GTO ....
El objetivo genérico es conseguir que no fluya corriente a su través cuando el dispositivo esté
en estado OFF y que no caiga tensión en ellos cuando el dispositivo está en estado ON. El
sentido de conducción de corriente es único.
Características ideales de un interruptor de potencia controlado serían por tanto:
-Capaz de bloquear V arbitrarias bidireccionales con corriente 0.
-Puede conducir corriente arbitrarias con caida de tensión 0
-Conmuta ON-OFF y OFF-ON de forma instantánea.
-La potencia requerida para controlar la conmutación es 0.
Veamos ahora cada uno de ellos con más detalle.
BJT y MD ( Darlington monolítico)
Símbolo:
iB
ic
+
+
VCE
VBE
-
Características eléctricas
76
Dispositivos de potencia
ic
iB4
iB3
iB2
iB1
iB=0
VCE
VCESAT
Característica idealizada
ic
ON
OFF
VCE
El dispositivo está en OFF y por tanto IC=0 si IB=0
Si el transistor está en saturación (correspondiente a la situación ON), se situa en la parte
lineal de la característica y la caida de tensión es VCEsat.
Es necesario asegurar el funcionamiento en saturación es decir que IB>IC/hfe. En los
transistores de potencia en general y en los de alta tensión en particular los valores de hfe
son pequeños (5-10) esto conlleva valores de corriente de base elevados. Adicionalmente
este valor de corriente de base debe ser mantenido durante todo el tiempo que el transistor
deba estar en ON. Su eliminación IB-->0 conmuta el dispositivo a OFF (IC=0)
Por este motivo a menudo se utiliza una combinación Darlington de transistores de forma que
la ganancia se vea aumentada y disminuir así la corriente requerida para conmutar.
ic
iB
+
VBE
+
VCE
-
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Dispositivos de potencia
ic
iB
+
+
VCE
VBE
-
Un inconveniente a considerar a la hora de utilizar BJT es el coeficiente de temperatura
negativo de su resistencia equivalente
T ↑ ⇒ R e quivalente ↓ ⇒ I ↑ ⇒ T ↑
Esto obliga a dimensionar adecuadamente la colocación en paralelo de BJT ya que en caso
contrario un aumento de temperatura conduciría a la destrucción del dispositivo
Transistor MOS
Simbolo:
D
+
G
+
VDS
VGS
-
S
-
Características eléctricas
ID
ON
VGS4
VGS3
VGS2
VGS1
OFF
VDS
78
Dispositivos de potencia
Características idealizadas
ID
ON
OFF
VDS
Funcionamiento: Como ya es conocido si VGS<VT el dispositivo está OFF y ID=0. Si VGS es
suficientemente grande el dispositivo está en zona óhmica.
Para mantener el dispositivo en ON es necesario mantener VGS . El consumo de corriente
en régimen permanente es cero. Sólo fluye corriente de puerta durante los transistorios para
cargar y descargar la capacidad de puerta (aunque esta puede ser importante).
Los tiempos de conmutación son pequeños del orden de 102 ns permitiendo buenas
prestaciones frecuenciales.
El coeficiente de temperatura de su resistencia equivalente de paso es positivo lo cual autoestabiliza los desequilibrios entre transistores conectados en paralelo. De hecho es habitual
la asociación masiva de MOS en paralelo para elevar la capacidad de condución de corriente.
T↑ ⇒ R↑ ⇒ I↓ ⇒ T↓
GTO (Gate turn-off thyristor)
Símbolo
A
IA
+
VAk
IG
-
G
K
79
Dispositivos de potencia
Características eléctricas
IA
ON
ON-OFF
OFF
VAK
OFF
VBR inversa
VBR directa
Características idealizadas
IA
ON
VAK
Funcionamiento: El funcionamiento en líneas generales es similar al de un tiristor con la
salvedad que se puede conseguir la conmutación ON-OFF mediante la aplicación de una
tensión negativa a la puerta (negativa respecto a K), provocando una corriente negativa en la
puerta
IGBT Insulated gate bipolar transistor
Simbolo
D
+
G
VDS
+
-
VGS
80
S
Dispositivos de potencia
Características eléctricas
ID
VGS
VDS
Características idealizadas
IA
ON
OFF
VAK
Combina ventajas del MOS del BJT y del GTO.
Como el MOS tiene una alta impedancia de puerta y por tanto necesita poca potencia para
ser controlado. Como el BJT en estado ON las tensiones entre terminales son pequeñas
incluso en dispositivos de alta tensión. Como el GTO es capaz de bloquear tensiones en los
dos sentidos.
La siguiente tabla compara entre sí los distintos interruptores controlados atendiendo a la
velocidad de conmutación y el margen de potencia.
Dispositivo
BJT/MD
MOSFET
GTO
IGBT
Margen de potencia
Medio
Bajo
Alto
Medio
Velocidad
Media
Alta
Baja
Medio
81
Dispositivos de potencia
3.2 Diodos
Es la estructura más sencilla pero pone de manifiesto características muy generales de los
dispositivos de potencia. Por este motivo dedicamos este apartado a presentarla en detalle.
