Download transistores - IES Pare Arques de Cocentaina

·TRANSISTORES·
-Definición.
·Transistor: Dispositivo semiconductor activo que tiene tres o más electrodos. Los tres
electrodos principales son emisor, colector y base. La conducción se realiza por medio de
electrones y huecos. El germanio y el sicilio son los materiales más frecuentemente utilizados
para elementos semiconductores. Los transistores pueden efectuar prácticamente todas las
funciones de los tubos electrónicos, incluyendo la ampliación y la rectificación. A continuación
vamos a observar algunos tipos de transistores:
1.
El transistor de unión bipolar (BJT).
2.1 Introducción al BJT y principios de construcción.
2.2 Configuración de base común.
2.3 Configuración de emisor común.
2.4 Configuración de colector común.
2.5 Límites de operación del transistor.
2.6 Hoja de especificaciones del transistor.
2.
Polarización de CD del BJT.
3.1 Punto de operación o punto Quiescente.
3.2 Circuito de polarización fija.
3.3 Circuito de polarización estabilizada de emisor.
3.4 Polarización con divisor de voltaje.
3.5 Diversas configuraciones de polarización.
3.6 Conmutación con transistores.
3.7 El transistor PNP
3.
Modelado del transistor BJT.
4.1 Amplificador en el dominio de CA.
4.2 Modelado del transistor BJT.
4.3 Parámetros importantes: Zi, Zo, Av, Ai, Vi, Vo, Ii, Io. (Redes de
dos puertos).
4.4 El modelo re del transistor.
4.5 El modelo equivalente híbrido.
4.
Análisis de pequeña señal del BJT.
5.1 Polarización por divisor de voltaje.
5.2 Configuración de polarización de emisor para emisor común.
5.3 Configuración de emisor seguidor.
Apéndice al capítulo 5
5.
Transistor de efecto de campo (FET).
6.1 Introducción al transistor de efecto de campo.
6.2 Construcción y características de los JFET.
6.3 Características de transferencia.
6. Polarización de CD del FET.
7.1 Configuración de polarización fija.
7.2 Configuración de autopolarización.
2.1 Introducción al BJT y principios de
construcción.
Durante el periodo 1904-1947, el tubo de vacío fue sin duda el dispositivo
electrónico de interés y desarrollo. En 1904, el diodo de tubo de vacío fue
introducido por J. A. Fleming. Poco después, en 1906, Lee, De Forest agregó
un tercer elemento, denominado rejilla de control, al tubo de vacío, lo que
originó el primer amplificador: el triodo. En los años siguientes, la radio y la
televisión brindaron un gran impulso a la industria de tubos electrónicos. La
producción aumentó de cerca de 1 millón de tubos en 1922 hasta
aproximadamente 100 millones en 1937. A principios de la década de los
treinta el tétrodo de cuatro elementos y el péntodo de cinco elementos se
distinguieron en la industria de tubos electrónicos. Durante los años
subsecuentes, la industria se convirtió en una de primera importancia y se
lograron avances rápidos en el diseño, las técnicas de manufactura, las
aplicaciones de alta potencia y alta frecuencia y la miniaturización.
Sin embargo, el 23 de diciembre de 1947 la industria electrónica atestiguó el
advenimiento de una dirección de interés y desarrollo completamente nueva.
Fue en el transcurso de la tarde de ese día que Walter H. Brattain y John
Bardeen demostraron el efecto amplificador del primer transistor en los Bell
Telephone Laboratorios. El transistor original (un transistor de punto de
contacto) se muestra en la figura 3.1. De inmediato, las ventajas de este
dispositivo de estado sólido de tres terminales sobre el tubo electrónico fueron
evidentes: era más pequeño y ligero; no tenía requerimientos de filamentos o
pérdidas térmicas; ofrecía una construcción de mayor resistencia y resultaba
más eficiente porque el propio dispositivo absorbía menos potencia;
instantáneamente estaba listo para utilizarse, sin requerir un periodo de
calentamiento; además, eran posibles voltajes de operación más bajos.
Obsérvese en la presentación anterior que este capítulo es nuestro primer
estudio de dispositivos con tres o más terminales. El lector descubrirá que
todos los amplificadores (dispositivos que incrementan el nivel de voltaje,
corriente o potencia) tendrán al menos tres terminales con una de ellas
controlando el flujo entre las otras dos.
Figura 3.1 El primer transistor.
CONSTRUCCION DEL TRANSISTOR
El transistor es un dispositivo semiconductor de tres capas, compuesto ya sea
de dos capas de material tipo n y una de tipo p o dos capas de material tipo p y
una de tipo n. El primero se denomina transistor npn, en tanto que el último
recibe el nombre de transistor pnp. Ambos se muestran en la figura 3.2 con la
polarización de cd adecuada. En el capítulo 3 encontraremos que la
polarización de cd es necesaria para establecer una región de operación
apropiada para la amplificación de ca. Las capas exteriores del transistor son
materiales semiconductores con altos niveles de dopado, y que tienen anchos
mucho mayores que los correspondientes al material emparedado de tipo p o
n. En los transistores que se muestran en la figura 3.2, la relación entre el
ancho total y el de la capa central es de 0.150/0.001 = 150:1. El dopado de la
capa emparedada es también considerablemente menor que el de las capas
exteriores (por lo general de 10:1 o menos). Este menor nivel de dopado
reduce la conductividad (incrementa la resistencia) de este material al limitar
el número de portadores "libres".
En la polarización que se muestra en la figura 3.2, las terminales se han
indicado mediante letras mayúsculas, E para el emisor, C para el colector y B
para la base. Una justificación respecto a la elección de esta notación se
presentará cuando estudiemos la operación básica del transistor. La
abreviatura BJT (bipolar junction transistor = transistor de unión bipolar) se
aplica a menudo a este dispositivo de tres terminales. El término bipolar
refleja el hecho de que los electrones y los huecos participan en el proceso de
inyección en el material polarizado opuestamente. Si sólo uno de los
portadores se emplea (electrón o hueco), se considera que el dispositivo es
unipolar.
Figura 3.2 Tipos de transistores: (a) pnp; (b) npn.
OPERACION DEL TRANSISTOR
La operación básica del transistor se describirá ahora empleando el transistor
pnp de la figura 3.2a. La operación del transistor npn es exactamente igual si
se intercambian los papeles que desempeñan los electrones y los huecos. En la
figura 3.3 se ha redibujado el transistor pnp sin la polarización base a colector.
Nótense las similitudes entre esta situación y la del diodo polarizado
directamente en el capítulo 1. El ancho de la región de agotamiento se ha
reducido debido a la polarización aplicada, lo que produce un denso flujo de
portadores mayoritarios del material tipo p al tipo n.
Figura 3.3 Unión polarizada directamente de un transistor pnp.
Eliminaremos ahora la polarización base a emisor del transistor pnp de la
figura 3.2a como se indica en la figura 3.4. Recuérdese que el flujo de
portadores mayoritarios es cero, por lo que sólo se presenta un flujo de
portadores minoritarios, como se ilustra en la figura 3.4. En resumen, por
tanto:
Una unión p-n de un transistor está polarizada inversamente, en tanto que la
otra presenta polarización directa.
En la figura 3.5 ambos potenciales de polarización se han aplicado a un
transistor pnp, con un flujo de portadores mayoritario y minoritario que se
indica. En la figura 3.5 nótense los anchos de las regiones de agotamiento, que
indican con toda claridad qué unión está polarizada directamente y cuál
inversamente. Como se indica en la figura 3.5, un gran número de portadores
mayoritarios se difundirán a través de la unión p~n polarizada directamente
dentro del material tipo n. La pregunta es entonces si estos portadores
contribuirán en forma directa a la corriente de base IB o pasarán directamente
hacia el material tipo p. Puesto que el material tipo n emparedado es
sumamente delgado y tiene una baja conductividad, un número muy pequeño
de estos portadores seguirá la trayectoria de alta resistencia hacia la terminal
de la base. La magnitud de la corriente de base es por lo general del orden de
microamperes en comparación con los miliamperes de las corrientes del
emisor y del colector. El mayor número de estos portadores mayoritarios se
difundirá a través de la unión polarizada inversamente dentro del material tipo
p conectado a la terminal del colector, como se indica en la figura 3.5. La
causa de la relativa facilidad con la que los portadores mayoritarios pueden
cruzar la unión polarizada inversamente puede comprenderse si consideramos
que para el diodo polarizado en forma inversa, los portadores mayoritarios
inyectados aparecerán como portadores minoritarios en el material tipo n. En
otras palabras, ha habido una inyección de portadores minoritarios al interior
del material de la región base de tipo n. Combinando esto con el hecho de que
todos los portadores minoritarios, en la región de agotamiento cruzarán la
unión polarizada inversamente, se explica el flujo que se indica en la figura
3.5.
Figura 3.4 Unión polarizada inversamente de un transistor pnp.
Figura 3.5 Flujo de portadores mayoritarios y minoritarios de un transistor pnp.
Aplicando la ley de corriente de Kirchhoff al transistor de la figura 3.5 como
si fuera un solo nodo, obtenemos
IE = IC + I B
y descubrimos que la corriente en el emisor es la suma de las corrientes en el
colector y la base, Sin embargo, la corriente en el colector está formada por
dos componentes: los portadores mayoritarios y minoritarios como se indica
en la figura 3.5. La componente de corriente minoritaria se denomina
corriente de fuga y se simboliza mediante ICO (corriente IC con la terminal del
emisor abierta = open). Por lo tanto, la corriente en el colector se determina
completamente mediante la ecuación (3.2).
IC = ICmayoritaria + ICOminoritaria
En el caso de transistores de propósito general, IC se mide en miliamperes, en
tanto que ICO se mide en microamperes o nanoamperes. ICO como Is para un
diodo polarizado inversamente, es sensible a la temperatura y debe
examinarse con cuidado cuando se consideren aplicaciones de intervalos
amplios de temperatura. Si este aspecto no se trata de manera apropiada, es
posible que la estabilidad de un sistema se afecte en gran medida a elevadas
temperaturas. Las mejoras en las técnicas de construcción han producido
niveles bastante menores de ICO, al grado de que su efecto puede a menudo
ignorarse.
2.2 Configuración de base común.
La notación y símbolos que se usan en conjunto con el transistor en la mayor
parte de los textos y manuales que se publican en la actualidad, se indican en
la figura 3.6 para la configuración de base común con transistores pnp y npn,
La terminología relativa a base común se desprende del hecho de que la base
es común a los lados de entrada y salida de la configuración. Además, la base
es usualmente la terminal más cercana o en un potencial de tierra. A lo largo
de estos apuntes todas las direcciones de corriente se referirán a la
convencional (flujo de huecos) en vez de la correspondiente al flujo de
electrones. Esta elección se fundamenta principalmente en el hecho de que
enorme cantidad de literatura disponible en las instituciones educativas y
empresariales hace uso del flujo convencional, de que las flechas en todos los
símbolos electrónicos tienen una dirección definida por esta convención.
Recuérdese que la flecha en el símbolo del diodo define la dirección de
conducción para la corriente convencional. Para el transistor:
La flecha del símbolo gráfico define la dirección de la corriente de emisor
(flujo convencional) a través del dispositivo.
Figura 3.6 Notación y símbolos en la configuración de base común.
Todas las direcciones de corriente que aparecen en la figura 3.6 son las
direcciones reales, como se definen con base en la elección del flujo
convencional. Nótese en cada caso que IE = IC + IB. También adviértase que la
polarización aplicada (fuentes de voltaje) es de modo que se establezca la
corriente en la dirección indicada para cada rama. Es decir, compárese la
dirección de IE con la polaridad o VEE para cada configuración y la dirección
de IC con la polaridad de ICC.
Para describir por completo el comportamiento de un dispositivo de tres
terminales, tales como los amplificadores de base común de la figura 3.6, se
requiere de dos conjuntos de características, uno para los parámetros de
entrada o punto de manejo y el otro para el lado de salida. El conjunto de
entrada para el amplificador de base común, como se muestra en la figura 3.7,
relacionará una corriente de entrada (IE) con un voltaje de entrada (VBE ) para
varios niveles de voltaje de salida (VCB).
Figura 3.7 Características del punto de excitación para un transistor amplificador
de silicio de base común.
El conjunto de salida relacionará una corriente de salida (IC) con un voltaje de
salida VCB para diversos niveles de corriente de entrada (IE), como se ilustra en
la figura 3.8. El conjunto de características de salida o colector tiene tres
regiones básicas de interés, como se indican en la figura 3.8: las regiones
activa, de corte y de saturación. La región activa es la región empleada
normalmente para amplificadores lineales (sin distorsión). En particular: En la
región actíva la unión colector-base está inversamente polarizada, mientras
que la unión base-emisor se encuentra polarizada en forma directa.
La región activa se define por los arreglos de polarización de la figura 3.6. En
el extremo más bajo de la región activa la corriente de emisor (IE) es cero, la
comente de colector es simplemente la debida a la corriente inversa de
saturación ICO , como se indica en la figura 3.8. La corriente ICO es tan pequeña
(del orden de microamperios) en magnitud comparada con la escala vertical
de IC (del orden de los miliamperios), que aparece virtualmente sobre la
misma línea horizontal que IC = 0. Las condiciones del circuito que existen
cuando IE = 0 para la configuración base común se ilustran en la figura 3.9. La
notación usada con más frecuencia para ICO, en hojas de datos y de
especificaciones es ICBO como se indica en la figura 3.9. A causa de las
técnicas mejoradas de construcción, el nivel de ICBO para transistores de
propósito general (especialmente silicio) en los intervalos de potencia bajo y
medio es por lo general tan reducido que su efecto puede ignorarse. Sin
embargo, para unidades de mayor potencia ICBO aún aparecerá en el intervalo
de los microamperios. Además, recuérdese que ICBO para el diodo (ambas
corrientes inversas de fuga) es sensible a la temperatura. A mayores
temperaturas el efecto de ICBO puede llegar a ser un factor importante ya que se
incrementa muy rápidamente con la temperatura.
Figura 3.9 Saturación de corriente inversa.
Nótese, en la figura 3.8, que conforme la corriente del emisor aumenta sobre
cero, la corriente del colector aumenta a una magnitud esencialmente igual a
la corriente del emisor determinada por las relaciones básicas del transistorcorriente. Adviértase también el casi desdeñable efecto de VCB sobre la
corriente del colector para la región activa. Las curvas indican claramente que
una primera aproximación a la relación entre IE e IC en la región activa la da
IC  IE
Como se deduce de su nombre, la región de corte se define como aquella
región donde la corriente de colector es de 0 A, como se demuestra en la
figura 3.8. En suma:
En la región de corte ambas uniones, colector-base y base-emisor, de un
transistor están inversamente polarizadas.
La región de saturación se define como la región de las características a la
izquierda de VCB = 0 V. La escala horizontal en esta región se amplió para
mostrar claramente el gran cambio en las características de esta región. Nótese
el incremento exponencial en la comente de colector a medida que el voltaje
VCB se incrementa más allá de los 0 V.
En la región de saturación las uniones colector-base y base-emisor están
polarizadas directamente.
Las características de entrada de la figura 3.7 muestran que para valores fijos
de voltaje de colector (VCB), a medida que el voltaje de base a emisor aumenta,
la corriente de emisor se incrementa de una manera que se asemeja mucho a
las características del diodo. De hecho, los niveles de aumento de VCB tienen
un efecto tan insignificante sobre las características que, como una primera
aproximación, la variación debida a los cambios en VCB puede ignorarse y se
dibujan las características como se ilustra en la figura 3.10a. Si aplicamos
entonces el método del modelo de segmentos lineales del diodo ideal, se
obtendrán las características de la figura 3.10b. Adelantando un paso más e
ignorando la pendiente de la curva y por tanto la resistencia asociada con la
unión directamente polarizada, se obtendrán las características de la figura 3.
lOc. Para los siguientes análisis en estos apuntes, el modelo equivalente de la
figura 3.l0c se empleará para todos los análisis de cd para redes de
transistores. Es decir, una vez que el transistor esta en el estado "encendido" o
de conducción, se supondrá que el voltaje de base a emisor será el siguiente:
VBE = 0.7 V
Alfa ( )
En el modo de cd los niveles de IC e IE debidos a los portadores mayoritarios
están relacionados
por una cantidad denominada alfa y que se define por medio de la siguiente
ecuación:
 cd = IC / IE
donde IC e IE son los niveles de corriente al punto de operación. Aun cuando
las características de la figura 3.8 parecen sugerir que  = 1, para dispositivos
prácticos el nivel de alfa se extiende típicamente de 0.90 a 0.998,
aproximándose la mayor parte al extremo superior del intervalo. Ya que alfa
se define únicamente por los portadores mayoritarios, la ecuación (3.2) se
convierte en
IC =  IE + ICBO
Para las características de la figura 3.8 cuando IE = 0 mA, IC es por tanto igual
a ICBO, pero como se mencionó con anterioridad el nivel de ICBO es por 1o
general tan pequeño que es virtualmente indetectable en la gráfica de la figura
3.8. En otras palabras, cuando IE = 0 mA en la figura 3.8, IC aparece también
con 0 mA para el intervalo de valores de VCB.
