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DISEÑO DE UN SINTETIZADOR DE FRECUENCIA INTEGRADO PARA
RF (2.4 GHz) EN TECNOLOGÍA CMOS DE 0.35 µm
Angel María Gómez Argüello, João Navarro Soares Jr.
Escola Politécnica da Universidade de São Paulo, Brasil
[email protected], [email protected]
SUMMARY
The implementation of a CMOS Frequency Synthesizer for RF in 2.4 GHz (standar ISM – Industrial, Scientific and
Medicine), using 0.35 µm CMOS technology (four metal levels and two polysilicon levels) is described. The
Synthesizer employs the integer-N architecture and PLL, and is able to select sixteen different frequencies. The blocks
composing the circuit are fully integrated and they include: a voltage controlled oscillator (VCO), a frequency divider,
a phase frequency detector, a pump charge, and a low pass filter. Most of these blocks have design requirements that
should be followed to assure the circuit correct operation. Particularly, the dual-modulus prescaler, one of the most
demanding blocks in terms of speed and power consumption, was implemented using the Extended True Single Phase
Clock Technique, and as result we obtained for this block high operation frequencies with reasonable power
consumptions.
In addition to the blocks descriptions and layouts, details of some system problems were presented and discussed,
as for example: the need of amplifying the VCO output before applying it in the prescaler input to have the correct
operation, the ripple generated in the charge pump that corrupts the VCO control voltage and degrades the phase noise
characteristics, etc.
RESUMEN
La implementación de un Sintetizador de Frecuencia CMOS para RF en 2.4 GHz (estándar ISM – Industrial, Scientific
and Medicine), utilizando tecnología CMOS de 0.35 µm (cuatro niveles de metal y dos niveles de polisilicio) es
descrita. El Sintetizador emplea la arquitectura con PLL tipo integer-N, y es capaz de seleccionar entre 16 diferentes
frecuencias. Los bloques que conforman el circuito son completamente integrados e incluyen: un oscilador controlado
por voltaje (VCO), un divisor de frecuencia, un detector de fase y frecuencia, una bomba de carga, y un filtro pasa
bajos. La mayoría de estos bloques tienen requerimientos de diseño que deben ser seguidos para asegurar la correcta
operación del circuito. Particularmente, el dual-modulus prescaler, uno de los bloques más demandantes en términos
de velocidad y consumo de potencia, fue implementado usando la técnica Extended True Single Phase Clock, y como
resultado se obtuvo para este bloque, frecuencias de operación altas con razonable consumo de potencia.
Además de las descripciones de los bloques y los layouts, detalles de algunos problemas del sistema completo son
presentados y discutidos, como por ejemplo: la necesidad de amplificar la salida del VCO antes de ser aplicadas a la
entrada del prescaler para la correcta operación, el ripple generado en la bomba de carga que corrompe el voltaje de
control del VCO y degrada las características de ruido de fase, etc.
DISEÑO DE UN SINTETIZADOR DE FRECUENCIA INTEGRADO PARA
RF (2.4 GHz) EN TECNOLOGÍA CMOS DE 0.35 µm
Angel María Gómez Argüello, João Navarro
Escola Politécnica da Universidade de São Paulo, Brasil
[email protected], [email protected]
RESUMEN
Este paper describe el diseño de un sintetizador de frecuencia
integrado para Radio Frecuencia (RF) utilizando tecnología CMOS
de 0.35 µm. Este sintetizador está basado en una arquitectura con
Phase-Locked Loop (PLL) tipo integer-N. Fueron implementados
los siguientes bloques: Oscilador Controlado por Voltaje (VCO),
divisor programable de frecuencia, detector de frecuencia y fase
(PFD), bomba de carga e filtro pasa bajos; todos ellos
completamente integrados dentro del circuito integrado (chip). El
sintetizador genera 16 diferentes frecuencias dentro de un rango
ISM (Industrial, Scientific and Medicine) de 2.4 GHz, espaciadas
4.5 MHz (valor definido para la frecuencia del reloj de referencia
del circuito). Utilizando simulaciones realizadas después del postlayout del circuito se obtuvo un ruido de fase de -117 dBc/Hz con
un offset de 1 MHz @ 2.4 GHz. Además de presentar la
implementación del sintetizador de frecuencia, un objetivo
importante de este trabajo es resaltar los problemas que limitan el
desempeño y eficiencia del circuito, y como pueden ser mejorados.
1. INTRODUCCIÓN
Los sistemas de telecomunicación inalámbricos han encontrado
bastante aplicación en los últimos años y su avance se ha acelerado
también. Cada vez es mayor la necesidad de diseñar circuitos que
alcancen altas frecuencias de operación y además de eso, que
operen con exigencias técnicas superiores, como por ejemplo: bajo
consumo de potencia, poca utilización de área del chip y bajos
niveles de ruido.
Sólo hasta hace poco el diseño de circuitos integrados para RF
comenzó a utilizar la tecnología CMOS para su implementación, ya
que ahora es posible proyectar circuitos en CMOS con altas
frecuencias de operación y bajos niveles de ruido. Además su bajo
costo de producción y la posibilidad de implementar funciones
analógicas y digitales en el mismo chip aceleró más su utilización.
Uno de los bloques más importantes para un transceiver
(circuito que desempeña las funciones de transmisor y receptor al
mismo tiempo) es un sintetizador de frecuencia, ya que el genera la
frecuencia base de operación del circuito, con la que operaran todos
los demás bloques del transceiver.
Es poco probable encontrar en la literatura técnica (papers o
libros) información completa sobre algunos detalles específicos
para el diseño de un sintetizador de frecuencia. La información
encontrada es de carácter bastante general o sobre un campo
específico de la implementación (por ejemplo el diseño del VCO,
del divisor de frecuencia, del detector de fase, etc…).
