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Amplificadores de potencia
Clasificación de los amplificadores de potencia
Tradicionalmente se consideran amplificadores de potencia aquellos que por manejar
señales de tensión y corriente apreciables no pueden ser analizados mediante la búsqueda de un
punto de trabajo y la aplicación del modelo de pequeña señal correspondiente.
A continuación se presenta una clasificación de los amplificadores de potencia según su
campo de aplicación, agrupando los que poseen características similares.
1) Amplificadores para control (continua a 100Hz, carga: motor)
2) Amplificadores de baja frecuencia (hasta 100 KHz)
2.a) Amplificadores para equipos de sonido (carga: altavoz)
2.b) Amplificadores telefónicos (carga: línea)
3) Amplificadores de transmisión (hasta MHz, carga: línea)
4) Amplificadores de vídeo (tensiones altas, corrientes moderadas, carga hi-Z)
5) Amplificadores de emisión (RF, sintonizados, clases B y C)
En este tema se estudian los amplificadores del grupo 2.a, y en particular, los
amplificadores que entregan potencias de salida moderadas (1 W a 50W).
Estructura general de un amplificador de potencia
Los amplificadores de potencia suelen recibir en su entrada una señal con una amplitud
comprendida entre décimas de voltio y varios voltios.
Esta señal procede de una etapa
amplificadora anterior (generalmente un circuito de control de volumen, balance y tono o
ecualización), capaz de suministrar exclusivamente corrientes de pequeño valor (menos de 1mA).
Por lo tanto, la impedancia de entrada debe ser superior a unos 5K, siendo valores típicos de 10K
a 100K.
Para obtener una potencia en la carga de varios vatios, el amplificador debe ser capaz de
entregar en su salida tensiones eficaces entre varios voltios y decenas de voltios. Además, como
las cargas suelen ser de baja impedancia (p. ej. altavoces) deben entregar corrientes de hasta
varios amperios.Por lo tanto, la señal recibida debe ser amplificada tanto en tensión como en
corriente.
Puesto que los amplificadores de potencia se caracterizan por poseer un comportamiento
fuertemente no lineal, es necesario utilizar realimentación negativa para mantener los niveles de
distorsión dentro de un margen razonable. La realimentación negativa facilita también la
obtención del ancho de banda necesario (20Hz a 20 KHz para audio).
Cuando la carga es un altavoz, es necesario que el amplificador posea una resistencia de
salida muy baja. De esta forma se obtiene un fuerte amortiguamiento de la membrana del altavoz
1
(efecto de freno eléctrico). La utilización de una realimentación negativa intensa con muestreo
de tensión en la salida y resta de tensiones en la entrada (la más empleada en estos
amplificadores) hace que la resistencia de salida sea en la práctica inferior a 0.1 Ω, al tiempo
que la de entrada suele ser elevada.
Un error muy extendido consiste en afirmar que "la impedancia de salida de un
amplificador de potencia debe ser igual (o conjugada si R L no es resistiva) a la impedancia de la
carga conectada". Esta condición, que se deriva del teorema de Thêvenin sobre la máxima
transferencia de potencia carece de sentido planteada de esta forma. Obviamente, para un
generador con una resistencia interna determinada, la carga que obtiene la mayor potencia
(siempre que el generador la soporte) es aquella de valor igual a la resistencia interna del
generador. Ahora bien, si se parte de un determinado valor de la resistencia de carga, a menor
resistencia interna del generador, mayor potencia entregada en la carga. Sin embargo, sí tiene
sentido asignar un valor idóneo de la carga, con el que se puede aprovechar el margen dinámico
de tensiones y corrientes que el amplificador es capaz de entregar.
La estructura tradicional de un amplificador de potencia responde al siguiente diagrama
de bloques. La cadena de amplificación la constituyen diversas etapas que se agrupan en dos
bloques:
Amplificador de
tensión
Amplificador de
corriente
Vi
VL
1
IL
2
ZL
Vf
Diagrama de bloques de un amplificador de potencia de audio
1) Amplificador de tensión. Suele preceder al amplificador de corriente. Actualmente se suele
realizar empleando amplificadores operacionales rápidos (p.ej. BI-FET). De esta forma el
producto ganancia × ancho de banda es de al menos unos 5 MHz y el slew rate de al menos 10 V/
µs con lo que se puede obtener la ganancia necesaria manteniendo el ancho de banda de 20 KHz.
