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Área de Tecnología Electrónica Universidad de Oviedo Introducción a la Electrónica de Dispositivos • Materiales semiconductores (Sem01.ppt) • La unión PN y los diodos semiconductores (Pn01.ppt) • Transistores (Trans01.ppt) Departamento de Ingeniería Eléctrica, Electrónica, de Computadores y de Sistemas ATE-UO Trans 00 Tipos de transistores BJT PNP NPN JFET Canal P Canal N FET MESFET Canal N Acumulación MOSFET Deplexión BJT:Transistores bipolares de unión. Canal P Canal N Canal P Canal N FET: Transistores de efecto de campo. JFET: Transistores de efecto de campo de unión. MESFET: Transistores de efecto de campo de metal semiconductor. MOSFET: Transistores de efecto de campo de metal-oxidosemiconductor. ATE-UO Trans 01 Características comunes a todos los transistores (I) • Son dispositivos (típicamente) de 3 terminales • Dos de los tres terminales actúan como terminales de entrada (control) • Dos de los tres terminales actúan como terminales de salida. Un terminal es común a entrada y salida is ie + + Ve - - Entrada Cuadripolo Vs Salida ATE-UO Trans 02 Características comunes a todos los transistores (II) is ie • La potencia consumida en la entrada es menor que la controlada en la salida + + Ve - - Entrada Vs Salida Cuadripolo • La tensión entre los terminales de entrada determina el comportamiento eléctrico de la salida • La salida se comporta como: • Fuente de corriente controlada (zona lineal o activa) • Corto circuito (saturación) • Circuito abierto (corte) ATE-UO Trans 03 Características comunes a todos los transistores (III) is Zona Activa + - Vs is Zona de Corte + - Vs - Vs is = Vs=0 is=0 is + Vs = is Zona de Saturación + = + - Vs ATE-UO Trans 04 Transistores bipolares de unión (I) Transistor PNP: zona P, zona N y zona P Transistor NPN: zona N, zona P y zona N Colector (N) Colector (P) Base (N) PNP Base (P) Emisor (P) NPN • El emisor debe estar mucho más dopado que la base • La base debe ser mucho más pequeña que la longitud de difusión de los mayoritarios del emisor Emisor (N) Muy, muy importante ATE-UO Trans 05 Transistores bipolares de unión (II) Ejemplo: PNP de silicio P+ Emisor N- Base P Colector 1m • El emisor debe estar mucho más dopado que la base NDB=1013 atm/cm3 NAE=1015 atm/cm3 • La base debe ser mucho más pequeña que la longitud de difusión de los mayoritarios del emisor WB = 1 m << Lp = 10 m ATE-UO Trans 06 Transistores bipolares de unión (III) PNP Emisor y Colector (Si) N =1015 atm/cm3 =100 ns AE n NAC=1014 atm/cm3 Ln=0,02 mm Base NDB=1013 atm/cm3 p=100 ns Lp=0,01 mm B E P+ N- C P Portad./cm3 1016 1012 pE =1015 nB =1013 pB =107 108 nE =105 104 1m pC =1014 escala logarítmica nC=106 ATE-UO Trans 07 Cálculo de las corrientes por un transistor (I) Notación de tensiones y corrientes iE iB B P+ E N- iC P - - + v EB C vCB + • Corrientes positivas entrantes en el transistor • Tensiones positivas si polarizan directamente las uniones E (P) iE + vEB C (P) + vCB B (N) - iB iC ATE-UO Trans 08 Cálculo de las corrientes por un transistor (II) Emisor (P) Como ejemplo, polarizamos las uniones en zona activa: + vEB • Emisor-Base directamente • Base-Colector inversamente iE V1 B E P+ N- - + vEB Colector (P) - B (N) - V1 V2 iC V2 iB C P vCB + vCB + • El proceso de cálculo lo hacemos en zona activa, pero es general y vale para las otras zonas • Hay que deducir cómo son las corrientes por las uniones. Para ello, es preciso conocer las concentraciones de los portadores (como en cualquier unión PN) ATE-UO Trans 09 Cálculo de las corrientes por un transistor (III) Como en el caso de una unión PN 1- Se calcula el salto de concentración de cada tipo de portador de un extremo al otro de las zonas de transición. 2- Se calcula el exceso de minoritarios en los bordes externos de las zonas de transición. 3- Se calcula la distribución exponencial (emisor y colector) y lineal (base) de los minoritarios al lo largo de las zonas neutras. 4- Se calculan los gradientes de dichas concentraciones justo en los bordes de las zonas de transición. 5- Se calculan las densidades de corriente de minoritarios en los bordes de las zonas de transición (densidad de corriente de huecos en los bordes de zonas N y de electrones en los bordes de zonas P). 6- La suma de las dos densidades de corriente anteriores por cada unión es la densidad de corriente total por esa unión. 7- La corriente total por cada unión es la densidad de corriente por esa unión multiplicada por la sección. ATE-UO Trans 10 Escala logarítmica Saltos de concentración (I) Emisor Unión emisor-base Portad./cm3 1016 Portadores en el emisor y en la unión emisor-base sin polarizar Emisor Unión emisor-base 1012 108 Portad./cm3 108 pE pB(0) nE(0) nE(0) nE pB(0) pB(0)s.p. 104 -0,3 -0,2 -0,1 0 Longitud [mm] ATE-UO Trans 11 nE(0)s.p. nE 104 -0,3 -0,2 -0,1 0 Longitud [mm] 1016 1012 pE pB(0)s.p. nE(0)s.p. Portadores en el emisor y en la unión emisor-base al polarizar directamente Se produce un exceso de huecos en la base pB(0) y un exceso de electrones en el emisor nE(0) Saltos de concentración (II) Unión basecolector pB(WB)s.p. Unión basecolector pB(WB)s.p. -pB(WB) pB(WB) WB nC(WB) pC nC(WB )s.p. nC -nC(WB) 1016 1012 108 104 100 0,3 mm Portad./cm3 Colector WB pC nC(WB)s.p. nC 1016 1012 108 104 Portad./cm3 Portadores en el colector y en la unión colector-base sin polarizar Colector 100 0,3 mm Portadores en el colector y en la unión colector-base al polarizar inversamente Se produce un exceso negativo de huecos en la base -pB(WB) y un exceso negativo de electrones en el colector -nC(WB) ATE-UO Trans 12 Relación entre excesos de concentración y tensiones • Partimos de: pE = pB(0)s.p.·eV0/VT Portad./cm3 Emisor pE pB(0) pB(0) pB(0)s.p. Longitud pE = pB(0)·e(V0-vEB)/VT pB(0) = pB(0)-pB(0)s.p pB(0)s.p.= ni2/NDB • Llegamos a: pB(0)=(evEB/VT-1)·ni2/NDB • Procedemos igual con los otros minoritarios Resumen de las relaciones entre excesos de concentración y tensiones Unión emisor-base nE(0-)=(evEB/VT-1)·ni2/NAE pB(0+)=(evEB/VT-1)·ni2/NDB Unión base-colector pB(WB-) = (evCB/VT-1)·ni2/NDB nC(WB+) = (evCB/VT-1)·ni2/NAC ATE-UO Trans 13 Cálculo de la distribución de minoritarios (I) Nos fijamos en los portadores minoritarios a lo largo del transistor V2 V1 P+ -+ N- + - WB Polarizamos en zona activa pB(0+) nEs.p.= C B E P -pB(WB-) -nC(WB+) nCs.p.= ni2/NAC ni2/NAE Escala lineal (no exacta) nE(0-) 0- 0+ WB- WB+ x pBs.p.= ni2/NDB ¿Cómo es la concentración de los huecos en la base? ATE-UO Trans 14 Cálculo de la distribución de minoritarios (II) ¡¡La base es una zona corta!! La solución de la ecuación de continuidad para una unión “no larga” es (ATE-UO PN105) : senh((WB-x)/LP) + pB(x) = pB(WB ) + (pB(0 ) - pB(WB ))· senh(WB/LP) V2 V1 Como WB<<Lp (base “corta”) se cumple que senh (a) a y, por tanto: B -+ pB(0+) N- pB(x)=pB(WB-)+(pB(0+)-pB(WB-))·(WB-x)/WB +- Por tanto, el gradiente de la concentración de huecos en la base es: WB d(pB(x))/dx = -(pB(0+)-pB(WB-))/WB pB(0+) pBs.p. pB(WB-) + 0 ATE-UO Trans 15 -pB(WB-) WB- x La concentración de huecos disminuye linealmente a lo largo de la base (el gradiente de la concentración de huecos en la base es constante) Cálculo de la distribución de minoritarios (III) Ya conocemos la concentración de minoritarios en todo el transistor V2 V1 C B E P+ -+ N- + - WB pB(0+) P -pB(WB-) -nC(WB+) nCs.p.= ni2/NAC nEs.p.= ni2/NAE Escala lineal (no exacta) ATE-UO Trans 16 nE(0-) 0- 0+ WB- WB+ x Ahora se pueden calcular los gradientes en los bordes de las dos zonas de transición y, por tanto, las corrientes Cálculo de los gradientes de los minoritarios en los bordes externos de las zonas de transición WB pB(0+)-pB(WB-) nEs.p.= ni2/NAE nCs.p.= ni2/NAC nE(0-) 0Emisor “largo”: (dnE/dx)0- = nE(0-)/LNE -nC(WB+) 0+ WB- WB+ x Colector “largo”: (dnC/dx)WB+ = -nC(WB+)/LNC Base “corta”: (dpB/dx)0+ = -(pB(0+)-pB(WB-))/WB ATE-UO Trans 17 Densidad de corriente en la unión emisor-base V2 V1 C B E P+ -+ juEB juEB = q·DNE·nE(0-)/LNE densidad de corriente de electrones N- + - P WB + q·DPB·(pB(0+)-pB(WB-))/WB densidad de corriente de huecos • Relacionando excesos de concentración y tensiones, se obtiene: juEB = q·DNE·(evEB/VT-1)·ni2/(NAE·LNE)+q·DPB·[(evEB/VT-1)-(evCB/VT-1)]·ni2/(NDB·WB)= = (evEB/VT-1)·q·ni2·[DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB)]-(evCB/VT-1)·q·ni2·DPB/(NDB·WB) juEB = (evEB/VT-1)·constante1 - (evCB/VT-1)·constante2 ATE-UO Trans 18 Corriente por el emisor iE + V1 vEB V2 P+ E Sección A B - -+ juEB N- + WB vCB + P C iE = A·juEB Por tanto queda: iE = q·ni2·A·[DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB)]·(evEB/VT-1) Corriente por una unión función de la tensión en ella iF = ISE·(evEB/VT-1) - q·ni2·A·DPB/(NDB·WB)·(evCB/VT-1) Corriente por una unión función de la tensión en la otra unión ATE-UO Trans 19 Densidad de corriente en la unión base-colector V2 V1 C B E P+ -+ N- + WB P juBC juBC = q·DPB·(pB(0+)-pB(WB-))/WB - q·DNC·nC(W+)/LNC densidad de corriente de huecos densidad de corriente de electrones • Relacionando excesos de concentración y tensiones, se obtiene: juBC = q·DPB·[(evEB/VT-1)-(evCB/VT-1)]·ni2/(NDB·WB) - q·DNC·(evCB/VT-1)·ni2/(NAC·LNC)= = (evEB/VT-1)·q·ni2·DPB/(NDB·WB) - (evCB/VT-1)·q·ni2·(DPB/(NDB·WB)+DNC/(NAC·LNC)) juBC = (evEB/VT-1)·constante2 - (evCB/VT-1)·constante3 ATE-UO Trans 20 Corriente por el colector V1 + vEB P+ E V2 B - -+ iC = -A·juBC N- + WB iC vCB + P juBC Sección A C Por tanto queda: iC = -q·ni2·A·DPB/(NDB·WB)·(evEB/VT-1) + Corriente por una unión función de la tensión en la otra unión + q·ni2·A·[DPB/(NDB·WB)+DNC/(NAC·LNC)]·(evCB/VT-1) Corriente por una unión función de la tensión en ella