El presente estudio mostrará consideraciones globales así como
particulares cuya implementación requiere especial cuidado para el
buen desempeño de todo el circuito.
2. ESPECIFICACIONES DE DISEÑO
El diseño de un sintetizador de frecuencia para altas frecuencias
presenta un número elevado de dificultades de diseño, ya que cada
bloque integrante del mismo debe ofrecer el mejor desempeño y al
mismo tiempo contribuir lo menos posible con los niveles de ruido
de todo el sistema. Algunos de los requerimientos del sintetizador
proyectado son los siguientes:
2.1. Frecuencia de salida y resolución
Fue escogida una frecuencia de salida nominal dentro del rango
ISM de 2,4 GHz. Con el fin de poder acomodar información como
datos, voz y video se escogió también una frecuencia en el orden de
4 MHz. Esta frecuencia también favorece la posterior prueba del
chip.
2.2. Ruido de fase
En la figura 1 se puede ver la diferencia de espectros entre un
oscilador ideal y un oscilador real. Mientras en un oscilador ideal
se espera tener sólo un impulso en frecuencia, en un oscilador real
el espectro de frecuencia presenta componentes en un rango
continuo alrededor de la frecuencia central. Esto debido a
fluctuaciones aleatorias en las fuentes de oscilación.
La señal deseada puede estar acompañada de una interferencia
grande en un canal adyacente. Cuando las dos señales son
mixturadas con la salida del Oscilador Local (LO), debido al ruido
de fase de este, la señal resultante downconverted consiste de dos
espectros sobrepuestos, con la señal deseada sufriendo de ruido no
despreciable debido al efecto de la interferencia. Esto en el camino
de recepción [ver figura 2 (a)].
Oscilador ideal
Oscilador real
ωc
ωc
ω
ω
Figura 1. Espectro de salida de un oscilador ideal y un
oscilador real.
Este trabajo fue soportado en parte por CNPq y FAPESP, Brasil.
1
(a)
Señal
deseada
RF
fref
Señales downconverted
Oscilador local
Señal
Interferencia
deseada
Interferencia
LO
Señal
transmitida
ω
Señal
deseada
ω1 ω2
Figura 2. Efecto del ruido de fase en los caminos de: (a)
recepción, y (b) transmisión.
3. ASPECTOS TEÓRICOS
Existen diferentes arquitecturas para implementar un sintetizador
de frecuencia [1]. De entre ellas se escogió una arquitectura
comúnmente usada debido a su sencillez de implementación: la
arquitectura tipo integer-N (ver figura 3).
Esta arquitectura se caracteriza por ser un PLL que incorpora en
el lazo de realimentación un divisor N, que divide por un factor
entero la frecuencia de salida del Oscilador Controlado por Voltaje
(VCO), fosc, comparando este valor con la frecuencia de referencia.
De esta forma la separación entre canales será igual a la frecuencia
de referencia.
Este divisor está compuesto de: un contador principal, un
prescaler, un swallow counter y la lógica de control necesaria.
Inicialmente, los dos contadores, el contador principal y el
swallow counter, son cargados con los valores P y S
respectivamente, donde S ≤ P, la señal modulus control es alta, de
tal forma que el prescaler dividirá por (V+1). Los dos contadores
disminuyen su valor por cada ciclo de la salida del prescaler, hasta
que el swallow counter llega a cero, cambiando el valor de la señal
modulus control. El prescaler divide por V hasta que el contador
principal llega a cero también. En este punto los dos contadores son
inicializados nuevamente y el proceso comienza de nuevo. Así, el
prescaler divide por (V+1), S veces, y divide por V, (P-S) veces.
N=VP+S
Prescaler
÷(V+1)/ ÷V
Modulus
Control
÷S
Swallow
Counter
Selección
de canal
(b)
2.3. Tiempo de conmutación
Inicialmente el sintetizador será controlado por medio de 4 datos
digitales introducidos en un contador descendente programable, de
tal forma que es posible obtener 16 diferentes frecuencias. Un
tiempo de conmutación razonable entre cada frecuencia
seleccionada permite utilizar el sintetizador en aplicaciones donde
las conmutaciones de frecuencia sean constantes, de tal forma que
el sintetizador de frecuencia no se convierta en el cuello de botella
de un circuito transceiver. Se estableció un tiempo de conmutación
máximo de 2 ms.
fosc
VCO
Contador
principal
÷P
ω
En el camino de transmisión el efecto es algo diferente [ver
figura 2 (b)]. Suponiendo que un receptor ideal sin ruido tiene que
detectar una señal en ω2, mientras que un transmisor cercano y
potente genera una señal en ω1 con bastante ruido de fase, entonces
la señal deseada será corrompida por el efecto del ruido de fase de
este transmisor.
El sintetizador de frecuencia proyectado corresponde a un
estándar abierto. Se optó por tomar una especificación típica para
el ruido de fase inferior a -110 dBc/Hz a un offset de 1 MHz.
LPF
÷N
IF
ωc
ω
PD
Figura 3. Arquitectura Integer-N.
Por lo tanto, el factor de división total del divisor será: N=(V+1)S
+ V(P-S) = VP + S. Cuando el sintetizador está en estado locked, la
frecuencia de salida del VCO será: fosc=N fref = (VP+S)fref.
De esta forma, la frecuencia de salida del VCO será controlada
por medio del valor programado S en el swallow counter.
4. BLOQUES CONSTITUTIVOS
4.1. Oscilador Controlado por Voltaje (VCO)
Un Oscilador Controlado por Voltaje (VCO) genera una señal
periódica con frecuencia dependiente de un voltaje de control. Los
osciladores más utilizados en aplicaciones de circuitos integrados
con PLLs son el oscilador LC sintonizado y el oscilador en anillo.