2) Amplificador de corriente. Constituye la etapa de salida. Se suele realizar con circuitos del
tipo seguidor de emisor, Darlington o pseudo-Darlington, de tipo complementario o casi
complementario. También es posible utilizar el montaje en emisor común.
El amplificador incluye un bucle de realimentación negativa que incluye a los dos
bloques amplificadores. Cuando la carga se acopla mediante condensador, se emplean al menos
dos lazos de realimentación, uno acoplado en continua (para estabilizar el punto de trabajo) y
otro acoplado en alterna (para rebajar el polo introducido por el condensador de acoplo del
altavoz y mejorar el resto de características AC). Si el lazo acoplado en continua no desacopla la
alterna, también contribuye a mejorar las características AC.
2
Bloque amplificación del nivel de corriente
Las diferentes etapas de salida (amplificadoras de corriente) utilizadas responden al
esquema genérico simplificado de la figura 4.2.
+Vcc
E1
I1
VL
Vi
I2
RL
IL
E2
-Vcc
Estructura de una etapa de salida simétrica
El circuito se alimenta con una fuente simétrica. E1 y E2 representan elementos activos
amplificadores de corriente (p.ej. E1 un transistor PNP y E2 un transistor NPN, ambos en
configuración seguidor de emisor). La carga se conecta entre el nodo de unión de E1 y E2, y
masa. El triángulo situado a la izquierda de los elementos activos representa el circuito que
controla la conducción de E1 y E2 (driver).
Todos los circuitos que se basan en la estructura anterior se caracterizan porque la
corriente en la carga IL es la diferencia entre las corrientes que entregan los elementos activos,
siempre que I1 y I2 se definan con el sentido indicado en la figura.
IL = I1 -I 2
Si se realiza la aproximación de considerar que los elementos activos pueden llegar a
comportarse como cortocircuitos en su estado de máxima conducción, se tiene:
V Lmax = Vcc ;
V Lmin = -Vcc
por lo que V Lppmax = 2·Vcc
Para señales senoidales,
y para continua o una onda cuadrada,
V Lefmax = Vcc/ √ 2
P Lmax = Vcc 2 /(2·R L )
V Lmax = Vcc
PLmax= Vcc 2 /R L
es decir, el doble que en el caso de la senoidal.
Esta sencilla expresión permite determinar las tensiones de alimentación mínimas
necesarias para obtener una determinada potencia (señal senoidal y cuadrada respectivamente) en
la carga, si se conoce la resistencia de la carga.
A continuación se muestran algunos ejemplos de amplificadores de corriente simétricos.
El más utilizado es que emplea dos transistores bipolares complementarios en seguidor de
tensión.
3
+Vcc
+Vcc
RB
T1
VL
Vi
RL
R E1
RA
IL
VL
IL
R E2
D1
T2
RL
D2
Vi
-Vcc
-Vcc
La ventaja del seguidor de emisor es la buena linealidad de su característica de
transferencia, mientras el transistor permanece en activa. El esquema de la izquierda corresponde
a un amplificador en clase B, dado que con Vi= 0 ambos transistores están en corte. El circuito
de la derecha representa un amplificador en clase A-B. En
+Vcc
este caso, los diodos D 1 y D 2 así como las resistencias R A ,
R1
R E1 y R E2 determinan la corriente de reposo (Vi= 0 =>
ambos transistores en activa con pequeña corriente de
T3
emisor). Es importante resaltar el efecto estabilizador que
RB3
T1
ejercen R E1 y R E2 sobre esta corriente, frente a cambios
de temperatura (apreciables en una etapa de potencia) y a
RE3
RE1
T5
dispersión de características de los transistores. El RA
RL
posicionamiento de los diodos sobre el mismo disipador
que los transistores contribuye a una mayor estabilidad
RE2
térmica.