Para las situaciones de ca en donde el punto de operación se mueve sobre la
curva de características, un alfa de ca se define por
El alfa de ca se denomina formalmente el factor de amplificación de base
común en corto circuito, por razones que serán obvias cuando examinemos los
circuitos equivalentes de transistor en el capitulo 4. Por el momento,
admitamos que la ecuación (3.7) especifica que un cambio relativamente
pequeño en la corriente de colector se divide por el cambio correspondiente en
IE manteniendo constante el voltaje colector a base. Para la mayoría de las
situaciones las magnitudes de  ca y de  cd se encuentran bastante cercanas,
permitiendo usar la magnitud de una por otra.
Polarización
La polarización adecuada de la base común puede determinarse rápidamente
empleando la aproximación IC  IE y suponiendo por el momento que IB  0
uA. El resultado es la configuración de la figura 3.11 para el transistor pnp. La
flecha del símbolo define la dirección del flujo convencional para IC  IE. Las
alimentaciones de cd se insertan entonces con una polaridad que sostendrá la
dirección de la comente resultante. En el transistor npn las polaridades estarán
invertidas.
Figura 3.11
A algunos estudiantes les parece que pueden recordar si la flecha del símbolo
del dispositivo apunta hacia afuera haciendo corresponder las letras del tipo de
transistor con las letras apropiadas de las frases "apuntando hacia adentro" o
"apuntando hacia afuera".
ACCION AMPLIFICADORA DEL TRANSISTOR
Ahora que se ha establecido la relación entre IC e IE, la acción básica de
amplificación del transistor se puede introducir en un nivel superficial
utilizando la red de la figura 3.12. La polarización de cd no aparece en la
figura puesto que nuestro interés se limitará a la respuesta de ca. Para la
configuración de base común, la resistencia de entrada de ca determinada por
las características de la figura 3.7 es bastante pequeña y varía típicamente de
10 a 100 ohms. La resistencia de salida determinada por las curvas de la figura
3.8 es bastante alta (cuanto más horizontal esté la curva mayor será la
resistencia) y varía normalmente de 50 kohms a 1 Mohms, La diferencia en
resistencia se debe a la unión polarizada directamente en la entrada (base a
emisor) y la unión polarizada inversamente en la salida (base a colector).
Usando un valor común de 20 ohms para la resistencia de entrada,
encontramos que
Si suponemos por el momento que  ca = 1,
IL = Ii = 10 mA
VL = ILR
= (10 mA)(5 kohms)
= 50 V
Figura 3.12
La amplificación de voltaje es
Los valores típicos de amplificación de voltaje para la configuración de base
común varían de 50 a 300. La amplificación de corriente (IC/IE) siempre es
menor que 1 para la configuración de base común. Esta última característica
debe ser evidente ya que IC =  IE y  siempre es menor que 1.
La acción básica de amplificación se produjo transfiriendo una corriente I de
un circuito de baja resistencia a uno de alta. La combinación de los dos
términos en cursivas produce el nombre de transistor, es decir,
transferencia + resistor —> transistor
2.3 Configuración de emisor común.
La configuración de transistores que se encuentra con mayor frecuencia se
muestra en la figura 3.13 para los transistores pnp y npn. Se denomina
configuración de emisor común porque el emisor es común tanto a las
terminales de entrada como a las de salida (en este caso, es también común a
las terminales de la base y del colector). De nuevo se necesitan dos conjuntos
de características para describir en forma completa el comportamiento de la
configuración de emisor común: una para la entrada o circuito de la base y
una para la salida o circuito del colector. Ambas se muestran en la figura
3.14.
Figura 3.13
Figura 3.14
Las corrientes del emisor, colector y la base se muestran en su dirección de
comente convencional real. Aun cuando la configuración del transistor ha
cambiado, siguen siendo aplicables las relaciones de comentes desarrolladas
antes para la configuración de base común.
En la configuración de emisor común las características de la salida serán una
gráfica de la corriente de salida (IC) versus el voltaje de salida (VCE) para un
rango de valores de la corriente de entrada (IB). Las características de la
entrada son una gráfica de la comente de entrada (IB) versus el voltaje de
entrada (VBE ) para un rango de valores del voltaje de salida (VCE).
Obsérvese que en las características de la figura 3.14 la magnitud de IB es del
orden de microamperes comparada con los miliamperes de IC. Nótese también
que las curvas de IB no son tan horizontales como las que se obtuvieron para IE
en la configuración de base común, lo que indica que el voltaje de colector a
emisor afectará la magnitud de la corriente de colector.
La región activa en la configuración de emisor común es aquella parte del
cuadrante superior derecho que tiene la linealidad mayor, esto es, la región en
la que las curvas correspondientes a IB son casi líneas rectas y se encuentran
igualmente espaciadas. En la figura 3.14 a esta región se localiza a la derecha
de la línea sombreada vertical en VCEsat por encima de la curva para IB igual a
cero. La región a la izquierda de VCEsat se denomina región de saturación. En la
región activa de un amplificador emisor común la unión colector-base está
polarizada inversamente, en tanto que la unión base-emisor está polarizada
directamente.
Se recordará que éstas fueron las mismas condiciones que existieron en la
región activa de la configuración de base común. La región activa de la
configuración de emisor común puede emplearse en la amplificación de
voltaje, corriente o potencia.
La región de corte en la configuración de emisor común no está tan bien
definida como en la configuración de base común. Nótese, en las
características de colector de la figura 3.14 que IC no es igual a cero cuando IB
= 0. En la configuración de base común, cuando la corriente de entrada IE = 0,
la corriente de colector fue sólo igual a la corriente de saturación inversa ICO,
por lo que la curva IE = 0 y el eje de voltaje fueron (para todos los propósitos
prácticos) uno.
La razón de esta diferencia en las características del colector puede obtenerse
mediante la manipulación adecuada de las ecuaciones (3.3) y (3.6). Es decir,
Ecuación (3.6): IC =  IE + ICBO
La sustitución da Ecuación (3.3): IC =  ( IC + IB) + ICBO
Reordenando obtenemos:
Si consideramos el caso discutido anteriormente, donde IB = 0 A, y
sustituimos un valor típico de a
tal como 0.996, la corriente de colector resultante es la siguiente:
Si icbo fuera de 1 uA, la corriente de colector resultante con IB = 0 A sena 250
(1 pA) = 0.25
mA, como se refleja en las características de la figura 3.14.
Para referencia futura, a la corriente de colector definida por la condición IB =
0 uA se le asignará
la notación indicada por la ecuación (3.9):
En la figura 3.15 las condiciones que envuelven a esta corriente definida
nuevamente se muestran con su dirección de referencia asignada.
Para propósitos de amplificación lineal (la menor distorsión) el corte para la
configuración de emisor común se determinará mediante IC = ICEO
En otras palabras, la región por debajo de IB = 0 uA deberá evitarse si se
requiere una señal de salida sin distorsión.
Cuando se emplea como interruptor en la circuitería lógica de una
computadora, un transistor tendrá dos puntos de operación de interés: uno en
el corte y el otro en la región de saturación. La condición de corte, en el caso
ideal, sería IC = O mA para el voltaje VCE elegido. Puesto que ICEO es por lo
general de pequeña magnitud para los materiales de silicio, el corte existirá
para propósitos de conmutación cuando IB = O uA o IC = ICEO únicamente en
el caso de transistores de silicio. En los transistores de germanio, sin
embargo, el corte para propósitos de conmutación se definirá como aquellas
condiciones que existen cuando IC = ICBO. Esta condición puede obtenerse
normalmente en los transistores de germanio polarizando inversamente la
unión de base emisor, polarizada por lo regular en forma directa a unos
cuantos décimos de volt.
Recuérdese para la configuración de base común que el conjunto de
características de entrada se aproximó por una línea recta equivalente que
resultó en VBE = 0.7 V para cualquier nivel de IE mayor de O mA. Para la
configuración de emisor común puede tomarse la misma aproximación,
resultando en el equivalente aproximado de la figura 3.16. El resultado apoya
nuestra anterior conclusión de que para un transistor en la región "activa" o de
conducción el voltaje de base a emisor es 0.7 V. En este caso el voltaje se
ajusta para cualquier nivel de la corriente de base.
Beta( )
En el modo de cd los niveles de IC e IB se relacionan por una cantidad
denominada beta y definida por la siguiente ecuación:
 cd = IC / IB
El nombre formal para  ca es factor de amplificación de corriente directa de
emisor común. Puesto que la corriente de colector es por lo general la
corriente de salida para una configuración de emisor común y la corriente de
base es la corriente de entrada, el término amplificación se incluye en la
nomenclatura anterior.
Aunque no son exactamente iguales, los niveles de  ca, y de  cd están por lo
general razonablemente cercanos y con frecuencia se utilizan en forma
intercambiable.
Se puede desarrollar una relación entre  y  empleando las relaciones básicas
presentadas con anterioridad. Utilizando  = IC /IB obtenemos IB = IC /  , y de
 = IC/IE tenemos que IE = IC /  Sustituyendo en
IE = IC + IB
IC /  = IC + (IC /  )
y dividiendo ambos lados de la ecuación por IC resultará en
IC /  = 1 + (1 /  )
de modo que
encontramos que
ICEO = ( + 1) ICBO
ICEO   ICBO
como se indica en la figura 3.14a. La beta es un parámetro particularmente
importante porque proporciona un enlace directo entre niveles de corriente de
los circuí Los de entrada y salida para una configuración de emisor común. Es
decir,
IC   I B
Y puesto que
IE = IC + IB
=  IB + IB
IE = ( + 1) IB
2.4 Configuración de colector común.
La tercera y última configuración de transistores la de colector común,
mostrada en la figura 3.20 con las direcciones apropiadas de corriente y la
notación de voltaje. La configuración de colector común se emplea
fundamentalmente para propósitos de acoplamiento de impedancia ya que
tiene una elevada impedancia de entrada y una baja impedancia de salida, que
es lo opuesto a las configuraciones de base común y de emisor común.
Figura 3.20 Notación y símbolos en la configuración de colector común.
La configuración del circuito de colector común se muestra en la figura 3.21
con la resistencia de carga del emisor a tierra. Nótese que el colector está
conectado a tierra aun cuando el transistor está conectado de manera similar a
la configuración de emisor común. Desde el punto de vista de diseño, no es
necesario elegir para un conjunto de características de colector común, los
parámetros del circuito de la figura 3.21. Pueden diseñarse empleando las
características de emisor común de la sección 3.6. Para todos los propósitos
prácticos, las características de salida de la configuración de colector común
son las mismas que las de la configuración de emisor común. En la
configuración de colector común las características de salida son una gráfica
de IE versus VEC para un intervalo de valores de IB. Por ellos, la corriente de
entrada es la misma tanto para las características de emisor común como para
las de colector común. El eje de voltaje para la configuración de colector
común se obtiene cambiando simplemente el signo de voltaje de colector a
emisor de las características de emisor común. Por último, hay un cambio casi
imperceptible en la escala vertical de IC de las características de emisor común
si IC se reemplaza por IE en las características de colector común (puesto que 
= 1). En el circuito de entrada de la configuración de colector común, las
características de la base de emisor común son suficientes para obtener la
información que se requiera.
Figura 3.21 Configuración de colector común empleada para propósitos de
acoplamiento de impedancia
2.5 Límites de operación del transistor.
Para cada transistor existe una región de operación sobre las características, la
cual asegurara que los valores nominales máximos no sean excedidos y la
señal de salida exhibe una distorsión mínima. Una región de este tipo, se ha
definido para las características de transistor de la figura 3.22. Todos los
límites de operación se definen sobre una típica hoja de especificaciones de
transistor descrita en la sección 2.6.
Algunos de los límites se explican por sí mismos, como la corriente máxima
de colector (denominada, por lo general, en la hoja de especificaciones, como
corriente continua de colector) y el voltaje máximo de colector a emisor
(abreviada a menudo como vCeo.) Para el transistor de la figura 3.22, ICmáx se
especificó como de 50 mA y vCeo como de 20 V. La linea vertical de las
características definida como vCEsat especifica la mínima vCE que puede
aplicarse sin caer en la región no lineal denominada región de saturación.
Figura 3.22
El nivel de VCEsat está regularmente en la vecindad de los 0.3 V especificada
para este transistor. El máximo nivel de disipación se define por la siguiente
ecuación:
PCmáx = VCEIC
Para el dispositivo de la figura 3.22, la disipación de potencia de colector se
especificó como de 300 mW. Surge entonces la cuestión de cómo graficar la
curva de disipación de potencia de colector especificada por el hecho de que
PCmáx = VCEIC = 300 mW
En cualquier punto sobre las características el producto de VCE e IC debe ser
igual a 300 mW. Si elegimos para IC el valor máximo de 50 mA y lo
sustituimos en la relación anterior, obtenemos
VCEIC = 300 mW
VCE(50 mA) = 300 mW
VCE = 6 V
Como un resultado encontramos que si IC = 50 mA, entonces VCE = 6 V sobre
la curva de disipación de potencia, como se indica en la figura 3.22. Si ahora
elegimos para VCE su valor máximo de 20 V, el nivel de IC es el siguiente:
(20 V)IC = 300 mW
IC = 15 mA
definiendo un segundo punto sobre la curvatura de potencia. Si ahora
escogemos un nivel de IC a la mitad del intervalo como 25 mA, resolvemos
para el nivel resultante de VCE obtenemos
VCE(25 mA) = 300 mW
VCE = 12 V
como también se indica en la figura 3.22. Una estimación aproximada de la
curva real puede dibujarse por lo general empleando los tres puntos definidos
con anterioridad. Por supuesto, entre más puntos tenga, más precisa será la
curva, pero una aproximación es generalmente todo lo que se requiere. La
región de corte se define como la región bajo IC = ICEO. Esta región tiene que
evitarse también si la señal de salida debe tener una distorsión mínima. En
algunas hojas de especificaciones se proporciona solamente ICBO. Entonces uno
debe utilizar la ecuación ICEO =  ICBO para establecer alguna idea del nivel de
corte si la curva de características no está disponible. La operación en la
región resultante de la figura 3.22 asegurará una mínima distorsión de la señal
de salida y niveles de voltaje y corriente que no dañarán al dispositivo. Si las
curvas de características no están disponibles o no aparecen en la hoja de
especificaciones (como ocurre con frecuencia), uno simplemente debe estar
seguro que IC, VCE y su producto caigan dentro del intervalo que aparece en la
siguiente ecuación:
ICEO  IC  Icmáx
VCEsat  VCE  VCEmáx
VCEIC  PCmáx
Para las características de base común la curva de potencia máxima se define
por el siguiente producto de cantidades de salida;
PCmax = VCBIC
2.6 Hoja de especificaciones del
transistor.
Puesto que la hoja de especificaciones es el enlace de comunicación entre el
fabricante y el usuario, es de particular importancia que la información
proporcionada sea reconocida y correctamente comprendida. Aunque no se
han presentado todos los parámetros, un amplio número será ahora familiar.
Los parámetros restantes se introducirán en los capítulos siguientes. Se hará
referencia a esta hoja de especificaciones para revisar la manera en la cual se
presenta el parámetro.
La información proporcionada en la figura 3.23 se ha tomado directamente de
la publicación Small-Signal Transistors, FETs, and Diodes preparada por
Motorola Inc. El 2N4123 es un transistor npn de propósito general con el
encapsulado y la identificación de terminales que aparecen en el extremo
superior derecho de la figura 3.23a. La mayoría de las hojas de
especificaciones se dividen en valores nominales máximos, características
térmicas v características eléctricas. Las características eléctricas se
subdividen además en características en estado "encendido", en estado
"apagado" y de pequeña señal. Las características en estado activo y pasivo se
refieren a los limites de cd, mientras que las características de pequeña señal
incluyen los parámetros de importancia para la operación de ca.