El oscilador LC sintonizado ha tenido preferencia en los últimos
años por su mejor desempeño en lo relativo a ruido de fase. Un
esquema del circuito puede verse en la figura 4. Dos inductores son
utilizados en serie en una configuración diferencial. Dos
transistores NMOS, M1 e M2, son acoplados con realimentación
positiva con el fin de proveer resistencia negativa.
La salida del VCO debe ser alimentada después en la entrada del
divisor de frecuencia, que utiliza como primer bloque, un prescaler,
que requiere una amplitud pico a pico de la señal de entrada entre 0
V y el voltaje de alimentación, en este caso 3.3 V. La amplitud de
la señal de salida del VCO es bastante baja, de 0.85 V, y por tanto
es indispensable colocar un buffer amplificador entre la salida del
VCO y la entrada del divisor (prescaler). Aquí se utilizó la solución
presentada en la figura 5, que hace uso de tres buffers inversores
con auto polarización. Estos buffers limitan el desempeño del
circuito ya que consumen una potencia no despreciable (12.9 mW a
VDD
M3
3,1 nH
Ibias=2 mA
M4
Vc
Vout-
Vout+
M1
100/0,35 µm
M2
Figura 4. Esquema del circuito oscilador LC sintonizado.
2
1 MΩ
Salida 500
del
fF
VCO
30/15
20/10
Contador divisor por 4/5
20/10
Entrada
del
divisor
Frecuencia de oscilación (Hz)
Figura 5. Buffer inversor auto polarizado.
D
Q
D-FF
B
D
Q
D-FF
A
C
D
Q
D-FF
clock
2,5G
2,4G
sm
2,4G
div8
2,3G
2,3G
ckn8
D Q
D-FF
C Q
2,2G
2,1G
1,0
1,5
2,0
2,5
3,0
3,5
Voltaje de control (V)
Figura 6. Resultado de la simulación del VCO:
Frecuencia de oscilación vs. Voltaje de control. ELDO
5.6 Modelo MOS BSIM3v3. Parámetros típicos.
2.5 GHz) y además aumentan la carga capacitiva en la salida del
VCO, lo que hace más lento el oscilador y para alcanzar
frecuencias de oscilación grandes tendría que sacrificarse el margen
de voltaje de control, aumentando la influencia de cualquier ruido
sobre el VCO.
El VCO fue implementado en tecnología CMOS de 0.35 µm, y
con base en simulaciones post-layout se obtuvo la curva
Frecuencia vs. Voltaje de Control mostrada en la figura 6. Con
base en esta curva se obtiene la constante de transferencia del VCO
igual a KVCO = 112 MHz/V = 709 Mrad/s.
4.2. Divisor de frecuencia
El tipo de divisor de frecuencia define la arquitectura utilizada para
el sintetizador de frecuencia. Fue explicado en la sección de
aspectos teóricos como funciona el mismo. Considerando que la
frecuencia nominal del sintetizador es de 2.4 GHz y la frecuencia
de referencia está en el orden de los 4 MHz; en este caso los
valores más convenientes para configurar el divisor son:
•
•
•
El prescaler dividirá por 32 o 33 (V=32);
El contador principal tendrá um valor fijo de P=16;
El swallow counter tendrá valores S entre 0 y 15 (así
tendrá 4 bits para seleccionar la frecuencia).
Así con N=VP+S, N variará entre 512 y 527 y:
512Fref ≤Fosc ≤ 527Fref.
4.2.1. Prescaler
El bloque más importante del divisor es el prescaler pues tiene que
trabajar con la frecuencia de operación más alta que es la salida del
VCO. En este caso se utilizó un dual-modulus prescaler (que
divide por 32 o por 33) implementado con la técnica Extended –
True Single Phase Clock (E-TSPC) [2]. La figura 7 muestra el
diagrama esquemático del mismo. Dos partes pueden identificarse
en el diagrama: la primera parte, dentro de la caja sombreada, se
compone de tres D-flip flops (D-FF) sensibles al flanco de bajada y
ckn32
ckn16
2,2G
D Q
D-FF
C Q
D Q
D-FF
C Q
Out
32/33
Figura 7. Diagrama esquemático del Dual-Modulus
Prescaler (divisor por 32/33).
dos puertas lógicas, que forman un contador divisor por 4/5
sincrónico; la otra parte, en la parte inferior de la figura, se
compone de tres D-FFs sensibles al flanco de subida, y forman un
contador divisor por 8 asincrónico. La señal div8, generada por el
contador asincrónico, selecciona si el contador divisor por 4/5
cuenta por 4 (div8 = alto) o por 5 (div8 = bajo). El factor de
división fraccional del prescaler, 32 o 33, es seleccionado de
acuerdo al valor de la señal sm.
Las dimensiones óptimas de los transistores que conforman el
prescaler fueron calculadas y ajustadas por medio de simulación
(ELDO 5.6 Modelo MOS de los transistores: BSIM3v3). La figura
8 muestra el esquema a nivel de transistores del prescaler con las
2.5 1.7 1.4 2.0 2.2 1.7 1.4
2.5
1.0
2.2 1.7 1.4
ckin
ckin
1.0/0.8 3.1
1.01.0/0.8 3.1
2.6
ckin ckin 2.6 1.0
ckin ckin
2.6 1.0
ckin
3.1
1.0/0.8
ckin
ckin
ckassyncr
D
1.0 1.0 3.0
div8
Q
sm
2.0
1.0 1.0 1.0 1.0
1.0 1.0 1.0
1.0 1.0 1.0 1.0
C
Q
1.0
ckn8
1.0
ckn16
D Q
D-FF
C Q
1.0
D Q
D-FF
C Q
ckn32
out
32/33
Figura 8. Esquema a nivel de transistores del prescaler. El ancho
del transistor o, cuando la longitud es diferente de 0.35 µm, la
relación ancho/longitud en µm, es indicada también en la figura.
