Download Diseño y construcción de módulos para convertidores DC

UNIVERSIDAD POLITÉCNICA SALESIANA
CARRERA DE INGENIERÍA ELECTRÓNICA
DISEÑO Y CONSTRUCCIÓN DE MÓDULOS PARA
CONVERTIDORES DC-AC APLICANDO TÉCNICAS DE
CONTROL VECTORIAL PARA EL LABORATORIO DE
ELECTRÓNICA DE POTENCIA DE LA UPS CUENCA
TESIS PREVIA A LA OBTENCIÓNDEL
TÍTULO DE INGENIERO ELECTRÓNICO
AUTORES:
Eddison de Jesús Inga Llanez
John José JuelaJuela
DIRECTOR:
Ing. Flavio Quizhpi
Cuenca – Ecuador
2013
DECLARATORIA DE RESPONSABILIDAD
Nosotros: Eddison de Jesús Inga Llanez y John José JuelaJuela, autores del trabajo
de tesis titulado: “DISEÑO Y CONSTRUCCIÓN DE MÓDULOS PARA
CONVERTIDORES
DC-AC
APLICANDO
TÉCNICAS
DE
CONTROL
VECTORIAL PARA EL LABORATORIO DE ELECTRÓNICA DE POTENCIA
DE LA UPS CUENCA” declaramos que:
Los conceptos desarrollados, análisis realizados y conclusiones del presente
trabajo, son de exclusiva responsabilidad delos autores, teniendo la Universidad
Politécnica Salesiana todo el derecho para hacer uso de la misma para fines
académicos.
Cuenca, agosto 18 2013
_________________________
_________________________
Eddison de Jesús Inga Llanez
John José Juela Juela
Ing. Flavio Quizhpi
CERTIFICA
Haber dirigido y revisado el proyecto de tesis
titulado:
“DISEÑO Y
CONSTRUCCIÓN
DE
MÓDULOS PARA CONVERTIDORES DC-AC
APLICANDO
TÉCNICAS
DE
CONTROL
VECTORIAL PARA EL LABORATORIO DE
ELECTRÓNICA DE POTENCIA DE LA UPS
CUENCA”, realizado por: Eddison de Jesús Inga
Llanez y John José Juela Juela. Por cumplir con
todos los requisitos, autorizo su presentación.
Cuenca, agosto 18 2013.
______________________________
Ing. Flavio Quizhpi
DEDICATORIA
El presente trabajo lo dedico a mis amados padres Luis Inga y Luz Llanez por
haberme guiado en todo momento de mi vida por el sendero de la lucha y el buen
vivir, por el apoyo y confianza que me brindaron incondicionalmente día a día.
A mis hermanos Leonardo, Edgar, Elvia, Olga, Galo, Maricela, Alexandra,ya que
cada uno de ellos aportaron con un granito de arena para alcanzar los objetivos
trazados en mi camino.
De igual manera a mis tíos Segundo y Elvia los cuales me regalaron su cariño
desinteresadamente.
Eddison Inga Llanez
I
DEDICATORIA
Dedico este trabajo a Dios por ser el pilar fundamental en mi vida, a mis padres,
Julio y Rosa, a mi esposa Rosa, a mi hijo Daniel, y en general a toda mi familia y
amigos que de una u otra manera han sido mi fortaleza y mi apoyo en todo momento
y han depositado toda su confianza en mí sin dudar en ningún momento de mi
inteligencia y capacidad.
John Juela Juela
II
AGRADECIMIENTOS
Agradezco a Dios por haberme guiado durante toda mi vida siendo mi apoyo en todo
momento en especial en los más difíciles.
Agradezco a mi familia en especial a mis padres Julio y Rosa por haberme brindado
su apoyo incondicional en todos los momentos de mi vida.
Agradezco a mi esposa Rosa y a mi hijo Daniel, por su amor, por acompañarme,
darme fuerzas y ser un motivo de inspiración para la culminación de mi carrera
profesional.
Agradezco al ingeniero Flavio Quizhpi por darme su apoyo y su guía pero sobretodo
su amistad durante todo el proceso de realización del proyecto de tesis.
Agradezco a mi amigo Eddison Inga con quien hemos realizado este proyecto por
haber compartido sus conocimientos y apoyo durante el tiempo de realización.
Agradezco de manera especial a mi sobrino Fernando Corte por su apoyo.
Agradezco a los docentes y amigos que me han acompañado durante toda mi vida
estudiantil.
John Juela Juela
III
AGRADECIMIENTOS
En primer lugar agradezco a mi Dios por regalarme la vida hasta este momento
Agradecemos a nuestro director de tesis el ingeniero Flavio Quizhpi quien supo
brindarnos su amistad y conocimientos académicos si esperar retribución alguna.
A nuestros amigos que de una manera desinteresada en una u otra forma
contribuyeron para el desarrollo de este trabajo.
Un agradecimiento especial para nuestros amigos incondicionales Tatiana
Suquilanda y Marlon Idrovo por la amistad sana y sincera que nos supieron bridar.
A todos los docentes que con sus conocimientos nos ayudaron a crecer personal y
profesional.
Eddison Inga Llanez
IV
CONTENIDO
DEDICATORIA ........................................................................................................................... I
DEDICATORIA .......................................................................................................................... II
AGRADECIMIENTOS ..............................................................................................................III
AGRADECIMIENTOS .............................................................................................................. IV
CONTENIDO ............................................................................................................................. V
ÍNDICE DE TABLAS ................................................................................................................ IX
ÍNDICE DE FIGURAS ............................................................................................................... X
CAPITULO 1 ..............................................................................................................................1
1CARACTERÍSTICAS DE LOS ELEMENTOS A UTILIZAR .....................................................1
1.1Introducción ........................................................................................................................... 1
1.2Condiciones de diseño para los módulos ............................................................................... 1
1.2.1Módulos de medición de corriente………………................................................................. 1
1.2.2Módulos de medición de tensión……………….................................................................... 2
1.2.3Módulos de transistores IGBTs………………… .................................................................. 3
1.3Descripción de los elementos a utilizar.................................................................................. 4
1.3.1Circuitos integrados comparadores….……………………………………………….…………5
1.3.2Transductor de tensión……………………………. ............................................................... 6
1.3.2.1 Principio de funcionamiento ......................................................................................... 7
1.3.3Transductor de corriente……………………. ....................................................................... 8
1.3.3.1 Principio de funcionamiento ........................................................................................... 9
1.3.4Transistor IGBT………………………………… .................................................................... 9
1.3.5PLD…………………………………………….. ..................................................................... 10
1.3.6PIC 18F2550…………………………………....................................................................... 11
1.3.6.1Características ................................................................................................................ 11
CAPITULO 2 ............................................................................................................................13
2TÉCNICAS DE MODULACIÓN APLICADAS A INVERSORES ...........................................13
2.1Conceptos generales ............................................................................................................. 13
2.1.1Inversores……………………………………… .................................................................... 13
2.1.2Clasificación…………………………………….................................................................... 13
2.1.3Parámetros a considerar en los inversores ..................................................................... 14
2.1.4Factor armónico de la enésima componente .................................................................... 14
V
2.1.5Distorsión armónica total (THD)………………. ............................................................... 15
2.1.6Factor de distorsión (DF)……………………… ................................................................. 16
2.1.7Funcionamiento básico de un inversor ............................................................................. 16
2.2Tipos de modulaciones aplicadas a los inversores trifásicos ............................................... 17
2.2.1Modulación a 180 y 120 grados…………….. .................................................................... 17
2.2.1.1Conducción a 180 grados…………… ............................................................................ 18
2.2.1.2Conducción a 120 grados………….. .............................................................................. 19
2.2.2Modulación por ancho de pulso (PWM) ........................................................................... 20
2.2.2.1Modulación por ancho de un solo pulso ....................................................................... 20
2.2.2.2Modulación por ancho de pulsos múltiples ................................................................... 22
2.2.2.3Modulación por ancho de pulsos sinusoidal (SPWM) .................................................. 24
2.2.3Modulación de vector espacial (SVPWM) ........................................................................ 26
2.2.3.1Análisis de los niveles de tensión para cada estado de switcheo .................................. 27
2.2.3.1.1Descomposición del Voltaje de Referencia............................................................... 31
2.2.3.1.2Modos de switcheo…………………………………………………………………………. 34
CAPITULO 3 ............................................................................................................................38
3DISEÑO Y CONSTRUCCIÓN DE LOS MÓDULOS ..............................................................38
3.1Módulo de sensores de tensión ............................................................................................ 38
3.1.1Base de metal para módulo de sensores de tensión .......................................................... 38
3.1.2Parte frontal………………………………………… ............................................................. 39
3.1.3Sensores de tensión LV-25NP y circuito de bloqueo ........................................................ 40
3.1.4Diseño y construcción del circuito impreso (PCB) .......................................................... 44
3.2Módulo de sensores de corriente .......................................................................................... 45
3.2.1Base de metal para módulo de sensores de corriente ....................................................... 45
3.2.2Parte frontal…………………………….. ............................................................................. 45
3.2.3Sensores de corriente LA-25P y circuito de bloqueo de corriente ................................... 46
3.2.4Diseño del PCB………………………… ............................................................................. 47
3.3Módulo de transistores IGBT ............................................................................................... 48
3.3.1Base de metal para módulo de transistores IGBT ............................................................ 49
3.3.2Parte frontal……………………………… ........................................................................... 49
3.3.3Circuito limitador de corriente para tarjetas de driver IGBT .......................................... 50
3.3.3.1Diseño de PCB de circuito limitador de corriente......................................................... 51
3.3.4Circuito de bloqueo de los transistores IGBT .................................................................. 51
3.3.4.1Diseño de circuito de bloqueo y programación de la GAL16V8 ................................... 52
VI
3.3.4.2Software de programación de la GAL en WinCUPL ..................................................... 53
3.3.4.2.1Funciones lógicas del software WinCUPL……………………………………………… 55
3.3.4.3PCB del circuito de boqueo con plano a tierra ............................................................. 55
3.3.4.4Drivers de los transistores IGBT……………… .............................................................. 56
3.4Generador de modulaciones ................................................................................................. 57
3.4.1Base de metal del Generador de modulaciones ................................................................ 57
3.4.2Parte frontal………………………………. .......................................................................... 58
3.4.2.1Modulación vectorial espacial…………….. ................................................................... 58
3.4.2.2Modulación PWM…………………….. ............................................................................ 58
3.4.2.3Modulación 120/180……………………. ......................................................................... 59
3.4.3Circuito y placa PCB de modulaciones ............................................................................ 60
3.5Pruebas de medición de los sensores de corriente y tensión ................................................ 63
3.5.1Pruebas a sensores de corriente……………… .................................................................. 65
3.5.1.1Rango……………………………………….. ...................................................................... 65
3.5.1.2Alcance…………………………………............................................................................. 65
3.5.1.3Rango sobre cero…………………………… .................................................................... 65
3.5.1.4Error de medida……………………………. ..................................................................... 65
3.5.1.5Umbral……………………………………. ........................................................................ 66
3.5.1.6Grado de incertidumbre……………….. ......................................................................... 67
3.5.1.7Precisión de referencia o tolerancia .............................................................................. 67
3.5.2Pruebas a sensores de tensión…………………. ................................................................ 67
3.5.2.1Rango…………………………………………… ................................................................. 67
3.5.2.2Alcance…………………………………............................................................................. 67
3.5.2.3Rango sobre cero………………………….. ...................................................................... 67
3.5.2.4Error de medida……………………….. ........................................................................... 67
3.5.2.5Umbral………………………………….. ........................................................................... 69
3.6Modulación vectorial espacial.............................................................................................. 69
3.6.1Modulación de vectores fundamentales ............................................................................ 69
3.6.1.1Programación de modulación fundamental ................................................................... 70
3.6.2Modulación vectorial espacial de 6 vectores .................................................................... 72
3.6.2.1Programación de modulación a 6 vectores ................................................................... 73
3.6.3Modulación vectorial espacial de 12 vectores .................................................................. 75
3.6.3.1Programación de modulación a 12 vectores ................................................................. 76
3.6.4Modulación vectorial espacial de 18 vectores .................................................................. 79
VII
3.6.4.1Programación de modulación a 18 vectores ................................................................. 79
3.7Modulación PWM ................................................................................................................ 83
3.8Modulación a 120/180.......................................................................................................... 85
3.8.1Modulación a 120 grados……………………. .................................................................... 85
3.8.2Modulación a 180 grados:………………….. ..................................................................... 87
3.9Pruebas ................................................................................................................................. 88
Conclusiones y Recomendaciones.............................................................................................93
bibliografía................................................................................................................................97
VIII
ÍNDICE DE TABLAS
Tabla 1.1 Osciladores para el PIC 18F2550 [8] .....................................................................12
Tabla 2.1 Tabla de switcheo .....................................................................................................27
Tabla 2.2 Niveles de voltaje ......................................................................................................30
Tabla 3.1.Descripción de operadores en WinCUPL [11] ........................................................55
Tabla 3.2.Operadores aritméticos [11] ....................................................................................55
Tabla 3.3. Operadores aritméticos [11] ...................................................................................55
Tabla 3.4.Mediciones de corriente ...........................................................................................65
Tabla 3.5. Medidas de tensión ..................................................................................................68
Tabla 3.6. Secuencia de switcheo de los transistores IGBT .....................................................69
Tabla 3.7. Orden de conmutación de los transistores para la modulación a 120° ..................85
Tabla 3.8. Orden de conmutación de los transistores para la modulación a 180° ..................87
IX
ÍNDICE DE FIGURAS
Figura 1.1. Diagrama de bloques para el módulo de medición de corriente .............................1
Figura 1.2. Diagrama de bloques para el módulo de medición de tensión ................................2
Figura 1.3. Diagrama de bloques para módulo de transistores IGBTs .....................................3
Figura 1.4. Vista exterior del amplificador operacional LM324 ...............................................5
Figura 1.5. Disposición de pines del integrado [1] ....................................................................5
Figura 1.6. Respuesta del amplificador operacional LM324 [1] ...............................................6
Figura 1.7. Diagrama de conexión del transductor de tensión LV25-P [2]...............................6
Figura 1.8. Aspecto físico del transductor LV25-P ....................................................................7
Figura 1.9. Principio de funcionamiento del sensor LV25-P [3] ...............................................8
Figura 1.10. Diagrama de conexión del transductor de corriente LA25-NP [4] .......................8
Figura 1.11. Aspecto físico del transductor LA25-NP................................................................9
Figura 1.12. Aspecto físico transistor IGBT ...............................................................................9
Figura 1.13. Aspecto físico GAL 16V8 .....................................................................................10
Figura 1.14. Disposición de pines para GAL 16V8 en sus diferentes encapsulados [6] .........11
Figura 1.15. Disposición de pines para el PIC 18F2250 [7] ...................................................11
Figura 2.1.Diagrama de bloques de un inversor dc-ac ............................................................13
Figura 2.2.Inversor en medio puente ........................................................................................17
Figura 2.3.Inversor trifásico .....................................................................................................18
Figura 2.1.Formas de onda para conducción a 180 grados ....................................................18
Figura 2.5.Formas de onda para conducción a 120 grados ....................................................19
Figura 2.6. Modulación por ancho de un solo pulso ................................................................21
Figura 2.7. Modulación por ancho de pulsos múltiples ...........................................................22
Figura 2.8. Modulación por ancho de pulsos múltiples a mayor frecuencia en la señal
portadora ..................................................................................................................23
Figura 2.9. Modulación por ancho de pulsos sinusoidal .........................................................24
Figura 2.10. Modulación por ancho de pulsos sinusoidal
......................................25
Figura 2.11. Modulación por ancho de pulsos sinusoidal
......................................25
Figura 2.12. Modulación por ancho de pulsos sinusoidal con portadora bidireccional .........26
Figura 2.13. Circuito para modulación vectorial trifásica ......................................................26
Figura 2.14. Circuito resultante caso 1 ....................................................................................28
X
Figura 2.15. Circuito resultante caso 3 ....................................................................................29
Figura 2.16. Vectores de modulación [10] ...............................................................................31
Figura 2.17. Descomposición del vector ..................................................................................32
Figura 2.18. Ubicación de los vectores en el espacio[10] .......................................................33
Figura 2.19. Sector 0° a 60° [10] .............................................................................................34
Figura 2.20. Sector 60° a 120° [10] .........................................................................................35
Figura 2.21. Sector 120° a 180° [10] .......................................................................................35
Figura 2.22. Sector 180° a 240° [10] .......................................................................................36
Figura 2.23. Sector 240° a 300° [10] .......................................................................................36
Figura 2.24. Sector 300° a 360° [10] .......................................................................................37
Figura 3.1. Base metálica según Lab-volt para módulo de sensores de tensión ......................38
Figura 3.2. Parte frontal del módulo de sensores de tensión ...................................................39
Figura 3.3. Sensor LV-25NP en Altium ....................................................................................40
Figura 3.4. Circuito rectificador de onda completa .................................................................40
Figura 3.5. Circuito amplificador de tensión ...........................................................................42
Figura 3.6. Circuito comparador de tensión y generador de bit ..............................................43
Figura 3.7. Circuito partidor de tensión...................................................................................43
Figura 3.8. Cara inferior del circuito impreso de sensores de tensión ....................................44
Figura 3.9. Cara superior del circuito impreso de sensores de tensión con plano a tierra .....44
Figura 3.10. Cara superior del circuito impreso de sensores de tensión con plano ................45
Figura 3.11. Parte frontal del módulo de sensores de corriente ..............................................46
Figura 3.12. Circuito en Altium del sensor LA-25P .................................................................47
Figura 3.13. Cara inferior del circuito impreso de sensores de corriente ...............................47
Figura 3.14. Cara superior del circuito impreso de sensores de corriente con plano a tierra 48
Figura 3.15. Esquema de interconexión de los módulos ..........................................................48
Figura 3.16. Parte frontal de módulo de transistores IGBT ....................................................50
Figura 3.17.Circuito limitador de corriente .............................................................................50
Figura 3.18. PCB del circuito limitador de corriente ..............................................................51
Figura 3.19. Circuito de GAL16V8 para bloqueo de IGBT .....................................................52
Figura 3.20. PCB del circuito de bloqueo ................................................................................56
Figura 3.21. Disipador de calor transistor IGBT .....................................................................56
Figura 3.22. Driver para transistores IGBT [12].....................................................................57
Figura 3.23. Parte frontal del generador de modulaciones .....................................................59
XI
Figura 3.24. Comportamiento de un pulsante al accionamiento [13] .....................................61
Figura 3.25. Circuito generador de modulación 120/180 ........................................................62
Figura 3.26. Circuito generador de modulación vectorial espacial ........................................62
Figura 3.27. Circuito generador de modulación PWM ............................................................62
Figura 3.28. Parte superior del circuito impreso del generador de modulaciones .................63
Figura 3.29. Parte inferior del circuito impreso del generador de modulaciones ...................63
Figura 3.30. Sonda de corriente vs sensor de corriente ...........................................................66
Figura 3.31. Sonda de tensión vs sensor de tensión .................................................................69
Figura 3.32. Señal de disparo para vectores fundamentales....................................................71
Figura 3.33. Señal de tensión fase-fase y fase-neutro con vectores fundamentales .................72
Figura 3.34. Señales de corriente con vectores fundamentales ...............................................72
Figura 3.35. Ubicación de 6 vectores nuevos ...........................................................................73
Figura 3.36. Señales de switcheo para modulación de 6 vectores ...........................................74
Figura 3.37. Señal de tensión fase-fase y fase-neutro con 6 vectores ......................................75
Figura 3.38. Señales de corriente a 6 vectores .........................................................................75
Figura 3.39. Ubicación de los 12 vectores nuevos ...................................................................76
Figura 3.40. Señales de switcheo para modulación de 12 vectores .........................................78
Figura 3.41. Señal de tensión fase-fase y fase-neutro con 12 vectores ....................................78
Figura 3.42. Señales de corriente a 12 vectores .......................................................................78
Figura 3.43. Ubicación de los 18 vectores nuevos ...................................................................79
Figura 3.44. Señal de switcheo para modulación de 18 vectores ............................................82
Figura 3.45. Señal de tensión fase-fase y fase-neutro con 18 vectores ....................................82
Figura 3.46. Señales de corriente a 18 vectores .......................................................................83
Figura 3.47. Generación de pulsos mediante la comparación de señales ...............................83
Figura 3.48. Niveles de voltaje para la activación de los transistores.....................................84
Figura 3.49. Voltaje fase-fase del circuito de modulación PWM .............................................84
Figura 3.50. Voltaje fase-neutro del circuito de modulación PWM .........................................85
Figura 3.51. Voltaje fase-fase de un inversor con modulación a 120 grados ..........................86
Figura 3.52. Voltaje fase-neutro de un inversor con modulación a 120 grados ......................86
Figura 3.53. Voltaje fase-fase de un inversor con modulación a 180 grados ..........................87
Figura 3.54. Voltaje fase-neutro de un inversor con modulación a 180 grados ......................88
Figura 3.55. Diagrama de conexión de módulos ......................................................................89
Figura 3.56. Señal de switcheo para modulación de vectores fundamentales reales ..............89
XII
Figura 3.57. Señales de switcheo para modulación de 6 vectores reales ................................90
Figura 3.58. Tensión fase-fase de modulación de vectores fundamentales reales ...................90
Figura 3.58. Tensión fase-fase de modulación de 6 vectores reales ........................................91
Figura 3.59. Tensión fase-fase de modulación de 12 vectores real..........................................91
Figura 3.60. Tensión fase-fase de modulación con conducción a 120 grados .........................92
Figura 3.61. Tensión fase-fasede modulación con conducción a 180 grados ..........................92
XIII
CAPITULO 1
1
CARACTERÍSTICAS DE LOS ELEMENTOS A UTILIZAR
1.1
Introducción
Para determinar todos los elementos que se van a utilizar en el desarrollo
de este proyecto se debe tener en cuenta que los diferentes módulos que se van a
construir estén debidamente protegidos, cumplan con las especificaciones de diseño
requeridas y con las posibilidades de consecución en el mercado.
1.2
Condiciones de diseño para los módulos
1.2.1 Módulos de medición de corriente
1. Corriente máxima de medición 15 Amperios en Iac, Idc y Vrms.
2. Cuatro canales de medición acoplables a entrada BNC.
3. Protección contra sobre corriente.
Para estas condiciones de diseño se establece el diagrama de bloques de la figura 1.1.
Ingreso de
corriente
Transductor de
corriente
Salidas de medición
Circuito comparador.
Salidas de aviso de
exceso de corriente
Figura 1.1. Diagrama de bloques para el módulo de medición de corriente
1
De acuerdo al diagrama de bloques que se muestra en la figura 1.1el módulo de
medición de corriente va a tener 4 entradas y 4 salidas analógicas.
Las 4 entradas van a permitir medir 4 señales o valores diferentes de corriente, cada
una de estas van a tener su respectiva salida que podrán ser conectadas directamente
hacia un osciloscopio para poder ser cuantificadas, cada salida va ser independiente
de la otra (salidas aisladas galvánicamente).
También se tendrá un circuito comparador que dará una señal sólo si existiera un
exceso en el valor máximo de medición, esto evitará
que se dañe el circuito
transductor de corriente y protegerá a la carga en donde se esté realizando la
medición.
1.2.2 Módulos de medición de tensión
1. Voltaje máximo a medir 250 Vca, Vdc y rms.
2. Cuatro canales de medición acoplables a entrada BNC.
3. Protección contra sobretensión.
Para estas condiciones de diseño se establece el diagrama de bloques de la figura 1.2.
Ingreso de
voltaje
Transductor de
voltaje
Salidas de medición
Circuito comparador.
Salidas de aviso de
exceso de voltaje
Figura 1.2. Diagrama de bloques para el módulo de medición de tensión
2
El módulo de medición de tensión va a tener 4 entradas y 4 salidas analógicas.
Las 4 entradas permiten medir 4 señales o valores diferentes de voltaje, cada una de
estas tienen su respectiva salida que podrán ser conectadas directamente hacia un
osciloscopio para poder ser cuantificadas, cada salida será independiente de la otra
(aisladas galvánicamente).
También se tendrá un circuito comparador que avisará si existe un exceso en el valor
máximo posible de medición para evitar que se dañe el circuito transductor de voltaje
y proteja a la carga en donde se esté realizando la medición.
1.2.3 Módulos de transistores IGBTs
1. El módulo tiene la capacidad para armar inversores de corriente continua a
corriente alterna, puente tetrafásico, puente H, inversor trifásico.
2. Los IGBTs no pueden tener niveles lógicos de 0 (cero lógico) al mismo
tiempo en sus pulsos de disparo.
3. La corriente para cada driver de los IGBTs no debe exceder de los 150mA.
4. Si se produce un exceso de corriente en la carga del inversor se bloquea todo
el módulo de transistores IGBTs.
5. Si se produce un exceso de voltaje en la carga del inversor se bloquea todo el
módulo de transistores IGBTs.
Sensores
CorrienteTensión
Regulador de
corriente
Circuito de
control
Drivers
IGBTs
Figura 1.3. Diagrama de bloques para módulo de transistores IGBTs
3
Como se puede apreciar en la figura 1.3, este módulo va a poseer 4 bloques que se
explican a continuación:

Circuito de control: este circuito va a ser capaz de controlar niveles
lógicos indeseados y va a proteger el módulo contra excesos de voltaje y
corriente.

Regulador de corriente: como ya se estableció las condiciones de diseño
los drivers no pueden exceder de 150mA de corriente por cada uno, este
bloque permitirá controlar este parámetro.

Drivers: En este bloque irán colocados los drivers para cada IGBT.

IGBTs: Serán colocados los IGBTs con sus respectivas entradas y salidas de
potencia.

Sensores corriente-tensión: se encargan de las mediciones de dichos
parámetros el cual servirá para generar los diferentes niveles lógicos que
serán tomados por el circuito de control.
1.3
Descripción de los elementos a utilizar
De todas las descripciones anteriores se puede concluir que para realizar
los módulos se van a utilizar los siguientes componentes:

Circuitos integrados comparadores.

Transductores de tensión.

Transductores de corriente.

IGBTs.

PLD

PIC18F2550

PC 817
A continuación se realiza una descripción detallada de cada uno de estos
componentes.
4
1.3.1 Circuitos integrados comparadores
Para realizar la comparación se utilizará el circuito integrado LM324, el
cual contiene cuatro amplificadores operacionales.
Figura 1.4. Vista exterior del amplificador operacional LM324
La disposición de los pines se tomó de la hoja de datos del componente.
Figura 1.5. Disposición de pines del integrado [1]
La característica más importante de este integrado para la realización de
comparadores es su tiempo de respuesta al cambio de nivel de
tensión, esta
característica se puede observar en la figura 1.6:
5
Figura 1.6. Respuesta del amplificador operacional LM324 [1]
Se puede apreciar que la señal de salida responde rápidamente ante una variación de
la entrada se observa que la señal demora 5 µs hasta llegar al valor requerido, tanto
en el flanco de subida como de bajada.
Además este integrado ofrece un bajo consumo de energía, con un consumo de
corriente muy bajo de 700µA independiente de la alimentación que se esté dando,
también ofrece muy baja corriente de polarización de entrada 45nA exactamente. Se
puede alimentar con tensiones desde 3 hasta 32 voltios y en alimentación doble de
+/- 15 hasta +/-16 voltios.
1.3.2 Transductor de tensión
El transductor de tensión utilizado es el LEM LV 25-P [2], es un sensor de
tipo Hall, en la figura 1.7 se muestra el diagrama de conexión:
Figura 1.7. Diagrama de conexión del transductor de tensión LV25-P [2]
6
La nomenclatura de los terminales se describe a continuación:
Terminal +: Voltaje de alimentación + 12….15 V.
Terminal M: Medida.
Terminal -: Voltaje de alimentación - 12….15 V
Las características principales de este dispositivo son:






Altura total: 16.45 mm
Precisión: +/- 0,9 %
Profundidad total: 29.2 mm
Rango de corriente de entrada: 0 a 14mA
Rango de corriente de salida 25mA
Temperatura de funcionamiento máxima + 70 C
Figura 1.8. Aspecto físico del transductor LV25-P
1.3.2.1 Principio de funcionamiento
Como se muestra en la figura 1.9, una resistencia (R1) que toma el voltaje a
medir se conecta en serie con la bobina primaria que tiene internamente el
dispositivo, y se crea un flujo magnético en el primario por la circulación de
corriente que se equilibra con un flujo complementario producido por conducción de
una corriente a través de los devanados secundarios. La tensión en el secundario es
una representación exacta del voltaje en el primario dependiendo de la relación con
la que esté construido el dispositivo [3].
7
Figura 1.9. Principio de funcionamiento del sensor LV25-P [3]
1.3.3 Transductor de corriente
El transductor de corriente utilizado es LEM LA 25-NP[4], es un sensor
de tipo Hall, tiene el siguiente diagrama de conexión.
Figura 1.10. Diagrama de conexión del transductor de corriente LA25-NP [4]
La nomenclatura de los terminales se describe a continuación:
Terminal +: Voltaje de alimentación + 12….15 V.
Terminal M: Medida.
Terminal -: Voltaje de alimentación - 12….15 V
Las características principales de este dispositivo son:




Altura total: 16.45 mm
Precisión: +/- 0,5 %
Profundidad total: 26 mm
Rango de corriente de entrada: 0 a 25A
8


Rango de corriente de salida 25 mA
Temperatura de funcionamiento mínima - 40 C
Figura 1.11. Aspecto físico del transductor LA25-NP
1.3.3.1 Principio de funcionamiento
El flujo magnético creado por la (corriente primaria) es equilibrado por un
flujo complementario producido por la conducción de una corriente a través de los
devanados secundarios. Un dispositivo de pasillo y el circuito electrónico asociado se
utilizan para generar la corriente secundaria (de compensación) que es una
representación exacta de la corriente primaria [5].
1.3.4 Transistor IGBT
El transistor IGBT (insolated gate bipolar), es un transistor bipolar de puerta
de salida, diseñado específicamente para controlar altas potencias a altas velocidades,
su diseño consta de un transistor BJT y un transistor MOSFET reuniendo las mejores
características de los dos.
El transistor IGBT que se va a usar es el CM100DY-24H, se muestra en la figura
1.12.
Figura 1.12. Aspecto físico transistor IGBT
9
Las características principales de este dispositivo son:







Voltaje colector-emisor (VCES): 1200 VCD
Voltaje compuerta-base (VGES): +/- 20 VCD
Corriente de colector (IC): 100 Amp
Pico de corriente de colector (ICM): 200 Amp
Corriente de emisor (IE): 100 Amp
Pico de corriente de emisor (IEM): 200 Amp
Potencia de disipación (Pc): 780 Watts.
1.3.5 PLD
El dispositivo lógico programable (PLD) a utilizar es la GAL 16V8a, este
dispositivo realiza la ejecución de la instrucciones de manera paralela. Está
compuesto de 10 entradas y 8 salidas que también pueden funcionar como
entradas dependiendo de la necesidad.
Los pines 1 y 11 son usados como la entrada para la señal de reloj y la
habilitación de las salidas.
Permite hacer reset síncrono o asíncrono y si fuese necesario también permite
realizar una retroalimentación de las salidas a las entradas.
Figura 1.13. Aspecto físico GAL 16V8
La GAL16V8a tiene 3,5ns máximo tiempo de retardo de propagación,
combinaun proceso de alto rendimiento con CMOS eléctricamente borrable y
regrabable. Su fabricante garantiza una duración de 20 años en la retención de
datos, es decir garantiza que en ese tiempo el programa va a estar en el
dispositivo sin borrarse.
10
Figura 1.14. Disposición de pines para GAL 16V8 en sus diferentes
encapsulados [6]
1.3.6 PIC 18F2550
1.3.6.1 Características
La disposición de los pines del PIC 18F2550 se muestra en la figura 1.15.
Figura 1.15. Disposición de pines para el PIC 18F2250 [7]
11
Entre las características más
relevantes de este microcontrolador están:
comunicación USB, tiene una mayor capacidad de memoria que los de la gama de
16fxx.
Otras características de este microcontrolador son:

USB V2.0, Velocidad Baja 1.5 Mb/s y máxima velocidad 12 Mb/s

Oscilador externo hasta 48MHz y oscilador interno seleccionable 31KHz a
8MHz

Memoria flash de 32 Kb

10 Canales A/D de 10 Bit

Conectividad SPI, I2C, EAUSART

19 Interrupciones

2 PWM, 2 Comparadores

Timer de 8/16 bit

Voltaje de Operación 2.0V a 5.5V

Encapsulado PDIP de 28 Pines
Un dato importante para la velocidad del microcontrolador es la colocación del
oscilador externo, con un oscilador de mayor frecuencia se obtiene mayor velocidad
del microcontrolador, la tabla 1.1 muestra los diferentes tipos de osciladores que se
pueden usar.
Tabla 1.1 Osciladores para el PIC 18F2550 [8]
12
CAPITULO 2
2
TÉCNICAS DE
INVERSORES
2.1
Conceptos generales
MODULACIÓN
APLICADAS
A
2.1.1 Inversores
Un inversor genera tensión alterna a partir de tensión continua, además
dependiendo de la modulación se puede variar la frecuencia. El voltaje de salida
puede ser fijo o variable a una frecuencia fija o variable, el voltaje de continua puede
ser un banco de baterías, celdas solares u otras fuentes de corriente continua como
generadores.
Las formas de onda de salida del inversor idealmente debería ser sinusoidal, sin
embargo en la práctica contienen armónicos
en las frecuencias de salida. En
inversores de pequeña potencia, el voltaje de salida es onda cuadrada o similar y para
altas potencias se requieren ondas sinusoidales y con poca distorsión.
Los dispositivos para conmutación pueden ser BJT, MOSFET, IGBTs.
Figura 2.1.Diagrama de bloques de un inversor dc-ac
2.1.2 Clasificación
Se puede clasificar a los inversores en 3 grandes grupos, primero por su
topología, su funcionamiento, y por la forma de su onda de salida.
13
-
Por su topología:

Monofásicas: Que pueden ser en Medio Puente, Puente Completo, Push-Pull

Trifásicas: Puente Trifásico
-
Por su funcionamiento:

Fuente de tensión.

Fuente de corriente.
-
Por su onda de salida:

Variación de tensión de entrada.

Variación del ancho de impulso.

