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TESIS DOCTORAL
APORTACIONES EN LA
SUPRESIÓN DE
INTERFERENCIAS
CONDUCIDAS (EMI) EN LOS
SISTEMAS DE POTENCIA
LINEALES.
Francisco Pérez Ridao
Sevilla, Marzo de 2000
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TESIS DOCTORAL
APORTACIONES EN LA SUPRESIÓN DE
INTERFERENCIAS CONDUCIDAS (EMI) EN
LOS SISTEMAS DE POTENCIA LINEALES.
por
Francisco Pérez Ridao
Ingeniero Industrial por la E.S. de Ingenieros
de la Universidad de Sevilla
Presentada en la
Escuela Superior de Ingenieros
de la
Universidad de Sevilla
para la obtención del
Grado de Doctor Ingeniero Industrial
Sevilla, Marzo de 2000
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TESIS DOCTORAL
APORTACIONES EN LA SUPRESIÓN
DE INTERFERENCIAS CONDUCIDAS
(EMI) EN LOS SISTEMAS DE
POTENCIA LINEALES.
Autor: Francisco Pérez Ridao
Director: Juan Manuel Carrasco Solís
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A Mari Carmen y Álvaro.
Agradecimientos
Quiero expresar mi agradecimiento a todas aquellas personas (familiares,
compañeros y amigos) que han colaborado, de una forma u otra, en el desarrollo de esta Tesis Doctoral:
• A mi director de tesis, Dr. Juan Manuel Carrasco Solís, por toda la colaboración prestada.
• Al Dr. Leopoldo García Franquelo, por el esfuerzo realizado en favor del,
hoy numeroso y fértil, Departamento de Ingeniería Electrónica.
• A los profesores Dr. Ramón González y Dr. Jon Tombs, por la ayuda en
el entorno de trabajo UNIX y por la revisión de la memoria de tesis.
• A los profesores Dr. Carlos Janer y Dr. Eduardo Galván por sus acertados comentarios como revisores de la memoria de tesis.
• Al profesor Dr. Antonio Torralba Silgado, por el apoyo en la adquisición
de la instrumentación utilizada.
• A D. Andrés González, por su ayuda en la realización de prototipos.
• A todos los profesores del Grupo de Tecnología Electrónica, que con su
apoyo y noble amistad contribuyeron positivamente a la investigación
realizada.
• A mi familia, por el apoyo y paciencia mostrados.
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Resumen de la Tesis
En esta Tesis Doctoral se presentan los resultados de una nueva línea de investigación desarrollada por el Grupo de Tecnología Electrónica (GTE)
del Departamento de Ingeniería Electrónica de la Universidad de Sevilla en
el campo de las interferencias electromagnéticas de alta frecuencia (EMI) en
los Sistemas Electrónicos de Potencia.
La experiencia y resultados de otras líneas de investigación existentes en el
GTE, como es la desarrollada en el campo de convertidores de potencia conmutados en alta frecuencia, tiene su prolongación natural en el estudio de
las interferencias generadas por dichos sistemas. Sin embargo, por su interés
práctico y por la escasez de publicaciones científicas específicas, se centra la
investigación en los sistemas lineales de potencia.
El objetivo general de esta tesis consiste en el planteamiento del problema
EMI, o problema de interferencias de alta frecuencia, que afecta cada vez más
al funcionamiento de los Sistemas de Potencia Lineales (SPL) abordados a lo
largo de la tesis. Para ello, en cada elemento analizado del sistema, se sigue
el siguiente proceso:
• Determinación de las principales fuentes de interferencias, ya sean internas o externas al sistema analizado, justificando los principales mecanismos de acoplamiento de interferencias, y definiendo los circuitos que
actúan de víctimas a estas interferencias. Así, a lo largo de los diferentes
capítulos de la tesis se caracterizan, realizando numerosas medidas, cada una de las interferencias EMI que producen problemas en el sistema
analizado.