3
dimensiones de todos los transistores.
fosc
4.2.2. Contador Principal
El contador principal trabaja con un valor fijo, mientras el swallow
counter trabaja con un valor programado. El contador principal fue
implementado por medio de 4 TSPC D-FFs en serie, de forma
análoga a la parte asincrónica del prescaler, y su conteo es de 16
(ver figura 9).
4.2.3. Swallow Counter
Este contador es básicamente un contador descendente
programable, cuyo valor S es cargado inicialmente, y después si
está activa la señal de habilitación, comienza a contar en sentido
descendente. Cuando su valor llega a cero, el swallow counter
puede volver a contar o no desde el valor S, dependiendo del estado
de la señal de habilitación.
Existen diversas arquitecturas para implementar este contador.
Aquí se implementó la arquitectura mostrada en la figura 10 [3]
utilizando TSPC D-FFs convencionales.
4.2.4. Lógica de control
La lógica de control maneja las diferentes señales en el momento
exacto de tal forma que el divisor funcione como es esperado. El
control usado en este trabajo consiste básicamente de un
multiplexor y una puerta lógica OR de 4 entradas (ver figura 11).
El funcionamiento de la lógica de control es el siguiente:
comenzando el análisis por la salida del swallow counter, si en el
primer ciclo de reloj todas sus salidas son cero, entonces la salida
de la puerta OR será también cero. Como resultado, /lo=“low”, el
swallow counter es inicializado con los valores (IA … ID), e
inmediatamente la salida de la puerta OR es forzada a un valor
Fin
D Q
D Q
D Q
D Q
D-FF
D-FF
D-FF
D-FF
C Q
C Q
C Q
C Q
Fin /8
Fin /16
Fin /4
Fin /2
fout
out Contador
Principal
VCO
Prescaler sm
32/33
out32/33
outMux
swallow counter
mux
ck QA
/lo Q
B
IA
Dato
QC
I
B
“S”
QD
IC
ID
Figura 11. Esquema de la lógica de control.
“alto”. El proceso de inicialización es interrumpido. Con
sm=/lo=”alto”, el prescaler dividirá por 33. El swallow counter
recibirá como reloj los pulsos provenientes de la salida del
prescaler (por medio del multiplexor mux). Cuando el swallow
counter alcanza el valor cero, sm=/lo=”0”, el prescaler dividirá
por 32, y el reloj del swallow counter será la salida del contador
principal que aún está en cero. En este momento, el swallow
counter tiene la señal /lo=”0”, y está esperando el pulso de salida
del contador principal para inicializarse con el dato (IA … ID) y
comenzar el conteo de nuevo.
En la figura 12, el layout de todo el divisor es presentado. Fue
agrupado el contador asincrónico del prescaler, el contador
principal, el swallow counter y la lógica de control lo más cerca
posible para evitar demoras en los caminos de las señales (parte
derecha de la figura). El contador sincrónico esta aislado en la parte
izquierda, rodeado de un anillo de guarda para reducir el ruído de
conmutación introducido en el substrato.
La simulación de la lógica de control es mostrada en la figura
13. Los datos programados en el swallow counter usando las
Figura 9. Contador Principal.
clock
/load
IA
Figura 12. Layout del divisor completo (arquitectura Integer-N).
DQ
QA
4
2
0
DQ
QB
volts
IB
IC
DQ
QC
0,0
100,0n
200,0n
300,0n
400,0n
500,0n
600,0n
4
2
0
0,0
100,0n
200,0n
300,0n
400,0n
500,0n
600,0n
4
2
0
0,0
100,0n
200,0n
300,0n
400,0n
500,0n
600,0n
4
2
0
0,0
100,0n
200,0n
300,0n
400,0n
500,0n
600,0n
4
2
0
0,0
100,0n
200,0n
300,0n
400,0n
500,0n
600,0n
0,0
100,0n
200,0n
300,0n
400,0n
500,0n
600,0n
0,0
100,0n
200,0n
300,0n
400,0n
500,0n
600,0n
0,0
100,0n
200,0n
300,0n
400,0n
500,0n
600,0n
4
2
0
ID
DQ
QD
ckout32
4
2
0
4
2
0
out
outmux
sm
Qa
Qb
Qc
Qd
t (sec)
Figura 10. Esquema del Swallow Counter.
Figura 13. Simulación de las señales de la lógica de control.
ELDO 5.6, modelo del transistor BSIM3v3, parámetros típicos.
4
entradas IA a ID fueron: IA=”alto”, IB=”alto”, IC=”alto” and
ID=”bajo”. Con estos datos S=7 y N=519.
4.3. Detector de fase y frecuencia
La diferencia de fase entre la señal de referencia y la salida del
oscilador después de pasar por el divisor es detectada en un circuito
detector de fase y frecuencia, PFD. Tal diferencia de fase es
convertida en corriente o voltaje para controlar el VCO. Existen
diversas configuraciones para realizar esta labor [4]. Dentro de
ellas la más popular es la configuración mostrada en la figura 14
(a), cuyo funcionamiento es de la siguiente forma:
El PFD tiene dos salidas, Up e Dn, que abren o cierran las dos
fuentes de corriente de la bomba de carga. Hay cuatro posibles
estados de funcionamiento: en el primer estado, una señal activa en
Up origina que la fuente de corriente superior sea activada,
resultando una corriente de salida Ic positiva. Esta corriente causa
que el voltaje de salida C crezca. Este es el estado de pump-up. En
el segundo estado, una señal activa en Dn origina que la fuente de
corriente inferior sea activada, resultando una corriente de salida Ic
negativa. Esta corriente causa que el voltaje de salida C disminuya.