Los problemas que se plantean al intentar diseñar un dispositivo capaz de controlar potencias
elevadas son los siguientes:
•
Cómo conseguir bloquear tensiones importantes
•
Cómo conseguir conducir corrientes importantes sin provocar caídas óhmicas excesivas
•
Cómo conseguir las dos cosas al mismo tiempo.
La figura muestra un diagrama esquemático de la sección de un diodo de potencia
juntamente con el símbolo y la característica eléctrica.
I
+
V
-
I
1/RON
A
K
V
I
p+ Na=1019 cm-3
Wd
Nd = 1014 cm-3
Na+ = 1019 cm-3
Sustrato
82
Dispositivos de potencia
El área del dispositivo es variable, para corrientes elevadas puede ser de varios centímetros
cuadrados, incluso en casos extremos un solo dispositivo por wafer de 4 pulgadas.
3.2.1 Problemática relacionada con la ruptura.
Una unión P-N polarizada en inversa, si la tensión aplicada es suficientemente grande deja
de bloquear el paso de corriente, la corriente se dispara, este fenómeno se denomima
ruptura de la unión. Si la corriente no está limitada por el circuito externo puede provocar la
destrucción del dispositivo. El motivo más habitual que origina esta ruptura es la avalancha.
Avalancha
Supongamos un semiconductor sometido a un campo eléctrico E intenso
E
-
+
Si E es suficientemente grande, los portadores acelerados pueden, en sus choques,
transferir suficiente energía a electrones de valencia de forma que los arranque de las
proximidades de los núcleos convirtiéndolos en electrones libres y por tanto transferirlos a la
banda de conducción. En consecuencia se crea un par electrón-hueco, esta forma de
generación de portadores se denomina generación por impacto.
Este proceso de ionización por impacto es potencialmente multiplicativo ya que cada hueco o
electrón así generado es a su vez acelerado por el campo eléctrico presente y pudiendo (si el
valor del campo es suficiente) generar en sus choques nuevos pares electrón-hueco. La
ruptura por avalancha ocurre cuando este proceso de multiplicación alcanza una tasa infinita.
El proceso de ionización viene caracterizado por dos coeficientes αn y αp.
αn: Número de pares e-h producidos por un electrón en un centímetro
α p: Número de pares e-h producidos por un hueco en un centímetro
Supongamos que generamos un par en x y llamamos M(x) al número total de pares
generados a partir de ese único par generado en x.
+
-
W
dx
0
83
Dispositivos de potencia
M (x ) = 1 + ∫ M (x )α n dx + ∫ M (x )α p dx
x
W
x
0
Pares creados por e-
Pares creados por h+
Derivando respecto a x:
d
M (x ) = M (x )α n − M (x )α p = (α n − α p )M (x )
dx
Haciendo M(x)=M(0) en x=0 y resolviendo queda
M (x ) = M (0 ) exp ∫ (α n − α p )dx
x
0
Particularizando la primera expresión para x=0
M (0) = 1 + ∫ M (x ) α p dx = 1 + ∫ M (0 ) α p exp ∫ (α n − α p )dx
W
W
0
0
x
0
Dividiendo por M(0)
W
x
1
= 1 − ∫ α p exp ∫ (α n − α p )
0
0
M (0 )
exp ∫ (α n − α p ) dx
x
M (x ) =
0
1 − ∫ α p exp ∫ (α n − α p )
W
0
x
0
La ruptura ocurre para
∫
W
0
α p exp ∫ (α n − α p ) dx = 1
W
0
Esta expresión aplica a la multiplicación de pares en la zona de vaciamiento
independientemente del origen de los portadores que desencadenan el proceso
(difusión,generación).
84
Dispositivos de potencia
Esta expresión se simplifica si suponemos αn =αp =α reduciéndose a:
∫
W
0
6
α i dx = 1
6
Valor típico αi= 1,07·10 exp (-1,65·10 /E)
Es decir, si la tensión inversa aplicada a un diodo (esto es aplicable a cualquier unión PN en
cualquier dispositivo) aumenta, el campo eléctrico en la zona de carga de espacio aumenta.
Como consecuencia, los coeficientes de ionización que son dependientes del campo eléctrico
también aumentan (adicionalmente el ancho de la zona de carga de espacio también se ve
incrementado). En el momento en que
∫
W
0
α i dx = 1
llega la ruptura por avalancha.