RB4
Cuando se precisa una mayor ganancia de corriente
Vi
se puede sustituir cada transistor por un montaje
Darlington. Si no se dispone de transistores PNP de
potencia con características complementarias a los NPN,
se puede utilizar el circuito de la figura al pié de la página
anterior, que emplea una Darlington formado por T 3 y T 1
y un pseudo-Darlington formado por T 4 y T 2 . Este
amplificador opera en clase A-B. El transistor T 5 y el
potenciómetro R A definen la corriente de reposo (ajustable con R A ).
T4
T2
RC4
-Vcc
También se pueden utilizar transistores MOS de potencia complementarios. La figura
siguiente representa la estructura básica de un amplificador en clase B (izquierda) y en clase A-B
(derecha).
4
+Vcc
RG
+Vcc
T1
T1
RS1
RL
Vi
RA
RL
T3
RS2
T2
Vi
T2
-Vcc
-Vcc
Los transistores MOS presentan dos ventajas frente a los bipolares. En primer lugar, su
ganancia en corriente es elevada (teóricamente infinita, aunque en la práctica limitada si se desea
una respuesta rápida). En segundo lugar presentan una conmutación mucho más rápida y limpia
(comportamiento resistivo) que los bipolares (extracción de minoritarios).
Como principal desventaja cabe citar su falta de linealidad en la función de transferencia
ID = f(V GS ), lo que sin embargo no es importante cuando se utilizan como seguidores de fuente.
En el circuito de clase A-B se determina la corriente de reposo mediante la elección de
los valores de R S1 y R S2 y el ajuste de R A .
Todos los circuitos vistos hasta ahora se basan en la utilización de seguidores de tensión.
Este montaje es muy adecuado como amplificador de corriente, presenta una impedancia de
entrada elevada, una impedancia de salida reducida (incluso antes de cerrar el lazo externo de
realimentación) y su ganancia en tensión próxima a la unidad garantiza una buena linealidad.
Aunque su ganancia de tensión es próxima a la unidad, la excursión de salida (V Lpp )
queda reducida con respecto al caso ideal (2·Vcc) debido a las caídas de tensión en las uniones
base-emisor (bipolares) y entre puerta y fuente (MOS). Este efecto es especialmente importante
en el caso de los MOS de potencia, en donde la tensión puerta-fuente umbral suele estar en torno
a los 4V, y aún se precisan valores mayores para obtener corrientes de drenador del orden de
amperios (p.ej. V GS = 8 V).
La solución más simple a este problema consiste en aumentar la tensión de alimentación,
pero esto presenta dos problemas. Primero, el aumento de excursión se logra a cambio de una
mayor disipación en los transistores. Segundo, si el bloque de ganancia en tensión se realiza con
un operacional, el aumento de la tensión de alimentación está limitado por la tensión máxima
que éste pueda soportar (Vcc= 18 V para la mayoría de los operacionales).
Para aumentar la excursión de salida puede recurrirse a la utilización del método
Bootstrap (realimentación positiva). Este método consiste en alimentar el circuito de
polarización (driver) con una tensión V B superior a Vcc, obtenida a partir de la tensión de saida
VL.
La siguiente figura muestra un ejemplo práctico del circuito Bootstrap. El circuito
representado debe combinarse con el del amplificador darlington. En reposo, el condensador C B
se carga a una tensión próxima a Vcc. Cuando V L crece hacia Vcc, la tensión V B también crece.
Si V L se acerca a +Vcc (situación en que se vería limitada la excursión), la tensión V B es mucho
5
mayor que Vcc, compensando las caídas de tensión en los transistores. Es posible utilizar un
circuito simétrico para la excursión negativa.
+Vcc
RB
R1
al colector
de T5
CB
de la salida VL
Circuito Bootstrap para aumentar la excursión de salida
Otra solución a esta situación consiste en hacer que el bloque amplificador de corriente
sea capaz de conseguir también una cierta (aunque sea pequeña) ganancia de tensión (aunque el
primer bloque siga siendo el encargado de la mayor parte de la ganancia de tensión del
conjunto). Para logralo, los transistores de salida se conectan en montaje de emisor común (o
fuente común).