Nótese en la lista de valores nominales máximos que vcemax = VCEO = 30 V con
ICmax = 200 mA. La máxima disipación de colectora . = 625 mW. El factor de
degradación bajo los valores nominales máximos especifica que el valor
nominal máximo debe descender 5 mW por cada grado de incremento en la
temperatura sobre los 25°C. En las características durante el estado "apagado"
ICBO se especifica como de 50 nA y durante el estado "encendido" VCEsat = 0.3
V. El nivel de hFE tiene un intervalo de 50 hasta 150 a una IC = 2 mA y VCE =1
V y un valor mínimo de 25 a una corriente mayor de 50 mA para el mismo
voltaje.
Los limites de operación se han definido ahora para el dispositivo y se repiten
a continuación en el formato de la ecuación (3.17) empleando hFE = 150 (el
límite superior). En realidad, para muchas aplicaciones, los 7.5 uA = 0.0075
mA se pueden considerar como 0 mA sobre una base aproximada.
Límites de Operación
7.5 uA  IC  200 mA
0.3 V  VCE  30 V
VCEIC  650 mW
En las características de pequeña señal el nivel de hfe ( ca) se proporciona
junto con una gráfica de cómo varía con la corriente de colector en la figura
3.23f. En la figura 3.23j se demuestra el efecto de la temperatura y la comente
de colector sobre el nivel de hFE ( ca). A temperatura ambiente (25°C),
adviértase que hFE ( cd) tiene un valor máximo de 1 en la vecindad alrededor
de los 8 mA. A medida que IC, se incrementa más allá de este nivel, hFE cae a
la mitad de su valor con IC igual a 50 mA. También decae a este nivel si IC
disminuye al nivel inferior de 0.15 mA. Puesto que esta es una curva
normalizada, si tenemos un transistor con  cd = hFE = 50 a temperatura
ambiente, el valor máximo a 8 mA es de 50. A IC = 50 mA habrá decaído a 50/
2 = 25. En otras palabras, la normalización revela que el nivel real de hFE a
cualquier nivel de IC se ha dividido por el valor máximo de hFE a esa
temperatura e IC = 8 mA.
Figura 3.23 Hoja de especificaciones del transistor.
3.1 Punto de operación o punto
Quiescente.
El análisis o diseño de un amplificador de transistor requiere del conocimiento
de la respuesta del sistema, tanto de cd como de ca. Con demasiada frecuencia
se supone que el transistor es un dispositivo mágico que puede alcanzar el
nivel de la entrada aplicada de ca sin la asistencia de una fuente de energía
externa. En realidad, el nivel mejorado de potencia de salida de ca es resultado
de una transferencia de energía de las fuentes aplicadas de cd. Por lo tanto, el
análisis o diseño de cualquier amplificador electrónico tiene dos componentes:
la parte de cd y la correspondiente de ca. Afortunadamente, el teorema de
superposición es aplicable y la investigación de las condiciones de cd puede
separarse por completo de la respuesta de ca. Sin embargo, hay que tener
presente que durante el diseño o etapa de síntesis, la selección de los
parámetros para los niveles de cd requeridos afectarán la respuesta de ca, y
viceversa.
El nivel de cd de operación de un transistor se controla por varios factores,
incluyendo el rango de posibles puntos de operación sobre las características
del dispositivo. Una vez que se han definido los niveles deseados de corriente
y voltaje de cd, debe construirse una red que establecerá el punto de operación
deseado (algunas de estas redes se analizan en este capítulo). Cada diseño
también determinará la estabilidad del sistema, es decir, qué tan sensible es el
sistema a las variaciones de temperatura (otro tema que se investiga en una
sección posterior de este capítulo). Aunque se analizan diversas redes en este
capítulo, existe una similitud fundamental en e) análisis de cada
configuración, debida al uso recurrente de las siguientes relaciones básicas
importantes para un transistor:
VBE = 0.7 V
IE = ( + 1)IB  IC
IC =  I B
De hecho, una vez que el análisis de las redes iniciales se comprenda con
claridad, la ruta por seguir hacia la solución de las redes comenzara a ser más
evidente. En la mayoría de los casos la corriente de base IB es la primera
cantidad que se determina. Una vez que IB se conoce, las relaciones de las
ecuaciones anteriores pueden aplicarse para encontrar las restantes cantidad de
interés. Las similitudes en el análisis serán inmediatamente obvias a medida
que avancemos en este capítulo. Las ecuaciones para IB son tan similares para
diversas configuraciones que una ecuación puede derivarse de otra
sencillamente quitando o agregando un término o dos. La función primordial
de este capitulo es desarrollar cierto nivel de familiaridad con el transistor
BJT, el cual permitiría un análisis de cd de cualquier sistema que deba
emplear el amplificador BJT.
PUNTO DE OPERACIÓN
El término polarización que aparece en el titulo de este capítulo es un vocablo
que incluye todo lo referente a la aplicación de voltajes de cd para establecer
un nivel fijo de corriente y voltaje. Para amplificadores de transistor, el voltaje
y la comente de cd resultantes establecen un punto de operación sobre las
características, el cual define la región que se empleará para la amplificación
de la señal aplicada. Ya que el punto de operación es un punto fijo sobre las
características, se le conoce también como punto quiesciente (abreviado punto
Q). Por definición, quiesciente significa quieto, inmóvil, inactivo. La figura
4.1 muestra una característica general de salida de un dispositivo con cuatro
puntos de operación indicados. El circuito de polarización puede diseñarse
para establecer la operación del dispositivo en cualquiera de estos puntos o en
otros dentro de la región activa. Los valores nominales máximos se indican
sobre las características de la figura 4,1, por una linea horizontal para la
corriente de colector máxima ICmáx y por una línea vertical para el voltaje de
colector-emisor máximo VCEmax. La máxima potencia de operación máxima se
define por la curva Pcmáx en la misma figura. En el extremo inferior de las
escalas se localizan la región de corte, definida por IB  0 uA, y la región de
saturación, definida por VCE  VCEsat.
Figura 4.1 Diversos puntos de operación dentro de los límites de operación de un
transistor.
El dispositivo BJT podría polarizarse para operar fuera de estos puntos limite
máximos, pero el resultado de tal operación causaría ya sea el acortamiento de
la vida de servicio del dispositivo, o bien su destrucción. Concentrándonos en
la región activa es posible elegir muchas áreas o puntos de operación
diferentes. El punto Q depende a menudo del uso que se dará al circuito. No
obstante, es posible considerar algunas diferencias entre la operación en
puntos diferentes de la figura 4.1 para presentar algunas ideas básicas en tomo
al punto de operación y, por ello, al circuito de polarización.
Si no se utilizara la polarización, el dispositivo estaría al principio totalmente
cortado (desactivado), lo cual produciría la A, esto es, corriente cero a través
del dispositivo (y voltaje cero a través del mismo). Es necesario polarizar el
dispositivo de modo que pueda responder o cambiar sus valores de corriente y
voltaje en todo el intervalo de una señal de entrada. En tanto que el punto A
no resultara apropiado, el punto B proporciona esta operación deseada. Si se
aplica una señal al circuito, ademas del nivel de polarización, el dispositivo
variará sus valores de corriente y voltaje a partir del punto de operación B, lo
que permite que el dispositivo reaccione (y posiblemente amplifique) tanto la
parte positiva como la parte negativa de la señal de entrada. Si, como podría
suceder, la señal de entrada es pequeña, el voltaje y la corriente del dispositivo
variarán, pero no lo suficiente para llevarlo al nivel de corte o saturación. El
punto C permitiría cierta variación positiva y negativa de la señal de salida,
pero el valor pico a pico sería limitado por la proximida de vCE = 0V/IC =
0mA. La operación en el punto C también tiene algo que ver con las no
linealidades introducidas por el hecho de que el espacio entre las curvas IB
cambia rápidamente, en esta región. En general, es preferible operar donde la
ganancia del dispositivo es más constante (o lineal), de tal modo que la
cantidad de amplificación en toda la excursión de la señal de entrada es la
misma. El punto B es una región de espaciamiento más lineal y, por
consiguiente, su operación tiene un mayor grado de linealidad, como se indica
en la figura 4.1. El punto D fija el punto de operación del dispositivo cerca del
valor de voltaje y potencia máximo. La excursión del voltaje de salida en la
dirección positiva está de este modo limitada si no se excede el voltaje
máximo. En consecuencia, el punto B aparece como el mejor punto de
operación en términos de la ganancia lineal o de la excursión de voltaje y
corriente más grande posible. Esta es casi siempre la condición que se desea
en los amplificadores de pequeña señal, pero no necesariamente para los
amplificadores de potencia. En este análisis, nos concentramos
fundamentalmente en la polarización del dispositivo para la operación de
amplificación de señales pequeñas.
Debe considerarse otro factor de la polarización muy importante. Habiendo
seleccionado y polarizado un BJT en un punto de operación deseado, también
debe tomarse en cuenta el efecto de la temperatura. La temperatura provoca
cambios en las características del dispositivo, tales como la ganancia de
corriente ( ca) y la corriente de fuga del transistor (ICEO). Las altas
temperaturas conducen a un incremento de corrientes de fuga en el
dispositivo, por lo que cambian la condición de operación establecida por la
polarización de la red. El resultado es que el diseño de la red también debe
proporcionar un grado de estabilidad de temperatura de modo que los
cambios de temperatura resulten en cambios mínimos en el punto de
operación. Este mantenimiento del punto de operación puede especificarse por
un factor de estabilidad, S, el cual indica la magnitud del cambio en el punto
de operación debido a una variación de temperatura. Es deseable un circuito
altamente estable y se comparará la estabilidad de algunos circuitos de
polarización básicos. Para el BJT que se polarizará en su región de operación
lineal o activa debe cumplirse:
1. La unión de base a emisor debe estar polarizada directamente
(voltaje de la región p más positivo) con un voltaje resultante de
polarización directa entre la base y el emisor de
aproximadamente 0.6 a 0.7 V.
2. La unión de base a colector debe estar polarizada
inversamente (región n más positiva), estando el voltaje de
polarización inversa en cualquier valor dentro de los límites
máximos del dispositivo.
[Nótese que en la polarización directa el voltaje en la unión p-n es p-positivo,
en tanto que en la polarización inversa es opuesto (inverso) con n-positiva. El
énfasis que se hace sobre la letra inicial debe brindar un medio que ayude a
memorizar la polaridad de voltaje necesaria.]
La operación en las regiones de corte, de saturación y lineal de la
características del BJT se obtienen de acuerdo con lo siguiente:
1. Operación en la región lineal: Unión base-colector con polarización
directa, Unión base-colector con polarización inversa
2. Operación en la región de corte: Unión base-emisor con polarización
inversa
3. Operación en la región de saturación: Unión base-emisor con
polarización directa, Unión base-colector con polarización directa
3.2 Circuito de polarización fija.
El circuito de polarización fija de la figura 4.2 proporciona una introducción
relativamente directa y simple al análisis de polarización de cd de transistor.
Aun cuando la red emplea un transistor npn, las ecuaciones y cálculos se
aplican en forma correcta por igual a una configuración pnp con sólo cambiar
todas las direcciones de corriente y polaridades de voltaje. Las direcciones de
corriente de la figura 4.2 son las direcciones de corriente reales, y los voltajes
se definen por la notación estándar de subíndice doble. Para el análisis de cd
la red puede aislarse de los niveles de ca indicados, remplazando los
capacitores por un circuito abierto equivalente. Además, la fuente de cd VCC
puede dividirse en un par de fuentes (para propósitos del análisis solamente),
como se ilustra en la figura 4.3, para permitir una separación de los circuitos
de entrada y de salida. Esto reduce también el enlace entre las dos a la
corriente de base IB. La separación es ciertamente válida, como observamos en
la figura 4.3, ya que VCC se conecta directamente a RB y RC del mismo
modo,que en la figura 4.2.
Figura 4.2 Circuito de polarización fija.
Figura 4.3 Equivalente de cd de la figura 4.2
POLARIZACIÓN DIRECTA DE BASE-EMISOR
Considérese primero la malla circuito base-emisor que se muestra en el
diagrama de circuito parcial de la figura 4.4. Escribiendo la ecuación de
voltaje de Kírchhoff para la malla obtenemos
V
C
C
I
B
R
B
-
V
B
E
=
0
Nótese la polaridad de la caída de voltaje a través de RB, como se establece por
la dirección indicada de IB. Resolviendo la ecuación para la corriente IB se
tendrá el siguiente resultado:
IB = (VCC - VBE) / RB
En realidad, la ecuación (4.4) no es difícil de recordar si se considera
simplemente que la corriente de base es la corriente a través de RB y, por la ley
de Ohm, esa corriente es el voltaje a través de RB dividido entre la resistencia
RB. El voltaje a través de RB es el voltaje aplicado VCC en uno de los extremos
menos la caída a través de la unión base-emisor (VBE).
Figura 4.4 Malla de base-emisor
Ademas, puesto que la fuente de voltaje VCC y el voltaje de base a emisor VBE
son constantes, la selección de un resistor de base, RB, establece el nivel de la
corriente de base para el punto de operación.
Malla de colector-emisor
La sección de colector-emisor de la red aparece en la figura 4.5 con la
dirección indicada de la corriente IC y la polaridad resultante a través de RC. La
magnitud de la corriente de colector se relaciona directamente con IB por
medio de
IC =  I B
Es interesante notar que, en vista de que la corriente de base se controla por el
nivel de RB e IC se relaciona con IB por una constante  la magnitud de IC no es
una función de la resistencia RC. El cambio de RC a cualquier nivel no afectará
el nivel de IB o IC en tanto que permanezcamos en la región activa del
dispositivo. Sin embargo, como veremos posteriormente, el nivel de RC
determinará la magnitud de VCE, el cual es un parámetro importante.
Aplicando la ley de voltaje de Kirchhoff en la dirección de las manecillas del
reloj a lo largo de la malla indicada en la figura 4.5, se obtendrá el resultado
siguiente
VC + ICRC - VCC = 0
VCE = VCC - ICRC
el que establece en palabras que el voltaje a través de la región de colectoremisor de un transistor en la configuración de polarización fija es la fuente de
voltaje menos la caída a través de RC. Como un breve repaso de la notación de
subíndice y doble subíndice, recuérdese que
VCE = VC - VE
donde VCE es el voltaje de colector a emisor y VC y VE son los voltajes de
colector y emisor a tierra, respectivamente. Pero en este caso, ya que VE = 0
V, tenemos
VCE = VC
Además, puesto que
VBE = VB - VE
y VE = 0 V, entonces
VBE = VB
Téngase en cuenta que los niveles de voltaje como el de VCE se determinan
situando la punta roja (positiva) del voltímetro en la terminal de colector con
punta negra (negativa) en la terminal del emisor, como se ilustra en la figura
4.6. VC es el voltaje del colector a tierra y se mide como se muestra en la
misma figura. En este caso, las dos lecturas son idénticas, pero en las redes
que se verán más adelante, ambas pueden llegar a ser bastante diferentes.
Comprender con claridad la diferencia entre las dos mediciones probará ser de
suma importancia en la detección de fallas de las redes de transistores.
Figura 4.5 Malla de colector-emisor
Figura 4.6 Medición de VCE y VC.
Saturación del transistor
El termino saturación se aplica a cualquier sistema, donde los niveles han
alcanzado sus valores máximos. Una esponja saturada es aquella que no puede
contener una gota más de liquido. Para un transistor que opera en la región de
saturación, la corriente es un valor máximo para el diseño particular.
Modifíquese el diseño y el correspondiente nivel de saturación podrá elevarse
o decaer. Por supuesto, el mayor nivel de saturación se define por la máxima
corriente de colector, tal como se proporciona en la hoja de especificaciones.
Las condiciones de saturación se evitan por lo general debido a que la unión
de base a colector ya no está inversamente polarizada y la señal amplificada
de salida estará distorsionada. Un punto de operación en la región de
saturación se representa en la figura 4.8a. Nótese que se encuentra en una
región donde se unen las "curvas de características y el voltaje de colector a
emisor se halla en o sobre VCEsat . Además, la corriente de colector es
relativamente alta sobre las características.
Figura 4.8 Región de saturación (a) real (b) aproximada
Si juntarnos las curvas de la figura 4.8a con las que aparecen en la figura 4.8b,
se llegará a un método rápido y directo para determinar el nivel de
saturacion.Enlafigura4.8b la corriente es relativamente alta y se supone que el
voltaje VCE es de cero voltios. Al aplicar la ley de Ohm, la resistencia entre las
terminales de colector y emisor se puede determinar como sigue:
RCE = VCE / IC = 0 V / ICsat = 0 ohms
Aplicando los resultados al esquema de la red resultaría la configuración de la
figura 4.9.