Este es el estado de pump-down. El tercer posible estado de la
bomba de carga es aquel donde ninguna de las señales Up o Dn
está activa. La corriente de salida es cero y el nodo C es un nodo de
alta impedancia. El cuarto estado, aquel con las dos fuentes de
(a)
1
Ref
Div
1
VDD
Q
D
D-FF
CLK
R
reset
Up
I
R
CLK
D-FF
Q
D
C
Zlf
I
Dn
T
τ
(b)
IC
Ref
Div
IC
(c)
Valor
medio de
C
-1 -0.5
0
0.5
1
τ /T
corriente activas, nunca sucede debido a un mecanismo de reset. La
corriente de salida es convertida a voltaje en la impedancia Zlf .
El principio de operación del PFD es mostrado es la figura 14
(b). Un flanco de subida del pulso de referencia origina que la señal
Up sea activada y con eso la tensión de salida comience a
aumentar; similarmente, un flanco de subida del pulso del divisor
de loop origina que la sinal Dn sea activada y con eso la tensión de
salida comience a disminuir. Cuando las dos señales, Up e Dn,
están simultáneamente activadas, una puerta AND origina que estas
señales sean desactivadas (reset del PFD) La salida media del
voltaje en función de la fase es mostrada en la figura 14 (c). El
rango de trabajo linear es de 720o.
El problema mas importante de este circuito tiene relación com
la llamada “zona muerta”, que ocurre cerca del error de fase cero
[5], [6]. Si los dos pulsos, el de referencia y el del divisor, aparecen
en instantes próximos (diferencia de fase pequeña) el reset del PDF
puede ser activado sin que ninguna de las fuentes de corriente haya
conducido (dependiendo de los atrasos del circuito), lo que dejará
la salida C en alta impedancia. Con eso, valores pequeños del error
de fase no serán nunca corregidos. La característica del PFD tiene
realmente una respuesta plana, una “zona muerta”, cerca de la
diferencia de fase cero (ver figura 15). El PLL estará ahí
efectivamente abierto, y el espectro de salida se modificará por lo
tanto.
Este fenómeno es solucionado de diversas formas [5], [6]. Una
solución simple es la de no permitir el reset antes que un pulso de
un ancho mínimo sea aplicado a la bomba de carga. De esta forma,
aún si no hay una diferencia de fase entre las dos entradas del PFD,
las dos salidas Up e Dn estarán activas durante un intervalo corto
de tiempo [4].
Una forma bastante utilizada de implementar este PFD es con la
arquitectura común y de bastante complejidad presentada en la
figura 16 [7]. Esta configuración, sin embargo, tiene algunos
problemas como una zona muerta grande. También, si este circuito
trabaja a frecuencias no tan bajas, se presenta un consumo de
potencia inevitable debido a que los nodos internos del PFD no son
completamente llevados a estado pull up o pull down. Además de
esto, el alto número de transistores necesarios para su
implementación puede introducir ruido de fase dentro del circuito
sintetizador completo, lo que se pretende evitar desde el principio.
En este trabajo se utilizó una estructura para el PFD que hace
uso de un número menor de transistores y está optimizada para
trabajar a frecuencias de operación mayores y con menor consumo
de potencia [5]. Este circuito está basado en una estructura TSPC
[8] modificada con Flip-Flops tipo D edge triggered, cuya
R
(señal)
Up
Figura 14. (a) Detector de Frecuencia y Fase, (b)
Operación, (c) Característica de Transferencia.
Valor
medio de
C
“zona muerta”
(longitud
exagerada)
-1 -0.5
0
0.5
1
τ /T
Figura 15. Característica de Transferencia del PFD con
“zona muerta”.
Dn
V
(VCO)
Figura 16. Detector de Fase y Frecuencia
convencional
5
detección de error de fase y frecuencia no está limitada (ver figura
17). Este flip-flop funciona de la siguiente forma: cuando las
señales de reset y de entrada del reloj son bajas, el nodo A está
conectado a VDD a través de m1 y mr1. En el flanco de subida de
la señal de reloj, el nodo B está conectado a tierra a través de m3 y
m4. Mientras el nodo A esté cargado a VDD, se previene que el
nodo B sea pulled up a través de m2, y por tanto no tiene influencia
una señal diferente de reloj de flanco de subida. Cuando se aplica la
señal de reset, el nodo A se desconecta de VDD en mr1, y se
conecta a tierra a través de mr2. Así que el nodo A es descargado,
el nodo B es pulled up a través de m2.
El circuito fue implementado utilizando tecnología CMOS de
0.35 µm (ver layout en la figura 18). En la mitad derecha de la
figura se observan los dos flip-flops D, el flip-flop inferior recibe la
señal del reloj de referencia, y el flip-flop superior recibe la señal
de la salida del divisor de frecuencia. Posteriormente las salidas de
los flip-flops son llevadas a una puerta AND (parte izquierda de la
figura) que se encarga de generar la salida de reset.
En la figura 19 (a) se puede observar los resultados de la
simulación post-layout del circuito detector de fase y frecuencia.
Fue colocado un buffer inversor en la entrada de cada flip-flop con
el fin de mejorar las señales de entrada hacia el PFD. En la figura
19 (b) se presenta un detalle de la demora existente entre la orden
de reset, debida a la aparición simultánea de las señales up y dn
provenientes del PFD, y la generación del reset propiamente dicho.
