Download Diseño Didáctico de Convertidores CD

Diseño Didáctico de Convertidores CD-CA
(b): Inversor Trifásico.
Miguel Medellín Reyes, Armando Rodríguez Almendarez y Daniel U. Campos-Delgado, Member,
IEEE.
Resumen— En este artículo se presenta un diseño de un
inversor trifásico unipolar (convertidor CD-CA) basado en el
concepto de modulación senoidal de ancho de pulso SPWM. El
objetivo principal de este convertidor es generar un voltaje
trifásico CA balanceado (desfasamiento de 120° entre cada fase)
a partir de una fuente de CD constante. En este diseño se buscó
optimizar el número de componentes electrónicos y dimensiones
físicas del convertidor, sin perder el énfasis en presentar un
diseño que fuera accesible para poderlo entender e implementar
a estudiantes de licenciatura. Así, su implementación necesita un
conocimiento de áreas básicas de electrónica como BJT’s, optoaisladores, microcontroladores, lenguaje ensamblador, principios
básicos de dispositivos semiconductores y conceptos de métodos
numéricos.
Índices—Electrónica de Potencia, Convertidor
Instrumentación Electrónica, Control de Motores.
CD-CA,
I. INTRODUCCIÓN
U
na de las aplicaciones de la electrónica de potencia que
ha tenido mucho auge es el diseño de actuadores para
máquinas eléctricas. Se distinguen dos tipos básicos de
maquinas eléctricas: motores de inducción y motores de CD.
Costo y mantenimiento son las principales ventajas que han
hecho a los motores de inducción más atractivos en las
aplicaciones industriales. Los actuadores para estos motores
requieren convertidores de potencia que puedan proveer una
alimentación senoidal trifásica balanceada de magnitud y
frecuencia variables. De esta manera surgen los inversores
trifásicos [1],[2] como arquitecturas de potencia que pueden
cumplir esta misión.
Los inversores en general son circuitos de potencia que
permiten la conversión de corriente directa en corriente alterna
con amplitud y frecuencia variables. Existen diferentes
estrategias de control en inversores trifásicos: modulación de
120º, modulación de 180º, modulación constante de ancho de
pulso y modulación senoidal de ancho de pulso (SPWM) [1].
El circuito de potencia en un inversor trifásico consta de 6
El desarrollo de este trabajo fue realizado gracias al apoyo brindado por
PROMEP (Proyecto para la Generación y Aplicación del Conocimiento).
Los autores están en la Facultad de Ciencias (UASLP), Av. Salvador Nava
s/n, Zona Universitaria, C.P. 78290, San Luis Potosí, S.L.P., México. Miguel
Medellín (e-mail: [email protected]), Armando Rodríguez (e-mail:
[email protected])
y
Daniel Campos
Delgado
(e-mail:
[email protected]).
interruptores controlables. Ahora, la idea detrás de SPWM es
generar el patrón de conmutación para los 6 elementos de
potencia que integran el puente trifásico del inversor con el fin
de producir una salida de voltaje balanceada. Este patrón se
obtiene a partir de la comparación de una señal triangular de
frecuencia y amplitud fija (portadora) con una señal senoidal
de frecuencia y amplitud variables (moduladora).
En el presente trabajo se describe el desarrollo de un inversor
trifásico SPWM, detallando cada una de las fases de diseño y
finalizando con la implementación experimental del circuito
de control y de potencia. El diseño final posee dos variables
de control: índice de modulación y frecuencia de salida. Por lo
que el presente diseño puede ser utilizado para control de
motores de inducción donde una estrategia V/Hz sea utilizada
para regular la velocidad angular [3].
El orden de los puntos a tratar en este artículo se detallan a
continuación. La Sección 2 introduce la etapa de diseño del
circuito de generación SPWM. La etapa de acoplamiento
óptico se muestra en la Sección 3. En la Sección 4, se describe
la etapa de potencia y en la Sección 5 se muestran resultados
experimentales con carga resistiva e inductiva-resistiva.
Finalmente el artículo concluye con comentarios finales en la
Sección 6.