Figura 4.9 Determinación de ICsat.
Por consiguiente, en el futuro, si hubiera necesidad inmediata de conocer la
corriente máxima de colector aproximada (nivel de saturación) para un diseño
en particular, simplemente inserte un corto circuito equivalente entre el
colector y el emisor del transistor y calcule la corriente de colector resultante.
En resumidas cuentas, haga VCE = 0V. Para la configuración de polarización
fija de la figura 4.10, se utilizó el corto circuito, ocasionando que el voltaje a
través de RC sea el voltaje aplicado VCC. La corriente de saturación resultante
para la configuración de polarización fija es:
ICsat = VCC / RC
Figura 4.10 Determinación de ICsat, para la configuración de polarización fija.
Una vez que se conoce ICsat, tenemos una idea de la máxima corriente de
colector posible para el diseño elegido y del nivel bajo el cual permanecer si
esperamos una amplificación lineal.
Análisis por recta de carga
Hasta aquí, el análisis se ha realizado haciendo uso de un nivel de 
correspondiente con el punto Q
resultante. Ahora investigaremos cómo los parámetros de la red definen el
posible rango de puntos
Q y cómo se determina el punto Q real. La red de la figura 4.11a establece una
ecuación. para la
salida que relaciona las variables IC y VCE de la siguiente manera:
VCE = VCC - ICRC
Las características de salida del transistor también relacionan las mismas dos
variables IC y VCE,
como se ilustra en la figura 4.11b. Por Ío tanto, tenemos, en esencia, una
ecuación de red y un
conjunto de características que utilizan las mismas variables. La solución
común de las dos ocurre
donde las restricciones establecidas por cada una se satisfacen
simultáneamente. En otras palabras,
esto es similar a encontrar la solución de dos ecuaciones simultáneas: una
establecida por la
red y otra por las características del dispositivo.
Figura 4.11 Análisis de recta de carga (a) la red (b) las características del
dispositivo.
Las características del dispositivo de IC contra VCE se proporcionan en la fígura
4.11b. Ahora
debemos sobreponer la linea recta definida por la ecuación 4.12 sobre las
características. El método
más directo para trazar la ecuación (4.12) sobre las características de salida es
empleando el hecho
de que una recta está definida por dos puntos. Si elegimos IC con un valor de 0
mA, estaremos
especificando el eje horizontal como la línea sobre la cual se localizará un
punto. Al sustituir IC = 0
mA en la ecuación (4.12), encontraremos que
VCE = VCC para IC = 0 mA
definiendo un punto para la linea recta, como se ilustra en la figura 4.12.
Figura 4.12 Recta de carga de polarización fija.
Si ahora escogemos el valor de 0 V para VCE, con el que se establece el eje
vertical como la línea sobre la cual se definirá el segundo punto,
encontraremos que IC se determina por la siguiente ecuación: como aparece en
la figura 4.12. La línea resultante sobre la gráfica de la figura 4.12 se
denomina recta de carga, puesto que está definida por el resistor de carga RC.
Al resolver para el nivel resultante de IB, el punto Q real se puede establecer
como se ilustra en la figura 4.12, Si el nivel de IB se modifica al variar el valor
de RB, el punto Q se mueve hacia arriba o hacia abajo de la recta de carga,
como se muestra en la figura 4.13. Si VCC se mantiene fijo y RC cambia, la
recta de carga subirá como se representa en la figura4,14. Si IB es la que se
mantiene constante, el punto Q se trasladará como se ilustra en la misma
figura. Si RC se fija y VCC varía, la recta de carga se desplazará como se
muestra en la figura 4,15.
Figura 4.13 Movimiento del punto Q con respecto al incremento en los niveles de IE
Figura 4.14 Efectos del incremento en los niveles de RC sobre la recta de carga y el
punto Q.
Figura 4.15 Efecto de la disminución en los valores de VCC sobre la recta de carga y
el punto Q.
3.3 Circuito de polarización estabilizada
de emisor.
La red de polarización de cd de la figura 4.17 contiene un resistor en el emisor
para mejorar el nivel de estabilidad sobre el de la configuración de
polarización fija. La estabilidad mejorada se demostrará más adelante en esta
sección mediante un ejemplo numérico. El análisis se realizará examinando,
en primer lugar, la malla de base a emisor y luego, con los resultados, se
investigará la malla de colector a emisor.
Figura 4.17 Circuito de polarización BJT con resistor de emisor.
Malla de base-emisor
La malla de base a emisor de la red de la figura 4.17 se puede volver a dibujar,
como se ilustra en la figura 4.18. Al aplicar la ley de voltaje de Kirchhoff
alrededor de la malla indicada en dirección de las manecillas del reloj,
obtendremos como resultado la siguiente ecuación:
VCC - IBRB - VBE - IERE = 0
Recordando del capitulo 2 que
IE = ( + 1)IB
Sustituyendo a IE en la ecuación (4.15) da por resultado
VCC - IBRB - VBE - ( + 1)IBRE = 0
Agrupando términos, nos da lo siguiente:
-IB(RB + ( + 1)RE) + VCC - VBE = 0
Multiplicando todo por (-1), obtenemos
IB(RB + ( + 1)RE) - VCC + VBE = 0
y resolviendo IB llegamos a
IB = (VCC - VBE)/(RB +  (RC+RE))
Nótese que la única diferencia entre esta ecuación para IB y la obtenida para la
con figuración de polarización fija es el término ( + 1) RE. Hay un resultado
interesante que puede derivarse de la ecuación (4.17) si la ecuación se utiliza
para trazar una red en serie que resultaría en la misma ecuación. Tal es el caso
para la red de la Figura 4.19. Resolviendo para la corriente IB resultará la
misma ecuación obtenida anteriormente. Adviértase que al lado del voltaje de
base a emisor VBE el resistor RE es reflejado a la entrada del circuito de base
por un factor ( + 1). En otras palabras, el resistor de emisor, el cual es parte
de la malla de colector-emisor, "parece como" ( + 1 )RE en la malla de baseemisor. Puesto que  es por lo general 50 o más, el resistor de emisor parece
ser mucho más grande en el circuito de base; tanto, para la configuración de la
figura 4.20.
Figura 4.18 Malla de base-emisor
Figura 4.19
Figura 4.20 Nivel de impedancia reflejada de RE
La ecuación (4.18) probar su utilidad en los análisis que siguen. De hecho,
proporciona una manera bastante fácil de recordar la ecuación (4.17).
Empleando la ley de Ohm, sabemos que la corriente a través de un sistema es
el voltaje dividido entre la resistencia del circuito. Para el circuito de baseemisor, el voltaje neto es VCC - VBE. Los niveles de resistencia son RB más RE
reflejado por ( + 1). El resultado es la ecuación (4.17).
Malla de colector-emisor
La malla de colector-emisor se vuelve a dibujar en la figura 4.21. Aplicando la
ley de voltaje de Kirchhoff para la malla indicada en dirección de las
manecillas del reloj, resultará que
IERE + VCE +ICRC - VCC = 0
Sustituyendo IE =IC y agrupando términos, se obtiene
VCE - VCC + IC(RC + RE) = 0
VCE = VCC + IC(RC + RE)
El voltaje con subíndice sencillo VE es el voltaje de emisor a tierra y se
determina por
VE = IERE
mientras que el voltaje de colector a tierra puede determinarse a partir de
VCE = VC - VE
VC = VCC - ICRC
E1 voltaje en la base con respecto a tierra puede determinarse a partir de
VB = VCC - IBRB
VB = VBE + VE
Estabilidad de polarización mejorada
La adición de la resistencia de emisor a la polarización de cd del BJT
proporciona una mejor estabilidad; esto es, las corrientes y voltajes de
polarización de cd se mantienen más cerca de los puntos donde fueron fijados
por el circuito aun cuando cambien las condiciones externas como el voltaje
de alimentación, la temperatura e incluso la beta del transistor. Aunque el
análisis matemático se brinda en la sección 4.12, puede obtenerse cierta
comparación del mejoramiento como lo muestra el siguiente ejemplo.
Ejemplo
Elabore una tabla en la que se comparen el voltaje y las corrientes de
polarización de las figuras 4.7 y 4.22 para el valor de  = 50 y para un nuevo
valor de  = 100. Compare los cambios en IC. para el mismo incremento en  .
Solución
Empleando los resultados obtenidos en el ejemplo 4.1 y repitiendo después
para un valor de  = 100, se produce lo siguiente:
Se observa que la corriente de colector del BJT cambia en un 100% debido a
un cambio de 100% en el valor de  . IB es igual y VCE se decrementa en un
76%.
Utilizando los resultados que se calcularon en el ejemplo 4.4 y repitiendo
después para el valor de  = 100, obtenemos lo siguiente: La corriente de
colector del BJT aumenta a cerca del 81% debido al cambio del 100% en  .
Nótese que el decremento de IB ayuda a mantener el valor de IC, o al menos a
reducir el cambio total en IC. debido al cambio en  .
Nivel de saturación
El nivel de saturación del colector o la comente del colector máxima para un
diseño polarizado de emisor puede determinarse mediante el mismo enfoque
empleado en la configuración de polarización fija: aplicar un corte circuito
entre las terminales colector-emisor, como se ilustra en la figura 4.23, y
calcular la corriente del colector resultante. Para la figura 4.23:
ICsat = VCC / (RC +RE)
La adición del resistor de emisor reduce el nivel de saturación del emisor
debajo del nivel que se obtiene con una configuración de polarización fija por
medio del mismo resistor del colector.
Figura 4.23 Determinación de ICsat para el circuito de polarización de emisor.
3.4 Polarización con divisor de voltaje.
En las configuraciones polarizadas precedentes, la comente de polarización
ICQ y del voltaje Vceq eran una función de la ganancia de corriente ( ) del
transistor. Sin embargo, ya que  es sensible a la temperatura, especialmente
para transistores de silicio, y el valor real de beta normalmente no está bien
definido, sería deseable desarrollar un circuito de polarización menos
dependiente, de hecho, independiente de la beta del transistor. La
configuración de polarización con divisor de voltaje de la figura 4.25 es una
red de ese tipo. Si se analiza sobre una base exacta, la sensibilidad a los
cambios en beta es bastante pequeña. Si los parámetros del circuito se escogen
apropiadamente, los niveles resultantes de ICQ y vCEQ pueden ser casi
totalmente independientes de beta. Recuerde, de las discusiones anteriores,
que un punto Q se define por un nivel fijo de ICQ y VCEQ, como se ilustra en la
figura 4.26. El nivel de IBQ se modificará con el cambio en beta, pero el punto
de operación sobre las características, definido por ICQ y VCEQ puede
permanecer fijo si se utilizan los parámetros apropiados del circuito.
Como se observó anteriormente, existen dos métodos que se pueden aplicar al
análisis de la configuración con divisor de voltaje. La razón para la elección
de los nombres para esta configuración se hará evidente en cuanto avancemos
en los análisis siguientes. El primero que se demostrará es el método exacto
que puede aplicarse a cualquier configuración con divisor de voltaje. El
segundo se denominará como método aproximado, y puede aplicarse sólo si se
satisfacen ciertas condiciones especificas. El enfoque aproximado permite un
análisis más directo con un ahorro en tiempo y energía. Es también
particularmente útil en el modo de diseño que se describirá en una sección
posterior. Sobre todo, el enfoque aproximado puede aplicarse a la mayoría de
las situaciones; por ello, debe examinarse con el mismo interés que el método
exacto.
Figura 4.25 Configuración de polarización con divisor de voltaje.
Figura 4.26 Definición del punto Q para la configuración de polarización con
divisor de voltaje.
Análisis exacto
La parte de entrada de la red de la figura 4.25 puede volverse a dibujar, como
se muestra en la figura 4.27, para el análisis de cd. La red de Thévenin
equivalente para la red a la izquierda de la terminal de base puede hallarse
entonces de la siguiente manera:
RTh: La fuente de voltaje se reemplaza por un corto circuito equivalente, como
se ilustra en la figura 4.28.
RTh = R1  R2
ETh: La fuente de voltaje VCC se reintegra a la red y el voltaje Thévenin del
circuito abierto de la figura 4.29 se determina como sigue: Aplicando la regla
del divisor de voltaje:
ETh = VR2 = R2VCC / (R1 + R2)
La red Thévenin se vuelve a dibujar entonces, como se ilustra en la figura
4.30,e IBQ se puede determinar al aplicar en primer lugar la ley de voltaje de
Kirchhoff en dirección de las manecillas del reloj para la malla indicada:
ETh - IBRTh - VBE -IERE = 0
Sustituyendo IE = ( + 1)IB y resolviendo IB, llegamos a
Aunque inicialmente la ecuación (4.30) parece distinta de las desarrolladas
con anterioridad, nótese que el numerador es de nueva cuenta una diferencia
de dos niveles de voltaje, mientras que el denominador es la resistencia de
base más el resistor de emisor reflejado por ( + 1), en verdad muy parecido a
la ecuación (4.17).
Una vez que se conoce IB, las cantidades restantes de la red pueden
encontrarse del mismo modo que se hizo para la configuración polarizada de
emisor. Esto es:
VCE = VCC - IC(RC + RE)
que es exactamente igual que la ecuación (4.19). Las ecuaciones restantes para
VE, VC y VB son también las mismas que se obtuvieron para la configuración
polarizada de emisor.
Figura 4.27 Detalle del extremo de entrada para la red de la figura 4.25
Figura 4.28 Determinación de RTh
Figura 4.29 Determinación de ETh
Figura 4.30 Inserción del circuito equivalente de Thévenin
Análisis aproximado
La sección de entrada de la configuración con divisor de voltaje puede
representarse por medio de la red de la figura 4.32. La resistencia R¡ es la
resistencia equivalente entre base y tierra para el transistor con un resistor de
emisor RE. Recuerde que la resistencia reflejada entre la base y el emisor se
define por Ri = ( + 1) RE, Si Ri es mucho mayor que la resistencia R2, la
corriente IB será mucho menor que I2 (la corriente siempre busca la trayectoria
de menor resistencia) e I2 será aproximadamente igual a I1. Si aceptamos la
aproximación de que IB es de 0 amperios comparada con I1 o I2 entonces I1 = I2
y R1 y R2 pueden considerarse elementos en serie. El voltaje a través de R2,
que es en realidad el voltaje de base, puede determinarse por medio de la regla
del divisor de voltaje (y de aquí proviene el nombre para la configuración). Es
decir,
VB = R2VCC / (R1 + R2)
Puesto que R1 = ( + 1) RE =  RE la condición que definirá si el enfoque
aproximado puede aplicarse será la siguiente:
 RE  10 R2
En otras palabras, si el valor de beta multiplicado por RE es al menos 10 veces
el valor de R2, el enfoque aproximado puede aplicarse con un alto grado de
precisión. Una vez que se determina VB, el nivel de VE se puede calcular a
partir de
VE = VB - VBE
y la comente de emisor se puede determinar a partir de
IE = VE / RE
ICQ  IE
El voltaje de colector a emisor se determina por
VCE = VCC - ICRC - IERE
pero, ya que IE = IC,
VCEQ = VCC - IC(RC + RE)
Advierta que en la secuencia de los cálculos, de la ecuación (4.33) a la
ecuación (4.37), no aparece beta e IB no fue calculada. El punto Q (como se
determina por ICQ y VCEQ) es por tanto independiente del valor de beta.
Saturación del transistor
El circuito colector-emisor de salida para la configuración con divisor de
voltaje tiene el mismo aspecto que el circuito polarizado de emisor analizado
en la sección 4.4. La ecuación resultante para la corriente de saturación
(cuando VCE se establece a cero voltios en el diagrama) es, por tanto, la misma
que se obtiene para la configuración polarizada de emisor. Es decir,
ICsat = ICmáx = VCC / (RC + RE)
Análisis por recta de carga
Las similitudes con el circuito de salida de la configuración polarizada de
emisor resultan en las mismas intersecciones para la recta de carga de la
configuración con divisor de voltaje. La recta de carga tendrá por consiguiente
el mismo aspecto que la de la figura 4.24, con
El nivel de IB se determina, por supuesto, por una ecuación distinta para la
polarización con divisor de voltaje y las configuraciones polarizadas de
emisor.
3.5 Diversas configuraciones de
polarización.