ATE-UO Trans 21 iR = ISC·(evCB/VT-1) Resumen de lo obtenido para ambas corrientes (I) iE + E V1 vEB P+ V2 B - -+ iC vCB N- + - + C P iE = ISE·(evEB/VT-1) - q·ni2·A·DPB/(NDB·WB)·(evCB/VT-1) iF Nos interesa poner esto en función de iR iC = - q·ni2·A·DPB/(NDB·WB)·(evEB/VT-1) + ISC·(evCB/VT-1) Nos interesa poner iR esto en función de iF Siendo: ISE = q·ni2·A·[DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB)] ISC = q·ni2·A·[DPB/(NDB·WB)+DNC/(NAC·LNC)] ATE-UO Trans 22 Resumen de lo obtenido para ambas corrientes (II) iE = ISE·(evEB/VT-1) - q·ni2·A·DPB/(NDB·WB)·(evCB/VT-1) aR·iR iF iC = - q·ni2·A·DPB/(NDB·WB)·(evEB/VT-1) + ISC·(evCB/VT-1) aF·iF iR Siendo: aR = aF = DPB/(NDB·WB) DNC/(NAC·LNC)+DPB/(NDB·WB) DPB/(NDB·WB) DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB) (aR < 1) (aF < 1) ISE = q·ni2·A·[DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB)] ISC = q·ni2·A·[DPB/(NDB·WB)+DNC/(NAC·LNC)] ATE-UO Trans 23 Resumen de lo obtenido para ambas corrientes (III) E (P) iE = iF - aR·iR C (P) B (N) Resumen final: iE + vEB - - vCB + iC iC = iR - aF·iF Siendo: iF = ISE iR = ·(evEB/VT-1) ISC·(evCB/VT-1) aF = aR = DPB/(NDB·WB) DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB) DPB/(NDB·WB) DNC/(NAC·LNC)+DPB/(NDB·WB) ISE = q·ni2·A·[DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB)] ISC = q·ni2·A·[DPB/(NDB·WB)+DNC/(NAC·LNC)] ATE-UO Trans 24 Modelo de Ebers-Moll de un transistor (I) Es una forma “compacta” de expresar las ecuaciones de las corrientes por un transistor Ecuaciones: E (P) C (P) iE = iF - iR·aR B (N) iE + vEB - - vCB + iC = iR - iF·aF iC iF = ISE·(evEB/VT-1) iR = ISC·(evCB/VT-1) iE + vEB - E iF aR·iR - vCB + iC iR C Muy, muy importante B aF·iF ATE-UO Trans 25 Modelo de Ebers-Moll de un transistor (II) iE + iC vEB - - vCB + iE = iF - iR·aR iC = iR - iF·aF iF = ISE·(evEB/VT-1) iR = ISC·(evCB/VT-1) Aparentemente, hacen falta cuatro parámetros para definir el modelo de Ebers-Moll de un transistor: ISE, ISC, aF y aR. Sin embargo: ISE = q·ni2·A·[DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB)] ISC = q·ni2·A·[DPB/(NDB·WB)+DNC/(NAC·LNC)] aF = DPB/(NDB·WB) DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB) aR = DPB/(NDB·WB) DNC/(NAC·LNC)+DPB/(NDB·WB) Y por tanto se cumple: ISC·aR = ISE·aF = IS Consecuencia: sólo hacen falta tres parámetros para definir el modelo de Ebers-Moll de un transistor: IS, aF y aR ATE-UO Trans 26 Modelo de Ebers-Moll de un transistor (III) Resumen final: iE iC Ecuaciones: + iE E + vEB vEB - - vCB + iC = iR - iF·aF - - vCB + iF iR aR·iR iC iF = (IS/aF)·(evEB/VT-1) C iR = (IS/aR)·(evCB/VT-1) B aF·iF Parámetros para definir el modelo de Ebers-Moll (estático) Muy, importante ATE-UO Trans 27 iE = iF - iR·aR IS = q·ni2·A·DPB/(NDB·WB) aF = aR = DPB/(NDB·WB) DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB) DPB/(NDB·WB) DNC/(NAC·LNC)+DPB/(NDB·WB) Polarización en zona activa (I) iE Por tanto, polarizamos: + vEB • Emisor-Base directamente • Base-Colector inversamente • Elegimos tensiones de polarización que cumplan: V1 >> VT y V2 >> VT • Por tanto: vEB >> VT y vCB << -VT • Y también: evEB/VT-1 evEB/VT y evCB/VT-1 -1 • Por tanto, las corrientes cumplen: iR -IS/aR 0 iE iF (IS/aF)·evEB/VT iC - iF·aF - iE·aF ATE-UO Trans 28 iC - V1 - + vCB V2 Ecuaciones: iE = iF - iR·aR iC = iR - iF·aF iF = (IS/aF)·(evEB/VT-1) iR = (IS/aR)·(evCB/VT-1) iE (IS/aF)·evEB/VT iC - iE·aF Polarización en zona activa (II) iE iE (IS/aF)·evEB/VT iC - iE·aF iC + vEB V1 - - + vCB V2 • La corriente de emisor se relaciona con la tensión emisor-base como en cualquier unión PN polarizada directamente • La corriente de colector es proporcional (por aF) a la corriente de emisor y es independiente de la tensión colector base. Su sentido real de circulación es el contrario al de medición en la figura • Recuérdese: estamos en zona activa (en otras zonas el comportamiento es diferente) Muy, muy importante ATE-UO Trans 29 Significado del parámetro aF iE -iC + vEB - V1 - + vCB V2 -iC iE·aF Pero, ¿cuánto vale aF? aF = DPB/(NDB·WB) DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB) Ejemplo: DPB = 12,5 cm2/s DNE = 35 cm2/s NDB = 1013 atom./cm3 NAE = 1015 atom./cm3 WB = 1 m LNE = 20 m DPB/(NDB·WB)= 1,25 10-8 DNE/(NAE·LNE)= 1,75·10-11 aF = 0,9986 Siempre el parámetro aF es un valor cercano a la unidad • Frecuentemente es designado simplemente como a ATE-UO Trans 30 Definición formal del parámetro aF Cortocircuitamos la unión base-colector iE -iC + vEB - V1 - + vCB vCB = 0 Por tanto: Ecuaciones: iE = iF - iR·aR iC = iR - iF·aF iF = (IS/aF)·(evEB/VT-1) iR = (IS/aR)·(evCB/VT-1) iR = (IS/aR)·(e0-1) = 0 iE = iF y iC = - iF·aF Por consiguiente : aF = -iC/iE VCB=0 aF es la ganancia directa de corriente (corriente de colector dividida por corriente de emisor, ambas medidas como circulan en realidad), con la salida en cortocircuito ATE-UO Trans 31 Resumen de lo que ocurre en zona activa iE + vEB - - + vCB -iC iE·aF Muy importante V1 V2 • La corriente de emisor iE se relaciona con la tensión emisorbase vEB como directamente: en cualquier unión PN polarizada iE ISE·evEB/VT • La corriente que sale por el colector es casi igual a la que entra por el emisor (aF es muy cercano a la unidad, aunque siempre menor que la unidad) • La corriente que sale por el colector no depende de la tensión colector-base vCB. Por tanto, el colector se comporta como una fuente (sumidero) de corriente ATE-UO Trans 32 Interpretación de la operación en zona activa (I) V2 V1=0,3 B E P+ Portad./cm3 1012 N- C P 1m VEBO=0,48V pB Escala lineal 5·1011 0 nE Gradiente muy pequeño no hay casi corriente de minoritarios del emisor (electrones) nC La posición vertical de este punto varía mucho con vEB Para cualquier V2 > 0 (es decir, vCB < 0), la posición vertical de este punto no varía casi Gradiente constante ATE-UO Trans 33 Interpretación de la operación en zona activa (II) Portad./cm3 1012 pB Escala lineal 5·1011 0 nC nE Contacto de base Corriente mA 3 iE ipE -iC ipB 1,5 inE 0 inB -ipC -inC Gradiente muy pequeño en el emisor no hay casi corriente de electrones. Gradiente muy grande en la base hay mucha corriente de huecos. Calculamos la corriente total de emisor. Calculamos la corriente de huecos en el emisor. Calculamos la corriente de electrones en la base. Gradiente casi nulo en el colector no hay casi corriente de electrones. ATE-UO Trans 34 Interpretación de la operación en zona activa (III) Corrientes por el transistor Concentración pB3 Escala lineal iE E C -iC pB2 0 nE Corriente pB1 nC Contacto de base iE3 -iC3 iE2 -iC2 iE1 -iC1 B V2 VEB1 < VEB2 < VEB3 0 ATE-UO Trans 35 Utilidad del transistor en zona activa y configuración “base común” (I) Base común significa que el “terminal base” es común al circuito de entrada (el de V1) y al de salida (el de V2) iE + vEB - V1 - + vCB V2 iE 1,005·10-11 ·evEB/0,026 - iC 0,995·iE -iC - Ejemplo de parámetros de un transistor: IS = 10-11 A aF = 0,995 aR = 0,95 - Por tanto: ISE = IS/aF = 1,005·10-11 ISC = IS/aR = 1,053·10-11 -“Tensión térmica”: VT = 0,026 V ATE-UO Trans 36 Utilidad del transistor en zona activa y configuración “base común” (II) iE + vEB - - + vCB -iC V2 = 12 V V1 = 0,5 - 0,55 V vEB [V] iE [mA] PV1 [mW] vCB [V] -iC [mA] PV2 [mW] 0,5000 2,259 1,13 -12 2,248 26,98 0,5125 3,654 1,873 -12 3,636 43,63 0,5250 5,91 3,103 -12 5,88 70,56 0,5375 9,558 5,138 -12 9,51 141,1 0,5500 15,46 8,502 -12 15,38 184,6 • Grandes variaciones de iE para pequeñas variaciones de vEB • Pequeñas potencias aportadas por V1 regulan grandes potencias aportadas por V2 ATE-UO Trans 37 Utilidad del transistor en zona activa y configuración vLEDs “base común” (III) + iE + vEB - - V1 = 0,5 - 0,55 V + vCB Ejemplo: -iC vLEDs = -iC·300 + 4,5 V2 = 12 V vEB [V] iE [mA] PV1 [mW] vCB [V] -iC [mA] PLEDs [mW] 0,5000 2,259 1,13 -6,826 2,248 11,633 0,5125 3,654 1,873 -6,409 3,636 20,328 0,5250 5,91 3,103 -5,736 5,88 36,836 0,5375 9,558 5,138 -4,647 9,51 69,932 0,5500 15,46 8,502 -2,886 15,38 140,194 • Mientras vCB < 0, el transistor sigue en zona activa • Pequeñas potencias aportadas por V1 regulan grandes potencias aportadas por V2 a los LEDs ATE-UO Trans 38 Corriente de base en zona activa • En todas las zonas de trabajo, cumple: iE + vEB + - iE + iC + iB = 0 - vCB iC iB • Obviamente no todas las corrientes pueden ser positivas • Por tanto: iB = - iE - iC • En zona activa iE > 0 y iC < 0. Por tanto: -iB = iE - (-iC) • Es decir, el sentido real de circulación de las corrientes en un transistor PNP en zona activa es: iE -iC -iB ATE-UO Trans 39 V1 V2 El parámetro “bF” (o simplemente “b”) iE -iC Muy, muy importante -iB V1 V2 • En zona activa se cumple: -iC aF·iE y iE = -iB -iC • Eliminando iE queda: iC iB·aF/(1-aF) • Definimos bF:bF = aF/(1-aF) • Luego: iC bF·iB Normalmente es expresa como: iC b·iB Valor de bF en función de la física del transistor: bF = DPB·NAE·LNE /(DNE·NDB·WB) Típicamente: bF = 50-200 ATE-UO Trans 40 Variabilidad del parámetro “bF” • AunqueaF es muy poco variable, bF (definida como bF = aF/(1-aF)) es bastante sensible a pequeñas variaciones de aF • Ejemplo: aF = 0,99 bF = 0,99/(1-0,99) = 99 aF = 0,999 bF = 0,999/(1-0,999) = 999 • Los fabricantes usan el término “hFE” (en vez de “b” o “bF”) hFE hFEmax hFEmin hFEtip Variabilidad de hFE mostrada por los fabricantes iC ATE-UO Trans 41 La configuración “emisor común” V2’ = V2 + V1 iE -iC -iB V1 -iC iE V2 Configuraciones “base común” -iB Configuración “emisor común” V1 • Colocamos la fuente V1 como en el caso anterior • También como en el caso anterior, colocamos una tensión V1 + V2 entre emisor y colector, pero ahora con una fuente V2’ explícitamente colocada entre estos terminales • Así