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Circuitos de excitación y
protección.
Dispositivos de potencia
Introducción

Minimizar las pérdidas de potencia en los interruptores
electrónicos.
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•
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Pérdidas en conducción
Pérdidas en conmutación.
Solución: acelerar las transiciones.
Los circuitos de protección se diseñan para alterar la forma de
onda de conmutación, de forma que se reduzcan las pérdidas
de potencia y se proteja el interruptor.
Circuitos de excitación de transistores
bipolares.



Dispositivo controlado por corriente.
Tiempo de puesta en conducción depende de la rapidez con la
que se inyecte las cargas necesarias en la base del transistor.
Velocidades de conmutación de entrada se pueden reducir
aplicando inicialmente un pico elevado de corriente de base y
disminuyendo la corriente hasta la necesaria para mantener el
transistor en conmutación. Igualmente se necesita un pico de
corriente negativa en el apagado.
Esquema
Formulación.
Cuando la señal pasa a nivel alto
R2 estará cortocircuitada
inicialmente. La corriente de base
inicial será IB1.
Cuando C se cargue, la corriente
de base será IB2.
Se necesitará de 3 a 5 veces la
constante de tiempo de carga del
condensador para considerarlo
totalmente cargado.
La señal de entrada pasa a nivel
bajo en el corte y el condensador
cargado proporciona el pico de
corriente negativa.
I B1 
IB2
Vi  VBE
R1
Vi  VBE

R1  R2
 R1.R2 
 .C
 R1  R2 
  RE .C  
Forma de onda de la IB
Ejemplo.

Diseñar un circuito de excitación de un BJT (TIP31C). Que tenga un
pico de 1A de corriente de base y de 0.2A en conducción. La tensión
de excitación es de 0 a 5V, cuadrada, con un ciclo de trabajo del 50%
y una frecuencia de conmutación de 25Khz.
I B1 
Vi  VBE 5  1

 1A  R1  4
R1
R1
IB2 
Vi  VBE
5 1

 0, 2 A  R2  16
R1  R2 4  R2
 R1.R2 
20u
 4.16 
.
C

.
C

 C  1, 25uF



5
 4  16 
 R1  R2 
  RE .C  
Simulación del ejemplo
Potencias perdidas en ambos casos
Enclavador Baker




Se usa para reducir los tiempos de conmutación del transistor bipolar.
Mantiene al transistor en la región de cuasi-saturación.
Evita que VCE sea muy baja.
Las pérdidas son mayores.
VCE  VBE  nV
. D  VDs
Ds
D1
Dn
D0
Vcc
Darlington
Incrementar la Beta del
transistor equivalente, con
el fin de mejorar la
excitación
Circuitos de excitación de MOSFET






Es un dispositivo controlado por tensión.
Estado de conducción se consigue cuando la tensión puerta-fuente
sobrepasa la tensión umbral de forma suficiente.
Corrientes de carga son esencialmente 0.
Es necesario cargar las capacidades de entrada parásitas.
Velocidad de conmutación viene determinada por la rapidez con que
la carga de esos condensadores pueda transferirse.
Circuito de excitación debe ser capaz de absorber y generar
corrientes rápidamente para conseguir una conmutación de alta
velocidad.
Esquema
Vcc
Vcc
Carga
Carga
R
Carga
Vi
Circuito de Control
Totem-Pole
Totem-Pole con Buffer
Ejemplo

Calcular la excitación de un Mosfet de
potencia que tiene las siguientes
características:
•
•
•
•

VTH=2 a 4V.
VGSmáx=20V
VDSmáx=100V
Capacidades parásitas= las de la
figura.
Se precisa que el Mosfet conmute al
cabo de 50ns o menos. Si la tensión
de excitación es de 12V y la de
alimentación es de 100V calcular la
corriente necesaria y la RB que la
limite.
Solución

Vemos que las capacidades de entrada y salida a más de 60V es
de 300pF y 50pF respectivamente. Como ambas se tienen que
cargar, necesitaremos:
dVDG
100V  12V
 50 pF .
 88mA
dt
50ns
dV
12V  2V
I G  CGS . GS  300 pF .
 60mA
dt
50ns
Total  148mA
I DG  CDG .
Circuito propuesto.
RB 
12V  4V   54
148mA
50  normalizado 
+100V
+12V
Carga
RB
Simulación.
Esquemas de excitación con CI
Etapas Push-Pull y medio puente con CI
Circuitos Bootstrap
VCC
Cuando se requiere que el
circuito de excitación sea
flotante con respecto a la masa
del circuito. Se llaman “…de
lado alto”. Uno de ellos podría
ser el bootstrap.
M1
Vi
T1
RL
M2
Circuitos Bootstrap con CI
VCC
IR2110
H
L
Circuitos de Aislamiento de la
excitación

Muchas veces resulta necesario aislar las excitaciones de dos interruptores
para evitar cortocircuitos o perturbaciones.
• Aislamiento óptico: Optoacopladores.
• Aislamiento magnético: Transformadores.
1:1
ITr
ID
Forma de onda de salida del
acoplador inductivo.
Optoacopladores
Optoacopladores
Circuitos de protección.



Protegen al transistor
reduciendo sus
pérdidas de potencia
en la conmutación.
No reducen las
pérdidas totales de
conmutación.
Protegen al
dispositivo del stress
al que se ve sometido
durante la
conmutación debido a
las altas tensiones y
corrientes.
IL
P
P
v
Circuito de protección de transistor
v
i
DL
IL
P
Ds
C
P
v
v
i
i
P
Formulación.
 1 t I Lt
I Lt 2
dt 
..................................0  t  t f
 0
C
t
2
Ct
f
f

 1 t
I Lt f
I
VC  t     I L dt  vc  t f   L  t  t f  
....t f  t  t x
tf
C
C
2
C

VS ..................................................................t  t x


Si la corriente del interruptor llega a cero
antes de que el condensador se cargue por
completo la tensión del condensador se
calcula a partir de la primera ecuación,
saliendo:
C
I L .t f
2V f
El condensador se elige a veces de
forma que la tensión del interruptor
alcance su valor final al mismo tiempo
que la corriente vale cero
C
I L .t f
2VS
Formulación.

Para calcular el valor de la resistencia, ésta se elige de forma
que el condensador se descargue antes de que el transistor
vuelva a apagarse. Se necesitan de 3 a 5 intervalos de tiempo
para que se descargue el condensador.
tON
tON 5 RC , R 
5C
1
W  CVS2
2
1
CVS2
1
PR  2
 CVS2 f
T
2
Formulación.

Las pérdidas en el transistor varían con el circuito que se añade. La
primera fórmula se refiere a las pérdidas en el transistor sin circuito
de protección.
1
PQ  I LVS  ts  t f  f
2
2
tf  I t
1 T
L
PQ   vQ iQ dt  f  
0  2Ct
T 0
f

 
t
I
1

 L 
  tf

I L2t 2f f
 dt 
24C