Esta demora, en este caso de 275 ps, tiene como fin aliviar el
problema de la “zona muerta” inherente a este circuito, como ya
fue explicado anteriormente.
(a)
(b)
3,5
3,0
dn
reset
2,5
4.1.1. Entrada Clock de referencia
Existen diferentes estándares para definir el ancho del canal para
las diferentes bandas de transmisión o recepción en un sistema RF
(ver tabla 1). Tal ancho de canal influye en la magnitud de la
frecuencia de referencia dependiendo de la arquitectura
volt
2,0
1,0
0,5
0,0
-0,5
ck
ck
m1
m2
mr1
in
mr2
m3
1.0/1.5 3.0/1.0
m2 5.0/0.35
ck
m7
m1
B
out
out
mr1 m3
1.0/1.0
1.0/1.5
m6
Reset
A
m4
ck ck m5
m4
1.0/0.35
mr2 1.0/1.5
4.0/0.35
Figura 17. (a) Flip Flop Svenson Original, (b)
Esquema del circuito Flip-Flop-D modificado para el
detector de fase y frecuencia.
Figura 18. Layout del circuito detector de fase y
frecuencia.
275ps
1,5
752,5n
753,0n
753,5n
754,0n
754,5n
755,0n
t (sec)
Figura 19. (a) Simulación post-layout del PFD, (b)
Detalle de la demora entre la aparición simultânea de up
y dn y la generación de la señal de reset (solo se muestra
dn por claridad).
seleccionada para el sintetizador de frecuencia [1]. Para la
arquitectura integer-N la magnitud del ancho del canal es igual a la
magnitud de la frecuencia de referencia.
Tabla 1. Bandas de Frecuencias y anchos de banda para
diferentes estándares de RF.
Estándar
Banda TX
Banda RX
Ancho del
canal BW
IS-54
824-849 MHz
869-894 MHz
30 KHz
IS-95
824-849 MHz
869-894 MHz
1.25 MHz
GSM
890-915 MHz
935-960 MHz
200 KHz
DECT
1.88-1.9 GHz
1.88-1.9 GHz
1.728 MHz
6
En este proyecto se optó por trabajar dentro del sistema ISM
(Industrial, Scientific and Medicine) que es un sistema abierto
dentro de cierto rango de frecuencias. Se trabajó en la frecuencia
nominal de 2.4 GHz y se usó una frecuencia entre 4 y 4.5 MHz
para la separación de canales, pensando en poder transmitir datos,
audio o video; además con una frecuencia mayor el PLL es más
estable y tiene menos problemas de ruido de fase [4].
4.2. Bomba de carga y filtro pasa bajos
En el numeral anterior se explicó junto con el PFD, el
funcionamiento de la bomba de carga (ver figura 4). Gardner
analizó en su paper clásico de 1980 [9] este circuito típico de
bomba de carga, identificando características sobresalientes y
proporcionando ecuaciones y gráficas para el diseño del mismo.
Después de varios años de su utilización diversos problemas han
sido estudiados y diversas soluciones han sido presentadas. Aquí se
mostrará una solución propia para diseñar esta bomba de carga.
El correcto diseño de la bomba de carga y el filtro pasa bajos
está bastante influenciado por el comportamiento general de todo el
sintetizador de frecuencia y por eso se hace necesario entender el
modelo lineal del mismo (considerando correcto usar el modelo
lineal cuando el PLL esté en estado locked) (ver figura 20).
La función de transferencia del sintetizador, H(s), es igual a:
H (s) =
θ out ( s)
θ ref ( s)
=
K PD KVCO F ( s )
K K
F (s)
s + PD VCO
N
Cuando se hace uso de la bomba de carga el filtro comúnmente
usado para el loop está formado por un resistor y un condensador
en serie, obteniendo la configuración mostrada en la figura 21. Es
posible demostrar que la constante KPD de la bomba de carga [9] es
igual a KPD =I/(2π) amp/rad, remplazando este valor y la función de
transferencia del filtro RC se obtiene la siguiente función de
transferencia:
Filtro
del loop
Detector de fase
θref
+
Σ
θe
F(s)
KPD
θfb
vc
VCO
KVCO/s
θout
1/N
Divisor del loop
Figura 20. Modelo lineal del sintetizador de frecuencia.
VDD
I
Up
x(t)
PFD
Dn
IC
CP
I
VCO
y(t)
R
1/N
Figura 21. Sintetizador de frecuencia com bomba de carga.
I
( RCP s + 1) KVCO
2π C P
H ( s) =
I 1
I
1
s2 +
KVCO Rs +
KVCO
2π N
2π C P N
De donde la frecuencia natural del circuito es igual a:
ωn =
KVCO
I
2π C P N
(1)
(independiente del valor de R), con un factor de amortiguamiento
dado por:
R IC P KVCO ω n RC P
(2)
=
N
2 2π
2
Normalmente se escoge el factor de amortiguamiento, ζ, igual a 0,7
por cuestiones de estabilidad del loop [10]. Gardner también derivó
un límite de estabilidad, haciendo análisis de tiempo discreto, lo
que implica un valor máximo para ωn. En proyectos típicos, el
ancho de banda del loop es fijado en un décimo de la frecuencia de
entrada para garantizar estabilidad [11]. El ancho de banda del loop
anterior, puede ser encontrado y tiene la siguiente forma [12]:
ζ =
ω 3dB = ω n 2ζ 2 + 1 + ( 2ζ 2 + 1) 2 + 1 


1
2
(3)
La interacción debida a la conmutación entre la bomba de
carga y el filtro del loop causa una gran cantidad de ripple en el
voltaje de control del VCO. Este ripple puede ser suprimido
agregando un pequeño condensador C2 en paralelo con el filtro
del loop. La adición de este condensador C2 agrega otro polo a la
función de transferencia y convierte el sistema en un sistema de
tercer orden. Por otro lado si el condensador es pequeño lo
suficiente (C2 < 0,1 CP) el sistema puede continuar siendo
analizado como un sistema de segundo orden [13].
