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Construcción del amplificador de audio con bootstrapping (comentarios)
La consigna fue calcular las 8 resistencias incógnitas, construir la placa del circuito impreso, armar
el amplificador y ensayarlo, completando los valores tabulados y cotejando los resultados medidos
con los calculados.
Siguiendo las indicaciones del punto b, elegí un transformador de 9+9 volts y 300 mA, que
entregaba una tensión continua no regulada de Vi=22,4V. Suponía que con este transformador
alcanzaría la máxima tensión de salida del amplificador sin problemas. No fue así, porque al
entregar la máxima tensión a la carga, la tensión continua se redujo a Vi=14,4V, lo que indica que
la resistencia total Rs es bastante mayor que los 10 ohms supuestos en el punto b), porque con
una corriente continua de 168 mA
≈
corriente eficaz del secundario, la resistencia calculada
resultó mayor a los 40 ohms. (hay que recordar que al calentarse el alambre aumenta su
resistencia).
Con los valores elegidos de R4 y R5, la tensión regulada, con corriente reducida resultó Vcc=14V y
Vcc=12,8V a máxima carga. Para medir la corriente entregada por la fuente intercalé una
resistencia de 1 ohm entre Vcc y el circuito.
La tensión diferencia VE-VS=1,6V sobre el regulador LM317, al ser menor a los 3V requeridos por
el fabricante resultó en una falta de regulación, que se manifestó en un fuerte zumbido del tipo
diente de sierra en Vcc, de valor Vpap=1,5V. Es verdad que en una aplicación típica de este
amplificador de audio, la salida no se mantiene en su valor máximo sino por instantes breves y
para frecuencias bajas, lo que de todos modos limita la potencia de salida a un valor inferior al
esperado. El efecto de la falta de regulación en esta fuente se incrementa a través de la
realimentación que RA produce a la entrada del amplificador, en base de Q4, inyectando zumbido
a la entrada. Una manera frecuente de resolver este problema es separar con una resistencia la
alimentación de la base de Q4 de la del resto del circuito, agregando un capacitor electrolítico a
tierra en la unión de esta resistencia con RA, y recalculando RA. De este modo se filtra el zumbido
que llegaría a la entrada por la fuente. Además podría llegar a usarse una fuente no estabilizada,
más económica.
En síntesis, el valor máximo que obtuve a la salida fue de 8Vpap sin distorsión, lo que en la carga
resulta en una potencia
VˆS 2
Ps 
 1 W.
2 RL
En el cálculo de RA y RB, siguiendo la sugerencia del punto g), adopté un valor de 6V en la unión
de C1-Re, y tomé valores iguales de RA=RB=100 Kohms. Cuando miré en el osciloscopio la tensión
de salida que podía obtener, el recorte se producía primero en el semiciclo negativo, a los 4V, y el
semiciclo positivo alcanzaba los 5V antes de comenzar el clipping. Como, ¿no es que el
bootstrapping viene a extender la tensión de salida por sobre el valor del otro semiciclo? Entonces
¿porque el que recorta es el semiciclo negativo?.
Entonces recurro al simulador, que me confirma los resultados observados, y que la tensión en el
punto C1-Re es de 6V. Como la tensión de fuente es de 14V, se me ocurre que debería aumentar la
tensión de ese punto a un valor mayor a 6V y cercano a los 7V, dando más espacio al semiciclo
negativo. Para conseguirlo, modifico RA a un valor de 68 Kohms y consigo una tensión C1-Re de
cercana a los 7V, con lo que la excursión de tensión a la salida se vuelve simétrica y cercana a los
5V pico (en la simulación). De paso observo en el simulador que con la resistencia Rp=120 ohms
que elegí hay distorsión por cruce, como lo había observado en el osciloscopio. Elevando este
valor a Rp=220 ohms, el simulador me dice que se eliminaría la distorsión por cruce, y la corriente
de reposo de Q1, Q2 quedaría en algo menos de 1 mA, lo que me pareció aceptable.
Con el propósito de mejorar el desempeño del amplificador, traté de llevar estas modificaciones al
circuito, cambiando RA =68 Kohms y Rp=220 ohms. El resultado fue bastante parecido a lo
simulado, porque la tensión que obtuve a la salida ahora fue de Vs=4,32Vpico que representa una
potencia de salida Ps=1,16W sin distorsión, y con una corriente de fuente de 168 mA y una
tensión de fuente Vcc=12,8V da por rendimiento del amplificador

Ps
1,16
1,16

=
Pcc 12,8.0,168
2
 =58%
Un efecto no deseado del cambio de Rp por el valor de 220 ohms fue que los transistores
empezaron a calentarse mucho con la corriente de reposo, o sea sin señal de entrada. La tensión
medida entre bases de Q1 y Q2 era algo mayor a 1V, cuando se esperaba 0,75V, y el valor
resultante de la corriente de reposo no era predecible, aunque el simulador indicaba una corriente
de menos de 1 mA. Este resultado demuestra que la relación Vbe-Ic no es predecible ni siquiera
disponiendo de las curvas del fabricante, y para conocer su valor final habrá que medirla. También
se podía esperar discrepancia porque los transistores usados en el simulador no fueron los del
circuito armado. Para evitar el problema del exceso de disipación en Q1 y Q2 que se produciría al
agregar potencia de salida, cambié la Rp a un valor final de 150 ohms, que redujo la tensión entre
bases de Q1 y Q2 a un valor de 0,9 volts, eliminando la distorsión por cruce y reduciendo al
mínimo la disipación en Q1,2. Finalmente, la corriente de polarización de colector de Q3 quedó en
6,75 mA, la de Q4 en 83 uA y el consumo total de corriente de fuente sin señal en Icc=16 mA.
La simetría en la señal de salida se obtuvo con una tensión Vbe1=0,51V y Vbe2=0,49V, siendo
que en el circuito antes de las modificaciones, eran Vbe1=0,2V y Vbe2=0,47V, que provocaban la
asimetría observada en las primeras medidas, saturando Q2 antes que Q1.
La ganancia de tensión medida resultó Av=10,6, muy cercana a la estimada Av=11.
La tensión en el punto C1-Re quedó en 6,9V. En base de Q4 a tierra Vb=8V
Con respecto al transformador, debería haber elegido uno de 9+9V pero de 500 mA, para que se
mantuviera la regulación en los picos de tensión de salida. Con dicho transformador, posiblemente
la tensión de salida hubiera llegado a los 5V pico o sea una Ps=1,5 W.
El ancho de banda medido entre los puntos de -3db resultó fL=43 Hz, fH= 60 KHz, aunque en altas
frecuencias sobre los 30 KHz, la salida se deforma y no es más sinusoidal sino triangular.
Comentarios y observaciones al presente informe son bienvenidos.
A.P. Laquidara