obtenemos la configuración “emisor común” • La gran ventaja es que la fuente de entrada (V1) ahora suministra la corriente de base (“bF veces menor” que la de colector) ATE-UO Trans 42 Comparación de las configuraciones “base común” y “emisor común” V2’ = V2 + V1 iE -iC -iB V1 iE V2 Configuraciones “base común” Para controlar iC, la fuente de tensión de entrada V1 tiene que aportar la corriente iE -iC/aF -iC ATE-UO Trans 43 -iC -iB Configuración “emisor común” V1 Para controlar iC, la fuente de tensión de entrada V1 tiene que aportar la corriente -iB -iC/bF (el valor absoluto de iB es mucho menor que el de iC) Ejemplo de comparación de las configuraciones “base común” y “emisor común” -iC V2 = 13V iE - V1 + vCB + vCB -iC - V1 V2 = 12 V bF = 199 -iB v1 [V] iE [mA] PV1 [mW] PLEDs [mW] v1 [V] -iB [A] PV1 [W] 0,5000 2,259 1,13 11,633 0,5000 11,3 5,65 0,5125 3,654 1,873 20,328 0,5125 18,3 9,365 0,5250 5,91 3,103 36,836 0,5250 29,6 15,515 0,5375 9,558 5,138 69,932 0,5375 47,8 25,69 0,5500 15,46 8,502 140,194 0,5500 77,3 42,51 En emisor común, potencias muy pequeñas aportadas por V1 regulan grandes potencias aportadas por V2 a los LEDs ATE-UO Trans 44 Transistor “mal hecho” (con base ancha) (I) V1 = 0,3 V iE V2 iB B E N- P+ C iC P WB>>LP Portad./cm3 1012 pB 5·1011 nE 0 Gradiente grande fuerte corriente de huecos. nC Gradiente muy pequeño no hay casi corriente de electrones. Gradiente muy pequeño no hay casi corriente de huecos. ATE-UO Trans 45 Transistor “mal hecho” (con base ancha) (II) Portad./cm3 1012 pB 5·1011 nE nC 0 Corriente [mA] 3 1,5 0 iE ipE inE inB ipB -iC -ipC -inC ATE-UO Trans 46 Transistor “mal hecho” (con base ancha) (III) iE -iB V1 = 0,3 V VBC -iB B E N- P+ C P WB>>LP -iC 0 Circuito equivalente con Base ancha iE -iB VEB VBC -iC 0 Corriente [mA] 3 1.5 -iB iE E B C in ip -iC 0 ATE-UO Trans 47 Polarización en zona de corte Por tanto, polarizamos: • Emisor-Base inversamente • Base-Colector inversamente iE P + vEB iC P - N iB - + vCB • Elegimos tensiones de polarización que cumplan: V1 >> VT y V2 >> VT V1 • Por tanto: vEB << -VT y vCB << -VT Ecuaciones: • Y también: evEB/VT-1 -1 y evCB/VT-1 -1 iE = iF - iR·aR • Por tanto, las corrientes cumplen: iC = iR - iF·aF iF -IS/aF 0 iF = (IS/aF)·(evEB/VT-1) iR -IS/aR 0 Muy importante iE -IS/aF + IS -IS·(1-aF)/aF 0 iC -IS/aR + IS -IS·(1-aR)/aR 0 ATE-UO Trans 48 V2 iR = (IS/aR)·(evCB/VT-1) Las tres corrientes son muy pequeñas iE 0, iC 0 y iB 0 Comparación entre las concentraciones de minoritarios en zona activa y corte Concentración pB (activa) nE (activa) nE (corte) pB (corte) Escala lineal iE -iC V1 nC V2 Zona activa 0 Corriente IE (activa) -IC (activa) iE -iC V1 V2 Zona de corte 0 IE (corte) -IC (corte) ATE-UO Trans 49 Resumen Zona Activa Zona de Corte -iC aF·iE y -iB (1-aF)·iE -iC -bF·iB y iE -(1+bF)·iB iE V1 IC 0, IE 0 y IB 0 iE -iC -iB V1 V2 -iB iE V2’ (> V1) V2’ (> V1) -iC -iC V1 -iB Emisor común V2 Base común Base común iE -iC V1 -iB Emisor común ATE-UO Trans 50 Otras condiciones cercanas a las de corte (I) iE Cortocircuito entre emisor y base iC + vEB • Suponemos que elegimos: V2 >> VT • Por tanto: vEB = 0 y vCB << -VT - • Y también: e0/VT-1 = 0 y evCB/VT-1 -1 iB - V2 • Por tanto, las corrientes cumplen: Ecuaciones: iF = 0 iE = iF - iR·aR iR -IS/aR iC = iR - iF·aF iE IS iF = (IS/aF)·(evEB/VT-1) iC -IS/aR iR = (IS/aR)·(evCB/VT-1) • En corte “real”, teníamos: iE -IS·(1-aF)/aF iC -IS·(1-aR)/aR ATE-UO Trans 51 + vCB Corrientes menores en el corte “real” Otras condiciones cercanas a las de corte (II) iE = 0 Emisor en circuito abierto • Suponemos que elegimos: V2 >> VT • Por tanto: vCB << -VT + vEB • Y también: evCB/VT-1 -1 y iE = 0 - iC - V2 • Por tanto, las corrientes cumplen: Ecuaciones: iR -IS/aR iE = iF - iR·aR iF = iR·aR = -IS iC -IS/aR + IS·aF = -IS(1-aR·aF)/aR • Esta corriente se designa como IC0 -IC0 V2 + vCB iC = iR - iF·aF iF = (IS/aF)·(evEB/VT-1) iR = (IS/aR)·(evCB/VT-1) • El valor de iC es casi el mismo que en corte “real”: iC -IS·(1-aR)/aR ATE-UO Trans 52 Otras condiciones cercanas a las de corte (III) iE Base en circuito abierto • Suponemos que elegimos: V2 >> VT • Por tanto: vCB << -VT (ya que vCB - V2) • Y también: evCB/VT-1 -1 y iC = -iE iC = -iE + vEB - - + vCB V2 • Por tanto, las corrientes cumplen: iR -IS/aR i E i F + IS iC -IS/aR - iF·aF • De estas ecuaciones se obtiene: iC -IS·(1- aR·aF)/[aR·(1- aF)] Ecuaciones: iE = iF - iR·aR iC = iR - iF·aF iF = (IS/aF)·(evEB/VT-1) iR = (IS/aR)·(evCB/VT-1) • El valor de iC en corte “real” es: Este valor es muy superior al del corte “real” iC -IS·(1-aR)/aR ATE-UO Trans 53 Otras condiciones cercanas a las de corte (IV) Emisor en circuito abierto La corriente de colector que circula es muy pequeña. Es denominada “corriente inversa de saturación de la unión base-colector con el emisor en circuito abierto”, IC0. Es muy semejante a la corriente de colector en corte E -IC0 C B V2 Base en circuito abierto La corriente de colector que circula es pequeña, pero bastante mayor que la de casos anteriores. Es denominada “corriente inversa de saturación emisor-colector con la base en circuito abierto”, IEC0 IEC0 V2 E Cuando se pretende que el transistor esté trabajando en condiciones cercanas al corte, es aconsejable no dejar la base “al aire”, siendo mejor cortocircuitarla al emisor o conectarla a dicho terminal a través de una resistencia C B ATE-UO Trans 54 Comparación entre IC0, iC (corte), iC (VEB=0) e IEC0 E V1 -iC (corte) C E B V2 C B -IC0 V2 E -iC (VEB=0) C B V2 Resumen de lo obtenido: E C IEC0 B V2 aF = 0,995 aR = 0,95 iC (corte) -IS·(1-aR)/aR IC0·(1-aR)/(1-aR·aF) = 0,913·IC0 IC0 -IS(1-aR·aF)/aR iC (VEB=0) -IS/aR IC0/(1-aR·aF) = 18,26·IC0 IEC0 IS·(1-aR·aF)/[(1-aF)·aR] - IC0/(1-aF) = 200·IC0 iC (corte) IC0< iC (VEB=0)<< IEC0 ATE-UO Trans 55 Una aproximación mejor que “iC - iE·aF” para la polarización en zona activa y de corte -IC0 • Elegimos tensiones de polarización que cumplan: V1 >> VT y V2 >> VT • Por tanto: evEB/VT-1 evEB/VT y evCB/VT-1 -1 iE • Y las corrientes cumplen: iR -IS/aR i E i F + IS V1 Muy importante Por tanto: iF iE - I S -iB -iC V2 Ecuaciones: iC -IS/aR - iF·aF - iE·aF - IS·(1- aR·aF)/aR iE = iF - iR·aR • Teniendo en cuenta el valor de IC0, queda: iC = iR - iF·aF iC - iE·aF + IC0 iF = (IS/aF)·(evEB/VT-1) • Y como iB + iC + iE = 0, se obtiene: iR = (IS/aR)·(evCB/VT-1) iC IC0·(1+bF) + iB·bF ATE-UO Trans 56 iC - iE·aF + IC0 mejor que iC - iE·aF iC IC0·(1+bF) + iB·bF mejor que iC iB·bF Polarización en zona de saturación Por tanto, polarizamos: • Emisor-Base directamente • Base-Colector directamente • Elegimos tensiones de polarización que cumplan: V1 >> VT y V2 >> VT • Por tanto: vEB >> VT y vCB >> VT iE P + vEB iC P - N iB V1 - + vCB V2 Ecuaciones: • Y también: evEB/VT-1 evEB/VT y evCB/VT-1 evCB/VT iE = iF - iR·aR • Por tanto, las corrientes cumplen: iC = iR - iF·aF iE I S iF = (IS/aF)·(evEB/VT-1) iC I S (evEB/VT/a F (-evEB/VT + - evCB/VT) evCB/VT/a R) iR = (IS/aR)·(evCB/VT-1) Ambas corrientes dependen de ambas tensiones Sin embargo, la saturación en este circuito no tiene interés ATE-UO Trans 57 Transición de zona activa a saturación (I) Emisor común Circuito realmente interesante Unión Emisor-Base polarizada directamente • Como V1 = vEB >> VT entonces evEB/VT-1 evEB/VT • Por tanto, las corrientes cumplen: iF IS·evEB/VT/aF iC -IS[evEB/VT - (evCB/VT - 1)/aR] -iC R + vCB - N V1 vEB P P V2 -iE + (ecuación válida para zona activa y saturación) Ecuaciones: • También se cumple: iE = iF - iR·aR vCB = vEB - V2 + (-iC)·R iC = iR - iF·aF • Sustituyendo, se obtiene: iC -IS [evEB/VT - (e(vEB - V2 - iC·R)/VT - 1)/aR] • Cuando se empieza a entrar en saturación: e(vEB - V2 - iC·R)/VT >> 1 iF = (IS/aF)·(evEB/VT-1) iR = (IS/aR)·(evCB/VT-1) ATE-UO Trans 58 Transición de zona activa a saturación (II) Por tanto: iC -IS[evEB/VT - (e(vEB - V2 - iC·R)/VT)/aR] Y también: -iC IS·evEB/VT·[1- (e(- V2 - iC·R)/VT)/aR] Cuando evEB/VT crece indefinidamente (evEB/VT ), entonces: 1- (e(- V2 - iC·R)/VT)/aR 0 para que iC esté acotada. Por tanto: (-V2 - iC·R)/VT lnaR y, por tanto también: Emisor común -iC (V2 + VT·lnaR)/R (si aR = 0,95, entonces VT·lnaR = -1,33 mV) + Es decir: -iC V2/R -iC R Muy importante El transistor en saturación se comporta como un cortocircuito vCB - N V1 vEB P P V2 + ATE-UO Trans 59 Comparación entre las concentraciones de minoritarios en zona activa y saturación Concentración pB (sat.) pB (lim.) nE 0 pB (activa) Escala lineal nC Corriente iE (saturación) iE (límite) iE (activa) -iC (saturación) -iC (límite) Misma pendiente, ya que la corriente de colector es más o menos constante V2/R -iC (activa) 0 ATE-UO Trans 60 Resumen Zona activa Zona de corte R R R + + vCB -iB V1 iE -iC -iC -iC vCB -iB Zona de saturación V2 vCB < 0 -iC aF·iE y -iB (1-aF)·iE -iC -bF·iB y iE -(1+bF)·iB V1 vCB -iB + V1 iE V2 iE iC 0, iE 0 vCB > 0 (vCE 0) y iB 0 -iC V2/R Muy, muy importante ATE-UO Trans 61 V2 Polarización en zona de transistor inverso (I) iE Por tanto, polarizamos: • Emisor-Base inversamente iC + vEB •Base-Colector directamente - - + vCB • Elegimos tensiones de polarización que cumplan: V1 >> VT y V2 >> VT V1 • Por tanto: vEB << -VT y vCB >> VT Ecuaciones: • Y también: evEB/VT-1 -1 y evCB/VT-1 evCB/VT iE = iF - iR·aR • Por tanto, las corrientes cumplen: iC = iR - iF·aF iF -IS/aF 0 iF = (IS/aF)·(evEB/VT-1) iR (IS/aR)·evCB/VT iC iR (IS/aR)·evCB/VT iE - iR·aR - iC·aR ATE-UO Trans 62 V2 iR = (IS/aR)·(evCB/VT-1) iC (IS/aR)·evCB/VT iE - iC·aR Polarización en zona de transistor inverso (II) iC -iE aF = aR = DPB/(NDB·WB) DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB) DPB/(NDB·WB) DNC/(NAC·LNC)+DPB/(NDB·WB) + vEB V1 - + vCB - -iE iC·aR