Modulación del ancho de pulso: Pulso único, Pulsos Múltiples, sinusoidal ya
sea en conmutación de tensión unipolar o bipolar.
2.1.3 Parámetros a considerar en los inversores
Como ya se ha mencionado los inversores a la salida tienen armónicos, la
calidad o su rendimiento se mide dependiendo de la cantidad de armónicos que hay
en la salida.
Escoger el tipo de modulación determinará el valor de la componente fundamental
así como los valores de los diferentes armónicos, además en aplicaciones
industriales, se necesita un control de la tensión de salida del inversor para hacer
frente a las variaciones de la entrada dc, o para mantener la constante relación
voltios/frecuencia.
2.1.4 Factor armónico de la enésima componente
Representa una medida de la contribución de cada armónico y se define por la
ecuación 2.1 [9]:
14
Dónde:
Von: Componente eficaz de enésimo orden
Vo1: Valor eficaz de la componente fundamental
2.1.5 Distorsión armónica total (THD)
Es la tasa de distorsión armónica global. Este valor es usado para definir la
importancia del contenido armónico de una señal. Para una señal de voltaje, el THD
se calcula por la ecuación 2.2.
√
Y para la corriente se calcula con la ecuación 2.3.
√
La siguiente ecuación es equivalente a la anterior pero es más fácil y directa de usar:
√
Para armónicos individuales:
15
2.1.6 Factor de distorsión (DF)
El THD indica el contenido armónico total pero no indica el nivel da cada
uno de sus componentes, el DF indica la cantidad de distorsión armónica que queda
en una forma de onda particular después de que las armónicas de esa forma de onda
sean sujetas a una atenuación de segundo orden. Puesto en otras palabras el DF es
una medida de la eficacia en la reducción de componentes armónicas no deseadas.
√
∑
(
)
Y para calcular el factor de distorsión de una componente individual se tienen la
ecuación 2.7.
Los convertidores introducen los armónicos al sistema de corriente alterna debido a
la operación de los elementos que lo componen, es decir al abrir y cerrar los
transistores o tiristores que componen el inversor.
2.1.7 Funcionamiento básico de un inversor
Para entender mejor el funcionamiento de un inversor vamos a describir
brevemente el comportamiento de un inversor en medio puente representado en el
esquema de la figura 2.2:
16
Figura 2.2.Inversor en medio puente
Funcionamiento: En la gráfica podemos observar que este inversor tiene dos
transistores, cuando conduce Q1, el voltaje que parece en la carga es la mitad del
voltaje de alimentación y si conduce Q2 durante la siguiente mitad del periodo el
voltaje en la carga es la mitad del voltaje de alimentación con signo negativo. Para
evitar cortocircuitos los dos transistores no pueden conducir al mismo tiempo.
La técnica de que se estudiará en este capítulo es la modulación por ancho de pulso
(PWM) que es una de las técnicas más eficientes para controlar la ganancia.
2.2 Tipos de modulaciones aplicadas a los inversores trifásicos
2.2.1 Modulación a 180 y 120 grados
Un inversor trifásico básicamente consta de seis transistores conectados como
en la figura 2.3, en este esquema se pueden aplicar 2 diferentes tipos de señales de
17
control a los transistores por el intervalo de conducción de cada transistor, que puede
ser conducción a 180 grados o a 120 grados.
Figura 2.3.Inversor trifásico
2.2.1.1 Conducción a 180 grados
En este tipo de conducción siempre tienen que conducir 3 transistores a la vez
como se observa en la figura 2.4.
Figura 2.1.Formas de onda para conducción a 180 grados
18
2.2.1.2 Conducción a 120 grados
En este tipo de conducción siempre tienen que conducir 2 transistores a la
vez, ver figura 2.5.
Figura 2.5.Formas de onda para conducción a 120 grados
Los valores de voltaje generados por este inversor para cada uno de los métodos de
conducción, tomados de Rashid(2003) [18], son los siguientes:
-
Conducción a 180 grados:
√
-
Conducción a 120 grados:
19
2.2.2 Modulación por ancho de pulso (PWM)
En aplicaciones de carácter industrial se tiene la necesidad de modificar
diferentes parámetros por los siguientes motivos:
-
Controlar las variaciones de voltaje de entrada
-
Regular el voltaje de salida
-
Control de voltaje y frecuencia
-
Mantener constante la relación entre tensión y frecuencia
Paro todo lo antes mencionado el método más eficiente para lograr cumplir estos
requerimientos es la modulación por ancho de pulso (PWM).Este tipo de modulación
se realiza mediante la comparación de dos señales, la primera es una señal
moduladora y la otra es la de referencia, de esta manera se obtiene una señal
cuadrada con un ancho de pulsos variable en función de las señales que la generan.
Los métodos más utilizados son:
1. Modulación por ancho de un solo pulso.
2. Modulación por ancho de pulsos múltiples.
3. Modulación por ancho de pulso sinusoidal.
4. Modulación por ancho de pulso sinusoidal modificado.
5. Control por desplazamiento de fase.
2.2.2.1 Modulación por ancho de un solo pulso
Esta modulación consiste en que por cada semiciclo se debe generar un solo
pulso. A continuación se muestran la generación de las señales de modulación
mediante la comparación de una señal triangular que es la portadora de amplitud Ac
con una señal rectangular de referencia con amplitud Ar y el voltaje de salida para
un inversor en puente completo.
20
Comparacion de señales
Amplitud
2
0
-2
0
0.5
1
0
0
1.5
Tiempo
Señales de modulacion
2
2.5
0.5
1
1.5
Tiempo
Señal de salida
2
2.5
0.5
1
2
2.5
Amplitud
2
0
-2
Amplitud
2
0
-2
1.5
Tiempo
Figura 2.6. Modulación por ancho de un solo pulso
La frecuencia de la tensión de salida la determina la frecuencia de la señal de
referencia y variando Ar desde 0 hasta Ac conseguimos variar el ancho de pulso
desde 0 hasta 180 grados.
El índice de modulación viene determinado por la ecuación 2.12.
Dónde:
Ar: Amplitud de la onda rectangular o de referencia
Ac: Amplitud de la onda portadora triangular
La señal de salida se puede expresar mediante la serie de Fourier expresada en la
ecuación 2.13.
21
∑
∑
Partiendo de la ecuación 2.13se puede obtener los valores de los armónicos y de la
distorsión.
2.2.2.2 Modulación por ancho de pulsos múltiples
Esta modulación se logra al generar mayor cantidad de pulsos por cada
semiciclo, la figura 2.7 muestra las señales necesarias para esta modulación.
Comparacion de señales
Amplitud
2
0
-2
0
0.5
1
0
0
1.5
Tiempo
Señales de modulacion
2
2.5
0.5
1
1.5
Tiempo
Señal de salida
2
2.5
0.5
1
2
2.5
Amplitud
2
0
-2
Amplitud
2
0
-2
1.5
Tiempo
Figura 2.7. Modulación por ancho de pulsos múltiples
Como en el caso anterior la frecuencia de la señal de referencia establece la
frecuencia del voltaje de la señal de salida y la frecuencia de la señal portadora
determina el número de pulsos que se generan por cada semiciclo, para entender
mejor lo antes mencionado la figura 2.8 muestra una mayor generación de pulso al
colocar una mayor frecuencia en la señal portadora o triangular.
22
Comparacion de señales
Amplitud
2
0
-2
0
0.5
0
0.5
1
1.5
Tiempo
Señales de modulacion
2
2.5
2
2.5
2
2.5
Amplitud
2
0
-2
1
1.5
Tiempo
Señal de salida
Amplitud
2
0
-2
0
0.5
1
1.5
Tiempo
Figura 2.8. Modulación por ancho de pulsos múltiples a mayor frecuencia en la
señal portadora
El índice de modulación controla el voltaje de salida y la cantidad de pulsos por
semiciclo, está determinado por la ecuación 2.14.
Dónde:
: Frecuencia de la señal de referencia
: Frecuencia de la señal portadora
: Relación de modulación de frecuencia
Ejemplo:
De la gráfica 2.8:
23
2.2.2.3 Modulación por ancho de pulsos sinusoidal (SPWM)
Mediante este método se puede disminuir considerablemente el factor de
distorsión armónica, este método varía el ancho de pulso en proporción con la
amplitud de la onda sinusoidal evaluada.
Las señales de control se generan comparando la señal de referencia sinusoidal con
una portadora triangular con frecuencia
.
Senal triangular
Amplitud
5
0
-5
0
0.05
0.1
0.15
0.2
0.25
Tiempo
senal de mensaje
0.3
0.35
0.4
0.45
0.5
0
0.05
0.1
0.15
0.2
0.25
Tiempo
Senal PWM
0.3
0.35
0.4
0.45
0.5
0
0.05
0.1
0.15
0.2
0.25
Tiempo
0.3
0.35
0.4
0.45
0.5
Amplitud
5
0
-5
1
Amplitud
0.5
0
-0.5
-1
Figura 2.9. Modulación por ancho de pulsos sinusoidal
El número de pulsos por semiciclo depende de la frecuencia de la portadora. La
frecuencia de salida la determina la frecuencia de la señal de referencia y la amplitud
de la misma controla el índice de modulación m y por consiguiente el voltaje
rms
de salida.
24
Senal triangular
Amplitud
5
0
-5
0
0.05
0.1
0.15
0.2
0.25
Tiempo
senal de mensaje
0.3
0.35
0.4
0.45
0.5
0
0.05
0.1
0.15
0.2
0.25
Tiempo
Senal PWM
0.3
0.35
0.4
0.45
0.5
0
0.05
0.1
0.15
0.2
0.25
Tiempo
0.3
0.35
0.4
0.45
0.5
Amplitud
5
0
-5
1
Amplitud
0.5
0
-0.5
-1
Figura 2.10. Modulación por ancho de pulsos sinusoidal
Senal triangular
Amplitud
5
0
-5
0
0.05
0.1
0.15
0.2
0.25
0.15
0.2
0.25
0.15
0.2
0.25
Tiempo
senal de mensaje
Amplitud
5
0
-5
0
0.05
0.1
Tiempo
Senal PWM
1
Amplitud
0.5
0
-0.5
-1
0
0.05
0.1
Tiempo
Figura 2.11. Modulación por ancho de pulsos sinusoidal
Dónde:
Frecuencia de la onda triangular o de portadora
Frecuencia de la onda sinusoidal.
En las figuras 2.10, 2.11 se puede apreciar que la señal portadora es bidireccional lo
que quiere decir que su amplitud variará de A a –A.
25
También hay la posibilidad de generar las señales anteriores mediante el uso de una
onda portadora triangular unidireccional como se muestra en la figura 2.12.
Senal triangular
Amplitud
2
0
-2
0
0.2
0.4
0.6
0.8
1
1.2
Tiempo
senal de mensaje
1.4
1.6
1.8
2
0
0.1
0.2
0.3
0.4
0.7
0.8
0.9
1
0
0.2
0.4
0.6
0.8
1.4
1.6
1.8
2
Amplitud
1
0
-1
0.5
0.6
Tiempo
Senal PWM
Amplitud
1
0.5
0
1
Tiempo
1.2
Figura 2.12. Modulación por ancho de pulsos sinusoidal con portadora
bidireccional
2.2.3 Modulación de vector espacial (SVPWM)
Este tipo de modulaciones trifásica son empleadas para generar los valores de
voltaje requeridos por una carga equilibrada tal como se muerta en la figura 2.13.
Figura 2.13. Circuito para modulación vectorial trifásica
26
En SA se aplica la secuencia de pulsos para generar la fase A, SB la secuencia de
pulsos que se aplicará al interruptor desfasado 120° con respecto a SA, SC de igual
forma es la sucesión de pulsos aplicada al interruptor con un desfase de 120° con
respecto de SB.
̅̅̅̅ ̅̅̅̅ ,̅̅̅̅,son la secuencia de pulsos negados de SA, SB y SC respectivamente para
evitar un cortocircuito ya que en ningún instante se pueden cerrar al mismo tiempo
SA con ̅̅̅̅ de igual forma se da para el resto de interruptores.
Al tener tres interruptores el máximo número de combinaciones que podemos
obtener son 8 tomando en cuenta el estado (0,0,0) y (1,1,1).
Como el sistema que se está analizando es equilibrado, las cargas R1=R2=R3=R.
2.2.3.1 Análisis de los niveles de tensión para cada estado de switcheo
En la siguiente tabla se presenta cada una de las combinaciones de switcheo.
SC
SB
SA
caso 0
0
0
0
caso 1
0
0
1
caso 2
0
1
0
caso 3
0
1
1
caso 4
1
0
0
caso 5
1
0
1
caso 6
1
1
0
caso 0
1
1
1
Tabla 2.1 Tabla de switcheo
Caso 0
En este caso todos los switches estas en 0 o abiertos por lo que el nivel de voltaje
, de la misma manera cuando todos los switches están en 1 no
existe diferencia de potencia ya que todos están a un nivel de tensión.
27
Caso 1
Para este caso el circuito resultante está dada por la figura 2.14, el cálculo de Van se
obtiene si aplicamos un partidor de tensión.
Figura 2.14. Circuito resultante caso 1
En vista que
(
)
(
)
esta en paralelo con
Caso 2
Como se puede ver, el segundo caso es similar al primero con la diferencia que se
cierra SB=1 en lugar de SA, por lo tanto.
28
y
Caso 3
Para este caso nuestro circuito resultante queda de la siguiente manera.
Figura 2.15. Circuito resultante caso 3
(
(
)
)
Caso 4
De igual forma que en el caso 1 y 2 solo se cierra un switch a la vez por lo cual:
y
29
Caso 5
Este caso es similar al caso 3 por lo tanto los voltajes de salida son:
Caso 6
En la tabla 2.2 se resume todos los posibles niveles de voltajes que se obtiene al
momento de la modulación.
caso 0
caso 1
caso 2
caso 3
caso 4
caso 5
caso 6
Van
0
2Vcc/3
-Vcc/3
Vcc/3
-Vcc/3
Vcc/3
-2Vcc/3
Vbn
0
-Vcc/3
2Vcc/3
Vcc/3
-Vcc/3
-2Vcc/3
Vcc/3
Vcn
0
-Vcc/3
-Vcc/3
-2Vcc/3
2Vcc/3
Vcc/3
Vcc/3
Vab
0
Vcc
-Vcc
0
0
Vcc
-Vcc
Vbc
0
0
Vcc
Vcc
-Vcc
-Vcc
0
Vca
0
-Vcc
0
-Vcc
Vcc
0
Vcc
Tabla 2.2 Niveles de voltaje
Luego de haber analizado los 8 casos se grafican de tal forma que los valores
diferentes de ceros y unos formen las puntas de un hexágono y los casos (0,0,0),
(1,1,1) sean el centro de dicho hexágono ya que sus valores de tensión son cero.
30
La magnitud de los vectores está dada por el valor de
con el que se va a realizar
la modulación y el ángulo entre vectores es de 60° para tener un espaciamiento
simétrico entre los 6 vectores fundamentales.
El
, es el radio máximo de una circunferencia que se puede inscribir en el
hexágono.
Figura 2.16. Vectores de modulación [10]
2.2.3.1.1 Descomposición del Voltaje de Referencia
Tomado del Ingeniero Darío E. Rodas [10] Dependiendo del sector en que el voltaje
de referencia esté, se escogen 2 vectores adyacentes para su descomposición. Para
reproducir un voltaje de referencia determinado, se ubica el sector en que se
encuentra, y los 2 vectores adyacentes que lo delimitan, estos 2 vectores se
“ponderan” según el período T de muestreo para producir el voltaje deseado. Es
decir: Vout se descompone en 2 vectores a lo largo de los vectores base que
delimitan el sector donde se encuentra, como sigue:
31
Figura 2.17. Descomposición del vector
Aplicando conceptos de valor promedio en un período
, se expresa en la
ecuación 2.31.
De la ecuación 2.31 se puede deducir:
El periodo
es el resultado de la división de la unidad para frecuencia a la que
se va a generar la tensión de salida y por el número de vectores que se desean
generar.
Dónde:
: es la frecuencia a la cual se genera la tensión de salida del convertidor
trifásico
: es el número de vectores que se va a generar a lo largo de los 360°
32
De esta manera seaseguraque el valor medio deseado es igual al valor medio
combinado y que la frecuencia generada en la modulación sea igual a la deseada.
Figura 2.18. Ubicación de los vectores en el espacio [10]
Como el máximo radio es 0,866Vcc y el vector es giratorio la máxima tensión que se
puede obtener es de 0,866Vcc.
Las ecuaciones que se presentan a continuación son el resultado de realizar la
transformación de ejes α-β, tomado de Ingeniero Darío E. Rodas [10].
[
]
Dónde:
: es el tiempo en segundos que demora en el vector inicial o partida para
generar un nuevo vector a un ángulo β
: es el tiempo en segundos que se demora en el vector adyacente para
generar un nuevo vector a un ángulo β+60°
: es el tiempo en segundos que se tarda en generarse una sección del
hexágono ya sea este 0°-60°, 60°-120°, etc.
: es el índice de modulación cuyo valor se encuentra entre 0-0,866 ya que
este es el máximo valor de salida
33
: es el ángulo al que se encuentra el vector de inicio
: es el ángulo al cual se va a colocar el nuevo vector generado
Aplicando una simplificación en los ángulos de las ecuaciones de tiempo
-
se
puede obtener las ecuaciones 2.36, 2.37 y 2.38.
2.2.3.1.2 Modos de switcheo
Se pueden obtener los mismos resultados empleando diferentes técnicas de
switcheo, en el proyecto se aplicará la más sencilla y eficiente que consiste cerrar un
interruptor a la vez, en forma anti-horario de 0°-60°, 60°-120°, 120°-180°, 180°240°, 240°-300°, 300°-360°.
Secuencia de switcheo para el sector 0°-60°
Figura 2.19. Sector 0° a 60° [10]
Para esta sección
, el tiempo
34
Secuencia de switcheo para el sector 60°-120°
Figura 2.20. Sector 60° a 120° [10]