Hay un número de configuraciones de polarización BJT que no coinciden con
el molde básico dé las que se han analizado en las secciones precedentes. De
hecho, existen variaciones de diseño que requerirían muchas más páginas de
las que son posibles en un texto de esta clase. Aquí, sin embargo, el propósito
primordial es enfatizar aquellas características del dispositivo que permitan un
análisis de cd de la configuración y que establezcan un procedimiento general
para encontrar la solución deseada. Para cada configuración discutida hasta
aquí, el primer paso ha sido la derivación de una expresión para la corriente de
base. Una vez que se conoce la corriente de base, la comente de colector y los
n i veles de voltaje del circuito de salida se pueden determinar ya
directamente. Esto no implica que todas las soluciones tomarán este rumbo,
pero sí sugiere una posible ruta por seguir si llega a encontrarse una nueva
configuración.
El primer ejemplo es simplemente uno donde el resistor de emisor se ha
retirado de la, configuración de retroalimentación de voltaje de la figura 4.34.
El análisis es bastante similar, pero requiere eliminar RE de la ecuación
aplicada.
Ejemplo:
Para la red de la figura 4.39:
a. Determine Icq y vceq.
b. Encuentre VB, VC, VE y VBC.
Figura 4.39 Retroalimentación en colector con RE = 0ohms.
Solución
La ausencia de RE reduce la reflexión de los niveles resistivos a simplemente
el nivel de RC, y la ecuación para IB se reduce a
En el siguiente ejemplo, el voltaje aplicado se conecta a la terminal del
emisor, y RC directamente a tierra. Al principio, la técnica parece un tanto
heterodoxa y bastante diferente a las empleadas hasta ahora; sin embargo, una
aplicación de la ley de voltaje de Kirchhoff al circuito de base dará por
resultado la corriente de base deseada.
Ejemplo:
Determine VC y VB para la red de la figura 4.40.
Figura 4.40 Ejemplo
Solución
Al aplicar la ley del voltaje de Kirchhoff en el sentido de las manecillas del
reloj a la malla de base a emisor, el resultado es
El siguiente ejemplo emplea una red conocida como configuración de emisorseguidor. Cuando la misma red se analiza sobre una base de ca,
encontraremos que las señales de entrada y salida están en fase (una siguiendo
a la otra) y el voltaje de salida es ligeramente menor que la señal aplicada.
Para el análisis de cd, el colector se conecta a tierra y el voltaje aplicado está
en la terminal del emisor.
Ejemplo:
Determine VCEQ e IE para la red de la figura 4.41
Solución
Aplicando la ley de voltaje de Kirchhoff al circuito de entrada obtenemos
Sustituyendo valores tenemos
Aplicando la ley de voltaje de Kirchhoff al circuito de salida obtenemos
Hasta aquí, todos los ejemplos han empleado una configuración de colector
común o de emisor común. En el siguiente ejemplo, investigaremos la
configuración de base común. En esta situación se utilizará el circuito de
entrada para determinar IE más que IB. La corriente de colector está disponible
entonces para realizar un análisis del circuito de salida.
Ejemplo
Determine el voltaje VCB y la corriente IB para la configuración de base común
de la figura 4.42.
Solución
Aplicando la ley de voltaje de Kirchhoff al circuito de entrada obtenemos
-VEE + IERE + VBE = 0
IE = (VEE - VBE) / RE
Sustituyendo valores obtenemos
IE = (4 V - 0.7 V) / 12 Kohms = 2.75 mA
Aplicando la ley de voltaje de Kirchhoff al circuito de salida obtenemos
-VCE + ICRC - VCC = 0
VCB = VCC - ICRC con IC = IE
= 3.34 V
IB = IC /  = 2.75 mA / 60 = 45.8 uA
El ejemplo anterior emplea una fuente de alimentación doble y requerirá la
aplicación del teorema de Thévenin para determinar las incógnitas deseadas.
Ejemplo:
Determine VC y VB para la red de la figura 4.43
Figura 4.43
Solución
La resistencia de Thévenin y el voltaje determinan para le red a la izquierda de
la terminal de base, como se muestra en las figuras 4.44 y 4.45
Figura 4.44
Figura 4.45
La red puede volverse a dibujar, como se ilustra en la figura 4.46 y al aplicarle
la ley de voltaje de Kirchhoff, da por resultado
-ETh - IBRTh - VBE - IERE + VEE = 0
Figura 4.46
Al sustituir IE = ( + 1)IB obtenemos
OPERACIONES DE DISEÑO
Hasta este punto las discusiones se han enfocado en el análisis de las redes
existentes. Todos los elementos están en su lugar y es simplemente asunto de
resolver para los niveles de voltaje y corriente de la configuración. El proceso
de diseño es donde puede especificarse una comente y/o un voltaje y donde
deben determinarse los elementos requeridos para establecer los niveles
Ideados. Este proceso de síntesis supone un claro entendimiento de las
características del Impositivo, las ecuaciones básicas para la red y un firme
conocimiento de las leyes básicas del análisis de circuitos, la ley de Ohm, la
ley de voltaje de Kirchhoff, etc. En la mayoría de las situaciones el proceso
mental se pone a prueba en alto grado en la operación de diseño más que en la
secuencia de análisis. La trayectoria hacia una solución es menos definida y
de hecho puede requerir algunas suposiciones básicas que no se pueden hacer
analizando sencillamente una red.
La secuencia de diseño es obviamente sensible a los componentes que ya se
han especificado y los elementos que van a determinarse. Si se especifican el
transistor y las fuentes, el proceso de diseño simplemente determinará los
resistores requeridos para un diseño particular. Una vez que se determina el
valor teórico de los resistores, se elige por lo general el valor comercial
estándar más cercano y cualquier variación debida a no usar el valor exacto de
la resistencia se acepta como parte del diseño. Esto es ciertamente una
aproximación válida si se toma en consideración las tolerancias normalmente
asociadas con los elementos resistivos y los parámetros del transistor.
Si se van a determinar los valores resistivos, una de las ecuaciones más
poderosas es sencillamente la ley de Ohm en la forma siguiente:
Rdesconocida = VR / IR
En un diseño particular, el voltaje a través de un resistor puede determinarse a
menudo a partir de los niveles especificados. Si otras especificaciones definen
el nivel de comente, la ecuación (4,44) puede entonces utilizarse para calcular
el nivel de resistencia requerido. Los ejemplo iniciales demostrarán cómo
elementos particulares pueden determinarse a partir de nivel especificados.
Luego se introducirá un procedimiento completo de diseño para un par de
configuraciones comunes.
Ejemplo:
Dadas las características del dispositivo de la figura 4.47a, determine VCC, RB
y RC para la configuración de polarización fija de la figura 4.47b.
Figura 4.47
Solución
De la recta de carga
Ejemplo:
Dados ICQ = 2 mA y VCEQ = 10 V, determine R1 y RC para la red de la figura
4.48
Figura 4.48
Solución
Los valores comerciales estándar más próximos para R1 son 82 k y 91 k .
Sin embargo, haciendo uso de la combinación en serie de los valores estándar
de 82 k y 4.7 k = 86.7 k resultaría en un valor muy cercano al nivel
diseñado.
Ejemplo:
La configuración con la polarización de emisor de la figura 4.49 tiene las
siguiente s especificaciones: ICQ = ½ ICsat, ICsat = 8 mA, VC = 18 V y  = 110.
Determine RC, RE y RB.
Figura 4.49
Solución
El análisis siguiente presenta una técnica para diseñar un circuito completo
para operar en un punto de polarización especifico. Con frecuencia las hojas
de especificaciones de los fabricantes brindan información que establece un
punto de operación apropiado (o región de operación) para un transistor
particular. Además, otros factores del circuito relacionados con la etapa del
amplificador dado pueden dictar también algunas condiciones de la excursión
de corriente, excursión de voltaje, el valor de voltaje de alimentación común,
etc., los cuales pueden utilizarse para la determinación del punto Q en un
diseño.
En la práctica real, muchos otros factores tienen que considerarse y pueden
influir en la selección del punto de operación que se desea. Sin embargo, por
el momento nos concentraremos en la determinación de los valores de los
componentes para obtener un punto de operación especificado. El análisis se
limitará a las configuraciones de polarización de emisor y de polarización de
divisor de voltaje, aun cuando el procedimiento puede aplicarse a otros
circuitos de transistores.
Diseño de un circuito de polarización con resistencia de retroalimentación
en emisor
Considérese primero el diseño de los componentes de polarización de cd de un
circuito amplificador que tiene estabilización de polarización por resistencia
de emisor (véase la figura 4.50), El voltaje de alimentación y el punto de
operación se seleccionarán a partir de la información del fabricante sobre el
transistor utilizado en el amplificador.
Figura 4.50 Circuito de polarización con estabilización de emisor para
consideraciones de diseño.
Figura 4.50 Circuito de polarización con estabilización de emisor para
consideraciones de diseño.
La selección de las resistencias de colector y emisor no puede desprenderse
directamente de la información que acaba de especificarse. La ecuación que
relaciona los voltajes alrededor de la malla colector-emisor, tiene dos
cantidades desconocidas: los valores de las resistencias de colector y emisor,
RC y RE. En este punto debe hacerse alguna evaluación de ingeniería, como la
del nivel del voltaje de emisor comparado con el voltaje de la fuente aplicada.
Recuérdese que la necesidad de incluir un resistor del emisor a tierra fue
brindar un medio de estabilización de la polarización de cd de manera que el
cambio de la comente de colector debido a las corrientes de fuga en el
transistor y la  del mismo no ocasionarían un gran corrimiento (si lo hay) en
el punto de operación. La resistencia del emisor no puede ser
irrazonablemente grande porque el voltaje que se genera en él limita el nivel
de la excursión del voltaje del colector al emisor (que se mencionará cuando
se discuta la respuesta de ca). Los ejemplos examinados en este capitulo
revelan que el voltaje de emisor a tierra esta por lo regular alrededor de una
cuarta o una décima parte de la fuente de voltaje. Seleccionando el caso
conservador de una décima parte, nos permitirá calcular el resistor de emisor
RE y el resistor RC de manera semejante a los ejemplos apenas vistos. En el
siguiente ejemplo realizaremos un diseño completo de la red de la figura 4.49
empleando los criterios recientemente introducidos para el voltaje de emisor.
Ejemplo
Determine los valores de los resistores para la red de la figura 4.50, para la
fuente de voltaje y el punto de operación indicados.
Solución
Diseño de un circuito de ganancia en corriente estabilizada
(independiente de  )
El circuito de la figura 4.51 brinda estabilización tanto para la corriente de
fuga como para los cambios en la ganancia de corriente  . El valor de las
cuatro resistencias que se muestran debe obtenerse para un punto de operación
especificado. El criterio de ingeniería en la selección de' un valor para el
voltaje de emisor, VE, como en el criterio de diseño previo conduce a una
simple solución directa para todos los valores de la resistencia. Todos los
pasos de diseño se muestran en el siguiente ejemplo.
Figura 4.51 Circuito con estabilización de ganancia de corriente para
consideraciones de dideño.
Ejemplo:
Determine los niveles RC, RE, R1 y R2 para la red de la figura 4.51, para el
punto de operación indicado.
Solución
Las ecuaciones para los cálculos de los resistores de base R1 y R2 requerirán de
un poco de consideración. Usando el valor del voltaje de base calculado
anteriormente y el valor de la fuente de voltaje se obtendrá una ecuación, pero
existen dos incógnitas, R1 y R2. Se puede tener una ecuación adicional
mediante el conocimiento de la operación de estos dos resistores al proveer el
voltaje de base necesario. Para que el circuito opere con eficacia, se supone
que la corriente a través de R1 y R2 debe ser aproximadamente igual y mucho
mayor que la corriente de base (al menos en proporción de 10:1). Este hecho y
la ecuación de di visor de voltaje para el voltaje de base proporcionan las dos
relaciones necesarias para determinar los resistores de base. Es decir,
3.6 Conmutación con transistores.
La aplicación de los transistores no se limita solamente a la amplificación de
las señales. Por medio de un diseño adecuado pueden utilizarse como
interruptor para aplicaciones de control y computadoras. La red de la figura
4.52a puede emplearse como un inversor en circuitos lógicos de
computadoras. Nótese que el voltaje de salida VC es opuesto al que se aplica a
la base o terminal de entrada. Además, adviértase la ausencia de una fuente de
cd conectada al circuito de base. La única fuente de cd está conectada al
extremo de colector o salida, y para las aplicaciones de computadoras es
típicamente igual a la magnitud del flanco de subida de la señal de salida, en
este caso. de 5 V.
Figura 5.52 Inversor de transistor
El diseño adecuado para el proceso de inversión requiere que el punto de
operación cambie desde el estado de corte hasta el de saturación, a lo largo de
la recta de carga trazada en la figura 4.52b. Para nuestros propósitos
supondremos que IC = ICEq = 0 mA cuando IB = 0 uA (una excelente
aproximación a la luz de las técnicas mejoradas de construcción), como se
muestra en la figura 4.52b. Además, supondremos VCE = vcesat = 0 V en lugar
del nivel típico de 0.1 a 0.3 V.
Cuando Vi = 5 V, el transistor estará en estado "encendido" y el diseño debe
asegurar que la red está completamente saturada con un nivel de IB mayor que
el asociado con la curva de IB que aparece cerca del nivel de saturación. En la
figura 4.52b esto requiere que IB > 50 uA. El nivel de saturación para la
comente de colector del circuito de la figura 4.52a se define como
ICsat = VCC / RC
El nivel de IB en la región activa, justo antes de que se presente la saturación
puede aproximarse mediante la siguiente ecuación:
IBmáx = ICsat /  cd
Por tanto, para el nivel de saturación, debemos asegurar que se satisfaga la
condición siguiente:
IB > ICsat /  cd
Saturación Suave
BJT saturado ligeramente
RB = (Vi - 0.7V)/IB
IB  ICsat /  mín
RB = (Vi - 0.7V) mín /ICsat
Saturación Dura
BJT debe saturarse para cualquier valor de beta.
 = 10
RB = (Vi - 0.7V)10 /ICsat
Para ICsat hay que tomar en cuenta la caida de voltaje de la carga
ICsat = (VCC - Vcarga)/RC
3.7 El transistor PNP.
Hasta este punto el análisis se ha limitado exclusivamente a los transistores
npn para asegurar que el análisis inicial de las configuraciones básicas fuera lo
más claro posible y sin complicaciones al intercambiar entre diferentes tipos
de transistores. Afortunadamente, el análisis de los transistores pnp sigue el
mismo patrón establecido para los transistores npn. El nivel de IB se determina
en primer lugar, seguido por la aplicación de las relaciones de transistor
apropiadas para determinar la lista, de cantidades desconocidas. De hecho, la
única diferencia entre las ecuaciones que se obtienen para una red en la que se
ha reemplazado un transistor npn por otro de tipo pnp es el signo asociado a
cantidades particulares.
Como se advierte en la figura 4.63, la notación de subíndice doble continúa
como fue definida normalmente. Sin embargo, las direcciones de la corriente
se han invertido para reflejar las direcciones de conducción reales. Empleando
las polaridades definidas de la figura 4.63, tanto VBE como VCE serán
cantidades negativas.
Aplicando la ley de voltaje de Kirchhoff a la malla de base a emisor
obtendremos la siguiente ecuación para la red de la figura 4.63:
-IERE + VBE -IBRB +VCC = 0
Sustituyendo IE = ( + 1 )IB y resolviendo para IB, llegamos a
La ecuación resultante es la misma que la ecuación (4.17), a excepción del
signo para VBE Sin embargo, en este caso VBE = -0.7 V y la sustitución de los
valores resultará en el mismo signo para cada término de la ecuación (4.49),
como la ecuación (4.17). Recuérdese que la dirección de IB se define ahora
como opuesta a la de un transistor pnp, como se ilustra en la figura 4.63. Para
VCE, la ley de voltaje de Kirchhoff se aplica a la malla de colector a emisor, lo
que da por resultado la siguiente ecuación:
-IERE + VCE -ICRC +VCC = 0
Sustituyendo IE = IC, obtenemos
VCE = -VCC + IC(RC +RE)
La ecuación resultante tiene el mismo formato que la ecuación (4.19), pero el
signo enfrente de cada término a la derecha del signo de igualdad ha
cambiado. Puesto que VCC será mayor que la magnitud del término siguiente,
el voltaje tendrá un signo negativo, como se advirtió en un párrafo anterior.