El valor de este condensador C2 se obtiene de la capacitancia
presente en la entrada de control del VCO: capacitancias
parásitas presentes en las líneas de metal, de la capacitancia de
pozo y de la capacitancia de los varactores. De los datos del
layout se obtiene que C2=1.9 pF.
Tomando ωref = 4.5 MHz, entonces, el ancho de banda del
PLL será por recomendación: ω3 dB = ωref / 10 = 4.5 MHz/10 =
0.45 MHz = 2.8274 Mrad/s. De la ecuación (3), reemplazando ζ
por 0.7 se obtiene ωn = 1372.5 Krad/s. En el numeral 4.2 se
encontró que el factor de división N varía entre 512 y 528; se
utilizó una media de este valor N = √(512*528) = 520. El valor
del condensador CP se escoge 10 veces mayor que el valor de C2,
y así CP=19 pF. También en el numeral 4.1 se encontró
KVCO=709 Mrad/s. Usando ecuación (1) se obtiene la corriente
necesaria en la bomba de carga como I=165 µA. Finalmente de
la ecuación (2) se obtiene R=103 KΩ.
Con estos valores se consigue la bomba de carga básica
mostrada en la figura 22. Sin embargo, después de
implementarse este circuito se encontraron diversos problemas
ya bastante documentados en la literatura [14], [15], [16].
•
Cuando los dos interruptores (transistores m1 y m2) están en
estado “off” (up y dn en estado “bajo”) hay fugas de
corriente entrando y saliendo del nodo de control. Las dos
corrientes pueden no ser iguales resultando en una carga
neta saliendo o entrando del filtro.
•
Cuando ambos interruptores están en estado “on” el efecto
es parecido al anterior.
7
VDD
VDD
m1
235/2
up
m2
235/2
A
m3
10.0/1.0
m7
67/2
m6
m4
B
CP
m5
R
20.0/0.4
20.0/0.4
VC1
VREF
C2
10.0/1.0
67/2
67/2
120.0/1.0
Vc
165 µA
dn
10.0/1.0
10.0/1.0
10.0/1.0
15 µA
Figura 22. Esquema de la bomba de carga
básica. Dimensiones de los transistores en µm.
•
Existe un desbalance dinámico cuando los interruptores
tienen diferentes tiempos de conmutación para abrir o cerrar
las fuentes de corriente.
•
Nuevamente cuando los dos interruptores están “off”, el
voltaje de control VC está flotando. Aunque el voltaje de
control no varía, el voltaje en el nodo A es “pulled up” a
VDD y el voltaje en el nodo B es “pulled down” a VSS.
Los fenómenos anteriores causan discontinuidades en el
voltaje de control que aumentan los problemas de ruido de fase
del oscilador así como originan tonos “espurios” que modifican
el espectro de salida del VCO. Estos problemas fueron
disminuidos con la arquitectura implementada mostrada en la
figura 23, de la siguiente forma:
Cuando las fuentes de corriente son conmutadas durante el
estado “off” su corriente es llevada a un voltaje de referencia
VREF, por medio de un amplificador operacional cuya
implementación se observa en la figura 24. De esta forma se
disminuye el valor de los saltos de voltaje cada vez que ocurre el
estado “off” evitando que el valor de voltaje de los nodos A o B
se aleje del valor del voltaje de control. Fue necesario entonces
colocar otra sección de switches del lado izquierdo para esta
función.
Cada switch es implementado por medio de la señal up o dn
necesaria y su complemento, para disminuir problemas de
inyección de cargas hacia y desde el nodo de voltaje de control.
VDD
m2
m1
235/2
165
µA
up2
235/2
nup2
A
up2
ω
up
m3
nup2
nup
VREF
ndn2
m7
67/2
67/2
dn
dn2 m4
B
m5
m6
67/2
dn2
ndn
VC1
R2
Figura 24. Esquema del amplificador operacional.
Dimensiones de los transistores en µm.
Por medio de simulaciones se encontró que debido a las
diferencias en los tiempos de conmutación se presentaban
algunos problemas de saltos de voltaje si se utilizaban las mismas
señales up y dn en las dos secciones de switches, por tal razón las
señales de los switches de la sección izquierda presentan una
demora con respecto a las señales de la sección derecha.
Finalmente, con el fin de atenuar aún más la presencia de
“espurios” que inevitablemente pasan hacia la tensión de control,
se agregó un polo adicional pasa bajos al filtro del loop. Este
filtro adicional está siendo más utilizado en aplicaciones
exigentes de sintetizadores de frecuencia para estándares de
telefonía celular digital TDMA, como por ejemplo GSM, PDC,
PHS o IS-54 [17]. Este polo adicional debe ser más bajo que la
frecuencia de referencia, con el fin de atenuar los “espurios”, y 5
veces más grande que el ancho de banda del loop con el fin de
evitar inestabilidad. Normalmente se escoge el valor del
producto de R2 y C3, como al menos un décimo del producto de
CP y R [18]. Aquí se escogió R2=103 KΩ y C3=1.9 pF.
5. RESULTADOS DE SIMULACIÓN GENERALES
Tiempo de
conmutación:
20 µs.
VC
CP
R
C2
C3
ndn2
Figura 23. Esquema de la bomba de carga mejorada.
Dimensiones de los transistores en µm.