Para esta sección
, el tiempo
Secuencia de switcheo para el sector 120°-180°
Figura 2.21. Sector 120° a 180° [10]
Para esta sección
, el tiempo
35
Secuencia de switcheo para el sector 180°-240°
Figura 2.22. Sector 180° a 240° [10]
Para esta sección
, el tiempo
Secuencia de switcheo para el sector 240°-300°
Figura 2.23. Sector 240° a 300° [10]
Para esta sección
, el tiempo
36
Secuencia de switcheo para el sector 300°-360°
Figura 2.24. Sector 300° a 360° [10]
Para esta sección
, el tiempo
Para cada una de las secciones corresponde cada uno de los cálculos de los tiempos
y
.
Como se puede ver para cada sección se tiene un periodo T el mismo que depende de
la sección en la que se encuentre, por ejemplo:
Sección 0°-60°
(
Por lo tanto
)
(
)
.
Como recomendación se puede profundizar el estudio de las técnicas de modulación
refiriéndose al libro de Alexander Bueno [17]y la Tesis de Manuel González.
37
CAPITULO 3
3
DISEÑO Y CONSTRUCCIÓN DE LOS MÓDULOS
En este capítulo se describe la construcción del sistema formado por tres
módulos de sensores de tensión, corriente y de transistores IGBT y además se
realizan las pruebas correspondientes para comprobar su funcionamiento.
3.1
Módulo de sensores de tensión
Este módulo está conformado por los siguientes bloques:
-
Base de metal para módulo
-
Parte frontal
-
Sensores de tensión LV-25NP y circuito de bloqueo de tensión
3.1.1 Base de metal para módulo de sensores de tensión
Esta base se construirá de acuerdo a las características, medidas y rasgos que
presentan los módulos existentes en el laboratorio de potencia de la Universidad
Politécnica Salesiana sede Cuenca, lo que nos facilitará el montaje en los bancos de
trabajo de Lab-volt.
Figura 3.1. Base metálica según Lab-volt para módulo de sensores de tensión
38
3.1.2 Parte frontal
La parte frontal está construido de acrílico de 6 mm, transparente, con fondo
blanco, los logos así como las letras de identificación se encuentran hechos a color
según diseño, figura 3.2.
El módulo alojará 4 sensores de tensión (LV-25NP), cada uno de ellos constará con
su respectivo símbolo, borneras de entrada, conector BNC de salida y con una salida
DB9.
Las borneras se encuentran identificadas con números y letras, el número nos indican
el elemento al que corresponde, las letras A-B nos indican el positivo y negativo de
la fuente a medir respectivamente.
Para la salida del sensor se tiene un conector BNC con el número del sensor que se
está utilizando, así como el factor por el que se debe multiplicar para obtener el valor
real.
La salida DB9 nos permitirá obtener los pulsos de cada uno de los sensores así como
un pulso de conexión para el bloqueo de los módulos de transistores IGBT, como se
indicó al inicio del capítulo.
Figura 3.2. Parte frontal del módulo de sensores de tensión
39
3.1.3 Sensores de tensión LV-25NP y circuito de bloqueo
El módulo consta de cuatro sensores de tensión efecto Hall los cuales
permitirán hacer mediciones de tensión desde los 10V hasta 500V, como valor
máximo mediante una relación de transformación de 100 veces menor a su valor
real. Este sensor puede medir tensiones continuas como alternas tal como se indica
en el primer capítulo.
Figura 3.3. Sensor LV-25NP en Altium
Como se observa en la figura 3.3 los pines uno y dos son las entradas del sensor, las
cuales se alojarán en la parte frontal del módulo mediante borneras, los pines cinco y
cuatro son las alimentaciones del dispositivo. Finalmente, el pin tres es la salida del
sensor que se conectará a la parte frontal del módulo mediante una terminal BNC.
Los terminales de salida del sensor se conectan a la entrada de un circuito
rectificador de onda completa ideal mediante amplificadores operacionales como se
muestra en la figura 3.4, el cual permite asegurar que si entra cualquier tipo de
tensión sea esta alterna o continua se tendrá a la salida de nuestro rectificador un solo
tipo de tensión.
Figura 3.4. Circuito rectificador de onda completa
40
El rectificador de onda completa ideal se aplica en niveles de tensión baja ya que
mediante los amplificadores operacionales se evita la pérdida de tensión de 0.6V en
los diodos rectificadores.
Si
:
on,
off
Dónde:
: Tensión de entrada
: Tensión de salida
Tensión en la salida del primer operacional, entre
Ahora si
:
on,
y
off
(
)
Por lo tanto para ambas polaridades se obtiene
Dónde:
: Valor de la resistencia
: Tensión en el pin 6 del segundo operacional
En las fórmulas la tensión de salida es igual a la entrada por lo que no afecta de
ninguna manera al valor real medido.
41
Seguido se acopla un circuito amplificador de tensión no inversor a la salida del
rectificador ideal el cual nos ayudará a elevar a una tensión adecuada para una mejor
comparación de los niveles de tensión de los sensores con una tensión de referencia,
de esta manera genera un bit.
Cuando el bit se encuentra en estado 0 nos indica que los niveles de tensión son los
ideales, si el bit está en 1 indica que se ha producido una sobre tensión por lo cual
será bloqueado los módulos de transistores IGBT.
Figura 3.5. Circuito amplificador de tensión
(
)
Dónde:
: Tensión de salida
: Tensión de ingreso
42
Figura 3.6. Circuito comparador de tensión y generador de bit
En el módulo también se encuentra un partidor de tensión, el mismo que servirá para
generar un bit en alto (1), el cual verifica que siempre se conecte el módulo de
transistores IGBT con el módulo de sensores de tensión mediante los terminales
DB9.
Figura 3.7. Circuito partidor de tensión
(
)
Dónde:
: Tensión de salida
: Tensión de alimentación (+15V)
43
3.1.4 Diseño y construcción del circuito impreso (PCB)
Para el diseño de la PCB se utiliza el software Altium.
Figura 3.8. Cara inferior del circuito impreso de sensores de tensión
Figura 3.9. Cara superior del circuito impreso de sensores de tensión con plano
a tierra
44
3.2
Módulo de sensores de corriente
Este módulo está conformado por los siguientes bloques:
-
Base de metal para modulo
-
Parte frontal
-
Sensores de corriente LA-25P y circuito de bloqueo de tensión
3.2.1 Base de metal para módulo de sensores de corriente
Como todos los módulos son del mismo tamaño, el diseño de la base del
módulo de sensores de tensión se aplica para el resto de módulos como se aprecia a
continuación.
Figura 3.10. Cara superior del circuito impreso de sensores de tensión con plano
3.2.2 Parte frontal
La parte frontal esta hecho de acrílico de 6 mm transparente, con fondo
blanco, los logos así como las letras de identificación se encuentran hechos a color
según diseño.
45
El módulo alojará 4 sensores de corriente (LA-25P), cada uno con su respectivo
símbolo, borneras de entrada y salida, conector BNC de salida y con una salida
DB9.
Las borneras se encuentran identificadas con un número y una letra, el número indica
el elemento al que corresponde, siendo el INT el ingreso de corriente y OUT la salida
de la corriente tal como indica la flecha del símbolo, figura 3.11.
Para la salida del sensor se tiene un conector BNC con el número del sensor que se
está utilizando, así como el factor por el que se debe multiplicar para obtener el valor
real.
La salida DB9 permitirá obtener los pulsos de cada uno de los sensores así como un
bit de conexión para el bloqueo de los módulos de transistores IGBT, como se indica
al inicio del capítulo.
Figura 3.11. Parte frontal del módulo de sensores de corriente
3.2.3 Sensores de corriente LA-25P y circuito de bloqueo de corriente
El módulo consta de cuatro sensores de corriente efecto Hall, los cuales
permiten hacer mediciones de corriente desde 1A hasta 25A como valor máximo
mediante una relación de transformación de 100 veces menor a su valor real. Este
46
sensor puede medir corrientes continuas como alternas tal como se indica en el
primer capítulo.
Figura 3.12. Circuito en Altium del sensor LA-25P
Como se ve en la figura 3.12 los pines uno y seis son las agrupaciones de los pines
del 1-5 y 6-10 respectivamente para formar las entradas del sensor, las cuales se
alojarán en la parte frontal del módulo mediante borneras, los pines cinco y cuatro
son las alimentaciones del dispositivo. El pin M es la salida del sensor. Al colocar
una resistencia entre la salida M y la tierra se tiene una relación de corriente tensión
lo que permitirá utilizar el mismo esquema que se utilizó en los sensores de tensión,
con el único ajuste que se haría en el circuito amplificador de tensión no inversor
con el factor de amplificación.
3.2.4 Diseño del PCB
Figura 3.13. Cara inferior del circuito impreso de sensores de corriente
47
Figura 3.14. Cara superior del circuito impreso de sensores de corriente con
plano a tierra
3.3
Módulo de transistores IGBT
Este módulo está conformado por los siguientes bloques:
-
Base de metal para módulo
-
Parte frontal
-
Circuito limitador de corriente
-
Circuito de bloqueo de tensión
-
Drives para transistores IGBT CM100DY24H
Los bloques se encuentran conectados tal como lo indica la figura 3.15.
Figura 3.15. Esquema de interconexión de los módulos
48
3.3.1 Base de metal para módulo de transistores IGBT
Se aplica el mismo diseño que se utilizó para los módulos de sensores de
tensión y corriente ya que todos estos serán alojados en los gabinetes de existentes en
el laboratorio de potencia.
3.3.2 Parte frontal
La parte frontal esta hecho de acrílico de 6 mm transparente con fondo
blanco, los logos así como las letras de identificación se encuentran hechos a color
según diseño
.
Los módulos alojarán 4 transistores IGBT (CM100DY24H), constan de borneras de
potencia, borneras de control y salidas DB9.
Como se describió en el capítulo uno el transistor IGBT CM100DY24H es un
módulo que consta de dos transistores internos por lo cual para cada módulo de
transistor se le ha designado con la letra T y el número a que corresponde. Las
borneras de potencia de cada transistor individual se encuentran identificadas por un
número y letra, el número es el elemento al que corresponde y las letras C-E nos
indican el colector y el emisor de cada uno de los transistores respectivamente.
Las borneras de control o mini borneras se encuentra identificadas con la letra G que
nos indica el gate del transistor, el primer número nos indica a que módulo de
transistor corresponde y el segundo número hace referencia al gate correspondiente.
Los conectores DB9 permiten el bloqueo del módulo general de transistores IGBT, si
esto no se encuentra conectado a su respectivo módulo de tensión y corriente el
módulo permanece bloqueado.
49
Figura 3.16. Parte frontal de módulo de transistores IGBT
3.3.3 Circuito limitador de corriente para tarjetas de driver IGBT
Los drives que manejan los transistores IGBT son muy sensibles a las sobre
corrientes por lo que se ha visto la necesidad de diseñar e implementar un circuito
contra sobre corriente el cual permitirá el paso de un máximo de corriente de 150mA,
siendo este el valor de corriente que consume cada driver para su correcto
funcionamiento.
Figura 3.17.Circuito limitador de corriente
50
Como se puede aprecia en la figura 3.17 el circuito está formado por tres transistores,
dos de ellos son de baja corriente (BC547) y uno de alta corriente (2N3055), siendo
el valor de la resistencia R2 el que nos limita el valor de la corriente de salida.
El módulo consta de cuatro encapsulados de transistores IGBT y por ende de cuatro
drives, por lo tanto, se tendrá que construir cuatro reguladores de corriente para cada
uno de los drives. Es importante aclarar que no se puede construir un solo regulador
de corriente para los cuatro drives ya que si no funcionan todos al mismo tiempo
aumentará el nivel de corriente para cada driver lo que le dejaría sin protección.
3.3.3.1 Diseño de PCB de circuito limitador de corriente
En la PCB se encuentran alojados todos los reguladores de corriente
independientes.
Figura 3.18. PCB del circuito limitador de corriente
3.3.4 Circuito de bloqueo de los transistores IGBT
A los módulos de transistores IGBT se les protege contra sobre tensiones,
sobre corrientes y niveles lógicos inadecuados para su correcto funcionamiento.
Los bit que se generan en los módulos de tensión y corriente llegarán hasta el módulo
de transistores IGBT mediante un bus de datos DB9, estos a su vez ingresarán a un
PLD GAL16V8, el cual se encuentra programado internamente en el software
WinCUPL, de tal forma que si se detecta un cambio en el valor de los bits éste
51
enviará un bit en bajo (0) a la siguiente GAL16V8 para bloquear los pulsos de salida
que van a los gates de los transistores tal como se muestra en la figura 3.19, los bit de
salida serán bloqueados de tal manera que todos se ponga en un nivel lógico en alto
(1). Como se dijo en el capítulo uno los transistores se abren o interrumpen con un
nivel lógico en alto.
3.3.4.1 Diseño de circuito de bloqueo y programación de la GAL16V8
Figura 3.19. Circuito de GAL16V8 para bloqueo de IGBT
Como se aprecia en la figura 3.19 la GAL U2 tiene conectada al pin uno el pulsante
de reset, en los pines del 2 al 9 se conectan los pulsos para los gates de los
transistores. Los pines de salida van del 12 al 19.
La GAL U2 es la encargada de bloquear de forma global los bits de salida si detecta
que a la entrada del pin 11 ha cambiado de estado, poniendo a todos los bits de
salidas en alto. De igual manera si detecta que en el pin 2-3 se encuentran en niveles
lógicos bajos serán bloqueados todos los bits de salida a un nivel alto, ya que cada
dos pines de entradas forman un encapsulado de dos transistores IGBT, el mismo
bloqueo se da para los pines 4-5, 6-7 y 8-9 si estos se encontrará al mismo tiempo en
estado lógico bajo.
52
3.3.4.2 Software de programación de la GAL enWinCUPL
El WinCUPL (Universal CompilerforProgrammable) es un software de Atmel
que genera el archivo para programar PAL’s y GAL’S.
Un programa en WinCUPL, consta de tres bloques principales, que son:
-
Encabezado:Muestrael nombre del programa, el dispositivo a
ser
programado, el autor, la fecha y otros datos.
-
Asignación de terminales: Indica la asignación de las terminales de entrada
y salida del dispositivo.
-
Ecuaciones lógicas: Define la relación entre las terminales.
Programación para el circuito de bloqueo de los transistores IGBTs en las g16v8a:
Programa 1
NameName ;
PartNo00 ;
Date
14/08/2013 ;
Revision01 ;
DesignerEngineer ;
Company University of Tulsa ;
AssemblyNone ;
Location ;
Deviceg16v8a ;
/* *************** INPUT PINS *********************/
PIN
1= a
; /*
PIN
2= x1
; /*
PIN
3= x2
; /*
PIN
4= x3
; /*
PIN
5= x4
; /*
PIN
6= b
; /*
PIN
7= y1
; /*
PIN
8= y2
; /*
PIN
9= y3
; /*
PIN
11= y4
; /*
PIN
14= S
; /*
PIN
18= R
; /*
*/
*/
*/
*/
*/
*/
*/
*/
*/
*/
*/
*/
/* *************** OUTPUT PINS *********************/
PIN
15=Q
; /*
PIN
13=Q1
; /*
PIN
17=v
; /*
*/
*/
*/
m=!((x1#x2)#(x3#x4))&a;
n=!((y1#y2)#(y3#y4))&b;
v=(m&n);
Q=!(S&Q1);
Q1=!(v&Q);
53
Programa 2
Nameunoo ;
PartNo00 ;
Date
14/08/2013 ;
Revision01 ;
DesignerEngineer ;
Company University of Tulsa ;
AssemblyNone ;
Location ;
Deviceg16v8a ;
/* *************** INPUT PINS *********************/
PIN
2=a1
; /*
PIN
3=a2
; /*
PIN
4=b1
; /*
PIN
5=b2
; /*
PIN
6=c1
; /*
PIN
7=c2
; /*
PIN
8=d1
; /*
PIN
9=d2
; /*
PIN
11=e
; /*
/* *************** OUTPUT PINS *********************/
PIN
19=a11
; /*
PIN
18=a22
; /*
PIN
17=b11
; /*
PIN
16=b22
; /*
PIN
15=c11
; /*
PIN
14=c22
; /*
PIN
13=d11
; /*
PIN
12=d22
; /*
a11=(!(a1#a2)#a1)&e;
a22=(!(a1#a2)#a2)&e;
b11=(!(b1#b2)#b1)&e;
b22=(!(b1#b2)#b2)&e;
c11=(!(c1#c2)#c1)&e;
c22=(!(c1#c2)#c2)&e;
d11=(!(d1#d2)#d1)&e;
d22=(!(d1#d2)#d2)&e;
*/
*/
*/
*/
*/
*/
*/
*/
*/
*/
*/
*/
*/
*/
*/
*/
*/