V2 Conclusiones: • Existe cierta reversibilidad en el comportamiento del emisor y del colector • La diferencia es que la relación entre las corrientes de colector y de emisor se establece ahora a través de aR, que es menor que aF • Los valores de aR y de aF son distintos porque las características físicas del emisor, DNE/(NAE·LNE), y del colector, DNC/(NAC·LNC), son habitualmente distintas Muy importante ATE-UO Trans 63 Definición formal del parámetro aR Cortocircuitamos la unión base-colector -iE + vEB iC - - vEB = 0 Por tanto: + vCB V1 Ecuaciones: iE = iF - iR·aR iC = iR - iF·aF iF = (IS/aF)·(evEB/VT-1) iR = (IS/aR)·(evCB/VT-1) iF = (IS/aF)·(e0-1) = 0 iC = iR y iE = - iR·aR Por consiguiente : aR = -IE/IC VEB=0 aR es la ganancia inversa de corriente (corriente de emisor dividida por corriente de colector, ambas medidas como circulan en realidad), con la entrada en cortocircuito ATE-UO Trans 64 Efecto “Early” Portad./cm3 1012 pB (VBC1) Escala lineal 5·1011 0 nE pB (VBC2) W’B WB nC V1 VCB VBC1 < VBC2 Al aumentar la tensión base-colector VBC, el ancho de la zona de transición también aumenta, por lo que el “ancho efectivo de la base” WB disminuye. Al disminuir el ancho efectivo de la base aumenta la corriente de emisor (ya que aumenta el gradiente de minoritarios de la base), y también disminuye la corriente de base (ya que disminuyen las recombinaciones de minoritarios en ella, recombinaciones que han sido despreciadas en todo el desarrollo,) ATE-UO Trans 65 Curvas características de entrada en base común Referencias normalizadas iE + vEB iC + - - iB vCB iE [mA] 20 Curvas de entrada vCB=-5V vCB= -10V 0 vCB=0 vEB [V] 0,6 • Para una determinada tensión vEB, la corriente de emisor crece con la tensión inversa aplicada entre colector y base (efecto “Early”). Este efecto no es muy significativo • Cuando vEB = 0 y vCB << -VT, la corriente de emisor es ligeramente positiva (aplicando el modelo de EbersMoll). Es un detalle no muy importante ATE-UO Trans 66 Curvas características de salida en base común Referencias normalizadas iE + vEB Curvas de salida iC [mA] iE=50mA iC + - - iB vCB iE=40mA -40 iE=30mA iE=20mA -20 iE=10mA iE=0mA vCB [V] 0 En polarización en zona activa, se comporta como una fuente de corriente -2 -4 IC0 -6 Muy importante ATE-UO Trans 67 Zonas de trabajo en base común Referencias normalizadas iE + vEB + Curvas de salida iC [mA] iE=50mA vCB iE=40mA iC - - -40 iE=30mA iB Saturación Zona Activa Muy importante iE=20mA -20 iE=10mA iE=0mA vCB [V] 0 -2 -4 IC0 -6 Corte ATE-UO Trans 68 Curvas características de entrada en emisor común Referencias normalizadas iC + - + iB vCE vBE - vCE=-5V iB[A] -100 Curvas de entrada vCE=0 vCE=-10V vBE[V] -0,6 0 • Para una determinada tensión vBE, la corriente de base decrece con la tensión inversa aplicada entre colector y emisor (efecto “Early”). Este efecto no es muy significativo • Cuando vBE=0 y vCB<<-VT, la corriente de base es ligeramente positiva (aplicando el modelo de EbersMoll). Es un detalle no muy importante ATE-UO Trans 69 Curvas características de salida en emisor común Curvas de salida iC [mA] iB=-400A Referencias normalizadas iC + - + iB vCE vBE - -40 iB=-300A iB=-200A -20 iB=-100A iB=0A vCE [V] 0 En zona activa, se comporta como una fuente de corriente, como ocurría en base común, pero con un comportamiento algo menos ideal -2 -4 -6 -IEC0 =IC0·(1+bF) Muy importante ATE-UO Trans 70 Zonas de trabajo en emisor común Referencias normalizadas Curvas de salida iC [mA] iB=-400A iC + - + iB vCE vBE -40 iB=-300A - iB=-200A -20 iB=-100A Saturación Zona Activa iB=0A vCE [V] 0 -2 -4 -6 Corte Muy, muy importante ATE-UO Trans 71 Análisis gráfico en emisor común -iC [mA] -iC -iB=400A 40 R=200W -iB=300A - -iB 20 -vCE V1 -iB=200A -iB=100A + V2=6V -vCE [V] iB=0A 0 2 -iB = 0 -iC 0 -vCE 6V Corte 4 6 Recta de carga -iB = 100A -iC 10mA -vCE 4V Zona activa -iB = 200A -iC 20mA -vCE 2V Zona activa -iB = 300A -iC 30mA -vCE 0,4V Saturación -iB = 400A -iC 30mA -vCE 0,4V Saturación ATE-UO Trans 72 La corriente de colector como función de la corriente de base iC Saturación Esta representación justifica en término “saturación” Corte iB Determinación del estado en zona activa o en saturación en circuitos • Zona Activa: iC iB·bF • Saturación: iC < iB·bF Muy, muy importante ATE-UO Trans 73 El transistor bipolar ideal Curvas de salida Curvas de entrada • Unión PN ideal b= Cte. iC iC4 iC3 iB4 iB3 iC2 iC1 iB2 iB1 iB0 vCE Muy importante Circuito equivalente E iE Diodos ideales ATE-UO Trans 74 C -iB B a·iE -b·iB -iC Análisis gráfico en emisor común con un transistor ideal -iC [mA] -iC R=200W 200A 20 -vCE V1 300A 30 - -iB 400A 40 -IB= 100A 10 + -IB=0 V2=6V 2 -iB = 0 -iC = 0 -vCE = 6V Corte 4 6 -vCE [V] -iB = 200A -iC = 20mA -vCE = 2V Z. activa -iB = 300A -iC = 30mA -vCE = 0V Saturación -iB = 400A -iC = 30mA -vCE = 0V Saturación ATE-UO Trans 75 Análisis del funcionamiento de un transistor ideal en emisor común en zona activa • Como la unión emisorbase está directamente polarizada, se comporta como un corto Zona activa -iC R2 C + (P) - (N) vCB -iB R1 V1 V2 B E b·(-iB) • Como vCB < 0, el diodo CB no puede conducir • Por tanto: -iC = b·(-iB) (P) Muy importante ATE-UO Trans 76 Análisis del funcionamiento de un transistor ideal en emisor común en corte Corte • Como vEB < 0, el diodo EB no puede conducir -iC • Como iB = 0, la fuente de corriente no conduce corriente R2 C + (P) - (N) vCB iB R1 V1 b·(-iB) V2 B • Como vCB < 0, el diodo CB no puede conducir • Por tanto: iC = 0 E (P) Muy importante ATE-UO Trans 77 Análisis del funcionamiento de un transistor ideal en emisor común en saturación • Como la unión emisorbase está directamente polarizada, se comporta como un corto Saturación -iC R2 C + (P) vCB -iB R1 V1 - (N) V2 B (P) b·(-iB) • Como b·(-iB) > V2/R2, el diodo CB conduce (se puede comprobar por Thévenin) • Por tanto: vCB = 0, -iC = V2/R2 E Muy importante ATE-UO Trans 78 Transistores NPN Todo lo dicho para transistores PNP se aplica a los NPN sin más que: • Mantener todos los tipos de polarización (directa o inversa) • Cambiar los sentidos de todas las fuentes de tensión que hemos dibujado. Por convenio mantendremos los sentidos en los que medimos las tensiones • Cambiar los sentidos de todas las circulaciones reales de corriente. Por convenio mantendremos los sentidos en los que medimos las corrientes -iC iC NPN, z. PNP, z. activa activa R vCB -iB N V1 vCB < 0 -iC aF·iE -iC bF·(-iB) + P R vCB iB P P iE V2 V1 vCB > 0 iC aF·(-iE) + N iC bF·iB N -iE V2 ATE-UO Trans 79 Resumen de las zonas de trabajo útiles con transistores NPN iC Zona activa vCB iB R + P V1 Zona de corte vCB -i N B N -iE vCB > 0 iC aF·(-iE) iC bF·iB V2 P V1 iC R + vCB iB N iC 0, iE 0 y iB 0 V2 V1 R N N -iE V2 vCB < 0 (vCE 0) iC V2/R Muy, muy importante ATE-UO Trans 80 iC + P N -iE Zona de saturación Curvas características en emisor común en un transistor NPN Referencias normalizadas iC iB + vBE - vCE=0 100 vCE + - vCE=5V iB[A] vCE=10V vBE[V] iC [mA] 40 0 iB= 400A 0,6 Curvas de entrada iB= 300A iB= 200A 20 iB= 100A iB=0A vCE [V] 0 4 2 Curvas de salida 6 Todas las magnitudes importantes son positivas ATE-UO Trans 81 Modelo de Ebers-Moll para un transistor NPN • Corrientes positivas entrantes en el transistor • Tensiones positivas si polarizan directamente las uniones Ecuaciones de un NPN: iE = -iF + iR·aR iC = -iR + iF·aF iE - E iF iF = (IS/aF)·(evBE/VT-1) vBE Ecuaciones de un PNP: iE + iE = iF - iR·aR E iF iF = (IS/aF)·(evEB/VT-1) iR = (IS/aR)·(evCB/VT-1) - iC iR C v PNP - CB + iC aR·iR iB aF·iF B iR = (IS/aR)·(evBC/VT-1) iC = iR - iF·aF + NPN + vBC vEB - aR·iR iR C iB B aF·iF ATE-UO Trans 82 Circuitos equivalentes idealizados para un transistor NPN -iE E Diodos ideales iC NPN C a·(-iE) iB B b·iB iE -iC PNP C E Diodos ideales -iB B a·iE -b·iB ATE-UO Trans 83 Encapsulado de transistores Encapsulado TO-92 Encapsulado TO-126 (SOT-32) Encapsulado TO-220 BC548 (NPN) BC558 (PNP) Encapsulado TO-3 BD135 (NPN) BD136 (PNP) MJE13008 (NPN) IRF840 (MOSFET, N) BDX53C (Darlington) 2N3055 (NPN) BU326 (NPN) ATE-UO Trans 84 Forma real de los transistores Antiguo transistor PNP de aleación Transistor NPN plano de doble difusión N- B SiO2 E C P+ P E N+ P- N N+ B C ATE-UO Trans 85 Resistencia de base B Parte que realmente actúa como transistor E P+ N- P P+ Existe una resistencia alta (relativamente) al estar la base poco dopada. Le llamamos RB iE + E iF vEB - v PNP - CB + iR C Modelo de Ebers-Moll modificado aR·iR iB B aF·iF B ATE-UO Trans 86 RB iC C Efectos dinámicos en los transistores (I) Como en el caso de las uniones PN en general, se caracterizan como: • Capacidades parásitas (aplicaciones lineales) • Tiempos de conmutación (en conmutación) El tiempo más largo es el de retraso por el almacenamiento de portadores minoritarios en la base, tS Transistor saturado Concentración P+ nE 0 N- P pB (sat.) pB corte nC Para cortar el transistor hay que eliminar todo este exceso de portadores Transistor cortado ATE-UO Trans 87 Efectos dinámicos en los transistores (II) ¿Cómo disminuir el de retraso por el almacenamiento de portadores minoritarios en la base, tS? a) No dejando que el transistor se sature muy intensamente (que quede en el límite zona activasaturación) b) Extrayendo los minoritarios de la base polarizando inversamente la unión base emisor pB (sat.) Situación menos deseable (muy saturado) pB (lim.) Situación más deseable (en el límite) (desde en punto de vista de la rapidez) ATE-UO Trans 88 Efectos dinámicos en los transistores (III) Circuitos de “antisaturación”: R2 R1 V2 vCB + N P El transistor se queda en el límite entre saturación y zona activa R2 N V1 Con diodo