Ejemplo:
Determine VCE para la configuración de polarización con divisor de voltaje de
la figura 4.6
Figura 4.64 Transistor PNP en una conñguración de polarización con divisor de
voltaje.
Solución
Probando la condición
 RE  10 R2
132 k  100 k (satisfactorio)
Resolviendo para VB, tenemos que
Nótese la similitud en el formato de la ecuación con el voltaje negativo
resultante para VB.
Aplicando la ley de voltaje de Kirchhoff a lo largo de la malla de base a
emisor, nos lleva a
VB - VBE -VE = 0
VE = VB - VBE
VE = -3.16 V - (-0.7 V)
= -2.46 V
Advierta que en la ecuación anterior se emplea la notación estándar de
subíndice sencillo y doble Para un transistor npn la ecuación VE. = VB - VBE
sería exactamente la misma. La única diferencia surge cuando se sustituyen
los valores. La corriente
IE = VE / RE = 2.46 V / 1.1 k = 2.24 mA
Para la malla de colector a emisor:
-IERE + VCE -ICRC +VCC = 0
Sustituyendo IE = IC y agrupando términos, tenemos que
VCE = -VCC + IC(RC +RE)
Sustituyendo valores, obtenemos
VCE = -18 V + (2.24 mA)(2.4 k + 1.1 k ) = -10.16 V
4.1 Amplificador en el dominio de CA.
La construcción básica, aspectos y características del transistor se presentaron
en el capitulo 1. Después, en el capitulo 2 se examinó en detalle la
polarización de cd del dispositivo. Empezaremos ahora a estudiar la respuesta
ca a pequeña señal del amplificador BJT revisando los modelos que se utilizan
con mayor frecuencia para representar el transistor en el dominio de ca
senoidal.
Una de nuestras primeras inquietudes en el análisis de ca senoidal en redes de
transistores es la magnitud de la señal de entrada. Ello determinará si deben
aplicarse técnicas de pequeña señal o técnicas de gran señal. No existe una
línea divisoria entre las dos, peso la aplicación, así como la magnitud de las
variables de interés relativas a las escalas de las características del dispositivo,
determinarán casi siempre con bastante claridad cuál método es el apropiado.
La técnica de pequeña señal se presenta en este capitulo.
Hay dos modelos que se utilizan por lo común en el análisis de ca de pequeña
señal de redes de transistor: el modelo equivalente híbrido y el modelo re. Este
capitulo no sólo presenta ambos modelos, sino que define el papel que cada
uno desempeña y la relación que existe entre ellos.
En el capítulo 1 se demostró que el transistor puede emplearse como un
dispositivo amplificador. Es decir, la señal de salida senoidal es mayor que la
señal de entrada o, estableciéndolo de otra manera, la potencia de ca de salida
es mayor que la potencia de ca de entrada. La pregunta que surge entonces es
¿cómo la salida de potencia de ca puede ser mayor que la potencia de ca de
entrada? La conservación de la energía dicta que en función del tiempo, la
salida de potencia total, Po de un sistema no puede ser mayor que su entrada
de potencia, Pi y que la eficiencia definida por  = Po/P¡ no puede ser mayor
que 1. El factor que no se considera en la discusión anterior, que permite una
salida de potencia de ca mayor que la potencia de entrada de ca, es la potencia
aplicada de cd. Representa una contribución a la potencia de salida total aun
cuando parte de ella se disipa a través del dispositivo y los elementos
resistivos. En otras palabras, existe un intercambio" de potencia de cd al
dominio de ca, el cual permite establecer una muy alta potencia de salida de
ca. De hecho, una eficiencia-de conversión se define por medio de  =
Po(ca)/Pi(cd) donde Po(ca) es la potencia de ca en la carga, y P¡(cd) la
potencia suministrada de cd.
Quizás el papel que juega la fuente de cd se describa mejor al considerar
primero la red simple de cd de la figura 7.1. La dirección resultante del flujo
se muestra en la figura con una gráfica de la corriente i contra el tiempo.
Insertemos ahora un mecanismo de control, como se muestra en la figura 7.2.
El mecanismo de control se constituye de tal forma que la aplicación de una
señal relativamente pequeña al mecanismo de control puede resultar en una
oscilación mucho más grande en el circuito de salida.
Figura 7.1 Corriente estacionaria establecida por una fuente de cd.
Para el sistema de la figura 7.2 el valor pico de la oscilación se controla
mediante el nivel establecido de cd. Cualquier intento de exceder el límite
establecido por el nivel de cd resultará en un "recorte" aplanado de la región
pico de la señal de salida. Por lo tanto, en su totalidad, un diseño apropiado de
amplificador requiere que los componentes de cd y de ca sean sensibles a cada
uno de los otros requerimientos y limitaciones. Sin embargo, es en verdad un
hecho afortunado que los amplificadores de pequeña señal de transistor
puedan considerarse lineales para la mayoría de las aplicaciones,
permitiendo el uso del teorema de superposición para separar el análisis de
cd del análisis de ca.
Figura 7.2 Efecto de un elemento de control sobre el flujo en estado estacionario
del sistema eléctrico de la figura 7.1
LÍNEA DE CARGA DE CA.
Excursión máxima de salida de ca al voltaje de ca pico a pico máximo, sin
recortes, que puede proporcionar un amplificador.
La línea de carga de ca es una ayuda visual para entender la operación con
señales grandes.
4.2 Modelado del transistor BJT.
La clave del análisis de pequeña señal de transistor es el empleo de los
circuitos equivalentes (modelos) que serán introducidos en este capítulo. Un
modelo es la combinación de elementos de circuito, seleccionados
adecuadamente, que mejor aproximan el comportamiento real de un
dispositivo semiconductor en condiciones específicas de operación,
Una vez determinado el circuito equivalente de ca, el símbolo gráfico del
dispositivo puede sustituirse en el esquema mediante este circuito, y se pueden
aplicar los métodos básicos del análisis de circuitos de ca (análisis de nodos,
análisis de mallas y el teorema de Thévenin) para determinar la respuesta del
circuito.
Hay dos teorías actuales acerca de cuál será el circuito equivalente que ha de
sustituir al transistor. Durante muchos años la industria y las instituciones
educativas confiaron ampliamente en los parámetros híbridos (que se
presentarán en breve). El circuito equivalente de parámetros híbridos seguirá
siendo muy popular, aun cuando en la actualidad debe competir con un
circuito equivalente derivado directamente de las condiciones de operación
del transistor, el modelo re. Los fabricantes siguen especificando los
parámetros híbridos para una región de operación particular en sus hojas de
especificaciones. Los parámetros (o componentes) del modelo re pueden
derivarse directamente de los parámetros híbridos en esta región. Sin
embargo, el circuito equivalente híbrido adolece de estar limitado a un
conjunto particular de condiciones de operación si se considerara preciso. Los
parámetros del otro circuito equivalente pueden determinarse para cualquier
región de operación dentro de la región activa y no están limitados por un solo
grupo de parámetros incluidos en la hoja de especificaciones. A su vez, no
obstante, el modelo re no tiene un parámetro que defina el nivel de impedancia
de salida del dispositivo y el efecto de retroalimentación de la salida a la
entrada.
Puesto que en la actualidad ambos modelos se emplean de manera extensa, los
dos se examinan en detalle en este libro. En algunos análisis y ejemplos se
empleará el modelo híbrido, en tanto que en otros se utilizará en forma
exclusiva el modelo re. No obstante, en el texto se hará todo lo necesario para
mostrar la forma tan estrecha en que se relacionan los dos modelos y cómo la
habilidad en el manejo de uno de ellos conduce a una destreza natural en el
manejo del otro.
Con el fin de mostrar el efecto que tendrá el circuito equivalente de ca sobre el
análisis que sigue, considérese el circuito de la figura 7.3. Supongamos por e]
momento que el circuito equivalente de ca de pequeña señal para el transistor
ya ha sido determinado. Puesto que sólo nos interesa la respuesta de ca del
circuito, todas las alimentaciones de cd pueden sustituirse por equivalentes de
potencial cero (corto circuito), ya que determinan únicamente el nivel de cd
(nivel quiesciente) o de operación del voltaje de salida y no la magnitud de la
excursión de la salida de ca. Esto se muestra claramente en la figura 7.4. Los
niveles de cd fueron importantes simplemente para determinar el punto Q de
operación adecuado. Una vez determinado, es posible ignorar los niveles de
cd en el análisis de ca de la red. Además, los capacitores de acoplamiento C1 y
C2 y el capacitor de desvío C3*** se eligieron de modo que tuvieran una
reactancia muy pequeña a la frecuencia de aplicación. Por lo tanto, es posible
también reemplazarlos para todos los propósitos prácticos por medio de una
trayectoria de baja resistencia (corto circuito). Nótese que esto producirá el
"corto circuito" de la resistencia de polarización de cd, RE. Recuérdese que los
capacitores tienen un equivalente de circuito abierto en condiciones de estado
estable cd, permitiendo un aislamiento entre etapas en los niveles de cd y las
condiciones de operación.
Figura 7.3 Circuito de transistor examinado en este análisis introductorio.
Figura 7.4 Red de la figura 7.3 después de eliminar la alimentación de cd.
La conexión común de tierra y el rearreglo de los elementos de la figura 7.4
dará como resultado una combinación en paralelo de los resistores R1, R2, y RC
que aparecerá del colector al emisor como se muestra en la figura 7.5. Como
los componentes del circuito equivalente del transistor insertado en la figura
7.5 son aquellos con los que ya nos hemos familiarizado (resistores, fuentes
controladas, etc.), las técnicas de análisis tales como superposición y el
teorema de Thévenin, entre otras, pueden aplicarse para determinar las
cantidades deseadas.
Figura 7.5 Circuito de la figura redibujado para el análisis de pequeña señal ca.
Examinaremos aún más la figura 7.5 e identifiquemos las cantidades
importantes que se determinarán en el sistema. Puesto que sabemos que el
transistor es un dispositivo amplificador, esperaríamos alguna indicación de
cómo se relacionan el voltaje de salida Vo y el de entrada Vi, es decir, la
ganancia en voltaje. Note en la figura 7.5 que para esta configuración Ii = Ib, e
Io = Ic lo cual define la ganancia en corriente Ai = Io / Ii. La impedancia de
entrada Zi y la impedancia de salida Zo probarán ser de particular importancia
en el análisis que se detalla a continuación. Se proporcionará mucha más
información acerca de estos parámetros en las secciones siguientes. Por tanto,
el equivalente de ca para una red se obtiene por medio de:
1. El establecimiento de todas las fuentes de cd a cero y su reemplazo
por un corto circuito equivalente
2. El reemplazo de todos los capacitores por un corto circuito
equivalente
3. La eliminación de todos los elementos sustituidos por los corto
circuitos equivalentes introducidos en los pasos 1 y 2
4. El dibujar de nuevo la red en una forma más lógica y conveniente.
En las secciones siguientes se presentarán los circuitos equivalentes re e
híbrido para completar el análisis de ca de la red de la figura 7.5
4.3 Parámetros importantes: Zi, Zo, Av,
Ai, Vi, Vo, Ii, Io. (Redes de dos puertos).
Antes de investigar los circuitos equivalentes para BJT con más detalle,
concentrémonos en los parámetros de un sistema de dos puertos que son de
capital importancia desde un punto de vista de análisis y diseño. Para el
sistema de dos puertos (dos pares de terminales) de la figura 7.6, el extremo
de entrada (el lado donde normalmente se aplica la señal) se encuentra a la
izquierda y el extremo de salida (donde se conecta la carga) se halla a la
derecha. De hecho, para la mayoría de los sistemas eléctricos y electrónicos el
flujo general se tiene normalmente de izquierda a derecha. Para ambos
conjuntos de terminales la impedancia entre cada par de terminales en
condiciones normales de operación es bastante importante.
Figura 7.6 Sistema de dos puertos.
Impedancia de entrada, Zi
Para el extremo de entrada, la impedancia de entrada Z¡ se define por la ley de
Ohm como se indica a continuación:
Zi = Vi / Ii
Si se modifica la señal de entrada Vi, la corriente Ii, puede calcularse mediante
el uso del mismo nivel de impedancia de entrada. En otras palabras:
Para el análisis de pequeña señal una vez que se ha determinado la
impedancia de entrada, el mismo valor numérico puede utilizarse para
modificar los niveles de la señal aplicada.
De hecho, en las secciones siguientes encontraremos que la impedancia de
entrada de un transistor puede determinarse aproximadamente por medio de
las condiciones de polarización de cd, condiciones que no cambian sólo
porque la magnitud de la señal aplicada de ca se haya modificado.
Es particularmente interesante que para las frecuencias en el intervalo de los
valores bajos a los medios (normalmente <100 kHz):
La impedancia de entrada de un amplificador de transistor BJT es de
naturaleza puramente resistiva y, dependiendo de la manera en que se emplee
el transistor, puede variar de unos cuantos ohms hasta el orden de los
megaohms.
Además:
No puede emplearse un óhmetro para medir la impedancia de entrada de
pequeña señal de ca puesto que el óhmetro opera en modo de cd.
La ecuación (7.1) es particularmente útil en la medida en que proporciona un
método para medir la resistencia de entrada en el dominio de ca. Por ejemplo,
en la figura 7.7 se ha agregado un resistor sensor al extremo de entrada para
permitir una determinación de Ii*** empleando la ley de Ohm. Un
osciloscopio o un multimetro digital (DMM) sensible puede utilizarse para
medir el voltaje Vs y V¡. Ambos voltajes pueden ser de pico a pico, pico o
valores rms, siempre que ambos niveles empleen el mismo patrón. La
impedancia de entrada se determina entonces de la siguiente manera:
Ii = (Vs - Vi) / Rsensor
y
Zi = Vi / Ii
Figura 7.7 Determinación de Zi.
La importancia de la impedancia de entrada de un sistema puede demostrarse
mejor mediante la red de la figura 7.8. La fuente de señal tiene una resistencia
interna de 600  el sistema (posiblemente un amplificador de transistor) tiene
una impedancia de entrada de 1.2 k .
Figura 7.8 Demostración del impacto de Zi sobre una respuesta de amplificador.
Impedancia de salida, Zo
La impedancia de salida se define en forma natural para el conjunto de salida
de las terminales, pero la manera en la cual se define es bastante diferente de
la correspondiente a la impedancia de entrada. Es decir,
La impedancia de salida se determina en las terminales de salida viendo
hacia atrás. dentro del sistema con la señal aplicada fijada en cero.
En la figura 7.10, por ejemplo, la señal aplicada se ha establecido a cero
voltios. Para determinar Zo, se aplica una señal, Vs, a las terminales de salida, y
el nivel de Vo se mide con un osciloscopio o DMM sensible. La impedancia
de salida se determina entonces de la siguiente manera:
Io = (V - Vo) / Rsensor
y
Zo = Vo / Io
Figura 7.10 Deteminación de Zo.
En particular, para las frecuencias de rango bajo y medio (normalmente < 100
kHz): La impedancia de salida de un amplificador de transistor BJT es
resistiva por naturaleza y depende de la configuración y de la colocación de
los elementos resistivos, Zo puede variar entre unos cuantos ohms y un nivel
que puede exceder los 2M .
Además:
No puede utilizarse un óhmetro para medir la impedancia de salida de
pequeña señal de ca debido a que el óhmetro opera en modo de cd.
Ganancia de voltaje Av
Una de las características más importantes de un amplificador es la ganancia
de voltaje de pequeña señal de ca, que se determina por
Av = Vo / Vi
Para el sistema de la figura 7.13, no se ha conectado una carga a las terminales
de salida y el nivel de ganancia determinado por la ecuación (7.6) se
denomina como la ganancia de voltaje sin carga. Es decir,
Figura 7.13 Determinación de la ganancia de voltaje sin carga
Para amplificadores de transistor, la ganancia de voltaje sin carga es mayor
que la ganancia de voltaje con carga.
Ganancia de corriente, Ai
La última característica numérica por discutir es la ganancia de corriente
definida por
Ai = Io / Ii
Aunque por lo regular recibe menos atención que la ganancia de voltaje, es,
sin embargo, una cantidad importante que puede tener un impacto
significativo en la eficiencia global de un diseño. En general:
Para amplificadores BJT, la ganancia de corriente oscila entre los valores
apenas menores que I y un nivel que puede exceder los 100.
Para la situación con carga presente de la figura 7.15,
Ii = Vi / Zi
y
Io = Vo / RL
Figura 7.15 Determinación de la ganancia de corriente con carga.
Ai = -Av(Zi / Ii)
La ecuación anterior permite la determinación de la ganancia de corriente a
partir de la ganancia de voltaje y los niveles de impedancia.