Para realizar cálculos sobre los valores de tensión a los que ocurre la ruptura es necesario
hacer un estudio detallado de la electrostática de la unión P/N (estudio ya hecho o por lo
menos introducido en la asignatura precedente)
85
Dispositivos de potencia
3.2.2 Unión P/N abrupta (plana)
P+
N
ρ(x)
P+
N
q Nd
Wp
Wn
qNa
E
Wn
Emax
Relaciones básicas:
E max = q
N D Wn
εo ε
q Na Wp = q N D Wn
V=
1
Wn E max
2
 2 ε εo V
Wn = 
 q ND



1/ 2
86
Dispositivos de potencia
De las ecuaciones anteriores se deduce que la relación entre los anchos de la zona de carga
de espacio en los dos lados es igual al inverso de la relación de dopados. Por tanto si la
unión es fuertemente asimétrica, la anchura total de la zona de carga de espacio se puede
considerar igual a la anchura de la misma en la zona menos dopada. En el caso de la figura
W=W n .
BV (breakdown voltage) es la tensión para la cual el campo alcanza el valor crítico es decir
para la cual
∫
W
0
α i dx = 1
(el cálculo se ve simplificado si despreciamos la variación de W con E delante de la variación
exponencial de α con E). A partir de aquí suponemos W n =W
W Ecrit  2 ε ε o BV
BV =
= 
2
 q ND



1
2
Ecrit
2
Despejando
ε ε o Ecrit 2
BV =
2 q ND
5
Valores típicos del campo crítico para el Silicio serían Ecrit=2·10 V/cm. Si la constante
12
dieléctrica del Si es 1,05·10 F/cm:
BV =
1,3 ⋅ 1017
ND
⇒ W≈
2 BV
≈ 10 −5 BV (cm )
Ecrit
Consecuencias:
a)Para BV grandes necesitamos ND pequeñas.
b)W tiene que ser grande. Tanto mayor cuanto mayor sea la tensión inversa a soportar.
Valores típicos podrían ser:
14
-3
Si BV=1000V => ND ≈10 cm => Wminimo ≈ 100 µm
Tener zonas tan poco dopadas de espesor tan grande conlleva resistividades altas y
consecuentemente resistencias de paso elevadas.
Recordar
σ = q µ n N (tipo N )
W
1 W
R=ρ
=
A qµN A
Tener R grandes implica caídas de tensión sustanciales en polarización directa (estado de
conducción del diodo) y por lo tanto a disipaciones de potencia altas. Es por tanto claro que
en principio parece existir un compromiso entre la tensión inversa que el dipositivo es capaz
de soportar y la resistencia que presenta al paso de corriente.
Lo explicado hasta ahora es aplicable no sólo a diodos sino a cualquier dispositivo que
bloquee tensión mediante uniones PN polarizadas en inversa.
87
Dispositivos de potencia
3.2.3 Aspectos de segundo orden referentes a las tensiones de ruptura
Aunque desbordan el marco del análisis simplificado aquí ofrecido, determinados aspectos
tienen una gran influencia en el valor de tensión que un dispositivo es realmente capaz de
soportar.
En primer lugar consideraremos los efectos de tener uniones no plana. El análisis anterior
supone uniones paralelas e infinitas lo cual es irreal en la práctica.
P
N
Las zonas de la unión marcadas en la figura no responden al modelo de unión plana
anteriormente descrito.
Un modelo (idealización matemática) que se ajustaría mejor a estas circunstancias sería el
de unión cilíndrica.
r
rj
N+
rd
P
* La derivación matemática que se ofrece a continuación no es imprescindible para seguir los
conceptos, el lector puede saltar directamente a las conclusiones.
La ecuación de Poisson en coordenadas cilíndricas sería
1 d  d 
1 d
(r E ) = q Na
r V  = −
ε εo
r dr  dr 
r dr
Estas ecuaciones son solubles para E y V asumiendo E=0 en el extremo de la zona de carga
espacial y V=0 en la unión metalúrgica (frontera entre las zonas N y P).
E=
q Na
ε εo
q Na
V=
2 ε εo
 rd 2 − r 2


r





 rd 2 − r 2
r
2

+ rd ln 

r j 
2

Comparando estas expresiones con las correspondientes a una unión plana revela que para
el mismo V aplicado el E máximo es más alto en una unión cilíndrica que en una plana.
88
Dispositivos de potencia
En la figura se muestra el factor de reducción en la tensión soportada en función del radio de
curvatura. Se ve a partir de la figura la gran importancia de este factor.
Bvcil/BVplano
1
0,6
0,4
0,1
1
0, 1
0,01
rj/W
Para disminuir el efecto lo que es necesario es tener radios de curvatura de las uniones muy
grandes para aproximarnos de hecho al caso de unión plana.
Soluciones posibles:
a) Anillos equipotenciales
b) Anillos de guarda
a) Anillos equipotenciales
Redireccionan el campo eléctrico de forma que la zona de carga de espacio tenga un radio
de curvatura mayor. El precio a pagar es un aumento del área consumida.
P+
frontera z.c.e
N
b)Anillos de guarda
contacto
SiO2
SiO2
P
P
P+
frontera z.c.e
N
89
Dispositivos de potencia
3.2.4 Conducción en directa (estado ON)
En dispositivos de minoritarios se puede aprovechar para mejorar el compromiso, el
mecanismo conocido como modulación de conductividad, que será explicado a continuación.