• Incorporación de soluciones originales a las interferencias de alta frecuencia, o soluciones EMI, detectadas en el primer punto. En primer
lugar, se analizan los efectos de las soluciones a interferencias con métodos externos (filtrado y apantallado EMI), que se adaptan de forma
especial a cada problema planteado. Por otra parte, se proponen y ensayan soluciones originales específicas a las interferencias detectadas, que
afectan al diseño interno de circuitos y que, como se verá en los resultados experimentales, resultan sumamente eficaces.
xii
El estudio de las interferencias se centra en el caso particular de los Sistemas de Potencia Lineales para el procesado y amplificación de señales de baja
frecuencia (audio), constituidos por una fuente de señal, amplificador lineal
de potencia (con especial atención a su sistema de alimentación) y carga electroacústica. Así, a lo largo de la tesis se analizan los diferentes diseños eléctricos de los principales circuitos necerarios para la realización del sistema,
su comportamiento en baja frecuencia y los problemas de interferencias de
alta frecuencia que han sido investigados. La visión global del sistema es primordial para la justificación de las interferencias en alta frecuencia, tanto en
su generación, como en los mecanismos de acoplamiento de interferencias.
La complejidad del sistema analizado y la diversidad de problemas EMI detectados fijan la investigación en la caracterización y supresión de interferencias
de forma experimental, tras analizar las causas y los mecanismos de acoplamiento de interferencias. Se han realizado numerosas medidas de interferencias, en diferentes sistemas y condiciones de trabajo de los mismos, de las que
se extraen la información inicial que centra el objetivo de estudio posterior.
Para limitar la extensión de la memoria de la tesis, se han seleccionado, entre los numerosos registros obtenidos, sólo las medidas más interesantes que
evidencian la naturaleza del problema y la eficacia de las soluciones investigadas.
La memoria de la Tesis se estructura en seis capítulos. El primero de ellos
es una introducción general al problema EMI en los Sistemas de Potencia Lineales, en donde se define el sistema objeto de la investigación, la motivación
inicial para la investigación del problema en el campo de las interferencias
de alta frecuencia, estado de las investigaciones precedentes, y metodología
general de trabajo.
En el Capítulo 2 se muestran los métodos de medidas de interferencias conducidas que se han utilizado para la investigación. Se resalta el uso de las
sondas de corriente de alta frecuencia en las medidas EMI y, por su utilidad
práctica, se presentan tres prototipos originales diferentes de sondas de corriente que se han diseñado y caracterizado en las medidas de laboratorio.
Estos prototipos se muestran muy interesantes cuando se comparan con sondas comerciales de corriente de costes mucho más elevados.
En el mismo Capítulo 2 se repasa la normativa europea vigente sobre Compatibilidad Electromagnética (EMC), tanto las normas genéricas como las normas de producto aplicables a los sistemas analizados. Así, se muestran los
límites de emisión y se comentan los requisitos de inmunidad, aunque el objetivo de supresión de interferencias planteado en esta tesis pretende el mejor
diseño posible (máxima reducción de interferencias) y no sólo el mero cumplimiento de la normativa.
xiii
En el Capítulo 3 se investiga el problema de las interferencias en alta frecuencia presentes en los sistemas de alimentación básicos no regulados (sistemas
ABNR) utilizados industrialmente en los diseños comerciales de amplificadores de potencia. Se investigan, en primer lugar, las interferencias externas
presentes en la red eléctrica, sus características de variación y el mecanismo
de acoplamiento con la carga alimentada, resaltando el problema asociado al
transformador de red utilizado. Como solución original a estas interferencias
externas, se diseñan filtros especiales de modo común y banda ancha que presentan notables ventajas frente a los filtros comerciales.
A continuación, en el mismo Capítulo 3, se investigan las interferencias generadas internamente en el circuito de alimentación, comparando diferentes
topologías de circuitos de alimentación simétricos no regulados, y se ensayan
posibles soluciones a interferencias. Se determinan soluciones muy eficaces
basadas en el uso de diodos rectificadores rápidos y modificaciones topológicas
de los circuitos de rectificación que permiten la máxima supresión de EMI generado. Se cierra el capítulo resumiendo el conjunto de soluciones originales
desarroladas para la supresión EMI en el sistema de alimentación analizado,
que se aplican en un proyecto de colaboración industrial.
En el Capítulo 4 se investigan las interferencias generadas por los sistemas
de alimentación conmutados en alta frecuencia diseñados especialmente para
amplificadores de potencia. Se diseñan y montan los prototipos de dos sistemas de alimentación conmutados diferentes, denominados SAD y SACAP,
que disponen de circuitos de corrección de factor de potencia en la entrada y
de regulación de las tensiones de salida. En estos sistemas se miden las interferencias internas generadas por cada convertidor de potencia en diferentes
condiciones de trabajo.