Figura 25. Simulación de la respuesta del voltaje de control
contra el tiempo, para medir el tiempo de conmutación del
sintetizador de frecuencia. ELDO 5.6 Modelo MOS
BSIM3v3. Parámetros típicos.
8
[3] G. Reehal, “A Digital Frequency Synthesizer Using Phase
Locked Loop Technique”, Tesis (Maestría), The Ohio State
University, 1998.
Ruido de Fase (dBc/Hz)
0
-20
-40
-60
-80
-100
-117 dBc/Hz @ 1M Hz
-120
-140
-160
100
1k
10k
100k
1M
10M
100M
Offset (Hz)
Figura 26. Simulación de ruído de fase del sintetizador de
frecuencia para 2.4 GHz: -117 dBc/Hz @ 1 MHz. ELDO
5.6 Modelo MOS BSIM3v3. Parámetros típicos.
Todo el sintetizador fue diseñado, realizándose su layout para un
proceso AMS CMOS de 0.35 µm (C35B4/CSI). Se obtuvo un
tiempo de conmutación para que el voltaje de control se
estabilice en el valor deseado de 20 µs, muy por debajo de los 20
ms de la especificación (figura 25). Igualmente la simulación del
ruido de fase arrojó un ruido de -117 dBc/Hz a un offset de
1MHz, para una frecuencia de oscilación de 2.4 GHz del
oscilador, también por debajo de -110 dBc/Hz de la
especificación (figura 26).
El circuito consume una potencia total de 120 mW,
distribuidos así:
•
VCO con buffer para amplificación de señal al divisor: 95
mW.
•
Divisor de frecuencia: 7 mW.
•
PFD más bomba de carga más filtro: 18 mW.
Finalmente el área total del circuito, incluyendo pads externos
fue de: 1450 µm x 1145 µm.
6. CONCLUSIONES
Fue implementado un sintetizador de frecuencia completamente
integrado para 2.4 GHz, en tecnología CMOS de 0.35 µm. Se
mostró el proyecto de un divisor de frecuencia utilizando dualmodulus prescaler, de un detector de frecuencia y fase, asi como
la bomba de carga junto con el filtro pasa bajos. También se usó
un oscilador LC para el VCO. Cada bloque del diseño de este
circuito demanda criterios de diseño específico, más que deben
tener en cuenta el desempeño global de todo el conjunto. Dentro
de este trabajo se presentó una forma de obtener este objetivo,
resaltando algunos problemas que hacen que sea difícil obtener
las especificaciones buscadas de antemano.
7. REFERENCIAS
[1] B. Razavi, “Challenges in the Design of Frequency
Synthesizers for Wireless Applications”, Custom Integrated
Circuits Conference, IEEE 1997.
[4] J. Cranickx; M. Steyaert, “Wireless CMOS Frequency
Synthesizer Design”, Boston, Kluwer Academic Publishers,
1998.
[5] W. Lee; et al. “A High-Speed, Low-Power Phase Frequency
Detector and Charge-Pump Circuits for High Frequency
Phase-Locked Loops”, IEICE Trans. Fundamentals, Vol.
E82-A, No. 11, Nov. 1999.
[6] O. Chen; R. Sheen, “A Power-Efficient Wide-Range PhaseLocked Loop”, IEEE Journal of Solid-State Circuits. Vol. 37,
No. 1, Jan. 2002.
[7] R. E. Best, “Phase-Locked Loops: Design, Simulation, and
Applications, 4th Edition”, New York, McGraw-Hill, 1999.
[8] I. Karlsson; C. Svensson, “A True Single-Phase-Clock
Dynamic CMOS Circuit Technique”, IEEE Journal of SolidState Circuits, Vol. SC-22, No. 5, Oct. 1987.
[9] F. M. Gardner, “Charge-Pump Phase-Lock Loops”, IEEE
Transactions on Communications, Vol. COM-28, No. 11,
Nov. 1980.
[10] K. Ogata, “Modern Control Engineering”, New Jersey,
Prentice Hall International, 1970.
[11] B. Razavi, “RF Microelectronics”, New Jersey, Prentice
Hall, 1998.
[12] U. L. Rohde, “Microwave and Wireless Synthesizers:
Theory and Design”, New York, John Wiley & Sons, 1997.
[13] R. J. Baker; H.W. Li; D. Boyce, “CMOS: Circuit Design,
Layout and Simulation”, New Jersey, IEEE Press,
Piscataway, 1998.
[14] W. Rhee, “Design of High-Performance CMOS Charge
Pumps in Phase-Locked Loops”, IEEE International
Symposium on Circuits and Systems (ISCAS), may 1999.
Vol. 2, p. 545 – 548.
[15] R.C. Chang; L. Kuo, “A New Low-Voltage Charge Pump
Circuit for PLL”, IEEE International Symposium on Circuits
and Systems (ISCAS), may 2000. p. 701 – 704.
[16] E. Juárez, A. Diaz, “A Novel CMOS Charge-Pump Circuit
with Positive Feedback for PLL Applications”, The 8th IEEE
International Conference on Electronics, Circuits and
Systems. ICECS, sep 2001. Vol 1. p. 349 – 352.
[17] “An Analysis and Performance Evaluation of a Passive
Filter Design Technique for Charge Pump PLL’s”, National
Semiconductor Application Note 1001 July 2001.
[18] “Design Loop Filters for PLL Frequency Synthesizers”,
Microwaves & RF, Sep. 1999.
[2] J. Navarro; W. Van Noije, “A 1.6-GHz Dual Modulus
Prescaler Using the Extended True-Single-Phase-Clock
CMOS Circuit Technique (E-TSPC)”, IEEE Journal of SolidState Circuits. Vol. 34, No. 1, Jan 1999.
9