+
-
Una estructura que mejora de forma sustancial este compromiso en la P N N
N-
P+
+
N+
Vamos a estudiar para este caso la evolución de la zona de carga de espacio y el campo
eléctrico en polarización inversa.
P+
N+
N
Wd
E2
E1
+
La existencia de una zona N impide una extensión adicional de la zona de carga de espacio,
por tanto la distribución del campo eléctrico deja de ser triangular para acercarse
progresivamente (al aumentar la tensión inversa) a un rectángulo.
La distribución de campo eléctrico se puede suponer compuesta de una componente
triangular con valor máximo E1 y de una componente de distribución rectangular y por tanto
de valor constante E2 .
E1 = q
N D Wd
ε
Con un potencial asociado V1:
V1 =
1 q N D Wd 2
ε
2
90
Dispositivos de potencia
Por otra parte
V2 = E 2 Wd
Tendremos ruptura si
E1 + E 2 = Ecrit
En estas condiciones
BV = V1 + V2
BV = Ecrit Wd − q
N D Wd 2
2ε
Si ND es suficientemente pequeña tendremos una distribución de campo rectangular.
BV ≈ Ecrit Wd
⇒ Wd ≈
BV
E BD
Esto permite hacer Wd menores de lo que haría falta en un diodo PN clásico sin embargo el
bajo valor de dopado de la zona N conduce a que la resistividad de esta región sea mucho
mayor que en un diodo normal. Por tanto parece a primera vista que la situación en lo que
respecta a la resistencia en conducción ha empeorado. Esto no es así debido a la
modulación de conductividad.
Para estudiarlo vamos a analizar la conducción en un diodo de este tipo.
En un diodo la disipación de potencia ocurre en estado ON. Una primera aproximación para
los diodos de baja potencia es suponer que la tensión en el diodo es constante y
aproximadamente de 0,7V
En los diodos de potencias elevadas y en particular en las estructuras, como la de la figura,
que incluyen una zona central ancha y débilmente dopada esta aproximación olvida la caída
de tensión en la zona N
Sin embargo la resistencia de dicha zona es mucho menor que el valor óhmico aparente
calculado a partir de la geometría y la concentración de portadores en equilibrio térmico.
-
Cuando conduce (estado ON) en la zona N existe una gran cantidad de portadores
inyectados que hacen que su conductividad sea mucho mayor que la inicialmente prevista.
3.2.5 Modulación de conductividad
+
-
+
Vamos a analizar el diodo P N N . Dado el bajo valor de dopado de la zona intermedia de
hecho el análisis es el mismo que para un diodo PIN.
h
P+
-d
N+
e
0
d
91
Dispositivos de potencia
Suponemos la zona intermedia de muy bajo dopado (intrínseca a efectos prácticos) y
L(longitud de difusión) > 2d
Veamos primero de forma genérica las ecuaciones de transporte en los semiconductores
aplicadas a este caso.
*La derivación matemática a continuación no es imprescindible. El lector si así lo desea
puede saltar directamente a las conclusiones.
Combinando las ecuaciones de transporte de corriente con la de continuidad resulta.
d
d2
d
∆n = −U + Dn 2 n + µ n
(nE ) (1)
dt
dx
dx
d
d2
d
( pE ) (2)
∆p = −U + Dp 2 p + µ p
dt
dx
dx
Recordar que estas eran las ecuaciones que se utilizaban para el análisis de uniones PN
entonces se argumentaba que aplicarlas a zonas casi-neutras y a portadores minoritarios
permitía eliminar el último término.
En el caso de un semiconductor poco dopado estas simplificaciones no se pueden hacer.
Multiplicamos
(1) por µp p y (2) por µn n.
En régimen permanente llegamos a :
d2
n− p
d
∆p
E ∆p
0=−
+ Da 2 ∆p −
p
τa
dx
dx
n
µ p + µn
Donde:
n+ p
n
+p
Dp
Dn
∆p
∆n
τa = −
=−
µ
µ
De =
A menudo el efecto del campo eléctrco es de segundo orden y podemos escribir
0=−
d2
∆n
+ Da 2 ∆n
τa
dx
Que constituye la ecuación habitual pero con τa y Da dependiendo de la inyección.
Cuando la inyección es suficientemente alta, es decir, cuando:
∆n >> no
∆p >> p o
n= p
92
Dispositivos de potencia
Da =
2 Dn Dp 2 Dn
=
Dn + Dp 1 + b
Con b=µn/µp
Asismismo la expresión de U
U=
np − ni 2
τ po (n + ni ) + τ no ( p + p1 )
Cuando
∆n >> no
U=
∆p >> p o
∆n
τ po + τ no
En estas condiciones podemos definir el tiempo de vida ambipolar
τ a = τ no + τ po
Una vez hecho este preámbulo volvamos al análisis del diodo PIN
h
P+
I
-d
0
N+
e
d
Sólo consideraremos los portadores inyectados en la zona I y no tendremos en cuenta los
que la zona I pueda inyectar en las zonas extremas.