Schottky Estos diodos impiden la polarización directa de la unión CB R1 vCB + N P V2 N V1 Con 3 diodos ATE-UO Trans 89 Efectos dinámicos en los transistores (IV) Circuito con extracción lenta de los minoritarios de la base R2 Saturación V1 R1 Corte V2 N P + vBE Circuito para la extracción rápida de los minoritarios de la base N - R2 C1 + Saturación Esta corriente es la V1 de eliminación de los minoritarios de la base R1/2 Corte R1/2 V2 N P + vBE N ATE-UO Trans 90 Fototransistores y fotoacopladores Un fototransistor es un transistor en el que la incidencia de luz sobre la zona de la base influye mucho en la corriente de colector. La luz juega un papel semejante al de la corriente de base. Símbolo R2 R2 iC Optoacoplador F.T. + iLED N P N Fotodetector iC V2 V2 LED iC/iLED 1-0,2 Muy importante ATE-UO Trans 91 Estructura de los transistores de efecto de campo de unión, JFET (canal N) P+ NFuente (S) Canal Drenador (D) P+ Puerta (G) G JFET (canal N) Símbolo D D G Otros símbolos S G canal N D G S canal P D JFET (canal P) Símbolo S S ATE-UO Trans 92 Principio de funcionamiento de los transistores de efecto de campo de unión, JFETs (I) P+ Fuente (S) N- Drenador (D) P+ Puerta (G) Zona de transición en zona muy dopada estrecha Zona de transición en zona poco dopada ancha ATE-UO Trans 93 Principio de funcionamiento de los transistores de efecto de campo de unión, JFETs (II) P+ S D N- V1 P+ V2 > V1 G Según aumenta la tensión drenador-fuente, aumenta la resistencia del canal, ya que aumenta la zona de transición, que es una zona de pocos portadores ATE-UO Trans 94 Principio de funcionamiento de los transistores de efecto de campo de unión, JFETs (III) iD D G + vDS - Evolución si la resistencia no cambiara con la tensión S iD vDS Evolución real en un JFET (la resistencia cambia con la tensión aplicada) V1 V2 ATE-UO Trans 95 Principio de funcionamiento de los JFETs (IV) P+ S - N- VPO D + + V2 P+ V3 > V2 G - vDS Si se aumenta más la tensión drenador-fuente, la zona de transición llega a dejar una parte del canal con muy pocos portadores. La corriente de drenador no cesa (si cesara no se formaría el perfil de zona de transición que provoca esta situación). La tensión vDS a la que se produce la contracción total del canal recibe el nombre de tensión de contracción (“pinch-off”), VPO ATE-UO Trans 96 vDS = V3 = VPO Principio de funcionamiento de los JFET (V) P+ N- S LZTC LC D + P+ V3 V4 > V3 G - vDS (V3 = VPO) Si se aumenta la tensión drenador-fuente por encima de VPO, va aumentando la parte del canal que ha quedado con muy pocos portadores, LZTC (longitud de la zona de transición en el canal). Sin embargo, el aumento de LZTC al aumentar vDS es pequeño comparado con la longitud del canal, LC (hipótesis de “canal largo”) ATE-UO Trans 97 Principio de funcionamiento de los JFET (VI) P+ S VPO’ - N- VV54-V -VPO PO’ + ++ -LLZTC ZTC’ P+ D + V4 V5 > V4 G - vDS • Si el canal es “largo”, el perfil de la zona de transición en la parte no contraída del canal no cambia casi, luego VPO’ VPO (ya que la tensión en esta zona es quien determina su forma) y además no cambia casi su resistencia (por la misma razón) • Luego la corriente (tensión/resistencia) es constante cuando vDS > VPO • El aumento de tensión se localiza en la zona LZTC’ ATE-UO Trans 98 Resumen del principio de funcionamiento de los JFET cuando vGS = 0 vDS=0 iD Comportamiento resistivo Comportamiento como fuente de corriente vDS=V1 vDS=V2 vDS= V3 (V3=VPO) vDS=V4 vDS V1 V2 V3=VPO V4 V5 vDS=V5 ATE-UO Trans 99 ¿Qué pasa si vGS 0? P+ S - VPO - VPO • Con vGS=0, la contracción ocurre cuando vDS = V3 = VPO D + ++ VPO - + V3=VPO P+ vDS G P+ S - VPO + VPO+ + - vDS - D +V’ 3 P+ G VG1 + vGS - • El canal es siempre más estrecho, al estar polarizado más inversamente mayor resistencia y menores corrientes vDS - • Con vGS0, la contracción se produce cuando: vDS = V3’ = VPO + vGS = VPO - VG1 • Es decir: vDS < V3 Cuando vGS < 0, la corriente que circula es menor y la contracción se produce a una vDS menor ATE-UO Trans 100 Curvas características de un JFET (canal N) Referencias normalizadas D G + vGS - • Curvas de salida iD [mA] iD + vDS - S • Curvas de entrada: No tienen interés (unión polarizada inversamente) vGS = 0V 4 vGS = -0,5V 2 vGS = -1V vGS = -1,5V vGS = -2V 0 2 4 vDS [V] 6 Contracción del canal Muy importante • Llamamos vDSPO a la tensión de drenador a la que se produce la contracción del canal • Siempre se cumple : vDSPO = VPO + vGS ATE-UO Trans 101 Determinación formal de la tensión VPO P+ S • Cortocircuitamos el drenador y la fuente y aplicamos tensión entre puerta y fuente D P+ G VG1 + vGS - P+ D S P+ G VG1 < VG2 • Cuando vGS alcanza un valor negativo suficientemente grande, la zona de transición invade totalmente el canal. Este valor es el de contracción del canal, VPO + vGS = -VPO ATE-UO Trans 102 Análisis gráfico de un JFET en fuente común iD 2,5KW D G + vGS - S iD [mA] vGS = 0V 4 vGS = -0,5V + vDS - 2 vGS = -1V 10V vGS = -1,5V vGS = -2V 0 4 8 12 vDS [V] vGS = -2,5V VGS = 0V > -0,5V > -1V > -1,5V > -2V > -2,5V Comportamiento resistivo Muy importante Comportamiento como fuente de corriente Comportamiento como circuito abierto ATE-UO Trans 103 Cálculo de las corrientes en la zona de fuente de corriente (canal contraído) Partimos de conocer el valor de la corriente de drenador cuando vGS = 0 y el canal está contraído, IDPO_0 iD [mA] 4 También se conoce la tensión de contracción del canal, VPO • Ecuación ya conocida: vDSPO = VPO + vGS • Ecuación no demostrada: IDPO_0 vGS = 0V iDPO vGS = -0,5V 2 vGS = -1V vGS = -1,5V vGS = -2V 0 iDPO IDPO_0·(1 + vGS/VPO)2 4 8 12 vDS [V] vGS = -VPO Muy importante ATE-UO Trans 104 Comparación entre BJTs y JFETs (I) iD iC R iB V1 B (P) + vBE - C (N) V2 E (N) R Muy importante iG 0 V1 D G (P) + vGS - N V2 S • En ambos casos, las tensiones de entrada (vBE y vGS) determinan las corrientes de salida (iC e iD) • En zona de comportamiento como fuente de corriente, es útil relacionar corrientes de salida y entrada (transistor bipolar) o corriente de salida con tensión de entrada (JFET) • La potencia que la fuente V1 tiene que suministrar es mucho más pequeña en el caso del JFET (la corriente es casi cero, al estar polarizada inversamente la unión puerta-canal) ATE-UO Trans 105 Comparación entre BJTs y JFETs (II) Corriente de electrones en todo el dispositivo (transistor unipolar) P+ D S + V2 P+ G V1 + vGS - vDS - Muy importante • El JFET es más rápido al ser un dispositivo unipolar (conducción no determinada por la concentración de minoritarios) • El JFET puede usarse como resistencia controlada por tensión, ya que tiene una zona de trabajo con característica resistiva • Para conseguir un comportamiento tipo “cortocircuito” hay que colocar muchas celdas en paralelo ATE-UO Trans 106 Estructura real de un JFET de canal N SiO2 S N+ N- G D N+ P+ P+ Contactos metálicos Canal N G Uso de un JFET de canal P R Hay que invertir los sentidos reales de tensiones y corrientes para operar i 0 G en los mismas zonas de trabajo V1 ATE-UO Trans 107 D G (N) + vGS - P S V2 -iD Los transistores de efecto de campo de unión metal-semiconductor, MESFET Contacto rectificador (Schottky) S G N- N+ D N+ GaAs aislante ID VGS > 0 GaAs Contactos óhmicos VGS = 0 VGS<0 VDS G Pequeña polarización directa GS G Tensión GS nula G Polarización inversa GS, zona resistiva G Polarización inversa GS, zona f. de corriente ATE-UO Trans 108 Los transistores de efecto de campo de metalóxido-semiconductor, MOSFET Estructura Nombre Contactos SiO2 Metal S metálicos G N+ P- D S N+ Metal G D Óxido Semiconductor + Substrato Símbolo G D Símbolo D G Substrato S MOSFET de enriquecimiento (acumulación) de canal N MOSFET de S enriquecimiento de canal P ATE-UO Trans 109 Principios de operación de los MOSFET (I) G ++ ++ + - - + + N+ P- D - N+ + S Zona de transición (con carga espacial) V1 + Substrato G +++ ++ +++ ++ -- -- N+ -P- D -- N+ - S Se empieza a formar una capa de electrones (minoritarios del substrato) V2 > V1 + Substrato ATE-UO Trans 110 Principios de operación de los MOSFET (II) S G D ++++ ++++ N+ -- -- - - -- N+ P+ Substrato Esta capa de minoritarios es llamada “capa de inversión” V3 = V TH > V2 Esta capa es una zona de transición (no tiene casi portadores de carga) • Cuando la concentración de los electrones en la capa formada es igual a la concentración de los huecos de la zona del substrato alejada de la puerta, diremos formalmente que empieza la inversión • Por tanto, se ha creado artificialmente una zona N tan dopada como la zona P del substrato • La tensión a la que esto ocurre es llamada “tensión umbral” (“threshold voltage”), VTH ATE-UO Trans 111 Principios de operación de los MOSFET (III) Situación con tensión mayor que la de umbral S G +++++ +++++ D N+ -- - -- -- - -- N+ PvDS S iD G +++++ +++++ Substrato Substrato P • Conectamos la fuente al substrato D N+ -- - -- -- - -- N+ P- V4 > V TH vGS • Conectamos una fuente de tensión entre los terminales fuente y drenador ¿Cómo es la corriente de drenador iD? ATE-UO Trans 112 iD 0 vDS 0 S G +++++ +++++ Principios de operación de los MOSFET (IV) D N+ -- - -- -- - -- N+ P- vGS Substrato • El canal se empieza a contraer según aumenta la tensión vDS • La situación es semejante a la que se da en un JFET ATE-UO Trans 113 • Existe un canal entre drenador y fuente constituido por la capa de inversión que se ha formado • Con tensiones vDS pequeñas (<<vGS), el canal es uniforme vDS = vDS1 > 0 S N+ P- G +++++ +++++ iD D - - - - - - - - - N+ Substrato vGS vDS2 = vDSPO > vDS1 iD S N+ P- G +++++ +++++ - - ------- D N+ vGS Principios de operación de los MOSFET (V) • El canal formado se