En el sistema SACAP se extienden las medidas de interferencias conducidas
hasta 300 MHz, rango de frecuencias muy superior al fijado por las normas, y
se investigan las causas de la generación de interferencias en los circuitos de
conmutación. Se proponen diferentes soluciones originales, que son caracterizadas de forma independiente, y que resultan muy eficaces en la supresión
de interferencias. Como conclusión, se llega a que el sistema SACAP, cuando
incluye todas las soluciones a interferencias EMI investigadas y desarrolladas, puede ser utilizado en los amplificadores lineales de potencia de forma
ventajosa respecto al sistema de alimentación ABNR.
En el Capítulo 5 de la tesis se investigan los problemas de interferencias en
el amplificador de potencia y su entorno real de funcionamiento. Para ello,
en primer lugar, se analizan las posibles interferencias de alta frecuencia que
se generan en las actuales fuentes (reproductores) de señal de audio, propo-
xiv
niendo soluciones originales muy eficaces en la supresión de las interferencias
generadas internamente en la fuente de señal.
En segundo lugar, en el mismo Capítulo 5, se diseñan y montan dos prototipos diferentes de amplificadores lineales de potencia, denominados APL1 y
APL2, en donde se miden los efectos de las interferencias de alta frecuencia
aplicadas en la entrada. Se caracteriza y compara el comportamiento de estos
amplificadores frente a interferencias de entrada no moduladas y moduladas
(en amplitud y frecuencia) de hasta 600 MHz y se proponen soluciones específicas para aumentar la inmunidad del amplificador.
En tercer lugar, dentro del Capítulo 5, se caracteriza el efecto EMI de la carga electroacústica real conectada en la salida del amplificador. Para ello, se
diseña y monta un prototipo especial de carga de altas prestaciones, denominado BF1, que se caracteriza tanto en baja como en alta frecuencia. Con los
registros de las impedancias medidas hasta 100 MHz en cada uno de los diferentes componentes utilizados en la carga, y en el conjunto de la misma, se
justifica el importante efecto que la carga conectada a la salida del amplificador provoca en la propagación de interferencias conducidas, tanto en modo
común, como en modo diferencial.
Por último, se completa el Capítulo 5 analizando el problema de conexionado
de las diferentes masas en el amplificador de potencia, y se muestra el mecanismo de acoplamiento de interferencias de baja y alta frecuencia que denominamos como realimentación de masa. Con ello, se justifica el importante
efecto en baja frecuencia, que puede ser utilizado para inclusión de realimentación mixta tensión-corriente, y se muestra cómo las interferencias EMI que
afectan especialmente en esta situación pueden ser atenuadas con elementos
de filtrado EMI en la conexión de la carga.
En el Capítulo 6 se muestra un resumen de las Conclusiones Generales extraídas en la investigación realizada y se proponen las Futuras Líneas de
Investigación, que el autor de la tesis considera muy interesantes.
Los resultados de esta tesis van a tener una aplicación industrial inmediata en el diseño de un amplificador industrial especial denominado APLAIRE
(Amplificador de Potencia Lineal de Alta Inmunidad al Ruido Eléctrico) cuyo
diseño físico incluye gran parte de las soluciones a interferencias EMI investigadas previamente en esta tesis, junto con un seleccionado diseño interno
de los circuitos de procesado y amplificación en baja frecuencia.
Índice General
1 Introducción
1.1 Origen y Motivación de la Investigación. .
1.2 Conceptos y definiciones previas. . . . . .
1.3 Estado actual del problema EMI en SPL.
1.4 Objetivo y Planteamiento de la Tesis. . . .
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2 Entorno de Medidas EMI
2.1 Introducción . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
2.2 Medidas con LISN de interferencias conducidas a red. . . . . .
2.3 Medidas de interferencias con sondas de corriente. . . . . . . .
2.3.1 Factor de conversión de las sondas ESH2-Z1 y ESV-Z1. .
2.3.2 Aportaciones originales en el diseño y caracterización de
sondas de corriente de bajo coste. . . . . . . . . . . . . . .