La corriente circulante será la necesaria para mantener la recombinación en la zona I de los
electrones y huecos inyectados por las zonas extremas.
J = ∫ q R dx
d
d
Si n* es la densidad promediada de electrones inyectados, entonces
J=
2 q n*d
τa
Un análisis alternativo sería, suponiendo que L>Wd podemos suponer un perfil plano en la
zona intrínseca y por tanto no considerar difusiones, como por simetría n*=p*
93
Dispositivos de potencia
J = q(µ n + µ p ) n * E *
=q
 1
q Dn n * E *
1+
kT  b 
Donde E* es el campo eléctrico promediado
Combinando esta expresión con
Da = 2 Dn
J =q
(b + 1)2
kT
2b
(1 + b )
q Da n * E *
La caída de tensión en la zona intrínseca que es de hecho la que origina problemas en los
diodos de potencia será.
Vm = 2 d E *
Combinando las expresiones anteriores tenemos
kT 2 b
1
=
2
q (1 + b ) q Da n *
2qd
kT 2 b
b
d2 2
J
=2d
= 8 kT
2
2
q (b + 1)
La
q (1 + b )
q Da τa J
Vm = 2 d J
Resultado importante: la caida de tensión es independiente de la corriente circulante
Para el caso del Si b=3 y entonces
Vm =
3kT  d 
 
2 q  La 
2
Consecuencias referentes al estado ON válidas no sólo para diodos sino también para
dispositivos de minoritarios: BJT, tiristores por ejemplo: si la longitud de difusión L se
consigue hacer suficientemente grande comparada con Wd se pueden conseguir caídas
óhmicas razonablemente pequeñas e independientes de la corriente circulante. Por tanto la
disipación de potencia será menor en estos dispositivos que en los de los mayoritarios.
El precio a pagar por estas pérdidas reducidas en estado ON es una gran cantidad de carga
acumulada que forzosamente repercutirá en los tiempos de conmutación (es necesario
evacuar la carga acumulada en estado OFF)
94
Dispositivos de potencia
3.3 Tiristores
Esquema general
G
P1
N1
P2
N2
A
J1
K
J2 J3
75µm
250µm
65µm
10µm
2·1020
10
20
P
+
5·1018
1018
N 1013-1014
P
Las dimensiones de la figura resultan típicas para dispositivos de 2000 V
Descripción general:
Operación en inversa (modo bloqueo) K positivo respecto a A. J3 y J1 están polarizadas en
inversa. La caída de tensión se produce en J1 ya que J3 tiene ambos lados fuertemente
dopados y por tanto sólo es capaz de soportar tensiones inversas pequeñas. La zona de
carga de espacio se extiende en N1 que es la zona poco dopada. En consecuencia las
características de esta zona (dimensiones y dopado) determinan las propiedades de bloqueo
del tiristor.
Característica en inversa
I
VBR
VAK
95
Dispositivos de potencia
VBR es el valor de ruptura en inversa de la unión J1
En modo directo A es positivo con respecto a K, la situación es muy similar. En este caso la
unión que está en polarización inversa es J2 y vuelve a ser la zona N1 la que determina las
características de bloqueo.
En estas condiciones P1N1P2 actua un BJT con P1 como emisor N1 como base y P2 como
colector. La unión emisor-base está polarizada en directa y la base colector en inversa.
De la misma manera N1P2N2 constituye un transistor con N2 como emisor. La unión N2P2
(emisor-base) en directa y N1P2 (colector base en inversa). La corriente total conducida es
nula.
Si se inyecta una corriente en la base por el terminal G (P2) se produce un aumento de la
corriente entre N2 y N1 por la acción transistor, esta corriente inyectada desde N2 hasta N1
resulta ser corriente de base para el transistor P1N1P2 que empieza a su vez a conducir
corriente inyectada desde P1 hacia P2 a través de N1. Esta corriente en P2 es a su vez
corriente de base del primer transistor etc De esta forma se crea un mecanismo de
realimentación positiva.
Nota: Tener en cuenta que el movimiento de huecos P1-->N1-->P2 y el de electrones N2->P2-->N1 generan corriente en el mismo sentido A-->K
Si en este lazo de realimentación la ganancia es suficiente la corriente va a aumentar hasta
alcanzar un valor que vendrá en última instancia limitado por el circuito externo.
Esta situación se mantendrá aunque eliminemos la inyección de corriente por la puerta G
Este modo de conducción se denomina modo de conducción directo.
Este estado se mantiene mientras haya una corriente suficiente entre A y K . Si esta corriente
disminuye por debajo de un cierto valor para el cual la ganancia del lazo de realimentación se
haga insuficiente el tiristor volverá a su estado de no conducción.