II. CIRCUITO DE GENERACIÓN SPWM
A. Bases del Esquema SPWM
En la técnica de conmutación SPWM la amplitud de la
señal de salida se controla a través del índice de modulación
M:
M =
Am
Ap
(1)
donde Am y Ap representan las amplitudes de las señales
moduladora y portadora respectivamente. La frecuencia de
salida fo se define por medio de la frecuencia la señal
moduladora. De esta manera, las características del voltaje
por fase se regulan modificando los parámetros (M, fo).
La estructura general del inversor trifásico se muestra en la
Figura 1, donde se debe determinar el patrón de conmutación
para los elementos (Q1,Q2,Q3,Q4,Q5,Q6) con el objeto de
producir una señal senoidal balanceada entre los puntos
(A,B,C) con respecto del punto neutro N. Es decir el voltaje
VAN debe estar desfasado 120º con respecto de VBN y VCN.
ciclo es totalmente independiente de la amplitud de salida. Así
que las amplitudes bajas generan pérdidas considerables.
Figura 1. Circuito Base del Inversor Trifásico.
En el esquema general SPWM, el patrón de conmutación
se genera al comparar una señal triangular Vtri (portadora) con
3 señales senoidales Va, Vb y Vc las cuales estarán fuera de
fase 120º [1],[2],[6], tal y como se muestra en la Figura 2 y
según el criterio:
Q1 → ON ⇒ Va > Vtri
Q 4 → ON ⇒ Va < Vtri
Q3 → ON ⇒ Vb > Vtri
Q6 → ON ⇒ Vb < Vtri
(2)
Q5 → ON ⇒ Vc > Vtri
Q 2 → ON ⇒ Vc < Vtri
Los voltajes resultantes VAN (fase A y neutro N) y VAB (fase
A y B) para una carga resistiva conectada en estrella con
alimentación de 220 V en CD, se muestran en la Figura 3. Las
Figuras 2 y 3 fueron obtenidas a través de simulación
numérica utilizando Power System Blockset de MATLAB,
para una frecuencia de conmutación de 1.2kHz, frecuencia
base fo de 60 Hz e índice de modulación M=0.8.
B. Implementación Teórica del Esquema SPWM
El atractivo de la técnica SPWM es la facilidad con la que
la amplitud y frecuencia pueden ser variados, sin embargo
tiene algunas características no deseadas, ya que existen
demasiadas transiciones por ciclo. Cada transición implica
pérdidas de alta frecuencia que involucran un incremento en
temperatura, ruido, y además elementos semiconductores más
costosos y disipadores de mayor volumen. En SPWM la
amplitud de la portadora siempre es mayor que la componente
fundamental. Más allá, cada transición es en realidad una
transición encendido / apagado doble con el interruptor
superior e inferior. Usualmente, el número de transiciones por
Figura 2. Esquema de Conmutación PWM.
La generación de los patrones de conmutación se realizó
utilizando un microcontrolador PIC16F819 de Microchip [5],
donde se implementó un técnica llamada “Steplocked Magic
Sinewaves” [4],[5]. La técnica utilizada puede tomarse como
un tipo especializado de SPWM donde la portadora de 20 o
más kiloHertz es eliminada, al hacer esto también reducimos
al mínimo la energía de alta frecuencia en los voltajes de
salida del inversor trifásico. Así, las transiciones también son
minimizadas en forma dramática y la eficiencia se incrementa.
Una larga cadena de unos y ceros generada continuamente
por
un
microcontrolador
se
puede
representar
matemáticamente, como cualquier otra señal, por una serie de
Fourier con valor fundamental y algunos armónicos.
Seleccionando en forma precisa la colocación de unos y ceros,
podemos forzar la mayoría de los armónicos menores a cero y
aún así proveer una salida de amplitud y frecuencia variables.
Es de importancia eliminar el término de DC para evitar
efectos de saturación en el hierro de motores y
transformadores, esto se hace con facilidad teniendo un
número idéntico de conmutaciones en los interruptores
superior e inferior respectivamente del puente trifásico, ver
Figura 1.
Se puede demostrar que para eliminar un armónico n,
requerimos cadenas cuya longitud sea múltiplo de n. Además,
una cadena cuya longitud sea el producto de armónicos
pequeños, puede forzar dichos armónicos a cero. Ahora, por
ejemplo, una cadena de 105 bits puede tener 2105
combinaciones de dígitos. Aquí, por medio de un algoritmo
matemático, aprovechando propiedades como la simetría de
media onda, un cuarto de onda y un conjunto de ecuaciones
lineales [4],[5] se encuentran únicamente 2219 combinaciones
cuyos armónicos del 2 al 10, además del 12, 14, 15, 16, 18,
20, 21 y 22 son iguales a cero.