2.3.3 Comparación de sondas en medidas EMI. . . . . . . . . .
2.4 Medida de interferencias con sondas de campo próximo. . . . . .
2.5 Aplicación de la Normativa Europea sobre EMC. . . . . . . . . .
2.5.1 Norma de emisión UNE-EN55013. . . . . . . . . . . . . .
2.5.2 Norma de inmunidad UNE-EN55020. . . . . . . . . . . .
2.6 Conclusiones . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
3 Supresión EMI en la alimentación no regulada de amplificadores.
3.1 Introducción . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
3.2 Alimentación no regulada (ABNR) de amplificadores. . . . . . .
3.3 Supresión de interferencias externas. . . . . . . . . . . . . . . .
3.3.1 Interferencias captadas en los cables de red. . . . . . . .
3.3.2 Interferencias conducidas desde otras cargas. . . . . . . .
3.3.3 Interferencias en la toma de tierra. . . . . . . . . . . . . .
3.3.4 Acoplamiento EMI en el transformador de red. . . . . .
3.4 Supresión de Interferencias internas. . . . . . . . . . . . . . . .
3.4.1 Interferencias generadas con diodos de red. . . . . . . . .
3.4.2 Supresión de interferencias generadas con diodos rápidos.
3.4.3 Filtrado EMI en los condensadores de salida. . . . . . . .
3.5 Soluciones EMI incorporadas en APLAIRE. . . . . . . . . . . . .
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ÍNDICE GENERAL
3.6 Conclusiones . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
84
4 Supresión EMI en la alimentación conmutada de amplificadores.
87
4.1 Introducción. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 89
4.2 Descripción del sistema SAD. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 90
4.2.1 Convertidor de entrada. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 91
4.2.2 Convertidor de salida. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 93
4.2.3 Convertidor de tarjeta. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 96
4.2.4 Consideraciones de diseño para bajo EMI. . . . . . . . . . 96
4.3 Medida de interferencias en SAD. . . . . . . . . . . . . . . . . . 97
4.3.1 EMI conducido a red por el circuito de control. . . . . . . 97
4.3.2 EMI conducido a red por el Convertidor de Entrada. . . 98
4.3.3 EMI conducido a red por el convertidor de salida. . . . . 98
4.3.4 EMI conducido a red en el funcionamiento conjunto del
convertidor principal. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 101
4.3.5 Conclusiones de las medidas EMI en SAD. . . . . . . . . 104
4.4 Descripción del sistema SACAP. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 105
4.4.1 Especificaciones generales de SACAP. . . . . . . . . . . . 105
4.4.2 Descripción del funcionamiento de SACAP. . . . . . . . . 107
4.4.3 Comparación de características eléctricas en baja frecuencia. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 111
4.5 Medida de interferencias en SACAP. . . . . . . . . . . . . . . . . 115
4.5.1 Medidas con red LISN. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 115
4.5.2 Medida con sondas de corriente . . . . . . . . . . . . . . 116
4.6 Supresión de interferencias en SACAP . . . . . . . . . . . . . . 123
4.7 Conclusiones. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 132
5 Supresión de interferencias EMI en el amplificador de potencia.
135
5.1 Introducción . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 137
5.2 Interferencias EMI generadas por la fuente de señal. . . . . . . 138
5.2.1 Selección de la fuente de señal. . . . . . . . . . . . . . . . 139
5.2.2 Interferencias medidas con el osciloscopio. . . . . . . . . 140
5.2.3 Interferencias medidas con el analizador de espectros. . 143
5.2.4 Conclusiones y soluciones propuestas a las interferencias
generadas por la fuente de señal. . . . . . . . . . . . . . . 150
5.3 Efectos de interferencias en el amplificador de potencia. . . . . . 155
5.3.1 Efectos de interferencias en el amplificador APL1. . . . 156
5.3.2 Efectos de interferencias en el amplificador APL2. . . . . 158
5.3.3 Conclusiones y soluciones propuestas a las interferencias en los amplificadores APL1 y APL2. . . . . . . . . . . 163
5.4 Caracterización de la carga en baja y alta frecuencia. . . . . . . 172
5.4.1 Caracterización de la carga en baja frecuencia. . . . . . . 173
ÍNDICE GENERAL
xvii
5.4.2 Caracterización de la carga en alta frecuencia. . . . . . . 174
5.5 Interferencias en el amplificador producidas por la carga. . . . . 200
5.5.1 Interferencias de baja frecuencia en el amplificador producidas por la carga compleja. . . . . . . . . . . . . . . . . 201
5.5.2 Control de la carga compleja con realimentación de masa. 204
5.5.3 Interferencias de alta frecuencia en el amplificador producidas por la carga. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 208