En el programa 1 y 2 se puede identificar el encabezado, el cual está compuesto por
el nombre del proyecto, el partnoque es el número o código que se le designa al
programa para su fácil archivo, en la tercera línea se encuentra la fecha en la que
realiza el programa, en company se designa el nombre de la compañía o del autor
del programa, en device designamos el dispositivo que se va utilizar.
En el siguiente bloque se designan los pines de entrada ya sea en forma de vector o
en forma individual.
En el tercer bloque designamos los pines de salida. En el último bloque se realiza la
programación.
54
3.3.4.2.1 Funciones lógicas del software WinCUPL
OPERADOR
EJEMPLO
DESCRIPCIÓN
PRECEDENCIA
!
!A
Not
1
&
A&B
And
2
#
A#B
Or
3
$
A$B
Xor
4
/* ------*/
/*ejemplo*/
Comentario
Tabla 3.1.Descripción de operadores en WinCUPL [11]
OPERADOR
EJEMPLO
DESCRIPCIÓN
PRECEDENCIA
“
2”3
Exponencial
1
‘
2’1
Multiplicación
2
/
4/2
División
2
%
9%8
Módulo
2
+
2+4
Suma
3
-
4-1
Resta
3
Tabla 3.2.Operadores aritméticos [11]
FUNCION
BASE
LOG2
Binario
LOG8
Octal
LOG16
Hexadecimal
LOG
Decimal
Tabla 3.3. Operadores aritméticos [11]
3.3.4.3 PCB del circuito de boqueo con plano a tierra
El plano a tierra en esta placa impresa se encuentra solo en la parte inferior ya
que el circuito está hecho a simple cara siguiendo las normas de diseño y
construcción IPC-2220.
55
Figura 3.20. PCB del circuito de bloqueo
3.3.4.4 Drivers de los transistores IGBT
En este punto es conveniente detallar como se encuentran emplazados los
transistores IGBTs en la base metálica.
Los transistores se encuentran montados en un disipador de calor tal como indica la
figura 3.21, estos dos elementos están unidos mediante pasta de transmisión de calor
lo que permite un mayor contacto entre ambas superficies.
Figura 3.21. Disipador de calor transistor IGBT
Debido a que la estructura de un transistor IGBT está diseñada para que la puerta se
dispare a 15V es necesario asegurar estos niveles de tensión para el correcto
funcionamiento de los transistores con la ayuda de un driver, el cual está formado por
una fuente simétrica de tensión +-15V NMA 1515SC y un circuito integrado híbrido
M57959l, el cual fue construido para manejar IGBT canal n, éste permite amplificar
56
la señal de activación o disparo de 5V a 15V proporcionando un aislamiento eléctrico
entre la entrada y la salida.
Figura 3.22. Driver para transistores IGBT [12]
Como se observa en la figura 3.22 el driver tiene implementado un opto acoplador el
cual permitirá obtener una señal en el instante que se genere un cortocircuito en las
salidas del driver o a su vez en los bornes del IGBT, ésta tesis no abarca el estudio de
este tema.
3.4
Generador de modulaciones
Este módulo está formado por los siguientes bloques:
-
Base de metal
-
Parte frontal
-
Circuito de modulaciones
3.4.1 Base de metal del Generador de modulaciones
Esta base se construirá de acuerdo a las características, medidas y rasgos que
presentan los módulos existentes en el laboratorio de potencia de la Universidad
Politécnica Salesiana sede Cuenca, lo que facilitará el montaje en los bancos de
trabajo de Lab-volt.
57
3.4.2 Parte frontal
La parte frontal esta hecho de acrílico de 6 mm, transparente con fondo negro,
los logos ya sea de la Universidad, laboratorios de electricidad y electrónica son de
color según diseño. Las letras y signos de identificación son de color blanco tal como
se aprecia en la figura 3.23.
En la parte frontal del módulo se ha realizado tres divisiones que permitirán alojar
los elementos necesarios para obtener las modulaciones requeridas como se indica a
continuación.
3.4.2.1 Modulación vectorial espacial
En esta parte frontal del módulo se alojarán las seis salidas de la modulación
SPWM de las cuales: G21, G22, G32 son las señales negadas de G11, G12, G13.
Consta de cuatro pulsantes, LOADcargará los valores modificados en la modulación,
los pulsantes 6VECT, 12 VECT, 18 VECT permiten generar modulaciones
vectoriales de seis, doce, diez y ocho vectores.
El potenciómetro de FRECUENCIA modifica el valor de la frecuencia desde
10Hz(mínima) hasta 120Hz(máximo) a la cual la modulación vectorial se va a
generar, el INDICE DE MODULACION puede ser incrementado de 0(mínimo) a
1(máximo).
Cada led indica el estado en el que se encuentra la modulación vectorial espacial
SPW.
3.4.2.2 Modulación PWM
Consta de seis salidas de modulación PWM, un pulsante LOAD con su
respectivo led de señalización el cual permite cargar los valores seleccionados.
58
Se tiene dos potenciómetros FRECUENCIA PORTADORA y FRECUENCIA los
cuales modifican los valores de dichas frecuencias de modulación.
3.4.2.3 Modulación 120/180
En esta parte del módulo al igual que en el resto de modulaciones consta de
seis salidas de modulación tipo mini bornera de color amarillo, un pulsante LOAD
permite seleccionar entre las modulaciones 120 o 180 grados.
El pulsante 120 selecciona la modulación a 120 grados en este caso se activan dos
transistores a la vez. El pulsante 180 grados selecciona la modulación a 180 grados
en este caso se activan 3 transistores a la vez.
El potenciómetro FRECUENCIA controla el tiempo de conmutación de los dos
transistores en las dos modulaciones y por consecuencia la frecuencia del voltaje de
salida.
La alimentación del módulo será mediante mini borneras de color rojo para los 5V
positivos de corriente continua, una mini bornera de color negro como el negativo de
la alimentación y por último un interruptor tipo ojo de cangrejo el cual permite
encender todas las modulación.
Figura 3.23. Parte frontal del generador de modulaciones
59
3.4.3 Circuito y placa PCB de modulaciones
El circuito de modulación vectorial SPWM, PWM, modulación a 120/180
está formado por tres PIC18F2550 ya que sus características presentadas en el primer
capítulopermiten desarrollar el software de modulaciones de una mejor manera, diez
y ocho opto acopladores PC 817, los cuales aíslan galvánicamente las salidas del
microcontrolador de corrientes o voltajes potencialmente dañinas de cualquier
problema que se presente en las mini borneras de salidas de modulación.
El cálculo de los tiempos en las modulaciones que realizan depende de la ecuación
3.8.
Dónde:
Lo que indica que no se puede tener una frecuencia de valor cero en ninguna de las
modulaciones antes mencionadas para lo cual se ha colocado una resistencia en la
parte negativa del potenciómetro que ayudará siempre a tener un valor mínimo y no
cero de frecuencia. De igual manera se ha limitado el máximo de la frecuencia con
una resistencia en la parte positiva del potenciómetro para limitar el máximo valor de
frecuencia.
En el caso de la modulación vectorial la variable m (índice de modulación) tiene que
ser mayor a cero y menor a uno, por lo tanto como la frecuencia se limitó el máximo
y el mínimo del potenciómetro de igual manera el índice de modulación se limita
para evitar que se den los valores no deseados, esto se puede apreciar en el figura
3.24, 3.25 y 3.26.
60
K
1
Res2
R
1
Res2
3
2
2
1
R20
1
Res2
3
4
4
C
C
V
C
C
V
K
5
3
1
A
D
N
K
6
G
K
PC817
R13
2
G
1
Cap2
1
2
4
C
Res2
2
2
1
2
Res2
2
S
R12
R
1
S
1
2
1
PIC
SALIDA
G
PC817
7
6
1
5
2
Res2
2
4
1
PULSANTES
3
SM
RPot
R11
3
OPTO3
2
G
POTEN1
4
A
G
3
PC817
2
1
G
1
Res2
1
1
Res2
R10
R
G
Res2
G
1
2
Res2
2
1
R19
D
N
G
D
N
F
p
0
0
1
F
p
0
0
Cap2
K
1
K
8
C
7
3
Res2
3
2
K
4
A
4
R18
OPTO4
D
N
G
D
N
K
1
K
5
A
6
Res2
3
A
5
3
4
C
C
V
4
4
A
3
A
4
1
3
S
R17
3
A
D
N
2
2
D
N
1
1
A
K
1
K
4
P
D
N
3
2
Res2
3
2
2
P
K
C
C
V
4
2
A
4
1
2
S
P3(Mod1)
1
P
R16
OPTO2
K
1
K
1
3
D
N
Res2
R
D
N
PC817
4
R
5
K
1
K
S
2
3
1
Res2
3
C
C
V
4
1
A
4
1
1
R
R15
9
OPTO1
evita
C
C
V
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1
4
S
2
P
1
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C
1
3
RA1/AN1/C2INA/RP1
C
2
3
S
RA3/AN3/VREF+/C1INB
Alimentacion
C
Alimentacion
C
V
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C
C
V
V
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S
RB0/AN12/INT0/RP3
8
R
D
PC817
5
S
5
2
RB1/AN10/RTCC/RP4
1
U
Res2
N
6
S
6
2
RB4/KBI0/SCK1/SCL1/RP7
RA0/AN0/C1INA/ULPWU/RP0
MCLR
1
K
1
G
OPTO5
7
RB5/KBI1/SDI1/SDA1/RP8
RA2/AN2/VREF-/CVREF/C2INB
C15
que
A
D
4
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4
3
G
1
OPTO6
D
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1
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8
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2
RB6/KBI2/PGC/RP9
Cap2
lo
2
1
1
S
C
C
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6
R
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1
2
P
1
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P
1
RB7/KBI3/PGD/RP10
S
R14
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1
N
Res2
VUSB
G
PC817
Res2
K
1
5
1
RC0/T1OSO/T1CKI/RP11
RA5/AN4/SS1/HLVDIN/RCV/RP2
OSC1/CLKI/RA7
9
1
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1
P
con cero
K
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1
RC4/D-/VM
RC1/T1OSI/UOE/RP12
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V
OSC2/CLKO/RA6
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0
0
1
2
activan
G
7
2
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2
8
RC5/D+/VP
RC2/AN11/CTPLS/RP13
RB3/AN9/CTEDG2/VPO/RP6
RB2/AN8/CTEDG1/VMO/REFO/RP5
/
E
R
O
C
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D
V
D
D
V
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1
2
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1
se
D
7
1
1
RC6/TX1/CK1/RP17
VSS
6
D
N
G
reset1
Pulsante
señalización
E
RC7/RX1/DT1/SDO1/RP18
VSS
9
1
C
de
L
PIC18F25J50-I/SP
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2
1
C
C
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G
D
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G
8
Cap2
OSC1
leds
D
N
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F
G
1
0
0
1
2
2
0
p
2
C
0
Cap2
0
0
1
Los
1
2
Header
Para tener una mayor velocidad de procesamiento se colocó un cristal (oscilador) de
32MHz con sus respectivos condensadores a tierra los cuales estabilizan la señal de
reloj(oscilación) de 15pF como se indicó en el capítulo 1.
que
el
microcontroladorentregue corriente y de esta manera evitar que disminuya la vida
útil del mismo.
Cada uno de los pulsantes empleados en las modulaciones tiene su respectivo
condensador de 100nF conectado en paralelo para evitar los rebotes que se puedan
generar al momento de accionarlos, ver figura 3.23.
Figura 3.24. Comportamiento de un pulsante al accionamiento [13]
En la figura 3.25 se muestra el circuito siguiendo las normas y recomendaciones
establecidas.
61
K
Res2
PC817
R67
1
2
R38
Res2
OPTO18
K
PC817
2
1
R44
1
Res2
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C
V
C
C
V
K
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4
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3
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G
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G
2
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5
K
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C
C
V
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2
D
E
L
6
1
S
1
Res2
RC5/D+/VP
6
K
1
7
1
8
1
RC6/TX1/CK1/RP17
3
9
D
RC7/RX1/DT1/SDO1/RP18
S
R66
2
D
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L
G
1
Res2
C
K
C
C
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V
K
1
C
D10
V
2
D
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2
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L
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L
PIC18F25J50-I/SP
8
D
R43
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RC4/D-/VM
K
1
OPTO17
5
1
VUSB
Res2
4
1
D
N
G
D
N
G
1
R64
RC1/T1OSI/UOE/RP12
1
1
D
Res2
1
1
S
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RB7/KBI3/PGD/RP10
C
C
V
PC817
3
K
1
K
2
2
RB6/KBI2/PGC/RP9
2
G
VSS
1
RB3/AN9/CTEDG2/VPO/RP6
Res2
2
R35
RB1/AN10/RTCC/RP4
2
SM
RPot
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3
Res2
3
2
C
C
V
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C
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1
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3
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G
D
N
6
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C
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K
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K
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C
PC817
K
1
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3
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C
3
2
R58
R57
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1
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3
C
C
V
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3
C
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C
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1
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3
S
3
3
S
2
2
R41
2
C
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2
3
S
1
C
1
3
S
1
2
G
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PC817
1
7
SM
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2
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OSC1/CLKI/RA7
1
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K
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3
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Pot2
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RA2/AN2/VREF-/CVREF/C2INB
S
4
R34
RA1/AN1/C2INA/RP1
OPTO14
Pot2
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RA0/AN0/C1INA/ULPWU/RP0
MCLR
Pot1
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1
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1
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2
C
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1
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1
K
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1
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3
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1
3
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C
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K
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S
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S
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0
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1
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RB0/AN12/INT0/RP3
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C13
2
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RB4/KBI0/SCK1/SCL1/RP7
RB2/AN8/CTEDG1/VMO/REFO/RP5
D
D
C
D
D
V
Cap2
1
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P
V
1
RB5/KBI1/SDI1/SDA1/RP8
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V
0
0
1
2
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G
2
RC0/T1OSO/T1CKI/RP11
8
2
VSS
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D
1
C
C
V
D
N
G
N
5
C
G
D
N
G
D
N
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OSC3
G
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p
0
0
RC2/AN11/CTPLS/RP13
1
F
6
C
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0
6
2
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p
Cap2
1
0
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1
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C
C
V
K
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R63
PC817
OPTO12
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1
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2
P
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P
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P
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2
P
R32
1
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C
C
V
C
C
V
K
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B