Algunas de estas 2219 cadenas tendrán mucha distorsión,
otras tendrán demasiadas transiciones o tendrán una amplitud
no requerida. Así, se pueden seleccionar alrededor de 100, que
permiten un 1% en control de amplitud, y pérdidas mucho más
pequeñas que con la técnica analógica de SPWM. Por lo
general, la energía de estas ondas semi-senoidales se
encuentra dispersa mayormente dentro de los armónicos
treintas y cuarentas.
requerida hasta un segmento de 0.33 kilobytes.
Por otra parte, el número de lecturas a realizar se ve
disminuido prácticamente a la mitad, al compararlo con el
almacenamiento tradicional de los microprocesadores de 8
bits. Así pues, el parámetro de control de amplitud funciona
como un puntero luego de referirle a un procesamiento
necesario para realizar una lectura precisa y ordenada de la
tabla de datos. La representación digital del parámetro control
de frecuencia es directamente alimentada a un temporizador
de 16 bits, la frecuencia máxima de operación es de 200 Hz.
El control de las tres fases es como sigue: cada vez que
ocurre un desbordamiento del temporizador sucede una
interrupción en el flujo normal del programa que da paso a la
ejecución secuencial de tres rutinas similares (una para cada
fase) en donde se actualizan diversos registros, contadores y,
de ser necesario, se realizan lecturas a la tabla de datos. Con
todo esto se toman decisiones sobre el nuevo estado de cada
uno de los tres pares de salidas complementadas que activan
las compuertas de los interruptores. Tanto la polaridad como
el desfasamiento natural entre las fases, está dado por las
condiciones iniciales expresadas dentro de registros de control
individuales. Cabe añadir que en todo momento sólo 3
interruptores se encontrarán en estado de modulación; los
demás estarán apagados.
Figura 3. Voltajes de Salida del Inversor SPWM para Carga Resistiva.
C. Implementación Física del Esquema SPWM
El microcontrolador fabricado por Microchip PIC16F819
[7],[8] dispone de un temporizador de 16 bits y un convertidor
analógico-digital de 10 bits, además de la rápida ejecución de
instrucciones (5 MIPS). Lo cual simplifica la topología del
sistema de control, reduciendo al mínimo la cantidad de
circuitos adicionales. Es posible entonces programar tanto la
frecuencia como la amplitud de operación del inversor
mediante parámetros analógicos proporcionados por los
cursores de un par de potenciómetros. Éstos voltajes de
referencia son aplicados a 2 entradas del microcontrolador que
se encuentran internamente multiplexadas al convertidor AD
de 10 bits. Los canales son muestreados por software cada vez
que concluye un ciclo de trabajo de la fase de referencia.
Debido al principio de operación del sistema, la resolución
que se tiene en amplitud está limitada a 100 pasos discretos
formados cada uno por una colección de 52 bits que asemejan
matemáticamente al primer cuadrante de una función senoidal
cuyos armónicos del 2 al 22 son teóricamente cero. Cada paso
de amplitud se codifica en cuatro palabras de 14 bits. La
posibilidad de almacenar palabras de 14 bits aún cuando se
trata de una procesador de 8 bits permite reducir
significativamente el espacio de memoria de programa
Con el fin de evitar fallas catastróficas se toman dos
precauciones:
• Durante las transiciones entre los estados de las
salidas complementadas se toman previsiones por
software para evitar su activación simultánea.
• Similarmente; al encender el sistema por medio del
interruptor de encendido/apagado, la operación del
inversor permanecerá en un nivel de 30% de
amplitud hasta completar 10 ciclos de trabajo, esto,
con el fin de minimizar la magnitud de las corrientes
iniciales propias de cargas inductivas o capacitivas.