contrae totalmente cuando vDS = vDSPO vDS3 > vDSPO iD Substrato • Cuando vDS > vDSPO, el MOSFET se comporta como una fuente de corriente (como en el caso de los JFET) S N+ P- G +++++ +++++ - - ------- Substrato ATE-UO Trans 114 D N+ vGS Principios de operación de los MOSFET (VI) vDS2 > vDS1 vDS1 iD0 iD0 S N+ PSubstrato G D N+ S N+ P- G D N+ Substrato • Si vGS = 0, la corriente de drenador es prácticamente nula (iD 0) • En general, si vGS < VTH, no hay casi canal formado y, por tanto, no hay casi corriente de drenador ATE-UO Trans 115 Curvas características de un MOSFET de enriquecimiento de canal N Referencias normalizadas G + vGS - • Curvas de salida iD [mA] iD D + vDS S - • Curvas de entrada: No tienen interés (puerta aislada del canal) vGS = 4,5V 4 vGS = 4V 2 vGS = 3,5V vGS = 3V vGS = 2,5V 0 2 4 vDS [V] 6 vGS < VTH = 2V Muy importante ATE-UO Trans 116 Análisis gráfico de un MOSFET en fuente común iD 2,5KW D G S + - vGS + vDS - iD [mA] vGS = 4,5V 4 vGS = 4V 2 vGS = 3,5V 10V vGS = 3V vGS = 2,5V 0 4 12 vDS [V] 8 vGS < VTH = 2V VGS = 0V < 2,5V < 3V < 3,5V < 4V < 4,5V Comportamiento resistivo Muy importante Comportamiento como fuente de corriente Comportamiento como circuito abierto ATE-UO Trans 117 Los MOSFET de deplexión (I) G S N+ N D • Existe canal sin necesidad de aplicar tensión a la puerta. Se podrá establecer circulación de corriente entre drenador y fuente sin necesidad de colocar tensión positiva en la puerta N+ P+ Substrato G S P- N+ + D +++ +++ N- - - - - - - Substrato N+ + vGS V 1 - • Modo ACUMULACIÓN: Al colocar tensión positiva en la puerta con relación al canal, se refuerza el canal con más electrones procedentes del substrato. El canal podrá conducir más vGS = V1 ATE-UO Trans 118 Los MOSFET de deplexión (II) + G D S --- --- P- N+ + + + + + + N- Substrato VGS N+ + V1 VGS = -V1 • Operación en modo DEPLEXIÓN: Se debilita el canal al colocar tensión negativa en la puerta con relación al substrato. El canal podrá conducir menos corriente ATE-UO Trans 119 Los MOSFET de deplexión (III) • Cuando se aplica tensión entre drenador y fuente se empieza a contraer el canal, como ocurre en los otros tipos de FET ya estudiados • Esto ocurre en ambos modos de operación vDS vDS G S P- N+ D S N+ N+ +++ +++ - - - N- Substrato iD iD - + VGS = V1 Modo acumulación V1 P- G D --- --N- + + + + + + + + Substrato N+ V1 + VGS = -V1 Modo deplexión ATE-UO Trans 120 Comparación entre las curvas características de los MOSFET de enriquecimiento y de deplexión MOSFETs de enriquecimiento 4 Muy importante iD [mA] vGS = 4,5V vGS = 4V 2 vGS = 3,5V vGS = 3V vGS = 2,5V MOSFETs de deplexión iD [mA] 4 0 vGS = 1V 6 vDS [V] Modo acumulación vGS = 0V vGS = -0,5V vGS = -1V 0 4 vGS < VTH = 2V vGS = 0,5V 2 2 2 4 6 vDS [V] Modo deplexión vGS < -1,5V ATE-UO Trans 121 Comparación entre los símbolos de los MOSFET de enriquecimiento y de deplexión con ambos tipos de canal D G D Canal N G S Tipo enriquecimiento S Tipo deplexión D D Canal P G G S Tipo enriquecimiento S Tipo deplexión ATE-UO Trans 122 Comparación de los circuitos de polarización para trabajar en zona resistiva o en zona de fuente de corriente con MOSFET de ambos tipos de canal iD R R D G S + V1 - + vDS - vGS Canal N -iD D G V2 S + V1 - + vDS - V2 vGS Canal P Hay que invertir los sentidos reales de tensiones y corrientes para operar en los mismas zonas de trabajo ATE-UO Trans 123 Comparación entre transistores JFET y MOSFET iD iD R R iG 0 V1 D D G V2 + vGS S JFET, canal N iG = 0 G S + V1 V2 vGS MOSFET, canal N • La potencia que la fuente V1 tiene que suministrar estáticamente en un MOSFET es cero. Por tanto, la corriente iG es más pequeña aún que en el caso del JFET (que es casi cero, al estar polarizada inversamente la unión puerta-canal) • La tensiones V1 y V2 comparten terminales del mismo signo en el caso del MOSFET. Esto facilita el control Muy importante ATE-UO Trans 124 Precauciones en el uso de transistores MOSFET S N+ P- G D N+ D G S + Substrato • El terminal puerta al aire es muy sensible a los ruidos • El óxido se puede llegar a perforar por la electricidad estática de los dedos. A veces se integran diodos zener de protección • Existe un diodo parásito entre fuente y drenador en los MOSFET de enriquecimiento ATE-UO Trans 125 Objetivos generales de la polarización de transistores • Conseguir que las tensiones entre los terminales y las corrientes por dichos terminales tengan unos valores concretos • Estos valores son función de la aplicación • Normalmente se trata de que los transistores estén en zona activa • Los circuitos de polarización deben minimizar el número de fuentes de tensión a usar • Los circuitos de polarización cambian con el tipo de transistor a usar (JBT, JFET, MOSFET, etc.) • Los circuitos de polarización de transistores complementarios (PNP frente a NPN, canal P frente a canal N) se obtienen invirtiendo la conexión de la fuente de tensión (si existen varias, de todas ellas) ATE-UO Trans 126 Circuito básico de polarización de transistores bipolares (BJTs) iC_pt RC + V2 - • Conseguimos las mismas tensiones y corrientes pero necesitamos una única fuentes de alimentación por cada transistor • Si hay varios transistores, esta fuente vale para todos • Es el circuito de polarización fija ATE-UO Trans 127 iC_pt iB_pt R C RB + + V1 vBE_pt - vCE_pt + iB_pt R B1 • Conseguimos tensiones y corrientes vBE_pt, vCE_pt, iB_pt y iC_pt, pero necesitamos dos fuentes de alimentación por cada transistor vBE_pt - vCE_pt - V2 Circuito de polarización fija con BJTs (I) • Ecuaciones iC iB RC iB (VCC - 0,6)/RB (si es de Si) + RB + vBE - iB = (VCC - vBE)/RB (VCC - 0,6)/RB vCE VCC iB VCC/RB (si VCC >> 0,6V) iC b·iB b es la bF vCE = VCC - iC·Rc > 0 (nótese que vCE > 0 para zona activa) • Problema: si la corriente de colector cambia con la temperatura, entonces cambia la tensión vCE • Pero, ¿por qué puede cambiar la corriente de colector con la temperatura? • Recuérdese: iC IC0·(1+b) + iB·b (mejor aproximación) y IC0 es una corriente inversa (se duplica cada 10ºC de aumento de la temperatura de la unión) • Por tanto: vCE VCC – Rc·[IC0·(1+b) + iB·b] depende de la temperatura ATE-UO Trans 128 Circuito de polarización fija con BJTs (II) • Resultado: vCE VCC - Rc·[IC0·(1+b) + iB·b] iB • Aumenta IC0 disminuye la vCE RB • Disminuye la vCE se puede modificar sustancialmente el punto de trabajo • Esto da origen a otros tipos más elaborados de polarización vCE + • Para poder compensar los aumentos del término IC0·(1+b) hay que actuar sobre el término iB·b RC + • Aumenta la temperatura aumenta IC0 • Incluso podría llegar a las proximidades de saturación iC vBE - VCC iC iB1 @ T3 iB1 @ T2 iB1 @ T1 vCE Curvas de salida en EC ATE-UO Trans 129 Embalamiento térmico en circuitos de polarización fija con BJTs • Aumenta la temperatura por iC disipación de potencia en el propio transistor aumenta IC0 aumenta iC Hipérbola equilátera de potencia constante • En el nuevo punto de trabajo implica mayor potencia disipada (hipérbola más alejada del origen) Aumenta la temperatura • Círculo “vicioso”: iB1 @ T3 iB1 @ T2 iB1 @ T1 vCE Curvas de salida en EC ¡El proceso puede acabar en la destrucción del transistor! Vuelve a aumentar IC0 Vuelve a aumentar iC Vuelve a aumentar la potencia disipada Vuelve a aumentar la temperatura Vuelve a aumentar IC0 ATE-UO Trans 130 Valoración de la estabilidad térmica • Vamos a definir un parámetro para la valoración de la estabilidad del punto de funcionamiento en transistores bipolares: s = (diC)/(dIC0) • El parámetro “s” recibe el nombre “factor de estabilidad”. Cuanto menor es, mayor es la estabilidad del circuito frente a variaciones térmicas s = (diC)/(dIC0) = 1+b Es un valor alto de “s”, por lo que el circuito es poco estable térmicamente ATE-UO Trans 131 iB RC RB + iC = IC0·(1+b) + iB·b iC + • Cálculo del factor de estabilidad en un circuito de polarización fija: vBE - vCE VCC Circuito de polarización colector-base de BJTs (I) • Ecuaciones iC+iB • iB = (vCE - vBE)/RB (vCE - 0,6)/RB RC + RB vBE - • vCE = VCC - (iC + iB)·Rc + iC iB (si es de Si) • iC = IC0·(1+b) + iB·b vCE - VCC • Despejando iC se obtiene: iC = (VCC - 0,6)·b+ (RC + RB)·(1+b)·IC0 RB + RC·(1+b) • Cálculo del factor de estabilidad : El valor de “s” es menor que en el caso de polarización fija, por lo que el circuito es más estable térmicamente s = (diC)/(dIC0) = (RC + RB)·(1+b) RB + RC·(1+b) ATE-UO Trans 132 Circuito de polarización colector-base de BJTs (II) s= iC+iB RC + RB vBE - + iC iB vCE - VCC (RC + RB)·(1+b) RB + RC·(1+b) • Si RC·(1+b) << RB, entonces s 1+b, que es un diseño incorrecto • Si RC >> RB, entonces s 1, que es un diseño deseable desde el punto de vista de la estabilidad térmica, pero incorrecto desde el punto de vista de la aplicación • Los diseños normales se hacen con valores de “s” de unas pocas unidades (entre 3 y 6). En estas circunstancias y con valores grandes de b, resulta: RB RC·(s-1) ATE-UO Trans 133 Circuito de polarización colector-base de BJTs (III) • Mecanismo físico de la tendencia a estabilizar el punto de funcionamiento: + iC+iB RC + iB vRC iC vCE RB - VCC • Aumenta la temperatura aumenta IC0 aumenta iC • Al aumentar iC aumenta vRC disminuye vCE • Al disminuir vCE disminuye iB • Al disminuir iB disminuye iC • Se establecen mecanismos semejantes para estabilizar el punto de funcionamiento frente a cambios en la b o en VCC Luego un aumento de iC acaba provocando una disminución de iC que tiende a contrarrestar el aumento inicial. El mecanismo de compensación se establece a través de la corriente de base ATE-UO Trans 134 Proceso de diseño de un circuito de polarización colector-base de BJTs • Datos