5.6 Conclusiones. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 211
6 Conclusiones y Líneas Futuras
6.1 Conclusiones. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
6.1.1 Capítulo 1. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
6.1.2 Capítulo 2. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
6.1.3 Capítulo 3. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
6.1.4 Capítulo 4. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
6.1.5 Capítulo 5. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
6.1.6 Publicaciones y Proyectos. . . . . . . . . . . . . . . . .
6.2 Líneas Futuras de Investigación. . . . . . . . . . . . . . . . .
6.2.1 Sistemas de Alimentación Conmutados de Bajo EMI.
6.2.2 Amplificadores Lineales de Alta Inmunidad. . . . . .
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222
xviii
ÍNDICE GENERAL
Capítulo 1
Introducción
Índice General
1.1 Origen y Motivación de la Investigación. . . . . . . . . . .
3
1.2 Conceptos y definiciones previas. . . . . . . . . . . . . . .
7
1.3 Estado actual del problema EMI en SPL. . . . . . . . . . .
11
1.4 Objetivo y Planteamiento de la Tesis. . . . . . . . . . . . .
14
2
Introducción
1.1 Origen y Motivación de la Investigación.
3
1.1 Origen y Motivación de la Investigación.
Esta es la primera Tesis Doctoral que en el campo de la Compatibilidad Electromagnética y de los Sistemas de Potencia Lineales se realiza en el Departamento de Ingeniería Electrónica de la Universidad de Sevilla. Con ello, se
abre formalmente una interesante línea de investigación cuyos orígenes y motivación se van a describir en este apartado.
El primer contacto del autor de la investigación con los problemas asociados
a las interferencias electromagnéticas en alta frecuencia proviene de la experiencia profesional adquirida en el Laboratorio de I+D de Fujitsu España
(Málaga, 1989-92). Dedicado a la investigación y desarrollo de sistemas de alimentación conmutados en alta frecuencia para diferentes aplicaciones industriales, el problema de las interferencias electromagnéticas en alta frecuencia
surgía inevitablemente. Por una parte se buscaba suprimir los efectos internos de interferencias, que llegaban a producir fallos de funcionamiento en los
convertidores conmutados, y por otra parte garantizar que no se superaban
los límites de emisión que fijaban las normas de producto [22].
Posteriormente, como profesor de la Universidad de Sevilla (1992-99), en el
desarrollo de las tareas investigadoras y de proyectos de colaboración industrial en el Departamento de Ingeniería Electrónica, los problemas de interferencias surgen frecuentemente asociados con el diseño y puesta a punto de
diferentes convertidores de potencia conmutados en alta frecuencia ([17], [18],
[19], [20], [21], [23], [24]).
Simultáneamente, el autor de la tesis se ha interesado durante más de una
década por los problemas prácticos en el diseño de sistemas analógicos de altas prestaciones, en especial sistemas de procesado y amplificación de señales
de baja frecuencia (audio): Sistemas de Potencia Lineales (SPL en adelante).
En diferentes componentes del sistema SPL, especialmente en los amplificadores lineales de potencia, se observó que numerosos productos comerciales y
diferentes prototipos especialmente realizados, presentaban una serie de problemas de comportamiento (distorsiones) en las instalaciones reales, que no
se justificaban por el manejo de señales de baja frecuencia, ni se correspondía
con las prestaciones esperadas de las características eléctricas especificadas
por los fabricantes.
Los problemas detectados en los equipos e instalaciones SPL presentaban
los síntomas característicos de los efectos de interferencias electromagnéticas provocadas en los sistemas electrónicos por las altas frecuencias. Experimentalmente, se había observado que la distorsión de los sistemas SPL en
la reproducción de la señal de audio dependía de, entre otros, los siguientes
4
Introducción
factores:
• Entorno de funcionamiento del sistema. Un mismo sistema SPL, trasladado de un entorno a otro, presentaba un comportamiento dinámico
diferente.
• Condiciones temporales. La calidad de un sistema fijo, trabajando en las
mismas condiciones, dependía de factores temporales con unas constantes de tiempo, o tiempos característicos, no justificadas por las constantes de tiempo características de los circuitos electrónicos internos (calentamiento, envejecimiento de componentes, etc.).
• Sistemas de alimentación. El diseño de los sistemas de alimentación (topologías y componentes utilizados) afectaba directamente en la calidad
de la señal procesada. Por ejemplo, sustitución de transformadores de
alimentación equivalentes con diferentes geometrías (núcleos E-E por
núcleos tororidales) provocaban apreciables variaciones del resultado,
no justificadas por consideraciones eléctricas en baja frecuencia.
• Conexión a la red eléctrica y toma de tierra. De nuevo, se producían
distorsiones dinámicas importantes en función de la forma de conexión
a la red eléctrica, punto de conexión, conexión a tierra de red compartida
por otras cargas o a picas de tierra independientes, etc.