III. ETAPA DE ACOPLAMIENTO
La etapa de acoplamiento permite la interface digital de las
salidas del microcontrolador con los interruptores de potencia
en el puente trifásico (Figura 1). Para este fin se hace uso de
opto-acopladores de alta velocidad 6n135, los cuales tienen la
finalidad de proveer un aislamiento galvánico entre las etapas
de control y de potencia (ver Figura 5). Este opto-acoplador
consta de un diodo emisor integrado a un fotoreceptor que
provee 2500Vrms de aislamiento eléctrico entre entrada y
salida. La conexión de separación para el colector del
transistor y la salida del fotodiodo mejora la aceleración a
cientos de veces más que la
de un opto-acoplador
convencional, reduciendo la capacitancia de base-colector.
Para el óptimo funcionamiento del opto-acoplador se requiere
como mínimo una corriente de 100mA a la entrada del
fotodiodo (pines 2 y 3), por lo cual se refuerzan las señales
provenientes del microcontrolador Qi haciendo uso de una
configuración emisor-seguidor utilizando un transistor
2n2222. Ahora, por la configuración utilizada en el receptor,
se obtiene la señal de entrada pero en forma negada. Así pues,
se requiere volver a negarla, para tal propósito utilizamos una
configuración inversora utilizando el mismo transistor
2n2222. El emisor de este último transistor se utiliza para
polarizar la unión compuerta-fuente (Gi y Si) de los
interruptores activos en el puente inversor trifásico.
implementación analógica del mismo circuito. Además, es
importante recalcar que la amplitud y frecuencia del voltaje de
salida se pueden controlar independientemente por medio de 2
voltajes de referencia de [0,5V] en el microcontrolador.
Qi
Gi
Figura 7. Implementación Física del Inversor Trifásico.
Si
Figura 5. Esquema del Circuito de Acoplamiento
IV. CIRCUITO DE POTENCIA
Ahora, a partir de una fuente de CD constante se debe
generar un voltaje trifásico equilibrado a partir de la
conmutación de los 6 interruptores en el puente trifásico. Para
ello se controlan 6 MOSFET’s de potencia (IRFP 360,
VDSS=400V, ID=23A, td(on)=18ns, td(off)=100ns) los cuales
tienen la capacidad de conmutado rápido a parte de soportar
rangos de voltajes altos. El voltaje de CD a la entrada del
puente inversor, se obtiene por medio de un puente de diodos
monofásico y un filtro capacitivo de 3400 µF / 250V. En la
Figura 6 puede apreciarse el esquema eléctrico de dicho
circuito, donde Gi y Si (i=1,...,6) representan las conexiones de
compuerta y fuente para cada MOSFET.
V. RESULTADOS EXPERIMENTALES
Para finalizar; sometimos el convertidor trifásico a pruebas
con carga resistiva e inductiva-resistiva. Se tomaron
mediciones de voltaje entre fase y fase, y de corriente por fase
de salida. Las mediciones fueron obtenidas por medio de un
Analizador de Calidad de Energía FLUKE 43B y mostradas a
continuación.
A. CARGA RESISTIVA
Para esta prueba se utilizaron 3 pares de focos de 150W
cada uno, conectado en configuración estrella la carga. El
voltaje de alimentación de CD se fijó a 130 V. En la Figura 8
se muestra la salida de voltaje y corriente para un índice de
modulación M=1 y fo=60 Hz., y en Figura 9 se reduce el
índice de modulación a aproximadamente 50% (M=0.5).
Figura 6. Esquema del Circuito de Potencia.
El circuito implementado del inversor trifásico se muestra en
la Figura 7. En este figura se puede apreciar que gracias a la
utilización del microcontrolador PIC16F819 se pudo reducir
las dimensiones físicas del circuito final, comparando con una
Figura 8. (Superior) Voltaje de Salida entre Fase y Fase y (Inferior) Corriente
por Fase para Carga Resistiva, y M=1, fo=60 Hz.
Figura 9. (Superior) Voltaje de Salida entre Fase y Fase y (Inferior) Corriente
por Fase para Carga Resistiva, y M=0.5, fo=60 Hz.
Finalmente se incrementó la frecuencia de salida a fo=122 Hz
con M=1.0, y se tomaron nuevamente las lecturas, ver Figura
10.
Figura 11. (Superior) Voltaje de Salida entre Fase y Fase y (Inferior) Corriente
por Fase para Carga Resistiva-Inductiva, M=1, fo=60 Hz.