Relación de fase
La relación de fase entre las señales senoidales de entrada y salida es
importante por una variedad de razones prácticas. Sin embargo y por fortuna:
Para el amplificador de transistor típico, a frecuencias que permiten ignorar
el efecto de elementos reactivos, las señales de entrada y salida están ya sea
en fase o desfasadas por 180°.
La razón de esta situación ambivalente con respecto a la fase se aclarará en los
capítulos siguientes.
Resumen
Los parámetros de principal importancia para un amplificador ya se han
presentado; la impedancia de entrada Zi, la impedancia de salida Zo, la
ganancia de voltaje Av, la ganancia de corriente Ai y las relaciones de fase
resultantes. Otros factores, tales como la frecuencia aplicada para los límites
inferior y superior del espectro de frecuencias, afectarán algunos de estos
parámetros. En las secciones y capítulos siguientes, todos los parámetros se
determinarán para una variedad de redes de transistores con el fin de permitir
una comparación de las ventajas y desventajas de cada configuración.
4.4 Modelado re del transistor.
El modelo re emplea un diodo y una fuente controlada de corriente para
duplicar el comportamiento de un transistor en la región de interés.
Recuérdese que una fuente de corriente controlada por corriente es aquélla
donde los parámetros de la fuente de corriente se controlan por medio de una
corriente en otra parte de la red. De hecho,en general:
Los amplificadores de transistor BJT se conocen como dispositivos
controlados por corriente.
Configuración de base común
En la figura 7.16a se ha insertado un transistor pnp de base común dentro de la
estructura de dos puertos empleada en nuestra discusión de las recientes
secciones. En la figura 7.16b se ha colocado el modelo re para el transistor
entre las mismas cuatro terminales. Como se observó en la sección 7.3, el
modelo (circuito equivalente) se escoge de una forma tal que se tenga una
aproximación del comportamiento del dispositivo al reemplazarlo en la región
de operación de interés. En otras palabras, los resultados obtenidos al colocar
el modelo deberían estar relativamente cercanos a los obtenidos con el
transistor real. Usted recordará, del capítulo 1, que una de las uniones de un
transistor en operación se polariza en forma directa mientras que la otra se
polariza inversamente. La unión directamente polarizada se comportará de
manera muy parecida a un diodo (despreciando los efectos de los niveles
cambiantes de VCE), como se verificó mediante las curvas de la figura 3.7. Para
la unión de base-emisor del transistor de la figura 7.16a, el diodo equivalente
de la figura 7.16b entre las mismas dos terminales parece ser bastante
apropiado. Para el extremo de salida, recuérdese que las curvas horizontales
de la figura 3.8 revelaban que IC = Ie (como se dedujo de Ic =  Ie) para el
intervalo de valores de vce. La fuente de corriente de la figura 7.16b establece
el hecho de que Ic =  Ie con la corriente de control Ie que aparece en el
extremo de entrada del circuito equivalente, como se indica en la figura 7.16a.
Por consiguiente, hemos establecido una equivalencia en las terminales de
entrada y salida con la fuente controlada por corriente, proporcionando un
vínculo entre las dos (una revisión inicial sugeriría que el modelo de la figura
7.16b es un modelo válido del dispositivo real).
Figura 7.16 (a) Transistor BJT de base común; (b) modelo re para la configuración
de la figura 7.16a.
Recuérdese del capitulo 1, que la resistencia de ca de un diodo puede
determinarse mediante la ecuación rca = 26 mV/ID, donde ID es la corriente de
cd a través del diodo en el punto Q (estático). Esta misma ecuación puede
utilizarse para encontrar la resistencia de ca del diodo de la figura 7.16b si
sustituimos simplemente la corriente de emisor, como se muestra a
continuación:
re = 26 mV / IE
El subíndice e de re se eligió para enfatizar que es el nivel cd de la corriente
de emisor que determina el nivel ca de la resistencia del diodo de la figura
7.16b. Al sustituir el valor resultante de re en la figura 7.16b se obtendrá el
modelo de suma utilidad que se muestra en la figura 7.17:
Figura 7.17 Circuito equivalente re de base común.
A causa del aislamiento existente entre los circuitos de entrada y de salida de
la figura 7.17, debería ser bastante obvio que la impedancia de entrada Zi para
la configuración de base común de un transistor fuera simplemente re. Es
decir,
Z i = re
Para la configuración de base común, los valores típicos de Z, varían entre
unos cuantos ohms y un valor hasta de alrededor de 50  .
Para la impedancia de salida, si establecemos la señal a cero, entonces Ie = O
A e IC =  Ie =  (0 A) = O A, resultando en un equivalente de circuito abierto
en las terminales de salida. El resultado es que para el modelo de la figura
7.17,
Zo   
En realidad:
Para la configuración de base común, los valores típicos de Zo se hallan en el
orden de los megaohms.
La resistencia de salida de la configuración de base común se determina por
medio de la pendiente de las líneas características de las características de
salida, como se muestran en la figura 7.18. Suponiendo que las líneas sean
perfectamente horizontales (una excelente aproximación) resultaría en la
conclusión de la ecuación (7.13). Si se tuviera el cuidado de medir Zo gráfica
o experimentalmente, se obtendrían los niveles típicos en el intervalo de 1 a 2
M .
Figura 7.18 Definición de Zo.
En general, para la configuración de base común, la impedancia de entrada
es relativamente pequeña mientras que la impedancia de salida es bastante
alta.
La ganancia de voltaje se determinara ahora para la red de la figura 7.19.
Vo = -IoRL = -(-IC)RL =  IERL
Vi = IEZi = Iere
Av = Vo / Vi =  IeRL / Iere
Av =  RL / re  RL / re
Para la ganancia de corriente
Ai = Io / Ii = -IC / Ie =  Ie / Ie
Ai = -  -1
7.19 Definición de Av para la configuración de base común.
El hecho de que la polaridad del voltaje Vo tal como se determina a partir de
la corriente IC sea la misma que se define mediante la figura 7.19 (o sea, el
extremo negativo está al potencial de referencia, o tierra) revela que vo y V¡
están en fase para la configuración de base común. El equivalente para un
transistor NPN en la configuración de base común aparecería como se ilustra
en la figura 7.20.
Figura 7.20 Modelo aproximado para una configuración de transistor NPN de base
común.
Configuración de emisor común
Para la configuración de emisor común de la figura 7.21a, las terminales de
entrada son las terminales de base y emisor, pero el conjunto de salida lo
componen ahora las terminales de colector y emisor. Además, la terminal de
emisor es ahora común entre los puertos de entrada y salida del amplificador.
Sustituyendo el circuito equivalente re para el transistor npn dará por resultado
la configuración de la figura 7.21b. Adviértase que la fuente controlada por
corriente aún esta conectada entre las terminales de colector y de base y el
diodo, entre las terminales de base y de emisor. En esta configuración, la
corriente de base es la corriente de entrada, mientras que la corriente de salida
aun es Ic. Recuerde, del capítulo 1, que las corrientes de base y de colector
están relacionadas por la siguiente ecuación:
Ic =  I b
La comente a través del diodo se determina por lo tanto mediante
Ie = ( + 1)Ib
Sin embargo, ya que la beta de ca es normalmente mucho mayor que 1,
haremos uso de la siguiente aproximación para el análisis de comente:
Ie   Ib
La impedancia de entrada se determina por medio de la siguiente relación:
Zi = Vi / Ii = Vbe / Ib
El voltaje Vbe se halla a través de la resistencia del diodo, como se muestra en
la figura 7.22. El nivel de re todavía se determina por la corriente de cd IE***.
El uso de la ley de Ohm conduce a
Vi = Vbe = Ie re   Ibre
Figura 7.21 (a) Transistor BJT de emisor común (b) modelo aproximado para la
configuración de la figura 7.21ª
Figura 7.22 Determinación de Zi empleando el modelo aproximado.
La sustitución nos lleva a
Zi   re
En esencia, la ecuación (7.19) establece que la impedancia de entrada para una
situación tal como la mostrada en la figura 7.23 es beta veces el valor de re.
En otras palabras, un elemento resistivo en la terminal del emisor se refleja en
el circuito de entrada por un factor multiplicativo  . Por ejemplo, si re = 6.5
ohms como en el ejemplo 7.4, re = 160 (situación bastante común a la
impedancia de entrada se incrementa a un nivel de
Zi   re = (160)(6.5 ohms) = 1.04 kohms
Figura 7.23 Impacto de re sobre la impedancia de entrada.
Para la configuración de emisor común, los valores típicos de Zi que se
definen mediante re, oscilan desde unos cuantos cientos de ohms hasta el
orden los kilohms, con valores máximos de entre 6 y 7 kilohms.
Para la impedancia de salida las características de interés son el conjunto de
salida de la figura 7.24, Obsérvese que la pendiente de las curvas se
incrementa con el aumento en la comente de colector. Cuanto más elevada sea
la pendiente, menor será el nivel de la impedancia de salida (Zo). El modelo re
de la figura 7.21 no incluye una impedancia de salida, pero si se halla
disponible a partir de un análisis gráfico o de hojas de datos, puede incluirse
como se ilustra en la figura 7.25.
Figura 7.24 Definición de ro para la configuración de emisor común.
Figura 7.25 Inserción de ro en el circuito equivalente de transistor.
Para la configuración de emisor común, valores típicos de Zo se encuentran
en el intervalo que va de los 40 a los 50 kohms.
Para el modelo de la figura 7.25, si se establece a cero la señal aplicada, la
corriente es de O A y la impedancia de salida es
Z o = ro
Por supuesto, si la contribución debida a ro se ignora como en el caso del
modelo re la impedancia de salida se define por Zo =   .
La ganancia de voltaje para la configuración de emisor común se determinará
ahora por la configuración de la figura 7.26 haciendo uso de la suposición que
Zo =   . El efecto de incluir ro se considerará en el capítulo 6. Para la
dirección definida por Io y polaridad de Vo,
Vo = -IoRL
Figura 7.26 Determinación de la ganancia de voltaje y corriente para el
amplificador de transistor de emisor común.
El signo menos refleja simplemente el hecho de que la dirección de Io en la
figura 7.26 establecerá un voltaje Vo con polaridad opuesta. Al continuar
llegamos a
Vo = -IoRL = -ICRL = - IbRL
Vi = IiZi = Ib re
Av = Vo / Vi = - IbRL / Ib re
Av = -RL / re
El signo menos resultante para la ganancia de voltaje revela que los voltajes
de entrada y salida se encuentran desfasados en 180°. La ganancia de corriente
para la configuración de la figura 7.26:
Ai = Io / Ii = IC / Ib =  Ib / Ib
Ai = 
Utilizando el hecho de que la impedancia de entrada es  re que la corriente de
colector es  Ib y que la impedancia de salida es ro el modelo equivalente de la
figura 7.27 puede ser una herramienta efectiva para el análisis que sigue a
continuación. Para valores de parámetros típicos la configuración de emisor
común puede considerarse como aquella que disfruta de un nivel moderado de
impedancia de entrada, un voltaje y una ganancia de corriente altos, y una
impedancia de salida que puede tener que incluirse en el análisis de la red.
Figura 7.27 Modelo re para la configuración de transistor de emisor común.
Configuración de colector común
Para la configuración de colector común normalmente se aplica el modelo
definido para la configuración de emisor común de la figura 7.21, en vez de
definir un modelo propio para la configuración de colector común. En
capítulos subsecuentes se investigarán varias configuraciones de colector
común y llegara a ser evidente el efecto de utilizar el mismo modelo.
4.5 El modelo equivalente híbrido.
En la sección 4.4 se señaló que el modelo re para un transistor es sensible al
nivel de operación de cd del amplificador. El resultado es una resistencia de
entrada que variará en el punto de operación de cd. Para el modelo equivalente
híbrido que se describirá en esta sección se definen los parámetros en un
punto de operación que puede o no reflejar 1as condiciones de operación
reales del amplificador. Esto se debe al hecho de que las hojas de
especificaciones no pueden proporcionar los parámetros para un circuito
equivalente para todo punto de operación posible. Los fabricantes deben
escoger las condiciones de operación que creen que reflejarán las
características generales del dispositivo.
Figura 7.32 Circuito equivalente híbrido completo.
5.1 Polarización por divisor de voltaje.
Los modelos de transistores que se presentan en el capítulo 3 se utilizarán
ahora para realizar el análisis de ca de pequeña señal de un buen número de
configuraciones estándar de redes con transistor. Las redes que se analizarán
representan la mayor parte de las que aparecen en la práctica actual. Las
modificaciones de las configuraciones estándar se examinarán con relativa
facilidad una vez que el contenido de este capitulo se haya revisado y
entendido.
Ya que el modelo re es sensible al punto de operación real, será nuestro
modelo principal para el análisis que se realizará. Sin embargo, para cada
configuración se examina el efecto de una impedancia de salida como se
proporciona mediante el parámetro hoe del modelo equivalente híbrido. Para
demostrar las semejanzas que existen en el análisis entre los modelos, se ha
dedicado una sección al análisis de pequeña señal de redes BJT empleando
únicamente el modelo equivalente híbrido.
Circuito equivalente para CD
Circuito equivalente para CA.

Zi:

Zo:
Zo = Rc

Av:
Vo = -IORL
IO = (ICRC)/(RC+RL)  VO = -(ICRC)RL /(RC+RL)
Vo = ViR'L / re  Vo / Vi = -R'L / re
Av = -R'L / re

Ai: Frecuentemente el valor de R' es muy cercano a  re por lo tanto no
puede ser ignorado.
Ib = R'Ii / (R' +  re)
ó
Ib / Ii = R' / (R' +  re)
En la salida
Efecto de ro: Zi no cambia pero Zo = ro Rc
ro = 1 / hoe
Ai = Io / Ii
Ejemplo:
Calcule el punto Q, re, Zi, Zo, Av, Ai para el amplificador que se muestra:
f = 1 kHz
Xc  0.1 R
C1  10 / 2 f  0.22 uF
C2  1.3 uF
C3  1.06 uF
Análisis de CD:
 RE = (90)(1.5 k ) = 135 k
10R2 = (10)(8.2 k ) = 82 k ,   RE > 10R2
 se puede emplear el análisis aproximado
VE = VB - VBE = 2.81 - 0.7 = 2.11 Vcd
IE = VE / RE =2.11 V / 1.5 k = 1.41 mA
VCE = VCC - IC(RC + RE), donde IC  IE
VCE = 22 - (1.41mA)(6.8 k + 1.5 k ) = 10.297 Vcd
Punto Qcd: (10.297 V, 1.41 mA)
Análisis de CA:
re = 26 mV / IE = 26 mV / 1.41 mA
re = 18.44 
 re =(90)(18.44) = 1.66 k
Zi = 1.35 k
Zo = Rc = 6.8 k , si se toma en cuenta ro suponga que el transistor es el
2N4123: hoe = 14 u para Ic  1.41 mA
Av = 66.64
Ai = 59.84
5.2 Configuración de polarización de
emisor para emisor común.
Circuito equivalente de CD
Circuito equivalente de CA
Como Vi está en paralelo con RB y con la suma de  re +  RE  Vi = IRB RB ó
Vi = Ib re + IeRE = Ib re + ( + 1)IbRE
Zb = Vi / Ib =  re + ( +1)RE
Zb   (re + RE), si RE >> re  Zb   RE
Zi:
Ejemplo
Dado el siguiente circuito encuentre:
a.
b.
c.
d.
e.
Punto Q y valor exacto para IE
Zi
Zo (sin ro y con ro) suponga que hoe = 55 uU
Av
Ai
a)
IE = ( + 1)IB = (121)(46.5 uA) = 5.63 mA
Ic =  IB =(120)(46.5 uA) = 5.58 mA
VCE = Vcc - Ic (Rc + RE) = 20 - (5.58 mA)(1.3k + 1.2k) = 6.05 Vcd
Punto Q (6.05 Vcd, 5.58 mA)
IE = 5.63 mA
b)
re = 26 mV / 5.63 mA = 4.62 ohms
Zi = 94.65 kohms
c)
Zo = Rc
Zo = 1.3 k (sin ro)
Si ro = 1 / hoe =1 / 55 uU =18.18 k
Zo = 1.21 k (con ro)
d)
Av = -0.3
e)
Ai = 40.52
Zo:
Si Vi = 0, Ib = 0 y  Ib es un corto circuito
Zo = Rc
Av:
Av: Frecuentemente la magnitud de RB es muy cercana a Zb, por
lo tanto no se puede aproximar Ib = Ii. Es necesario aplicar la
regla del divisor de corriente.