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K
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G
K
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K
1
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1
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B
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N
2
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D
2
1
9
C
C10
C11
C12
4
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2
Cap2
Cap2
Cap2
Cap2
R61
2
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L
5
1
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0
1
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0
0
1
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p
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1
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p
0
0
1
C
C
V
6
1
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2
R26
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RC5/D+/VP
RC2/AN11/CTPLS/RP13
S
K
1
N
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Res2
5
D
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1
8
1
RC6/TX1/CK1/RP17
G
D
R62
2
D
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L
RC7/RX1/DT1/SDO1/RP18
G
1
K
C
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C
G
C
1
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V
K
1
C
6
D
V
2
1
2
D
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L
D
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L
PIC18F25J50-I/SP
R25
1
R60
RC0/T1OSO/T1CKI/RP11
1
G
D
PC817
RB7/KBI3/PGD/RP10
1
2
G
RB6/KBI2/PGC/RP9
R31
C
C
V
2
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2
2
P
1
1
2
P
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2
D
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G
D
N
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G
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K
1
K
8
1
OPTO10
8
4
2
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4
2
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G
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7
3
1
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S
1
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2
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2
2
S
5
Res2
R46
1
2
S
1
2
4
S
R23
3
RA5/AN4/SS1/HLVDIN/RCV/RP2
P
7
2
RA3/AN3/VREF+/C1INB
OSC1/CLKI/RA7
B
5
9
3
0
G
Cap2
1
RA2/AN2/VREF-/CVREF/C2INB
P
4
C14
RA1/AN1/C2INA/RP1
1
P
Pot22
3
SM
RPot
2
RA0/AN0/C1INA/ULPWU/RP0
MCLR
Res2
Pot22
Pot11
Pot11
2
1
POT2
1
1
2
U
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R22
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K
1
R50
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G
1
R49
1
Res2
2
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R45
1
V
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C
C
V
3
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3
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N
C
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V
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4
B
4
1
4
2
S
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D
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1
5
B
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B
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2
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P
K
1
K
4
C
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V
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4
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2
R29
3
3
B
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2
2
2
2
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N
1
1
B
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2
K
1
K
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P
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SM
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3
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2
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C
V
4
2
B
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2
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S
K
1
K
1
K
1
K
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Res2
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K
1
K
V
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1
K
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3
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V
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1
B
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1
1
2
S
C
C
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C
2
2
RB0/AN12/INT0/RP3
OSC2/CLKO/RA6
0
1
4
0
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0
0
1
2
C
8
5
2
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2
RB1/AN10/RTCC/RP4
P
A
C
C
C
V
1
D
Header
6
2
S
6
2
RB4/KBI0/SCK1/SCL1/RP7
RB2/AN8/CTEDG1/VMO/REFO/RP5
V
/
E
R
O
C
D
D
V
D
D
6
D
N
G
2
Header
N
2
7
RB5/KBI1/SDI1/SDA1/RP8
V
0
2
9
3
C
1
RB3/AN9/CTEDG2/VPO/RP6
D
N
8
D
N
G
Cap2
OSC2
G
F
RC1/T1OSI/UOE/RP12
VSS
3
0
0
0
4
1
2
0
p
4
C
F
Cap2
1
p
0
0
1
2
Header
Figura 3.25. Circuito generador de modulación 120/180
Figura 3.26. Circuito generador de modulación vectorial espacial
Figura 3.27. Circuito generador de modulación PWM
La placa PCB está diseñada a doble cara con sus respectivos planos a tierra, la
posición y distribución de los elementos se ha realizado en base a las normas IPC-
2220.
El ancho de la pista depende de la intensidad de corriente que se vaya a hacer
circular, por este motivo el grosor de la pista diseñada es de 0.8mm la cual soportará
aproximadamente 1Amp, las inclinaciones de las pista son a 45° como recomienda la
norma antes mencionada, así como la separación mínima entre pistas es de 0,8mm la
misma que permite realizar una soldadura de mejor calidad.
62
Figura 3.28. Parte superior del circuito impreso del generador de modulaciones
Figura 3.29. Parte inferior del circuito impreso del generador de modulaciones
3.5
Pruebas de medición de los sensores de corriente y tensión
Los instrumentos de medida tienen que cumplir con las siguientes
características para su correcto funcionamiento.
Rango: Conjunto de valores de la variable que puede medir el instrumento. Se
especifica mediante el límite inferior y el superior.
63
Alcance (span): Se define como alcance de un dispositivo de medida a la diferencia
entre los valores superior e inferior del rango.
Rango sobre cero: Es un rango en el que el cero de la variable medida es mayor que
el límite inferior del rango.
Rango sin cero: Rango en el que el cero de la variable medida queda por debajo del
límite inferior del rango.
Precisión:Grado en que la medida que proporciona se aproxima a un valor patrón de
medida o a una medida ideal.
Error de medida: Diferencia entre la medida producida por el instrumento y la
medida ideal.
Grado de incertidumbre: Error máximo que se puede cometer al efectuar la medida
con el instrumento.
Precisión de referencia o tolerancia: Límite máximo del error de medida en
condiciones nominales.
Repetitividad: Grado de consistencia del instrumento, es decir, en qué grado el
dispositivo proporciona medidas iguales cuando mide el mismo valor en las mismas
condiciones. Si no se exige que las condiciones de las medidas sean idénticas, esta
característica se denomina reproducibilidad.
Umbral: Valor mínimo que tiene que alcanzar la variable para que el instrumento
proporcione una señal de medida.
64
3.5.1 Pruebas a sensores de corriente
3.5.1.1 Rango
El sensor de corriente tiene un rango de 0.1A a 25A en las entradas y con un
mismo rango en la salida con una relación de 100.
3.5.1.2 Alcance
3.5.1.3 Rango sobre cero
3.5.1.4 Error de medida
N° de
Sonda de Sensor de Error de
medida corriente corriente medida
1
0.28
0.26
0.02
2
0.58
0.57
0.01
3
0.88
0.85
0.03
4
1.16
1.13
0.03
5
1.4
1.39
0.01
6
1.64
1.58
0.06
7
1.92
1.87
0.05
8
2.18
2.15
0.03
9
2.56
2.52
0.04
10
2.84
2.79
0.05
11
3.52
3.48
0.04
12
4.16
4.13
0.03
13
4.72
4.69
0.03
14
4.96
4.95
0.01
15
5.24
5.2
0.04
16
5.44
5.41
0.03
17
5.72
5.69
0.03
18
6.28
6.24
0.04
19
6.72
6.64
0.08
20
7.12
7.1
0.02
21
7.28
7.24
0.04
Tabla 3.4.Mediciones de corriente
65
∑
El error de medida promedio absoluto es de 0.034A
3.5.1.5 Umbral
La mínima señal de corriente es 0.1A.
8
7
6
5
4
3
2
1
0
1
2
3
4
5
6
7
8
9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21
sonda de corriente
sensor de corriente
Figura 3.30. Sonda de corriente vs sensor de corriente
En la figura 3.30 se puede apreciar que existe un desfasemínimo entre la medida
delpatrón y la medida de los sensores.
66
3.5.1.6 Grado de incertidumbre
Como se observa en la tabla 3.4 de mediciones, existe un máximo error de
0.08A.
3.5.1.7 Precisión de referencia o tolerancia
Mediante las mediciones realizadas con la sonda de corriente N°3, la cual se
utilizó como patrón y los sensores de corriente se determina una tolerancia de +0.04A como se aprecia en la tabla 3.4.
3.5.2 Pruebas a sensores de tensión
3.5.2.1 Rango
El sensor de tensión tiene un rango de 10V a 500V en las entradas y con un
mismo rango en la salida con una relación de 100.
3.5.2.2 Alcance
3.5.2.3 Rango sobre cero
3.5.2.4 Error de medida
67
N° de
M.
Medida Sensor
1
9.23
2
14.65
3
20.42
4
37.05
5
41.47
6
45.43
7
48.15
8
52.97
9
58.93
10
67.66
11
80.53
12
87.18
13
91.89
14
97.23
15
104.98
16
106.97
17
111.93
18
118.96
19
130.97
20
145.92
M.
Patrón
9.25
14.70
20.50
37.10
41.50
45.50
48.20
53.00
59.00
67.70
80.60
87.20
91.90
97.30
105.00
107.00
112.00
119.00
131.00
146.00
error de
medida
0.02
0.05
0.08
0.05
0.03
0.07
0.05
0.03
0.07
0.04
0.07
0.02
0.01
0.07
0.02
0.03
0.07
0.04
0.03
0.08
Tabla 3.5. Medidas de tensión
∑
El error promedio absoluto de medida es de 0.05
68
3.5.2.5 Umbral
La mínima señal de tensión es 10V.
160,00
140,00
120,00
100,00
Series1
80,00
Series2
60,00
40,00
20,00
0,00
1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20
Figura 3.31. Sonda de tensión vs sensor de tensión
3.6
Modulación vectorial espacial
3.6.1 Modulación de vectores fundamentales
Para generar los seis vectores fundamentales se sigue la secuencia de
switcheo que se desarrolló en el capítulo dos (modulación vectorial) y de esta manera
se obtienen los valores de tensión en la salida del convertidor trifásico.
SC SB SA Vab
Vbc
Vca
0
0
0
-Vcc
Vcc
caso 4 1
1
0
-Vcc
0
Vcc
caso 6 1
1
0 Vcc(-1)
Vcc
0
caso 2 0
1
1
0
Vcc
-Vcc
caso 3 0
0
1
Vcc
0
-Vcc
caso 1 0
0
1
Vcc
-Vcc
0
caso 5 1
Tabla 3.6. Secuencia de switcheo de los transistores IGBT
69
El orden de switcheo no es el mismo orden que se presentó en el capítulo dos debido
a que el orden de análisis esta hecho en orden del número binario que resulta de la
combinación de la apertura (0) y cierre (1) de los interruptores que en este caso son
los transistores IGBT.
Para determinar el tiempo de switcheose utiliza la ecuación 3.14.
Dónde:
: es la frecuencia a la que se desea generar la tensión de salida
El número seis nos indica la cantidad de switcheo que se va hacer
3.6.1.1 Programación de modulación fundamental
70
En vista que el software de programación MICROCODE tiene los comandos PAUSE
y PAUSEUS, los cuales son demoras con resolución de 1 milisegundo y 1
microsegundo respectivamente. Se ha visto la necesidad de Tpwm multiplicar
1000000 para obtener una mejor exactitud en los tiempos de la secuencia.
La entrada de la variable ( ) frecuencia se encuentra en el puerto A0, la cual varía de
0-225, el análisis de la modulación va de 0-120Hz por lo tanto
En la figura 3.31, se presentan las señales de switcheo SA, SB y SC para la
generación de los vectores fundamentales de la modulación vectorial espacial.
Seaprecia claramente que cada señal de switcheo se encuentra desfasada 120° la una
con respecto a la anterior, cada cuadricula representa 2ms.
La onda completa se genera en
El desfase se da en
y 180°por lo tanto:
que equivale a
.
Figura 3.32. Señal de disparo para vectores fundamentales
71
Figura 3.33. Señal de tensión fase-fase y fase-neutro con vectores fundamentales
Para medir la corriente se colocó una carga equilibrada resistiva inductiva.
Figura 3.34. Señales de corriente con vectores fundamentales
3.6.2 Modulación vectorial espacial de 6 vectores
Para esta modulación se colocará un nuevo vector en la mitad de cada uno de
los sectores del hexágono,esto quiere decir que se ubicará a 30° del vector base
inicial, por lo cual se generara 6 vectores nuevos en todo el hexagonal como se
muestra en la figura 3.34.
72
Figura 3.35. Ubicación de 6 vectores nuevos
3.6.2.1 Programación de modulación a 6 vectores
Los tiempos
,
están en función de las variables de frecuencia (f) y el
índice de modulación (m). Las mismas que serán leídas en el puerto A0.
El índice de modulación se divide para 225 en vista que el rango que se desea es de 0
a 1 como máximo, la frecuencia de igual forma dividimos para 2 para obtener un
rango de 0 a 120.
Como se indica en el capítulo 2 los tiempos
y
,
están en función de
, en este caso α=30°por lo tanto.
Por lo tanto en la siguiente ecuación de
,
de la programación se multiplica
, y de esta manera se tiene los tiempos en microsegundos.
73
En vista que los nuevos vectores están distribuidos simétricamente el tiempo
,
son los mismos en cada uno de los sectores del hexágono, siendo este el motivo
fundamental que no se calculan los tiempos para cada sección del hexágono.
Al tener todos los tiempos calculados se procede a realizar la secuencia de disparo
como se indicó en la parte de modulación vectorial espacial.
Figura 3.36. Señales de switcheo para modulación de 6 vectores
En la figura 3.35 se muestran las secuencias de disparo de SA, SB, SC
respectivamente a una frecuencia de 63Hz.
74
Figura 3.37. Señal de tensión fase-fase y fase-neutro con 6 vectores
En la figura 3.36, en el voltaje
(fase-fase) se ve claramente el incremento de los
vectores tanto en la parte positiva como negativa de la tensión.
Figura 3.38. Señales de corriente a 6 vectores
El las gráficas de las corrientes se observa el efecto que se produce al aumentar el
número de vectores en la modulación. La onda tiende a ser más sinusoidal conforme
se aumenta el número de vectores, índice de modulación y la frecuencia a la que se
va generar.
3.6.3 Modulación vectorial espacial de 12 vectores
Para generar una modulación a doce vectores se tiene que introducir dos
vectores desfasados 20° el uno del otro, el primer vector se sitúa a 20°
con
75
respecto al fundamental inicial y el segundo vector se sitúa a 40°
del
vector fundamental inicial repitiéndose esto para cada sección del hexágono como se
aprecia en la figura 3.38.
Figura 3.39. Ubicación de los 12 vectores nuevos
3.6.3.1 Programación de modulación a 12 vectores
Como se tiene dos vectores en una sección del hexagonal de igual forma se
tiene dos diferentes tiempos
,
De esta manera las ecuaciones de
y dos
,
,
, por lo tanto:
dadas en la sección modulación SPWM se
convierten en:
76
Con estos tiempos se puede realizar la programación aplicando la secuencia que se
indica en la figura 3.39.
77
Figura 3.40. Señales de switcheo para modulación de 12 vectores
En la figura 3.39 se muestran las secuencias de disparo de SA, SB, SC
respectivamente a una frecuencia de 63Hz.
Figura 3.41. Señal de tensión fase-fase y fase-neutro con 12 vectores
De igual forma que en la modulación anterior, se observa los doce vectores que se
han generado en el voltaje fase-fase.
Si se sigue incrementando el número de vectores la onda de la corriente va
mejorando aunque el voltaje siga manteniendo la misma forma.
Figura 3.42. Señales de corriente a 12 vectores
78
3.6.4 Modulación vectorial espacial de 18 vectores
Se introducen tres vectores simétricamente separados en cada uno de las