de partida: iC+iB RC + RB vBE - • Ecuaciones aproximadas (JBT de Si): • iB = (vCE - 0,6)/RB • vCE = VCC - (iC + iB)·RC + iC iB VCC, b y el punto de trabajo (vCE y iC) vCE - • iC = iB·b • Datos obtenidos: VCC iB, RB y RC • El valor de “s” vendrá ya dado: s= El diseño no es muy flexible (RC + RB)·(1+b) RB + RC·(1+b) s (RC + RB)/RC ATE-UO Trans 135 Circuito de polarización automática de BJTs (I) • Es un circuito de comportamiento semejante al de polarización colector-base, pero que da más flexibilidad de adaptación a las aplicaciones reales debido a que ningún terminal del transistor está unido a un extremo de la fuente de alimentación • Para su estudio, hacemos la siguiente transformación iC RC + RB1 iB VCC VCC + + ATE-UO Trans 136 - vRE RC + + vBE RB2 RE vCE - iC vBE RB2 RE vCE - + RB1 iB - vRE VCC Circuito de polarización automática de BJTs (II) • Ahora calculamos el equivalente Thévenin en esta parte del circuito: iC + - vRE VCC VB vCE - vBE RE iC+iB + + + vBE RE vCE - iB + iB RB2 RB RC + iC RB1 VCC RC - vRE RB = (RB1·RB2)/(RB1 + RB2) VB = VCC·[RB2/(RB1 + RB2)] ATE-UO Trans 137 VCC Circuito de polarización automática de BJTs (III) • Ecuaciones iC • VB = iB·RB + vBE + (iC + iB)·RE RC + vCE - vBE RE iC+iB + VB iB + RB - VB = iB·RB + 0,6 + (iC + iB)·RE • vCE = VCC - iC·RC - (iC + iB)·RE vRE RB = (RB1·RB2)/(RB1 + RB2) • iC = IC0·(1+b) + iB·b • Despejando iC se obtiene: iC = VB = VCC·[RB2/(RB1 + RB2)] El valor de “s” coincide con el de la polarización colectorbase, cambiando RC por RE ATE-UO Trans 138 (si es de Si) VCC (VB - 0,6)·b+ (RE + RB)·(1+b)·IC0 RB + RE·(1+b) • Cálculo del factor de estabilidad : s = (diC)/(dIC0) = (RE + RB)·(1+b) RB + RE·(1+b) Circuito de polarización automática de BJTs (IV) s= iC RC RB1 iB + - RB + RE·(1+b) • Si RE·(1+b) << RB, entonces s 1+b, que es un diseño incorrecto + + vBE RB2 RE vCE - (RE + RB)·(1+b) VCC vRE RB = (RB1·RB2)/(RB1 + RB2) VB = VCC·[RB2/(RB1 + RB2)] • Si RE >> RB, entonces s 1, que es un diseño deseable desde el punto de vista de la estabilidad térmica, pero incorrecto desde el punto de vista de la aplicación • Los diseños normales se hacen con valores de “s” de unas pocas unidades (entre 3 y 6). En estas circunstancias y con valores grandes de b, resulta: RB RE·(s-1) ATE-UO Trans 139 Circuito de polarización automática de BJTs (V) Mecanismo de estabilización iC RC + vCE - vBE RE iC+iB + VB iB + RB - vRE • Aumenta la temperatura aumenta IC0 aumenta iC • Al aumentar iC aumenta vRE disminuye RB·iB VCC • Al disminuir RB·iB disminuye iB • Al disminuir iB disminuye iC • Se establecen mecanismos semejantes frente a cambios en la b o en VCC • Luego un aumento de iC acaba provocando una disminución de iC que tiende a contrarrestar el aumento inicial. El mecanismo de compensación se establece a través de la corriente de base • Es un mecanismo semejante al de estabilización en el caso de la polarización colector-base ATE-UO Trans 140 Proceso de diseño de un circuito de polarización automática de BJTs • Datos de partida: iC VCC, b, s y el punto de trabajo (vCE y iC) RC + vCE - vBE RE iC+iB + VB iB + RB - • Ecuaciones aproximadas (JBT de Si): • VB = RB·iB + 0,6 + (iC + iB)·RE VCC vRE • Las resistencias RB1 y RB2 se obtiene resolviendo: RB = (RB1·RB2)/(RB1 + RB2) VB = VCC·[RB2/(RB1 + RB2)] • VCC = RC·iC + vCE + (iC + iB)·RE • iC = iB·b • RB = RE·(s-1) • Grado de libertad: Fijamos una de las resistencias (por ejemplo RB). Esta elección tiene que dar soluciones aceptables para RE y RC • Datos obtenidos: VB, iB, RE y RC ATE-UO Trans 141 Los mismos circuitos de polarización, pero con BJTs tipo PNP RC RC RB1 RC RB RB VCC Circuito de polarización fija VCC Circuito de polarización colector-base Hay que invertir los sentidos de las fuentes de tensión. Como consecuencia, todas las corrientes cambiarán su sentido de circulación VCC RB2 RE Circuito de polarización automática ATE-UO Trans 142 Circuito básico de polarización de JFETs (I) RD G vDS_pt - + S • Introducimos RG y realizamos transformaciones RD RD + + - RG vDS_pt S V1 iG=0 G + vGS_pt - vG=0 V2+V1 + iG=0 G D iD_pt D + - V1 vGS_pt V2 • Conseguimos tensiones y corrientes vGS_pt, vDS_pt y iD_pt, pero necesitamos dos fuentes de alimentación por cada transistor, que además no comparten terminal de igual signo vGS_pt - vG=0 - RG iD_pt + iG=0 + D iD_pt vDS_pt - V2 S V1 ATE-UO Trans 143 Polarización fija RD iD_pt D iG=0 G + + S Polarización automática vGS_pt vG=0 ATE-UO Trans 144 RD iD_pt iG=0 G V1 + RG - - V1 RG - D RG VCC vDS_pt - + + - vDS_pt - + vGS_pt vG=0 V2+V1 + iG=0 G D S - + RD i D_pt VCC vDS_pt - vGS_pt vG=0 + Circuito básico de polarización de JFETs (II) - S RS Circuito de polarización fija de JFETs + vGS S + - RG - V1 iG=0 G + vDS - VCC vGS vG=0 - RG • La tensión puerta-fuente está fijada por la tensión del diodo zener (o por el conjunto de diodos) : vGS = -V1 • No existe mecanismo corrector de posibles cambios de iD y/o vDS por efecto de la temperatura (¡ojo, la dependencia con la temperatura es distinta que en los BJTs!), VCC y los parámetros del JFET (IDPO_0 y VPO) ATE-UO Trans 145 D iD VCC vDS - + vG=0 + iG=0 G D iD RD + RD - S V1 Circuito de polarización automática de JFETs RD iD -S RS + + - RG VCC vDS - + vGS vG=0 + iG=0 G D - -vGS • La tensión puerta-fuente depende de la corriente de drenador (la corriente de fuente y de drenador coinciden) : vGS = -iD·RS • El mecanismo corrector de posibles cambios de punto de trabajo se establece a través de -vGS: Si aumenta iD aumenta -vGS se contrae el canal disminuye iD • Recuérdese, que en zona de fuente de corriente: iD ID_0·(1 + vGS/VPO)2 ATE-UO Trans 146 Proceso de diseño de un circuito de polarización automática de JTETs • Datos de partida: RD iD -S RS + + - RG VCC vDS - + vGS vG=0 + iG=0 G D - VCC, características del transistor (ID_0 y VPO) y el punto de trabajo (vDS y iD). • Ecuaciones aproximadas : • iD ID_0·(1 + vGS/VPO)2 • vGS = -iD·RS -vGS • VCC = RD·iD + vDS + iD·RS • Datos obtenidos: vGS, RS y RD ATE-UO Trans 147 Diseño gráfico de un circuito de polarización automática de JTETs • Los datos de partida son VCC, la curva característica del transistor y el punto de trabajo (vDS_pt y iD_pt) iD VCC/(RD + RS) vGS = 0V RD iD_pt G vDS_pt S RS vGS1 VCC vGS_pt iD_pt vGS2 + RG + D - -vGS_pt VCC vDS • Obtenemos vGS_pt por extrapolación • Calculamos RS: RS = -vGS_pt/iD_pt ATE-UO Trans 148 Los mismos circuitos de polarización, pero con JFETs de canal P RD RD D VCC D G G S S RG VCC V1 Circuito de polarización fija RG RS Circuito de polarización automática Hay que invertir los sentidos de las fuentes de tensión. Como consecuencia, todas las corrientes cambiarán su sentido de circulación ATE-UO Trans 149 Circuito básico de polarización de MOSFETs de acumulación iD_pt Polarización fija RD D G + V1 - S V2 + vDS_pt - RD RG1 G vGS_pt • vGS_pt = V1 • V1 debe ser mayor que la tensión umbral del MOSFET: V1 > VTH D + RG2 - S iD_pt V2 + vDS_pt - vGS_pt V1 = V2·[RG2/(RG1 + RG2)] • No existe mecanismo corrector de posibles cambios del punto de trabajo por efecto de la temperatura, VCC y los parámetros del MOSFET ATE-UO Trans 150 Circuito de polarización de drenador para MOSFETs de acumulación RD RG1 D G + S RG2 vGS - + vRD iD + VCC vDS iS=iD • Por alguna causa (cambios en la temperatura, en las características del transistor o VCC) aumenta iD • Al aumentar iD aumenta vRD disminuye vDS • Al disminuir vDS disminuye vGS • Al disminuir vGS disminuye iD Luego un aumento de iD acaba provocando una disminución de iD que tiende a contrarrestar el aumento inicial. El mecanismo de compensación se establece a través de la tensión drenador-fuente, que determina la tensión puerta-fuente ATE-UO Trans 151 Circuito de polarización automática para MOSFETs de acumulación RD RG1 D G + vRG2 + S vGS - - RG2 R S iD + VCC vDS iS=iD + vRS - • Por alguna causa (cambios en la temperatura, en las características del transistor o VCC) aumenta iD • Al aumentar iD aumenta vRS disminuye vGS (nótese que vRG2 es constante) • Al disminuir vGS disminuye iD • Existe mayor grado de libertad en le diseño que en el caso anterior Luego un aumento de iD acaba provocando una disminución de iD que tiende a contrarrestar el aumento inicial. El mecanismo de compensación se establece a través de la tensión en la resistencia de fuente, que determina la tensión puerta-fuente ATE-UO Trans 152 Los mismos circuitos de polarización, pero con MOSFETs de acumulación de canal P RD RD RD RG1 D G S RG1 RG1 D VCC RG2 Polarización fija G S G S VCC D RG2 Polarización de drenador Hay que invertir los sentidos de las fuentes de tensión. Como consecuencia, todas las corrientes cambiarán su sentido de circulación VCC RG2 RS Polarización automática ATE-UO Trans 153 Circuitos básicos de polarización de MOSFETs de deplexión Recuérdese que existen dos modos posibles de operación iD_pt RD D G S + V1 - vGS_pt RD D V2 + vDS_pt - Modo acumulación • Los circuitos de polarización son como los de los MOSFET de acumulación iD_pt G S + V1 - vGS_pt V2 + vDS_pt - Modo deplexión • Los circuitos de polarización son como los de los JFET ATE-UO Trans 154 Circuitos de polarización de MOSFETs de deplexión en modo acumulación RG1 D G RG2 + - S RD iD + vDS VCC - RD RG1 vGS Polarización fija D RG1 G + RG2 G RD S iD + vDS - VCC vGS D iD + vDS VCC - + S vGS - + RG2 RS vRS - Polarización automática - Polarización de drenador ATE-UO Trans 155 Circuitos de polarización de MOSFETs de deplexión en modo deplexión RD + vG=0 - G S + vGS RG + D iD + vDS VCC - Polarización fija ATE-UO Trans 156 G vG=0 V1 vGS = - V1 D + RD - iD + vDS VCC - + S vGS - + RG RS vRS - Polarización automática vGS = vRS = - iD·RS