Efecto de ro: La colocación de ro para esta configuración es tal
que para los valores de parámetros típicos, el efecto de ro sobre
la impedancia de salida y ganancia de voltaje se pueden ignorar:
5.3 Configuración de emisor seguidor.
Cuando la salida se toma en la terminal del emisor, en lugar de en el colector,
la red recibe el nombre de emisor seguidor.
El voltaje de salida (CA) siempre es un poco menor que la señal de entrada,
debido a la caída de base a emisor, a pesar de esto la aproximación Av  1 casi
siempre es satisfactoria.
A diferencia del voltaje en el colector, el voltaje en el emisor está en fase con
la señal Vi, de ahí el nombre de "emisor seguidor".
En la figura se muestra la configuración más común de emisor seguidor.
Como se puede observar, para análisis de CA el colector está conectado a
tierra, así que ésta es una configuración de colector de colector común.
Esta configuración se utiliza con propósitos de acoplamiento de impedancia.
Presenta una elevada impedancia de entrada y una baja impedancia de salida,
lo cual es opuesto por completo a las configuraciones anteriores. El efecto
resultante es muy similar al que se obtiene con un transformador.
Circuito equivalente de CD
Malla de Entrada
Malla de Salida
Circuito equivalente de CA
Nótese que Vi está en paralelo con RB, pero también con  re +  R'L, así que:
Vi = ZbIb
Zi:
Así que
Zo:
, y en términos de Ie multiplicando por  + 1
Si se dibujara un circuito representando a esta ecuación:
Recuerde que para obtener Zo, Vi se establece a cero volts, así que:
Si se toma en cuenta ro  R'L está en paralelo con ro
Av: De la figura anterior se puede obtener la ganancia de
voltaje.
Ai: De la figura del circuito equivalente:
La siguiente es también una red de emisor seguidor, pero se polariza por
divisor de voltaje.
En este caso para CA se sustituye RB por R1 paralela a R2 y para CD se aplica
lo visto para la polarización por divisor de voltaje, si  RE  10R2  Análisis
aproximado. En el caso contrario se aplica el análisis exacto.
La siguiente también es una red de emisor seguidor, la cual utiliza
polarización por divisor de voltaje y además se incluye una resistencia en el
colector para controlar el VCE.
Para el análisis en CA, la RC incluida no tiene efecto, ni en Zo, ni en la
ganancia y RB se sustituye por R1 paralela a R2.
Para CD es un circuito de polarización por divisor de voltaje.
Ejemplo:
Para la red de emisor seguidor que se muestra en la figura calcule:
a. Punto Q
b. re
c. Parámetros: Zi, Zo, Av, Ai.
a) Circuito equivalente de CD:
b)
c)
Apéndice al capítulo 5.
CONFIGURACIÓN DE EMISOR COMÚN CON POLARIZACIÓN
FIJA
Circuitos Equivalentes de CA
Zi:
Zo: Impedancia de salida = Zo para Vi = 0  Ib = 0, Zo = Rc
Av:
El signo menos indica que la polaridad de Vo es opuesta a la definida por la
dirección indicada de Io.
Ai:
Efecto de ro: Zi no cambia, pero
TRANSISTORES DE BARRERA SUPERFICIAL.
-Transistor bidireccional: realiza la función de conmutación en ambos sentidos del flujo de
señales, a través de un circuito. Ampliamente utilizado en los circuitos conmutación telefónica.
-Transistor bipolar: transistor de punta en el que el emisor y el colector son electrodos de
contacto de punta que hacen presión en los centros de las caras de un disco delgado de material
semiconductor que sirve de base.
-Transistor de aleación-difusión: es el combinado de las técnicas de aleación y difusión de un
modo diferente a la de un transistor de difusión-aleación.
-Transistor de almacenamiento de carga: es el que la unión base-colector se carga cuando se
aplica polarización directa estando la base a nivel alto y el colector a nivel bajo.
-Transistor de barrera de unión: construido por aleación de la base con el material terminal de
un conductor.
-Transistor de barrera intrínseca: transistor triodo en el que las barreras superficiales están
constituidas sobre los lados opuestos de una lámina de germanio tipo n por depresiones
grabadas, y ulterior electromoldeo de los puntos de colector y emisor que funcionan como
contactos rectificadores.
TRANSISTORES DE BASE DIFUSA.
-Transistor de base difusa: transistor en el que es obtenida una región no uniforma de base por
difusión gaseosa. La unión base-colector está también formada por difusión gaseosa, por tanto
la unión base-emisor es una unión convencional de aleación.
-Transistor de base metálica: consistente en una base constituida por una película metálica
delgada interpuesta entre dos semiconductores tipo n, estando el semiconductor de emisor más
dopado que la base a fin de conseguir una mayor relación entre la corriente de electrones y la
corriente de huecos. La respuesta de frecuencia es mucho más elevada que la de los transistores
convencionales.
-Transistor de campo: transistor unipolar.
-Transistor de campo interno: tiene dos uniones planas paralelas, con un apropiado gradiente
de resistividad en la región base entre las uniones para mejorar las respuestas a elevadas
frecuencias.
-Transistor de capa agotada: funciona por el movimiento de los cortadores a través de las capas
desiertas o capas agotadas tal como un espacistor.
-Transistor de capa de difusión: transistor de unión en las que las uniones finales están
constituidas por difusión de impurezas cerca de una unión de crecimiento.
-Transistor de cuatro capas: tiene cuatro regiones conductores pero solo tres terminales. Un
ejemplo de este tipo es el tiristor.
-Transistor de difusión: transistor en el que el flujo de corrientes es resultado de la difusión de
portadores donadores o aceptadores, como en un transistor de unión.
-Transistor de difusión microaleado: transistor en el que el cuerpo semiconductor es
previamente sometido a difusión gaseosa a fin de producir una región de base no uniforme.
-Transistor de doble difusión: está formado de dos uniones en la pastilla de semiconductor, por
difusión gaseosa de ambos de impurezas p y n. Puede también formarse una región intrínseca.
-Transistor de doble emisor: transistor epitaxial planal pasivado p-n-p de silicio que tiene dos
emisores para su utilización en interruptores de bajo nivel.
-Transistor de doble superficie: transistor de puntas en los que buscadores de emisor y colector
están en contacto con los lados opuestos de la base.
-Transistor de efecto de campo: transistor en el que la resistencia al paso de la corriente desde
el electrodo fuente al electrodo drenador se modula por aplicación de un campo eléctrico
transversal entre los electrodos de graduador o puerta. El campo eléctrico modifica la densidad
de la capa empobrecida entre las puertas, reduciendo por tanto la conductancia.
TRANSISTORES DE MODULACIÓN DE CONDUCTIVIDAD.
-Transistor de efecto de campo metal-óxido-semiconductor: transistor de efecto de campo que
tiene una puerta aislada del sustrato semiconductor por una capa delgada de óxido de sicilio.
Cuando en el modo de empobrecimiento, una tensión negativa de puerta reduce los portadores
de carga normalmente presentes en el canal conductor con polarización nula de puerta. Cuando
funciona en el sentido de enriquecimiento, la puerta se polariza en sentido directo para
incrementar la carga del canal y aumentar la conductancia de este. Se pueden obtener ambos
tipos de funcionamientos de un sustrato de tipo n o de tipo p, respectivamente.
-Transistor de efecto de campo multicanal: es en el que se aplica tensiones adecuadas a la
puerta de entrada para controlar el espacio entre los canales de flujo de corriente. La utilización
de más de un canal permite el empleo de corrientes más intensas sin reducir la respuesta de
frecuencia lo que normalmente ocurre cuando se aumenta el tamaño de un dispositivo de canal
único para acomodarlo a mayor intensidad.
-Transistor de emisor y conductor difusos: es el que tanto el emisor como el colector han sido
constituidos por difusión.
-Transistor de difusión: transistor de unión, obtenido por enfriamiento brusco después de la
función de una determinada región.
-Transistor de gancho: tiene cuatro capas alternadas tipo p y n, con una capa flotante entre la
base y el colector. Esta disposición da lugar a altas ganancias de la corriente de entrada de
emisor.
TRANSISTORES DE MULTIEMISOR.
-Transistor de multiemisor: tiene uno o más emisores adicionales. Utilizado principalmente en
los circuitos lógicos.
-Transistor de película delgada: transistor de efecto de campo construido enteramente mediante
técnicas de películas delgadas para su utilización en circuitos de esta naturaleza. Un electrodo de
puerta, de metal delgado, está separado por una película delgada semiconductor que por lo
general está constituida por sulfuro de cadmio la corriente circula a lo largo de un canal por la
capa del semiconductor. Entre dos electrodos denominados fuente y drenador. La intensidad de
corriente se consigue mediante la tensión aplicada a la puerta aislada.
-Transistor de potencia: transistor de unión que puede trabajar con corrientes y potencias
elevadas. Se usa principalmente en circuitos de audio y conmutación.
-Transistor de precisión de aleación de silicio: Es en el cual las técnicas de aleación y grabado
se combinan para producir una elevada frecuencia de respuesta y un estrecho control de los
parámetros de transistor, tal como se requiere para aplicaciones de conmutación de bajo nivel y
elevada resolución.
-Transistor de puerta de control: Es en el que un electrodo de puerta cubre las uniones del
emisor y el colector, permitiendo la aplicación de un campo electrónico a la superficie de la
región de la base.
-Transistor de puntas: tiene un electrodo base y dos o más puntos de contacto poco separadas
entre si, sobre la superficie del germanio tipo n. La presión de los contactos crea una pequeña
zona de material tipo p bajo cada contacto produciendo las uniones necesarias para un transistor.
-Transistor de punta y de unión: tiene un electrodo base y una punta de contacto además de
electrodos de unión.
-Transistor de fusión: transistor de unión en que esta se obtiene por fusión de un semiconductor
dopado en forma apropiada, permitiendo su solidificación ulterior repetidamente.
-Transistor de superficie pasivada: transistor cuya superficie semiconductoras han sido
protegidas contra el agua, los iones y otras condiciones ambientales por pasivación, en la cual
un compuesto protector está químicamente unido a la superficie del cristal semiconductor.
TRANSISTORES DE UNIÓN ELECTROQUÍMICA.
-Transistor de unión: construido de un transistor de unión de aleación que se fabrica colocando
gránulos de una impureza tipo p, tal como el indio, encima y debajo de una lámina de germanio
tipo n, y luego calentando la lámina hasta que la impureza se alee con el germanio dando lugar
a un transistor de tipo p-n-p.
-Transistor de unión difusa: es en el que los electrodos del emisor y del colector han sido
obtenidos por difusión de una impureza metálica en el cuerpo del semiconductor sin
calentamiento.
-Transistor de tres uniones: tiene tres uniones y cuatro regiones de conductividad alternadas.
La conexión del emisor puede tener lugar en la región p a la izquierda la conexión de la base en
la región adyacente n.
-Transistor de unión eletroquímica: construido por ataques de las dos caras opuesto a una placa
de germanio tipo n por chorros de una solución salina tal como cloruro de indio, la placa ,
primeramente positiva con respecto a los de proyección, pasa entonces a ser negativa con
relación al deposito de indio sobre los caracteres formados.
TRANSISTORES DE UNIÓN GRADUAL.
-Transistor de unión gradual: transistor por crecimiento variable.
-Transistor de unión intrínseca: de cuatro capas una de las cuales está formada por
semiconductores de tipo i y situada entre la base y el colector, como los transistores
p-n-i-p,
n-p-i-n, p-n-i-n y n-p-i-p.
-Transistor de zona desierta: transistor de capa agotada.
-Transistor del tipo de empobrecimiento: transistor metal-óxido de efecto de campo en el que
los portadores de carga existentes presentan una polarización de entrada nula, si bien estas
cargas son neutralizadas por la aplicación de una polaridad inversa.
-Transistor del tipo de enriquecimiento: transistor MOS de efecto de campo en el que la puerta
está polarizada en sentido directo y cubre todo el canal a fin de enriquecer su carga e incrementa
su conductancia.
-Transistor doblemente dopado: transistor de unión por crecimiento, formado por adición
sucesiva de impurezas tipo p y tipo n o la fusión durante el crecimiento del cristal.
-Transistor epitaxial de unión difusa: transistor de unión obtenido por crecimiento por una
capa delgada de elevada pureza de un material semiconductor fuertemente dopada del mismo
tipo.
-Transistor epitaxial mesa difuso: en el que la capa epitaxial delgada de elevada resistividad
está depositada sobre el sustrato, sirviendo como colector.
-Transistor filiforme: transistor de modulación de conductividad cuya longitud es mucho mayor
que sus dimensiones transversales.
-Transistor mesa: obtenido sometiendo una lámina o pastilla de germanio o sicilio a ataque
químico de modo que las regiones correspondientes a la base y al emisor aparezcan
escalonadamente como mesetas por encima de la región de colector.
-Transistor MOS de efecto de campo: Transistor de efecto de campo metal-óxidosemiconductor.
TRANSISTORES N-P-N.
-Transistor n-p-n: Transistor de unión que tiene una base tipo p entre un emisor tipo n y un
colector tipo n. El emisor debe entonces ser negativo con respecto a la base , y el colector
positivo.
-Transistor n-p-i-n: Transistor de unión intrínseca en el que la región intrínseca está interpuesta
entre la base tipo p y las capas tipo n del colector.
-Transistor n-p-i-p: Transistor de unión intrínseca en el que la región intrínseca está entre
regiones p.
·TRANSISTORES N-P-N-P.
-Transistor n-p-n-p: Transistor de unión n-p-n que tiene además una capa de transición o
flotante entre los regiones p y n, en la que no se establece conexión óhmica. Denominado
también transistor p-n-p-n.
-Transistor pasivado: Protegido contra fallos prematuros por pasivación.
-Transistor pentodo de efecto de campo: tiene cinco terminales que tiene tres puertas. Puede
trabajar como pentodo, si se polarizan independientemente cada una de las puertas.
-Transistor planar de silicio: Fabricado por la técnica planar, que implica una serie de ataques
químicos y difusiones, y que producen un transistor de silicio con una capa de óxido.
-Transistor planar de unión: parecido al de unión difusa, pero en el cual se consigue una
penetración localizada de las impurezas recubriendo algunas partes de la superficie del cristal
con un compuesto de óxido tal como dióxido de silicio. Este proceso se llama pasivación de
superficie.
-Transistor p-n-i-n: transistor de unión intrínseca en el que la región intrínseca está situada
entre regiones n.
-Transistor p-n-i-p: Transistor de unión intrínseca en la cual la región intrínseca está entre la
base tipo n y el colector tipo p.
-Transistor por crecimiento variable: de unión en la cual las impurezas (tales el galio y el
antimonio) se disuelven a la vez, y la temperatura asciende y desciende repentinamente para
producir capas alternas de tipo p y n. Se llama también transistor de unión gradual.
-Transistor simétrico: de unión en lo que los electrodos emisor y colector son idénticos y sus
terminales intercambiables.
-Transistor tetrodo: transistor de cuatro electrodos, tal como un transistor tetrodo de puntas o
un transistor de unión de doble base.
-Transistor tetrodo de efecto de campo: con cuatro conductores con dos puertas que permiten el
funcionamiento del tetrodo si se utiliza polarización separada para cada puerta.
-Transistor tetrodo de puntas: transistor de puntas con un colector y dos emisores.
-Transistor tetrodo de unión: transistor de unión de doble base.
-Transistor unipolar: transistor que utiliza portadores de carga de una sola polaridad, tal como
ocurre en un transistor de efecto de campo.
-Transistor uniunión: barra de semiconductor tipo n con una región de aleación tipo p en un
lado. Las conexiones se establecen en los contactos de las bases situados en ambos extremos de
la barra y en la región p. El transistor tiene una característica análoga a la de un tiratrón entre el
terminal de la región p y el terminal de la base negativa.
·TRANSISTOR COMPLEMENTARIOS.
-Transistor complementario: dos transistores d opuesta conductividad (p-n-p y n-p-n)
incorporados en la misma unidad funcional.
TRANSISTORES EN CASCADA.
-Transistor de cascada: dos transistores montados en una misma cápsula y conectados en serie.
-Transistor en conexión compuesta: disposición de dos transistores en la que la base de uno se
conecta al emisor del otro y los dos colectores se conectan entre sí. La combinación debe ser
considerada como un transistor simple que posee un elevado factor de amplificación de
corriente.