• Cables. Los cables utilizados para interconectar los diferentes elementos
del sistema SPL determinaban importantes cambios en el resultado de
su funcionamiento global, no justificados por la simple transmisión de
señales de baja frecuencia. En la actualidad existe un mercado de cables
especiales para audio, extremadamente caros, cuyo diseño interno no se
justifica en baja frecuencia.
• Componentes Pasivos. Los componentes pasivos utilizados en los circuitos del sistema SPL afectaban de forma directa al resultado de funcionamiento. Por ejemplo, la tecnología de fabricación de los condensadores
utilizados en amplificadores (estructura interna y tipo de dieléctrico) determinaban diferentes resultados acústicos.
• Componentes Activos. La tecnología y escala de integración de los componentes activos utilizados en el sistema determinaban diferentes resultados de funcionamiento. En especial, con los amplificadores operacionales se mostraba una especial degradación del resultado (los primeros
prototipos de amplificadores desarrollados por el autor utilizaban, por
su mejor resultado, válvulas de vacío).
• Diseño de la placa de circuito impreso. El trazado de pistas y la disposición de componentes en la placa de circuito impreso, manteniendo
1.1 Origen y Motivación de la Investigación.
5
los componentes y la topología, producía resultados muy diferentes de
funcionamiento.
• Sinergia entre componentes. Componentes modulares del sistema SPL,
que deberían proporcionar las mismas prestaciones funcionales independientemente de la configuración final del sistema, son muy críticos en
cuanto a los elementos conectados en los que el funcionamiento global
se optimiza. No se justifica por el funcionamiento especificado para baja
frecuencia.
Por tanto, se detectaban una serie de problemas en el comportamiento electroacústico final de los elementos que integran el sistema SPL, alta susceptibilidad asociada a factores de diseño físico interno y de entorno de funcionamiento del sistema, que limitaban de forma importante la calidad del resultado global, y que no se justificaban por el procesado básico de señales en baja
frecuencia ni por la características eléctricas (en baja frecuencia) especificadas por los fabricantes.
Tras analizar los síntomas del problema, el objetivo final que se planteó en la
investigación era caracterizar eléctricamente los problemas más importantes
que se detectaban en los sistemas electrónicos lineales diseñados para aplicaciones electroacústicas, en especial los asociados a los amplificadores lineales
de potencia, que no quedaban justificados por el diseño básico en baja frecuencia. En segundo lugar, como consecuencia de las caracterización del problema,
proponer soluciones electrónicas para mantener la calidad máxima posible de
funcionamiento de los diseños, sin que afectáran los parámetros enumerados
anteriormente.
Por los síntomas del problema específico planteado y con la experiencia en
el estudio de interferencias en otros sistemas electrónicos ([22], [17], [24]),
el estudio se centró rápidamente en el campo de la Compatibilidad Electromagnética (EMC). Como veremos en el desarrollo de esta tesis, la existencia
inevitable de componentes de alta frecuencia que generan interferencias electromagnéticas (EMI) en los circuitos analógicos pueden justificar todas estas
anomalías de comportamiento descritas anteriormente.
La búsqueda bibliográfica en el campo EMC aportó una interesante información referida a cuestiones generales de la Compatibilidad Electromagnética
([10], [108], [28], [29], [30], [90], [95]) y aplicaciones en sistemas electrónicos
de elevada emisión de interferencias, en especial sistemas electrónicos digitales ([84], [96], [149]) y sistemas de potencia conmutados ([101], [122], [154]).
Sin embargo, pocas publicaciones se han encontrado que definan o caractericen el problema EMI en los SPL y, en todo caso, muy genéricas ([53], [125],
[52]). Es debido a que los bajos niveles de interferencias de alta frecuencia
6
Introducción
generados por estos sistemas, respecto a otros sistemas más conflictivos, favorecen el funcinamiento básico (pero no óptimo) y el cumplimiento de la normativa EMC aplicable a estos productos electrónicos, por lo que se superan
fácilmente los requisitos de emisión para su posterior comercialización.
Como muestra de la necesidad de investigación de las interferencias en alta
frecuencia en el campo de aplicación de los sistemas SPL, basta con analizar
la estructura interna de los diferentes diseños industriales de amplificadores de potencia y procesadores de señal de audio. En ellos no se incluyen
protecciones efectivas frente a las interferencias internas y externas de alta frecuencia, tanto en productos de coste limitado, como en productos de la
gama alta, y como resultado presentan alta susceptibilidad frente a factores
incontrolados (interferencias).