A
1
N1
P2
2
N2
K
3.3.1 Modo de bloqueo inverso
Vamos a ver ahora en más detalle cada una de las zonas de funcionamiento del tiristor.
R
F R
P
N1
P N2
A
-
K
1
0
2
+
3
Wn1
96
Dispositivos de potencia
En la unión J3 los dos lados están fuertemente dopados por lo tanto sólo soporta una tensión
inversa pequeña antes de llegar a la ruptura por avalancha ( del orden de 15-25 V). Si
suponemos esta unión ya en ruptura lo que nos queda de hecho es el transistor P1N1P2 con
la base flotante y por tanto sin circulación de corriente ya que IB=0
La ruptura puede llegar por dos motivos :
a)Ruptura por avalancha de la unión polarizada en inversa J1
b)Punch-through. Esto ocurre cuando la zona de carga de espacio de la unión colector base
se extiende por el lado de la base hasta solaparse con la zona de carga de espacio emisorbase.
Recordando las expresiones correspondientes del capítulo anterior para el caso
a)
BV =
ε ε o E crit 2
1, 3 ⋅ 1 0 1 7
≈
ND
2 q ND
b) Para encontrar la tensión de punchtrough o de perforación es preciso recordar el cálculo
del grosor de la zona de carga de espacio en una unión asimétrica
V PT = q N D
W n12
2 ε εo
Recordemos que las expresiones anteriores son aproximaciones válidas para uniones
abruptas. El caso real donde la zona P1 se realiza mediante difusión profunda necesitaría de
un cálculo más complicado.
Si representamos las expresiones anteriores en ejes log-log
V
4
10
Vpt
103
BV
ND
1013
1014
1015
En función del dopado de base y del grosor de N1 domina uno u otro mecanismo
97
Dispositivos de potencia
3.3.2 Modo de bloqueo directo
IG
P1
N1
P2 N2
IAαPNP
IA
IK
A
-
αNPNIK
IL
1
e
F
2
R
b
c
c
K
+
3
F
b
e
La uniones J1 y J3 están polarizadas en directa y J2 está polarizada en inversa
P1N1P2 es un transistor PNP en activa (sin corriente de base) con P1 actuando como emisor
N2P2N1 es un transistor NP con N2 actuando como emisor
I A = α pnp I A + α npn I K + I L
IK = IG + I A
IA = α pnp I A + α npn I G + α npn I A + I L
IA =
IAtiende a ∞ cuando
α
npn
1−α
IG + IL
pnp
−α
npn
αpnp+αnpn =>1
Este punto define el final del modo de bloqueo directo y el principio de la conducción directa.
En el modo de bloqueo directo IG=0 y por tanto
IA =
IL
1 − α pnp − α npn
La corriente circulante IL es la corriente de generación recombinación en la unión J2
polarizada en inversa. Estamos por tanto en la zona de funcionamiento de un BJT dominada
por generación recombinación en la cual la eficacia de inyección es muy baja. Recordar de la
asignatura precedente la variación de la ganancia del transistor con la corriente circulante.
Como recordatorio la mostramos en la figura siguiente:
98
Dispositivos de potencia
β
IC
Si recordamos la relación existente entre la ganancia y el factor de transporte :
α=
β
β +1
Tendremos que para valores bajos de la corriente que circula β-->0 al aumentar la tensión, IL
aumenta haciendo aumentar βy por tanto α
Este mecanismo limita la tensión soportada a valores menores que la ruptura por avalancha.
3.3.3 Modo de conducción directo
IG
P1
N1
IA
(1-αPNP)IA
A
P2 N2
αNPNIK
IK
J1
F
K
J2 J3
R
F
En esta situación P1 inyecta huecos a través de J1 que está polarizada en directa, difunden a
través de N1 y son colectados por la unión J2 polarizada en inversa y suministran portadores
mayoritarios en exceso a P2, base de N2P2N1.
N2 inyecta electrones en P2 difunden a través de P2 y llegan a N1 donde proveen portadores
mayoritarios en exceso a N1 que es la base del transistor P1N1P2.
99
Dispositivos de potencia
Sea Ik la corriente de electrones inyectada por N2 en P2 a N1 llega αnpn IK/q electrones .Por
el otro lado P1 inyecta IA huecos de los que llegan a P2 quedándose en N1 (1-αpnp) IA/q .
Asimismo en P2 se inyectan αpnpIA /q huecos y (1-αnpn) Ik/q electrones
Como 1-αpnp< αnpn ya que αnpn+αpnp >1. Tenemos que N1 está cargado negativamente y P2
positivamente. Para mantener la neutralidad hace falta que N1 inyecte electrones en P2 y
que P2 inyecte electrones en N1 . Para que esto ocurra es necesario que la unión J2 se
polarice en directa y por tanto la caida de tensión en su zona de carga de espacio disminuye,
los dos BJT pasan a estar saturados y la tensión entre extremos cae bruscamente. Una vez
J2 pasa a estar polarizada en directa la tensión se estabiliza y la unión J2 deja de jugar un
papel importante.