Circuitos de polarización para MOSFETs de deplexión de canal P • Ejemplo con circuitos de polarización automática RD RD D D RG1 G S VCC G RG RG2 RS Para trabajo en modo acumulación VCC S RS Para trabajo en modo deplexión Como en los otros casos, hay que invertir los sentidos de las fuentes de tensión y se invierten las corrientes ATE-UO Trans 157 Introducción a los circuitos digitales • Son circuitos que trabajan, esencialmente, con dos niveles de tensión, que se asocian a las variables binarias “0 lógico” y “1 lógico” • Sirven para procesar y almacenar información • División de los circuitos digitales (complejidad creciente) • Circuitos de lógica cableada • Circuitos combinacionales (sin memoria) • Asíncronos • Circuitos secuenciales (con memoria) • Circuitos de lógica programada (procesadores, P, C, DSPs, etc.) (sin reloj) • Síncronos (con reloj) • Los circuitos combinacionales más sencillos son las puertas lógicas ATE-UO Trans 158 Introducción a las puertas lógicas (I) Tipos de puertas lógicas: • Inversor: función lógica inversión • Puerta Y (“and”): función lógica Y • Puerta Y negada o no-Y (“nand”): función lógica Y invertida • Puerta O (“or”): función lógica O • Puerta O negada o no-O (“nor”): función lógica O invertida • Puerta O exclusiva: función lógica O exclusiva • Puerta O exclusiva negada: función lógica equivalencia - Inversor: A ATE-UO Trans 159 S Símbolo A S 0 1 1 0 Tabla de verdad Introducción a las puertas lógicas (II) - Puerta Y (“and”) A S B Símbolo S B Símbolo Existen puertas de más de dos entradas B S 0 0 0 0 1 0 1 0 0 1 1 1 Tabla de verdad - Puerta no-Y (“nand”) A A A B S 0 0 1 0 1 1 1 0 1 1 1 0 Tabla de verdad ATE-UO Trans 160 Introducción a las puertas lógicas (III) - Puerta O (“or”) A S B Símbolo S B Existen puertas de más de dos entradas Símbolo B S 0 0 0 0 1 1 1 0 1 1 1 1 Tabla de verdad - Puerta no-O (“nor”) A A A B S 0 0 1 0 1 0 1 0 0 1 1 0 Tabla de verdad ATE-UO Trans 161 Introducción a las puertas lógicas (IV) - Puerta O exclusiva A S B Símbolo S B Existen puertas de más de dos entradas Símbolo B S 0 0 0 0 1 1 1 0 1 1 1 0 Tabla de verdad - Puerta O exclusiva negada (equivalencia) A A A B S 0 0 1 0 1 0 1 0 0 1 1 1 Tabla de verdad ATE-UO Trans 162 Tipos de lógica: Tecnología de los circuitos digitales • Lógica positiva: - El “0 lógico” es una tensión cercana a 0 V - El “1 lógico” es una tensión positiva (muy frecuentemente 5 V) • Lógica negativa: - El “0 lógico” es una tensión positiva - El “1 lógico” es una tensión cercana a 0 V Concepto de familia lógica: • Todos los circuitos lógicos tienen que “entenderse”, para lo cual su tecnología de construcción tiene que ser similar • Esto da lugar a las “familias lógicas”: - Basadas en transistores bipolares (ECL , I2L, TTL, etc.) - Basadas en MOSFETs (CMOS, PMOS y NMOS) Realizaremos una introducción a estas familias lógicas ATE-UO Trans 163 Celda básica de la familia lógica TTL (“Transistor-Transistor Logic”) • Se basa en el transistor multiemisor SiO2 B P- E1 E2 E3 N+ N+ N+ C N+ N P Q1 C B A + ATE-UO Trans 164 E1 E2 + E3 vA - B vB RC Q2 S + RB vS - - Puerta “nand” TTL simplificada VCC = 5V Operación de la puerta “nand” TTL simplificada (I) RB Q1 P -iE1 A - N N N + + vA - iC2=0 N P B iC1=-iB2=0 vB RC A B S 0 0 1 S 0 1 1 1 0 1 1 1 0 + iB1 vS N Q2 VCC = 5V Si A o B o ambas están conectadas a 0V entonces: • En Q1 existe corriente de emisor -iE1 y de base iB1 • Como iC1 = -iB2 y -iB2 = 0 (por ser la corriente de base saliente de Q2 con la unión colector-base polarizada inversamente), entonces iC1 = 0 • Por tanto, iC1 < iB1·bF1, lo que implica que Q1 está saturado • Como -iB2 = 0, Q2 está cortado, por lo que iC2 = 0 • Luego la salida S está a 5V, es decir, a “1 lógico” ATE-UO Trans 165 Operación de la puerta “nand” TTL simplificada (II) RB iE1 iC2 Q1 P A + + vA - N N N B vB N P -iC1=iB2 RC A B S 0 0 1 S 0 1 1 1 0 1 1 1 0 + iB1 vS N - Q2 VCC = 5V Si A y B están conectadas a 5V o “al aire” (que es equivalente en TTL): • En Q1 existe corriente de base iB1 y de colector -iC1 ya que su unión colector-base está directamente polarizada • Q1 trabaja como transistor inverso • La corriente -iC1 = iB2 es suficientemente grande para saturar a Q2 (RB y RC han sido calculadas para conseguirlo) • Como Q2 está saturado, la salida S está a 0V, es decir, a “0 lógico” ATE-UO Trans 166 La puerta “nand” TTL estándar RB A RC S B 5V Simplificada • Diodos para evitar tensiones negativas en las entradas Estándar real (SN7400) • Etapa de salida “Totem-Pole” para aumentar la capacidad de dar corriente entrante y saliente en la salida ATE-UO Trans 167 La puerta “nand” TTL Schottky • Se utiliza el circuito de antisaturación basado en diodos Schottky para conseguir mayor rapidez vCB + Símbolo B P- E1 E2 N+ N+ C N+ N P Diodo Schottky Realización física en un transistor de dos emisores • Diodos de entrada SN74S00 • Etapa de salida “Totem-Pole” ATE-UO Trans 168 La puerta “nand” TTL Schottky de bajo consumo Resumen: • SN7400: características estándar • SN74S00 (Schottky): mayor rapidez y mayor consumo • SN74LS00: rapidez estándar y bajo consumo SN74LS00 ATE-UO Trans 169 Ejemplos de otras puertas TTL RB A RC S Puertas “nor” 5V Inversor simplificado SN7402 RB RC RB S A B 5V Puerta “nor” simplificada ATE-UO Trans 170 SN74S02 Celda básica de la familia lógica CMOS (“Complementary MOS”) • Se basa en el uso conjunto de MOSFET de acumulación de canal N y canal P • La celda básica es el inversor CMOS Canal P S G A Q2 D S D G Q1 S Canal N Inversor CMOS ATE-UO Trans 171 VCC = 5V - 15V Canal P S G A Operación del inversor CMOS Q2 D Si A está conectada a 0V (“0 lógico”), entonces: S D G S Canal N Canal P S G D A Q1 V CC S Canal N • En Q2 sí se crea canal, por lo que puede conducir, comportándose como una resistencia • Por tanto, la salida S está a la tensión VCC, es decir, a “1 lógico” Si A está conectada a VCC (“1 lógico”) entonces: Q2 S D G • En Q1 no se crea canal, por lo que no puede conducir, quedando cortado Q1 V CC • En Q1 sí se crea canal, por lo que puede conducir, comportándose como una resistencia • En Q2 no se crea canal, por lo que no puede conducir, quedando cortado • Por tanto, la salida S está a 0V, es decir, a “0 lógico” ATE-UO Trans 172 Puerta “nor” CMOS S G A A B S 0 0 1 0 1 0 1 0 0 1 1 0 Q1 D S G B Q2 VCC Q1 D Q4 Q3 G G S S D D VCC S Q2 Q4 S Q3 Puerta “nor” CMOS Circuito equivalente ATE-UO Trans 173 Operación de la puerta “nor” CMOS (I) S G A Q1 D S G B Q2 VCC Q1 VCC D Q4 D D Q3 G G S S S Q2 Q4 S Q3 Si A o B o ambas están conectadas a VCC (“1 lógico”), entonces: • En Q3 o en Q4 o en ambos se crea canal, por lo que puede/pueden conducir, comportándose como una o dos resistencias en paralelo • En Q1 o en Q2 o en ambos no se crea canal, por lo que el conjunto (en serie) no puede conducir, comportándose como un circuito abierto • Por tanto, la salida S está a la tensión 0V, es decir, a “0 lógico” ATE-UO Trans 174 Operación de la puerta “nor” CMOS (II) S G A Q1 D S G B Q2 VCC Q1 VCC D Q4 D D Q3 G G S S Q2 Q4 S S Q3 Sólo si A y B están conectadas a 0V (“0 lógico”), entonces: • Ni en Q3 ni en Q4 se crea canal, por lo que no pueden conducir, comportándose como circuitos abiertos • En Q1 y en Q2 se crea canal, comportándose como dos resistencias en serie • Por tanto, la salida S está a la tensión VCC, es decir, a “1 lógico” ATE-UO Trans 175 Puerta “nand” CMOS Q1 S G Q2 G D S D G S B S 0 0 1 0 1 1 1 0 1 1 1 0 S D A A Q1 Q3 VCC Q3 D B G S VCC Q4 S Q2 Q4 Puerta “nand” CMOS Circuito equivalente ATE-UO Trans 176 Aspectos tecnológicos de las puertas lógicas (I) • Frecuentemente, una salida se conecta a varias entradas • Varias salidas no pueden conectarse entre sí, si la salida es “Totem pole” • Varias salidas pueden conectarse entre sí, si las salidas son “de colector abierto” (o de drenador abierto) +VCC +VCC RC RC S1 S1 S2 S2 Con salida “Totem-Pole” Con salida de colector abierto ATE-UO Trans 177 Aspectos tecnológicos de las puertas lógicas (II) • Los niveles de tensión reales del “0 lógico” y del “1 lógico” se deterioran al conectar varias entradas a la misma salida • Hay que definir dónde empiezan y dónde acaban los niveles de tensión asociados al “0 lógico” y del “1 lógico” • VIL_max: Tensión máxima de entrada que se interpreta como “0 lógico” (0,8 V en TTL y 0,3·VCC en CMOS) • VIH_min: Tensión mínima de entrada que se interpreta como “1 lógico” (2 V en TTL y 0,7·VCC en CMOS) • VOL_max: Tensión máxima de salida cuando se pretende sacar un “0 lógico” (0,4 V en TTL y 0,01·VCC en CMOS) • VOH_min: Tensión mínima de salida cuando se pretende sacar un “1 lógico” (2,4 V en TTL y 0,99·VCC en CMOS) • Inmunidad al ruido en estado bajo: VIL_max - VOL_max • Inmunidad al ruido en estado alto: VOH_min - VIH_mim ATE-UO Trans 178 Aspectos tecnológicos de las puertas lógicas (III) • Las entradas de las puertas consumen corriente (sobre todo en familias lógicas bipolares, como TTL) • Estas corrientes dependen del nivel lógico • Como es finita la capacidad de dar corriente de una salida manteniendo el nivel de tensión en un valor adecuado, entonces el número de entradas a conectar a una salida también es finito • El número máximo de estas entradas es el “fan-out” de la familia lógica iI 3·iI iI + vS - • Por ejemplo, en la TTL: - En estado bajo, con vS = 0,4 V: iI = iIL = -1,6 mA - En estado alto, con vS = 2,4 V: iI = iIH = 0,04 mA iI - La corriente máxima de salida en estado bajo, con vS = 0,4 V es iO = iOL = 16 mA - La corriente máxima de salida en estado alto, con vS = 2,4 V es iO = iOH = -0,4 mA - Por tanto, el “fan-out” de la familia lógica TTL es 10, ya que 16/1,6 = 10 y 0,4/0,04 =10 iI ATE-UO Trans 179