Si consideramos el coste de ciertas propuestas topológicas y de los diseños físicos de amplificadores de gama alta, justificados por la obtención de mejores
resultados eléctricos y acústicos, sorprende que muchas de las soluciones implementadas se justifican también por su mayor inmunidad a interferencias
de alta frecuencia (por ejemplo, amplificadores con válvulas de vacío), aunque
no se considere este factor como determinante del resultado en el diseño original.
Otro factor importante que justifica la investigación y el control de interferencias en los SPL es la contaminación electromagnética progresiva del entorno
([78], [41], [72], [91]). La proliferación de nuevos, y cada vez más numerosos,
sistemas electrónicos de alta emisión de interferencias hacen que los sistemas
muy susceptibles (caso típico de los SPL) a esas interferencias presenten cada vez una mayor degradación de comportamiento. Cuanto mayor es el nivel
de emisión electromagnética del entorno, mayor grado de inmunidad se debe
garantizar en los sistemas que trabajen en ese entorno.
Destacar, por último, que los resultados de la investigación obtenidos en los
prototipos realizados en el laboratorio resultaron tan interesantes que una
empresa del sector, con la que se ha realizado la última fase de la investigación, está desarrollando aplicaciones industriales directas en amplificadores
de potencia lineales de alta gama, con muy alto nivel de inmunidad a las interferencias internas y de entorno.
Por tanto, como conclusión de este apartado, se ha visto que existía un problema de interferencias, problema EMI, en las instalaciones de los SPL que
estaba pendiente de investigar y que, a lo largo de esta tesis se ha caracterizado y solucionado aplicando, de forma original, técnicas específicas de la
compatibilidad electromagnética. El objetivo básico es optimizar la calidad de
funcionamiento de los sistemas lineales de potencia de baja frecuencia cuando
1.2 Conceptos y definiciones previas.
7
se suprimen los efectos nocivos de las interferencias de alta frecuencia.
1.2 Conceptos y definiciones previas.
En esta sección introducimos, de forma muy resumida, algunas de las definiciones y conceptos generales más importantes en la Compatibilidad Electromagnética.
Destacamos, extraídas de la norma UNE-21-302-92, las siguientes definiciones:
• Compatibilidad electromagnética (electromagnetic compatibility, EMC).
Capacidad de un equipo o de un sistema para funcionar en su ambiente
electromagnético de forma satisfactoria y sin que produzca perturbaciones electromagnéticas intolerables para todo lo que se encuentra en ese
ambiente.
• Ambiente electromagnético (electromagnetic environment).
Conjunto de fenómenos electromagnéticos que existen en un entorno dado.
• Ambiente radioeléctrico (radio environment).
Ambiente electromagnético en la banda de radiofrecuencias. Conjunto
de los campos electromagnéticos producidos en un lugar dado por emisores radioeléctricos en funcionamiento.
• Perturbación electromagnética (electromagnetic disturbance).
Fenómeno electromagnético que puede degradar el funcionamiento de
un dispositivo, equipo o sistema, o de afectar desfavorablemente la materia viva o la inerte.
• Ruido electromagnético (electromagnetic noise).
Fenómeno electromagnético variable que aparentemente no lleva información y que puede superponerse o combinarse con una señal útil.
• Ruido natural (natural noise).
Ruido electromagnético que tiene su origen en fenómenos naturales y no
es producido por aparatos o instalaciones de fabricación humana.
• Ruido artificial (man-made noise).
Ruido electromagnético que tiene su fuente en aparatos o instalaciones
de fabricación humana.
• Emisión electromagnética (electromagnetic emission).
Fenómeno por el que una fuente proporciona energía electromagnética
hacia el exterior.
8
Introducción
• Emisión de banda ancha (broadband emission).
Emisión cuya anchura de banda es superior a la de un receptor o de un
aparato de medida dado.
• Emisión de banda estrecha (narrowband emission).
Emisión cuya anchura de banda es inferior a la de un receptor o de un
aparato de medida dado.
• Nivel de emisión (emission level).
Nivel máximo de una perturbación electromagnética de forma dada, emitida por un dispositivo, equipo o sistema particular y medida de forma
especificada.
• Interferencia electromagnética (electromagnetic interference, EMI).
Degradación del funcionamiento de un equipo, canal de transmisión o
sistema debida a una perturbación electromagnética.
• Interferencia entre sistemas (inter-system interference).