Bloque de amplificación del nivel de tensión
El bloque amplificador de tensión puede adoptar formas diferentes. En los amplificadores
con componentes discretos se realiza con varias etapas, la última de las cuales, un emisor común
sin resistencia de emisor, es la responsable de la mayor parte de la ganancia. El resultado
inmediato de concentrar la mayor parte de la ganancia en este transistor es la aparición en el
mismo de un polo dominante por efecto MIller. El carácter dominante del polo se puede reforzar
conectando un condensador de pequeña capacidad entre base y colector.
La existencia de un polo dominante debería garantizar la estabilidad del amplificador a
pesar de la existencia de una fuerte realimentación negativa.
En la actualidad se puede utilizar un amplificador operacional para realizar este bloque.
Normalmente se elige un operacional compensado internamente, con un slew-rate elevado
(garantía de un ancho de banda suficiente en gran señal). Son adecuados los tipos BI-FET como
el LF356 o el LF411.
La figura representa un circuito amplificador en clase A-B completo, que emplea un
operacional. Con el operacional alimentado con Vcc= 15V (valor máximo recomendado), la
potencia senoidal máxima que puede obtenerse es del orden de 8 W sobre una carga de 8 Ω y de
unos 16 W sobre 4 Ω . Estos valores suponen que T 1 y T 2 son capaces de amplificar la corriente
lo bastante como para entregar a la carga hasta unos 1,5 A (8 Ω ) o unos 3A (4 Ω ) de pico. Salvo
que el operacional sea capaz de entregar corrientes de unos 40 mA o T 1 y T 2 posean una beta
elevada, esto no es posible. Una posible solución consiste en sustituir los transistores T 1 y T 2
por montajes Darlington.
Además de su limitada potencia, este amplificador posee apreciable distorsión de cruce,
ya que el paso al corte de T 1 y T 2 no es suficientemente rápido. Si se utilizan Darlingtons, la
distrosión es aún mayor.
6
+Vcc
R1
T1
RE1
+Vcc
RL
RA
CI
RE2
RI
T2
-Vcc
RF2
-Vcc
RF1
Fig. 4.7.- Amplificador en clase A-B con operacional
Etapas de salida en emisor común (con ganancia adicional de tensión)
Según se indicó, existen métodos para salvar la limitación de la excursión de salida
impuesta por la utilización de operacionales de baja tensión de alimentación. En este apartado se
describen varias soluciones que se basan en utilizar como etapa de salida transistores en
configuración de emisor común (o fuente común).
El circuito de la figura se basa en el hecho de que la corriente que circula por los
terminales de alimentación del operacional se puede considerar formada por una componente
constante (corriente de reposo) y una componente de valor igual a la corriente entregada por la
salida. Cuando la salida entrega (source) corriente al circuito exterior, ésta procede del terminal
de alimentación positiva. Si la salida acepta (sink) corriente, ésta se deriva hacia el terminal de
alimentación negativa (sale por este terminal).
Mientras la señal de salida se mantiene en niveles bajos, es el operacional el que entyrega
la corriente a la carga. Las corrientes que atraviesan R B1 y R B2 producen en ellas caídas de
tensión insuficientes para polarizar los transistores en activa (p.ej. 0.5 V). Si la tensión de salida
se hace positiva de cierto valor, la corriente que circula por la carga (un valor próximo a la
máxima que el operacional puede suministrar) es lo bastante grande para provocar una caída de
tensión en R B1 capaz de hacer que T 1 entre en zona activa. Para tensiones superiores casi toda la
corriente es suministrada por T 1 .
Un razonamiento similar justifica que para salidas negativas de valor elevado es T 2 y no
el operacional el que acepta la mayor parte de la corriente. El funcionamiento corresponde al de
un amplificador en clase A-B.
7
+Vcc
RB1
T1
CI
RL
RI
T2
RB2
-Vcc
RF1
RF2
El mayor inconveniente de este circuito es que la conmutación de corte a activa y
viceversa de los transistores produce distorsión.
La excursión de salida se aproxima ahora a 2·Vcc, valor superior al que se obtiene con
una salida en seguidor de emisor. Aún así, esta limitada por la máxima tensión que puede
soportar el operacional.