De hecho en estas condiciones el tiristor actua como un diodo PIN donde N2 actuaría como
contacto "alejado " de la zona intrínseca N1.
El papel en la resistencia en estado ON de la zona P2 es pequeño por ser esta zona estrecha
y relativamente dopada.
En N1 tenemos modulación de conductividad debido a la inyección de huecos desde P1 y
electrones desde N2.
La caida de tensión en el tiristor es asimilable a la caida de tensión en un diodo PIN.
Supongamos que la corriente directa en el transistor se reduce lentamente la tensión entre
terminales se reduce hasta que por debajo de una corriente crítica la tensión crece
bruscamente. El valor de la corriente para la cual esto ocurre se denomina corriente de
mantenimiento.
En algunos aspectos los tiristores son interruptores prácticamente ideales: soportan altas
tensiones (algunos miles de V) y pueden llegar a conducir algunos miles de A en estado ON.
Además pueden ser conmutados a través de la aplicación de una señal de control en la
puerta del tiristor.
Un inconveniente serio es la imposibilidad de turn-off. La inclusión de esta posibilidad
requiere unas ciertas modificaciones en la estructura del dispositivo resultando en lo que se
conoce como un GTO.(Gate turn-off thyristor).
Analicemos primero el problema de conmutar a bloqueo un tiristor convencional
A
IE1
IB1
IC2
Q1
α1IA
IC1
Q2
G
IG
IB2
IE2
IG’
K
La estructura está en ON con Q1 y Q2 saturados . Si se pudiera reducir IB2 de forma que
fuera menor que la necesaria para estar en activa IB2<IC2/β2 toda la estructura empezaría a
conmutar a OFF debido al efecto de la realimentación
100
Dispositivos de potencia
I B 2 = α1I A − IG '
IA = α 1 I A + I C 2
I C 2 = (1 − α 1 ) I A
U sando
IB2 <
IC 2
β2
y
β1 =
α2
1−α2
para que
IG ' >
IA
β OFF
β OFF =
α2
α1 + α 2 − 1
Interesa por tanto hacer βOFF grande de forma que no sean necesarias grandes valores de
corriente negativa para conseguir la conmutación
Para ello es necesario α2=>1 y α1 pequeña
α2=>1 => P2 estrecha
α1 =>0 => N1 ancho con tiempo de vida pequeña
Hacer N1 ancho es habitual ya que es la zona que debe mantener la tensión en bloqueo en
cambio un tiempo de vida pequeño conduce a perdidas importantes y por tanto a potencias
consumidas en directa grandes.
Se acepta una cierta reducción en el tiempo de vida y en consecuencia el GTO tendrá una
caida de tensión mayor en ON que un tiristor convencional y por tanto disipará más potencia
101
Dispositivos de potencia
3.4 Transistores MOS de potencia
En la figura vemos un esquema simplificado de una estructura MOS .
S
D
Poly
SiO2
N
N
P
Transistor MOS clásico (NMOS). A continuación recordamos las expresiones más sencillas
habitualmente utilizadas para el cálculo de la corriente:
ID = 0
si V G S < V T
k
(V G S − V T )2 si V D S > V G S − VT
2

V 2 
= k  (V G S − V T )V D S − D S
si V D S < V G S − V T
2 

ID =
ID
Si intentamos aumentar la corriente transportada por un transistor MOS los factores
inmediatos pasarían por conseguir un aumento de la K, para ello:
k = µ n C ox
ε W
W
= µ n ox
L
t ox L
a)Disminuir tox. Limitaciones: crecimiento uniforme, ruptura dieléctrica para tensiones
excesivamente bajas
b)Disminuir L (distancia entre drenador y surtidor). La tecnología ha permitido disminuirla en
aplicaciones VLSI hasta las décimas de micra.
c)Aumentar W. La forma más sencilla de aumentar W es colocando un número importante
de transistores en paralelo. Recordar que los transistores MOS tienen la ventaja de tener un
coeficiente de T negativo de su resistencia pasante Ron
I ↑⇒ T ↑⇒ µ ↓⇒ I ↓
esto conduce a que sea una estructura muy favorable para colocarla en paralelo
Sin embargo existen dos problemas mayores para que una versión escalada del MOS
convencional pueda ser utilizada como dispositivo de potencia
1 Si debe bloquear tensiones importantes, esta debe caer en algún sitio. En la
estructura de la figura, al polarizar D(+), respecto a la fuente, la zona de carga de espacio
acorta el canal. En consecuencia la necesidad de bloquear tensiones importantes necesita
aumentar la distancia de drenador a surtidor lo cual es contradictorio con el apartado b)
citado antes
102
Dispositivos de potencia
G
N+
N+
L’
z.c.e.