VI. CONCLUSIONES Y COMENTARIOS FINALES
En este artículo se presenta el diseño de un inversor
trifásico unipolar. El diseño se divide en 3 etapas: control,
acoplamiento y potencia. Cada una de estas etapas se detalla
en el artículo. La base general del patrón de conmutación en el
inversor es la modulación SPWM. Esta modulación fue
implementada en un microcontrolador PIC16F819, en el cual
se pueden variar la amplitud y frecuencia del voltaje de salida
independientemente por medio de 2 voltajes de referencia. En
el diseño final estos voltajes se ajustaron a través de
potenciometros individuales. Los resultados experimentales
muestran que el circuito final es capaz de variar la frecuencia
y magnitud del voltaje trifásico de salida para cargas resistivas
e inductivas.
VII. REFERENCIAS
[1]
Figura 10. (Superior) Voltaje de Salida entre Fase y Fase y (Inferior) Corriente
por Fase para Carga Resistiva, y M=1, fo=122 Hz.
[2]
B. CARGA RESISTIVA-INDUCTIVA
[4]
En esta prueba se aplicó el voltaje de salida del inversor
trifásico a un motor de inducción conectado en estrella. El
motor es marca SIEMENS® (diseño NEMA) Tipo IRA3 0544YK31 Serie L95. Así, en la Figura 11 se muestra el voltaje
de salida entre fase y fase y la corriente respectiva para M=1.0
y fo=60Hz. En esta figura se aprecia el efecto inductivo de la
carga en la corriente, ya que filtra los armónicos de orden
superior resultando en una forma de onda senoidal
prácticamente pura.
[3]
[5]
[6]
[7]
[8]
H. Rashid, Muhammad. “Electrónica de Potencia, circuitos, dispositivos
y aplicaciones”, 2ª ed., Prentice Hall., 1995.
J.M. Benavent García, A. Abellán G., E. Figueres A. “Electrónica de
Potencia, teoría y aplicaciones”, 1ª ed. Alfaomega, 2000.
R. Krishnan, “Electric Motor Drives: Modeling, Análisis and Control”,
Prentice-Hall, 2001.
D.
Lancaster,
“Steplocked
Magic
Sinewaves”,
http://www.tinaja.com/glib/stepsynt.pdf.
D. Lancaster, “Magic Sinewaves”, http://tinaja.com/magsn01.asp.
T.J. Maloney. “Electrónica Industrial Moderna”, Prentice Hall, 1997.
MICROCHIP
PIC16F818/819
Data
Sheet,
http://www.microchip.com/download/lit/pline/picmicro/families/16f8xx/
39598d.pdf.
J.M. Angulo Usategui, S. Romero Yesa e I. Angulo Martínez,
“Microcontroladores PIC: Diseño práctico de aplicaciones”, McGraw
Hill, 2000.
VIII. BIOGRAFÍAS
Miguel Medellín Reyes nació en San Luis Potosí el 13 de noviembre de 1978.
Ingresó a la carrera de Ingeniero Electrónico de la Facultad de Ciencias de la
UASLP en Agosto de 1999, y se encuentra cursando su último semestre de
licenciatura. Sus intereses abarcan instrumentación electrónica, robótica y
electrónica de potencia.
Armando Rodríguez Almendarez nació en San Luis Potosí el 6 de
septiembre de 1980. Ingresó a la carrera de Ingeniero Electrónico de la
Facultad de Ciencias de la UASLP en Agosto de 1998, y se encuentra
actualmente realizando su tesis recepcional (“Control de Velocidad
Retroalimentado para un Motor de Inducción”). Sus intereses abarcan
electrónica de potencia, control de motores, microcontroladores e
instrumentación electrónica.
Daniel U. Campos Delgado nació en San Luis Potosí el 14 de octubre de
1973. En 1996 recibió el título de Ingeniero Electrónico de la UASLP.
Realizó la Maestría (1999) y Doctorado (2001) en Ingeniería Eléctrica en
Louisiana State University A partir de agosto de 2001 es ProfesorInvestigador de la Facultad de Ciencias (UASLP). Desde 1999 es miembro de
la IEEE en las Sociedades de Control y Electrónica Industrial. Sus intereses
abarcan electrónica de potencia, sistemas de control, control robusto, y control
tolerante a fallas.