La resistencia de salida del emisor común es relativamente elevada. Esto implica que
mientras la señal es débil (clase A) la resistencia de salida es pequeña. Pero cuando funciona con
señales de mayor nivel (clase B) la resistencia aumenta mucho. Sin embargo, esto no debería ser
un problema, ya que la fuerte realimentación negativa rebaja la resistencia de salida a un valor
muy bajo en ambas situaciones.
La siguiente figura (esquema de la izquierda) representa una etapa de salida simplificada
con emisores comunes complementarios. La primera característica a resaltar es que, a diferencia
de los amplificadores de salida que emplean el seguidor de emisor, se trata de una etapa
inversora.
La excitación de los transistores se realiza polarizando más o menos la unión base-emisor
según el valor de Vi. Con Vi= 0, ambos transistores están en activa. Cuando la tensión Vi crece
lleva al corte al transistor T 1 , al tiempo que la corriente de T 2 aumenta.
8
+Vcc
+Vcc
R1
R1
T1
T1
R2
k·Vi
RL
RL
Vi
Vi
R3
-k·Vi
T2
T2
R4
R4
-Vcc
-Vcc
Los valores de las resistencias R 1 a R 4 determinan el punto en que se pasa de la clase A a la
clase B, y la corriente de reposo.
En la práctica, las tensiones de alimentación +Vcc y -Vcc presentarán un cierto rizado y
otras formas de ruido. La tensión V BE de cada transistor no depende sólo de Vi, sinó también de
estas tensiones de alimentación. Esto hace que el circuito tenga un mal factor de rechazo de las
tensiones de alimentación (PSRR), apareciendo rizado en la carga.
Para evitarlo, es suficiente sustituír las resistencias R 2 y R 3 por generadores de corriente
dependientes, según se muestra en el esquema de la derecha. La tensión que polariza la unión BE de cada transistor sólo depende de k·Vi.
Los generadores de corriente se pueden realizar con transistores bipolares en emisor
común con resistencia en emisor (para aumentar la impedancia de salida por colector). La
siguiente figura muestra esta solución, así como una nueva variante muy adecuada para la
realización integrada del amplificador. Esta variante utiliza espejos de corriente de relación n
distinta de la unidad.
Las bases de los transistores de entrada deben polarizarse adecuadamente. Ambas deben
variar conjuntamente con Vi. Entre ellas debe existir una diferencia de tensión para obtener la
corriente de reposo deseada.
El circuito se puede completar con un amplificador operacional, el ajuste de la corriente
de reposo y dos diodos para una mejor estabilidad térmica del valor de esta corriente, como se
muestra en la siguiente figura.
El bucle de realimentación debe establecerse teniendo en cuenta dos hechos. Primero, la
realimentación debe ser negativa. Segundo, la existencia de ganancia de tensión fuera del
operacional exige diseñar el circuito para una ganancia en bucle cerrado superior a la unidad (lo
que por otra parte es deseable).
9
La realización de este último circuito mediante componentes discretos no es aconsejable
ya que los espejos de corriente discretos son imprecisos por la dificultad de obtener transistores
bien apareados, e inestables por la posible diferencia de temperatura entre ambos.
+Vcc
+Vcc
T3
RB1
T1
T1
T5
T3
RE5
RE3
RL
RL
Vi
Vi
RE6
RE4
T6
T4
T2
T4
T2
RB2
-Vcc
-Vcc
+Vcc2
+Vcc1
T3
RA
T1
T5
RD
RE5
RL
CD
D1
+Vcc1
CI
D2
RE6
Vi
T6
RI
RB
-Vcc1
RF1
T4
T2
-Vcc1
RF2
Fig. 4.12.- Amplificador completo con salida en E.C.
10
Relaciones de potencia en clase A, clase B y clase A-B.
En este apartado se realiza un estudio simplificado del comportamiento de las etapas de
salida amplificadoras de corriente, funcionando en los diferentes modos: A, B y A-B.
El objetivo principal es determinar para estas configuraciones la curva de potencia
disipada (P D ) en función de la potencia entregada a la carga (P L ).