L
Una posible solución es incluir una zona de drenador poco dopada LDD (light doped drain)
G
N+
N-
L’
N+
L
El hecho de tener el drenador menos dopado que el canal hace que la zona de carga de
espacio se extienda mayoritariamente hacia el drenador y no hacia el canal. Sin embargo si
queremos que el dispositivo soporte tensiones importantes resulta que la mayor parte de la
superficie y por tanto del Silicio gastado se utilice para soportar la tensión a bloquear.
2 La interconexión necesaria para colocar dispositivos en paralelo es difícil por el
hecho de tener los contactos en el mismo plano. Esto es una ventaja para PIC (power
integrated circuits) pero en dispositivos singulares resulta ser un inconveniente.
La estructura más extendida hoy en dia para dispositivos discretos es el VDMOS (vertical
double difussed MOS).
G
S
N+
P
P
P+
N+
P+
NN+ sustrato
Drain
103
Dispositivos de potencia
La zona P y N+ se realizan por doble difusión utilizando una sola máscara litográfica y por
tanto la misma ventana del óxido.
Nneto
N+
P
x
Esto es posible debido a las distintas difusividades de los dopantes P y N
-La doble difusión permite simultaneamente la definición de L (longitud de puerta)
pequeñas
-La tensión a bloquear se soporta verticalmente en vez de horizontalmente y por
tanto no se consume superficie sino únicamente espesor.
-La corriente fluye lateralmente de la fuente hacia la zona N- a través del canal
formado en la superficie, posteriormente gira en ángulo recto para dirigirse al drenador
-Resulta sencillo poner un cierto número de transistores en paralelo ya que un único
contacto posterior actua de contacto de drenador para todos ellos.
-La zona N+ de fuente esta cortocircuitada directamente al sustrato.
Normalmente la puerta es de polisilicio y esto por tres razones
a)Simplifica la conexión de la metalización. Se puede crecer directamente un óxido
sobre el polisilicio y la metalización de fuente extenderse por toda la superficie frontal
b)La capa de Si policristalino se puede depositar con gran precisión y el óxido de
puerta es más estable y menos susceptible de contaminación que cuando se utiliza Al como
material de puerta
c)La fuente se autoalinea con el borde de la puerta.
El inconveniente es la mayor resistividad (comparada con el Al), esto puede limitar la
respuesta frecuencial del dispositivo. Piénsese que será a través de esta resistencia que se
cargará la capacidad de puerta.
La fuente esta construida mediante muchas células poligonales conectadas en paralelo. La
forma geométrica de estos polígonos tiene una cierta influencia en la Ron.Habitualmente se
utilizan celdas hexagonales.
104
Dispositivos de potencia
En la figura siguiente vemos la estructura completa
Source
Field SiO2
Metal
Poli
N+
N+
N
N+
Drain
Para minimizar la posibilidad de poner en conducción el transistor NPN parásito. se hace un
cortocircuito entre el sustrato y la fuente de forma que sea difícil que se produzca la caida de
0.7 V necesaria para desencadenar la conducción.
El óxido fino de puerta y por tanto el polisilicio que está encima de éste no sólo recubre el
canal sino que va de un extremo a otro pasando por encima de la zona N-. Esto es así por
dos motivos:
a) Crea una capa de acumulación de electrones en la superficie de esta zona N- con
lo cual la parte horizontal del camino de corriente se realiza a través de una zona de mayor
conductividad.
b) Actua de placa de campo para suavizar el final de la zona de carga de espacio
correspondiente a la unión sustrato-drenador.
La región N- es particularmente crítica en el diseño de los transistores MOS de potencia, ésto
es debido a dos factores contrapuestos:
a) Es la zona que debe soportar la caida de la tensión de bloqueo y por tanto la zona
de carga de espacio en la unión P-N- debe extenderse por esta zona. En consecuencia para
bloquear tensiones elevadas debe estar poco dopada.
b) Toda la corriente circulante a través del transistor en estado ON circula a través de
ella por tanto contribuye de forma decisiva a la resistencia en estado pasante. Desde este
punto de vista sería conveniente que su conductividad fuera alta.
En el punto de trabajo señalado en la figura siguiente
105
Dispositivos de potencia
IDS
VDS
VDS
= RON = ( Re pi + Rp )
I DS
Siendo Rp la resistencia del encapsulado, conexionado, soldaduras etc.
La importancia de la R correspondiente a la zona N- aumenta en los dispositivos diseñados
para bloquear tensiones mayores para 500V . Como indicación en este orden de tensiones
puede llegar a ser el 66% del total
También como resultado indicativo de la magnitud aproximada ofrecemos el siguiente
resultado
RON A = 3 ⋅10 −7 BV 2
Este compromiso es más desfavorable en los MOS que en los dispositivos bipolares debido
a que aquí, por ser un dispositivo de mayoritarios, no existe la modulación de conductividad.
La contrapartida, o el aspecto positivo, es que al no almacenarse minoritarios al conmutar a
OFF no es preciso evacuarlos y por ello esta conmutación es más rápida. Como resultado
los transistores MOS de potencia pueden operar hasta rangos defrecuencia de los MHz.
106