secciones del hexagonal para obtener 18 vectores.
El primer vector se ubicará a 15°
), el segundo vector estará a 30°
y el tercero a 45°
respecto al vector inicial fundamental
respecto al fundamental inicial
con respecto al mismo vector fundamental inicial
como indica la figura 3.42.
Figura 3.43. Ubicación de los 18 vectores nuevos
3.6.4.1 Programación de modulación a 18 vectores
Debido a que se tiene tres vectores en una sección del hexagonal se posee
tres tiempos Tx, Tx1, Tx2, y tres Ty, Ty1, Ty2, por lo tanto el cálculo de los senos
correspondientes es:
79
Los valores obtenidos se reemplazan en las ecuaciones de
,
dadas en la sección
modulación SPWM para obtener unas ecuaciones acordes con el software de
programación MICROCODE.
80
La secuencia de pulsos para el switcheo de los transistores IGBT se presenta en la
figura 3.44, cabe recalcar que esta es la secuencia de pulsos positivos, para la
secuencia de pulsos negativos bastará tan solo con negar dichos pulsos y de esta
manera obtener las seis salidas G11, G12, G13, G21, G22, G23.
81
Figura 3.44. Señal de switcheo para modulación de 18 vectores
En la figura 3.44 se muestra las secuencias de disparo de SA, SB, SC
respectivamente a una frecuencia de 63Hz.
Figura 3.45. Señal de tensión fase-fase y fase-neutro con 18 vectores
Al incrementar el número de vectores también se incrementa la similitud de la onda
de voltaje Van a una onda sinusoidal.
Como se puede ver con 18 vectores se obtiene muy buenos resultados ya que la señal
de corriente cada vez más se asimila a una onda sinusoidal. Con estos resultados se
puede decir que la teoría de modulación vectorial espacial es muy eficiente al
momento de realizar un convertidor trifásico equilibrado.
82
Figura 3.46. Señales de corriente a 18 vectores
3.7
Modulación PWM
La modulación PWM se realiza mediante la generación de pulsos mediante la
comparación de dos señales: una de referencia y la portadora, estas señales al ser
comparadas generan los pulsos adecuados para el disparo de cada transistor. El
número de pulsos generados por cada periodo va a depender de la frecuencia de las
dos señales.
Figura 3.47. Generación de pulsos mediante la comparación de señales
Como se observa en la figura 3.46, al realizar la comparación de señales se genera un
tren de pulsos cuya amplitud y frecuencia depende de las señales que los genera.
Para un inversor trifásico se necesita generar tres ondas sinusoidales idénticas
desfasadas 120 grados entre si y una única onda triangular de una mayor amplitud
que las sinusoidales.
83
La señal para el primer transistor proviene de la comparación de la onda sinusoidal
que comienza en 0 grados con la señal triangular, cabe aclarar que siempre habrá tres
transistores conduciendo.
Figura 3.48. Niveles de voltaje para la activación de los transistores
En la figura 3.48 se observan los pulsos, los mismos que están desfasados entre sí
120 grados, esto se da porque la comparación se realiza con tres ondas sinusoidales
desfasadas 120 grados entre ellas.
El procesamiento de las señales son realizadas por el microcontrolador mediante
códigos ya implementados, es decir no realiza muestras gráficas, sino que carga a las
salidas valores preestablecidos.
Figura 3.49. Voltaje fase-fase del circuito de modulación PWM
84
Figura 3.50. Voltaje fase-neutro del circuito de modulación PWM
3.8
Modulación a 120/180
3.8.1 Modulación a 120 grados
Para esta modulación tienen que conducir 2 transistores a la vez para lo cual
generamos la siguiente tabla de conmutación:
Q1
Estado 1 H
Estado2 H
Estado3 L
Estado4 L
Estado5 L
Estado6 L
Q2
L
L
H
H
L
L
Q3
L
L
L
L
H
H
Q4
L
L
L
H
H
L
Q5
H
L
L
L
L
H
Q6
L
H
H
L
L
L
Tabla 3.7. Orden de conmutación de los transistores para la modulación a 120°
Los voltajes presentes a la salida del circuito serán:
85
Figura 3.51. Voltaje fase-fase de un inversor con modulación a 120 grados
Figura 3.52. Voltaje fase-neutro de un inversor con modulación a 120 grados
Para los dos tipos de modulaciones la frecuencia de la onda de salida depende del
tiempo en que se dé la transición de un estado a otro.
Por ejemplo para obtener una frecuencia de 60Hz, el periodo de la onda es
aproximadamente 16667µs, este tiempo se divide para 6 y se obtiene el tiempo de
duración de cada estado, en este caso 2777µs. Esto quiere decir, que inicialmente,
para el caso de la modulación a 180 grados, los transistores Q1, Q3 y Q5 van a
permanecer cerrados durante este tiempo y por consiguiente los demás están abiertos.
86
Luego de transcurrido este tiempo se cambia de estado, es decir, ahora Q1, Q5 y Q6
permanecerán cerrados y se abrirán los otros transistores, así sucesivamente.
El cambio entre una modulación u otra se realiza mediante los pulsantes que están
colocados en la parte frontal del módulo del generador de modulaciones en la parte
de modulación 120/180 grados, el cambio de la frecuencia se realiza mediante el
potenciómetro, calculando los tiempos como se ha mencionado anteriormente.
3.8.2 Modulación a 180 grados:
Para este tipo de modulación como ya se explicó en el capítulo 2, tienen que
conducir 3 transistores a la vez para lo cual se establece la siguiente tabla con el
orden de conmutación de los transistores.
Q1 Q2 Q3 Q4 Q5 Q6
Estado1 H L H L H L
L
L H H
Estado2 H L
L
L H
Estado3 H H L
Estado4 L H L H L H
L
Estado5 L H H H L
L H H H L
Estado6 L
Tabla 3.8. Orden de conmutación de los transistores para la modulación a 180°
Al realizar correctamente el switcheo de los transistores se obtienen las salidas de
tensión que se observan en la figura 3.52 y 3.53.
Figura 3.53. Voltaje fase-fase de un inversor con modulación a 180 grados
87
Figura 3.54. Voltaje fase-neutro de un inversor con modulación a 180 grados
3.9
Pruebas
Las pruebas se realizaron en el laboratorio de electrónica de potencia con una
fuente variable rectificada de onda completa.
En la figura 3.55 se aprecia la correcta conexión para un funcionamiento de los
módulos construidos. Para realizar cualquier práctica con dichos módulos se armará
en primer lugar el circuito del inversor trifásico o cualquier otro circuito que se
requiera con su respectiva carga y fuente de corriente continua, la carga será
monitoreada mediante los módulos de tensión y corriente.
Las señales de modulación se conectarán a continuación del circuito de potencia
mediante mini bananas respetando la simbología que se indica en cada mini bornera,
después se conectaran las señales de sobre tensión y sobre corriente para la
protección del módulo de transistores IGBTs.
88
Figura 3.55. Diagrama de conexión de módulos
Al terminar las conexiones antes indicadas se alimentará a cada uno de los módulos y
por último se pone en marcha el módulo de transistores IGBTs.
Para realizar las pruebas de funcionamiento de los módulos construidos se aplicó una
carga resistiva inductiva equilibrada conectada en estrella al inversor trifásico.
Con la ayuda de un osciloscopio digital de cuatro canales se tomó las tres señales de
disparo para la modulación vectorial espacial de los vectores fundamentales así como
la modulación a 6 vectores, 12 vectores y 18 vectores,que nos permitirá verificar la
correcta secuencia de dichas , las cuales se muestran en las figuras 3.56 y 3.57
Figura 3.56. Señal de switcheo para modulación de vectores fundamentales
reales
89
Figura 3.57. Señales de switcheo para modulación de 6 vectores reales
Cabe recalcar que el inversor fue alimentado con una fuente variable rectificada a
onda completa ya que en el laboratorio de potencia no existe una fuente puramente
continua, el valor de la tensión que se aplicó al inversor fue de 50V con un índice
de modulación 0.6. Hay que tomar en cuenta que la modulación
de vectores
fundamentales no está en función del índice de modulación.
Figura 3.58. Tensión fase-fase de modulación de vectores fundamentales reales
90
Figura 3.58. Tensión fase-fase de modulación de 6 vectores reales
Figura 3.59. Tensión fase-fase de modulación de 12 vectores real
Para la modulación de conducción a 120 y 180 el inversor fue alimentado con una
tensión de 20V de corriente continua.
91
Figura 3.60. Tensión fase-fase de modulación con conducción a 120 grados
Figura 3.61. Tensión fase-fasedemodulación con conducción a 180 grados
92
CONCLUSIONES Y RECOMENDACIONES
Elobjetivo principal de esta tesis es la construcciónde los módulos de sensores
de corriente, tensión, transistores IGBTs y de modulaciones los mismos que al
trabajar en conjunto permiten realizar prácticas en el laboratorio de potencia de
inversores trifásicos utilizando técnicas de modulación PWM, modulación vectorial
espacial (SPWM) y modulaciones a 120/180 de una manera segura.
Para la construcción de los módulos inicialmente se utilizó acrílico transparente con
fondo blanco pero debido a que estéticamente no se acopló con los paneles de Labvolt se optó por el cambio a acrílico negro con impresiones blancas en la parte
frontal.
Al terminar la construcción y las pruebas respectivas de los módulos de corriente y
tensión se pudo determinar que dichos módulos de sensores son muy fiables para
realizar mediciones de tensión y corriente porque el error de medida se encuentra por
debajo de los valores permitidos para instrumentos de medidacon un valor de +1.2%
de error relativo y 0.08A de error absoluto para los sensores de corriente lo que nos
indica que tiene 98.8% de confianza en la medida. El error relativo para los sensores
de tensión es +0.05% y el error absoluto es 0.08V, el nivel de confianza de medida es
99.95%.
En vista que los sensores de tensión y corriente tiene que generar un pulso ya sea este
de sobre tensión o sobre corriente se aplicó en primera instancia una rectificación a
media onda con un condensador de 100uF y de esta manera aplicar un comparador
de tensión para generar el pulso. Debido a que los sensores arrojaban valores de
tensión muy pequeños en sus salidas este circuito no era útil ya que los diodos
empleados para su operación necesitan una tensión de 0.6V como mínimo, por lo que
se optó por diseñar un rectificador de tensión ideal de onda completa con
amplificadores operacionales, con el cual se obtuvo excelentes resultados ya que este
sirve tanto para tensiones continuas como alternas.
93
Mediante las pruebas realizadas al módulo de transistores IGBTs se confirmó que
cumplen los parámetros de diseño planteadas al inicio de la tesis, dicho modulo se
bloquea con la presencia de sobre tensiones y sobre corrientes en los valores
establecidos de 120V y 10A respectivamente como valores máximos, esta protección
será útil siempre y cuando se monitoree la tensión y corriente de cualquier circuito
que se realicen con los transistores IGBTs.
Para obtener un correcto funcionamiento en las PCB que se han empleado en este
proyecto se tiene que cumplir con las normas de diseño y soldadura que se especifica
en IPC-2220 evitando de esta manera pistas sin conectar o componentes en
posiciones inadecuadas, el software Altium es uno de los más completos y utilizados
en la actualidad ya que facilita el alineamiento y espaciamiento simétrico de los
componentes electrónicos, permite además establecer reglas de ruteo como el
espaciamiento entre pista-pad y entre pista-pista así como el ancho de las pistas.
Con respecto a la modulación vectorial se concluye que la secuencia programada en
el PIC18f2550 se realizó de forma correcta ya que los resultados que se obtuvieron
con el simulador ISIS son muy similares a los valores obtenidos en el laboratorio de
potencia con los módulos construidos, es necesario resaltar que la frecuencia a la que
se generó las ondas de disparo del simulador no coincide con las ondas obtenidas con
el osciloscopio. Esto se debe a que el simulador no responde en tiempo real por lo
que se tuvo que modificar el factor de división de
a
.
La secuencia de switcheo para la modulación vectorial espacial de 6 vectores, 12
vectores y 18 vectores de igual forma que en el caso anterior coincide las señales
simuladas con las obtenidas en el osciloscopio variando el factor de división.
De igual forma las señales de tensión para la modulación vectorial espacial
fundamental, 6 vectores, 12 vectores y 18 vectores coinciden las señales obtenidas
del simulador con las obtenidas del osciloscopio. Existe una pequeña distorsión en la
cresta de las señales de tensión debida a que no se utilizó una fuente de tensión
puramente continua para alimentar el convertidor, siendo este el motivo por el cual
94
aparecen segmentos de semiciclos positivos en las crestas de las señales de tensión
del convertidor tal como se indica en la figura 3.58.
Con la ayuda de la figura 3.59se confirma que las ecuaciones programadas en el PIC
que se aplican en el desarrollo de la modulación vectorial espacial dan resultados
satisfactorios porque el valor esperado se encuentra cerca del valor obtenido
√
La modulación con conducción a 180 grados tiene valores eficaces mayores que con
conducción a 120 grados. Además en la modulación a 120 grados, el transistor
conduce menos tiempo lo que significa que no es aprovechado al 100 %, por estos
dos motivos es más utilizada la conducción a 180 grados en los inversores.
Como se aprecia en la figura 3.60 el valor del voltaje Vrms de la señal de salida
entre fase-fase de un inversor a conducción a 180 grados es aproximadamente 16
Voltios lo que demuestra que se cumple la ecuación:
De igual manera en la figura 3.61 se muestra el voltaje fase-fase de un inversor con
conducción a 120 grados tal como se aprecia es menor al voltaje anterior
cumpliéndose la siguiente ecuación.
De esta manera se concluye que las modulaciones han sido correctamente realizadas
pues cumplen satisfactoriamente las ecuaciones definidas para su salida.
Los conocimientos adquiridos a los largo de la carrera han sido de mucha ayuda para
el desarrollo de esta tesis sobre todo las cátedras de electrónica digital, analógica,
potencia, microprocesadores, CAD y proyectos.
95
Como recomendación se puede decir que se debería profundizar el estudio de los
PLD’s porque su funcionamiento es paralelo en comparación al funcionamiento
secuencial de los PIC’s, siendo esta una ventaja enorme para ser aplicaciones
eficientes.
La construcción de de estos módulos nos ayudaran para la investigación de nuevas
técnicas de modulaciones así como de filtros bifásico, en vista que el módulo de
transistores IGBTs se encuentra dotado con cuatro encapsulados de transistores esto
hace que se puedan desarrollar convertidores tetrafásicos para el estudio de su
comportamiento.
Con la ayuda de los módulos de sensores de tensión y corriente podemos realizar
mediciones de algunos parámetros de forma simultánea
96
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http://wwww.datasheetcatalog.com/datasheets_pdf/L/M/3/2/LM324.shtml
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97
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_TEL/Recursos_para_la_Actividad/Diseno_de_Circuitos_Impresos.pdf
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http://www.mcuexamples.com/Downloads/ipc2221.pdf
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Conversión Y Transporte De Energía.
[18]
Muhammad H. Rashid, Electrónica De Potencia: (Circuitos, Dispositivos Y
Aplicaciones).
98
Anexo 1
(Sensores voltaje y PCB)
Anexo 2
(Cara inferior y superior PCB de sensores de corriente)
Anexo 3
(Tensiones fase-neutro de modulación fundamental y 6 vectores)
Anexo 4
(Tensiones fase-neutro de modulación de 12 vectores y 18 vectores)
Anexo 5
(Corrientes de modulación de 12 vectores y 18 vectores)
Anexo 6
(Tensiones y corrientes de modulación a 120)