+Vcc
E1
I1
VL
Vi
RL
I2
IL
E2
-Vcc
Fig. 4.13.- Etapa de salida simétrica
El estudio se puede hacer bajo diferentes condiciones de señal. Se consideran dos casos
que corresponden a excitación continua (equivale a onda cuadrada simétrica) y excitación
sinusoidal.
EXCITACION CONTINUA:
CLASE A)
I Lmax
La potencia entrgada a la carga puede
expresarse como:
I1
I2
P L = Vo 2 /R L ; P Lmax = Vcc 2 /R L = Vcc·ILmax
Para que el funcionamiento sea en clase A en
todo el margen de señal en la carga, la corriente de
cada elemento sólo puede anularse cuando es
máxima en el otro, situación que corresponde a:
VL
-Vcc
+Vcc
Corrientes en clase A
V L = Vcc ; P L = P Lmax .
La figura del margen derecho representa las corrientes I1 e I2 en todo el margen de
excursión de salida. En esta gráfica se observa que:
I1 + I2 = cte.= ILmax .
Como el comportamiento es simétrico, es suficiente estudiar el intervalo de tensiones de
salida: 0 < V L < Vcc.
La potencia consumida de la alimentación es:
11
P T = Vcc·I1 + (-Vcc)·(-I2 )= Vcc·(I1 +I2 )= Vcc·ILmax = P Lmax
La expresión anterior indica que en todo
momento se consume una potencia igual a la
potencia máxima entregable a la carga (potencia
nominal del amplificador). La potencia disipada es:
PD
PLmax
P D = P T - P L = P Lmax - P L
La figura de la derecha representa esta
relación. Se observa que la mayor disipación se
produce en reposo (con I1 = I2 = ILmax /2).
PL
PLmax
Relación de potencias en clase A
CLASE B)
En un amplificador en clase B, la
corriente de reposo es nula. Además se cumple:
I Lmax
IL > 0 → I1 = IL ; I2 = 0
I1
I2
IL < 0 → I1 = 0 ; I2 = -IL
La figura de la derecha muestra la
dependencia de I1 e I2 con IL .
I L
-I Lmax
I Lmax
Corrientes en clase B
La potencia consumida en este caso es:
P T = Vcc·|IL |= Vcc· √ P L / √ R L , y la potencia en la carga:
P L = |V L |·|IL | , de donde la potencia disipada puede expresarse como:
P D = Vcc· √ P L / √ R L ·- P L = √ P Lmax · √ P L - P L
siguiente figura (página siguiente).
, cuya representación gráfica se muestra en la
12
0.25
PD
PLmax
0.2
0.15
0.1
0.05
0
0.25
0.5
PL
1 PLmax
0.75
Relación de potencias en clase B
El máximo de P D se encuentra en P L = P Lmax /4:
dP D /dP L = √ P Lmax / (2· √ P L ) - 1 = 0
2· √ P L = √ P Lmax ; P L = P Lmax /4 , y el valor del máximo es también P Lmax /4:
P Dmax = √ P Lmax · √ P Lmax / 2 - P Lmax / 4= P Lmax / 4
El valor de P Dmax en clase B es la cuarta parte del obtenido en clase A.
CLASE A-B)
I Lmax
El amplificador en clase A-B tiene un
comportamiento mixto. Con potencias en la carga
muy pequeñas funciona en clase A, con:
P LmaxA = ILmaxA 2 ·R L = 4·Io 2 ·R L
corriente en reposo.
, siendo Io la
La figura de la derecha representa la
dependencia de I1 e I2 con respecto a IL .
I1
I2
2·Io
-I Lmax
-2·Io
clase B
I L
2·Io
clase A
I Lmax
clase B
Corrientes en clase A-B
La curva de la potencia disipada P D en
función de la potencia en la carga P L posee dos
tramos que corresponden a las zonas de trabajo en clase A y clase B respectivamente. Esta curva
se muestra en la siguiente figura (página siguiente).
En la zona de clase A, la potencia consumida es constante, y su valor coincide por lo
tanto con la potencia consumida en reposo Po:
P T = Vcc·2·Io ; Po= 2·Vcc·Io
13
0.25
La potencia disipada es:
P DA = Po - P L
PD
PLmax
0.2
Esta recta corta
en un valor P L = Po.
tramo válido de esta
hasta la intersección
clase B en P LmaxA .
al eje de abscisas
Sin embargo, el
recta llega sólo
con la curva de
0.15
k=.25
0.1
k=.1
La zona de clase B equivale a la
estudiada anteriormente:
0.05
P DB = √ P Lmax · √ P L ·- P L
k=.04
0
PL
P
0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1 Lmax
Relación de potencias en clase A-B
En el punto de intersección (P L =
P LmaxA ) ambos valores de P D deben coincidir:
P DA = P DB ⇒ Po= √ P Lmax · √ P LmaxA ⇒ P LmaxA = Po 2 / P Lmax = 4·Vcc 2 ·Io 2 / (Vcc·I Lmax )
Simplificando, y llamando k (relación de reposo) al cociente 2·Io / ILmax :
P LmaxA = 4·Vcc Io 2 /ILmax = k·2·Vcc·Io = k·Po
La relación entre la potencia máxima de las zonas de clase A y de clase B o global (en la
carga) es:
P LmaxA / P Lmax = k·2·Vcc·Io / (Vcc·ILmax )= k2
y la relación entre potencias disipadas:
P DmaxA = Po ; P DmaxB = P Lmax / 4
P DmaxA / P DmaxB = 4·Po / P Lmax = 4·Po / (P LmaxA / k2 )= 4·k
Esta expresión indica que la potencia máxima disipada tiene lugar en la zona de clase B
mientras k < 0.25. Un valor de k= 0 representa el caso extremo en que el amplificador es clase B
(Po= 0). Si k= 1, el amplificador es un clase A.
En el diseño práctico de amplificadores en clase A-B es usual elegir un valor reducido de
Io, lo que restringe a un mínimo la zona de trabajo en clase A (k << 1).
La siguiente figura representa la curva obtenida mediante simulación de un amplificador
en clase A-B práctico, para tres valores diferentes de Io. Las características de este amplificador
son:
P Lmax = 25 W (senoidal)
Vcc= 23 V
P Lmax = 50 W (continua o cuadrada)
R L = 8 Ω (resistiva)
ILmax = 2.5 A
1) Io= 36 mA (P 0 = 1.7 W, k= .03) (El valor de k se calcula como 2·Io / ILmax ).
2) Io= 100 mA (P 0 = 4.6 W, k= .08).
3) Io= 255 mA (P 0 = 11.7 W, k= .2).
14
Se observa que el paso de la zona de clase A a la de clase B es progresivo presentando
una cierta curvatura. Esto se debe a que los elementos activos E 1 y E 2 pasan de corte a activa de
forma gradual. La figura 4.21 muestra el efecto de este fenómeno sobre las corrientes.
PD (W)
18W
12
16W
ZONA DE
CLASE B
14W
12W
3
10
8
3
PD
10W
6
8W
4
6W
2
2
1
0
4.6W
10
2
20
30
40
50
PL (W)
0
0
1
1
2
3
4
5
PL
1.7W
Curvas PD-PL de un amplificador práctico
I1
I2
I Lmax
I L
-I Lmax
clase B
I Lmax
clase A
clase B
Corrientes I 1 e I2 de un amplificador práctico
EXCITACION SENOIDAL)
El estudio con excitación sinusoidal es más complejo en el caso de la clase A-B. Esto se
debe a que el comportamiento es lineal a tramos, y al variar con el tiempo el valor instantáneo de
la tensión de salida, el funcionamiento atraviesa los diferentes tramos.
En vez de realizar un análisis detallado, se presentan los resultados obtenidos por
simulación de un circuito real.
Se recuerda que para una misma Vcc, la potencia máxima en la carga con señales
senoidales es la mitad de la que se obtiene con excitación continua. El amplificador simulado es
el mismo que el utilizado para obtener las curvas con excitación continua.
15
La siguiente figura muestra las curvas de PD para tres corrientes de reposo diferentes:
1) Io= 36 mA
2) Io= 100 mA
3) Io= 255 mA
PD
14
3
12
10
2
8
6
1
4
2
PL
0
5
10
15
20
Potencia disipada para excitación senoidal (simulación)
16
25