Interferencia electromagnética que se manifiesta en un sistema y es debida a una perturbación electromagnética producida por otro sistema.
• Interferencia de origen interno (intra-system interference).
Interferencia electromagnética que se manifiesta en un sistema dado y
es debida a una perturbación electromagnética producida en el mismo
sistema.
• Susceptibilidad electromagnética (electromagnetic susceptibility, EMS).
Inaptitud de un dispositivo, equipo o sistema para funcionar sin degradación de calidad en presencia de una perturbación electromagnética.
• Inmunidad a una perturbación (immunity to a disturbance).
Aptitud de un dispositivo, de un aparato o de un sistema para funcionar
sin degradación de calidad en presencia de una perturbación electromagnética.
• Nivel de inmunidad (immunity level).
Nivel máximo de una perturbación electromagnética de forma dada que
incide en un dispositivo, equipo o sistema particular, para el que éste
permanece capaz de funcionar con la calidad deseada.
• Tensión perturbadora (disturbance voltage).
Tensión producida entre dos puntos de dos conductores distintos por una
perturbación electromagnética, medida en condiciones especificadas.
• Tensión en modo diferencial (differencial mode voltage).
Tensión diferencial o tensión simétrica. Tensión entre dos conductores
dados de una serie de conductores.
1.2 Conceptos y definiciones previas.
9
• Tensión en modo común (common mode voltage).
Media de fasores que representan las tensiones entre cada conductor y
una referencia especificada, generalmente la tierra o la masa.
• Relación señal/ruido (signal-to-noise ratio).
Relación entre nivel de una señal útil y el nivel de un ruido electromagnético, medida en condiciones especificadas.
• Radiación electromagnética (electromagnetic radiation).
Fenómeno por el que una fuente genera energía hacia el espacio exterior en forma de ondas electromagnéticas. Energía transportada en el
espacio en forma de ondas electromagnéticas.
• Pantalla electromagnética (electromagnetic screen).
Pantalla conductora destinada a reducir la penetración de un campo en
una zona determinada.
Por tanto, con las definiciones anteriores, se puede introducir el problema de
las interferencias electromagnéticas o problema EMI.
La presencia de ruido electromagnético en un ambiente electromagnético dado, ya sea ruido natural, o bien ruido artificial, por ejemplo el ruido provocado
por el ambiente radioeléctrico ([81], [119]), puede producir interferencias en
los sistemas susceptibles que afecten a su compatibilidad electromagnética.
Por ello, ruido electromagnético y perturbación electromagnética están directamente relacionados.
En general, el problema de interferencias electromagnéticas, “problema EMI”,
requiere la presencia de tres elementos básicos: una fuente o foco de interferencias (interna o externa), un medio de acoplamiento y una víctima susceptible a la perturbación electromagnética. Centraremos el estudio en los efectos
de interferencias sobre los sistemas electrónicos causadas, a su vez, por sistemas electrónicos.
Las interferencias pueden ser de origen interno, o bien de origen externo. En
los sistemas electrónicos estudiados en esta tesis se determinan tanto fuentes de interferencias internas como externas, aunque, como es natural, esta
clasificación depende directamente de los límites que determinan el sistema
objeto de estudio donde ocurren las interferencias electromagnéticas. Cuando se amplían los límites del sistema de estudio EMI, incluyendo elementos
próximos (estén o no conectados eléctricamente) interferencias inicialmente
externas al sistema pueden ser consideradas después como interferencias internas del sistema.
10
Introducción
Las interferencias entre las fuentes y las víctimas se pueden acoplar por tres
modos generales: conducción, campo próximo y por radiación.
El acoplamiento por conducción supone la unión directa entre fuente de interferencia y víctima a través de un conductor. Se denomina también acoplamiento por impedancia común, en el sentido que fuente y víctima comparten
una impedancia común, que puede ser de un material conductor.
El acoplamiento por campo próximo supone una interacción entre fuente de
interferencia y víctima a través de un campo eléctrico o magnético que crea la
fuente y alcanza a la víctima, sin llegar a radiación electromagnética. Se utiliza también los términos acoplamiento capacitivo y acoplamiento inductivo,
porque es habitual suponer capacidades parásitas e inductancias acopladas
parásitas, localizadas entre fuente y víctima, en el modelo eléctrico equivalente del acoplamiento (de naturaleza electromagnética). En el caso particular
de acoplamiento por campo próximo entre conductores se utiliza también el
término diafonía capacitiva e inductiva.
El acoplamiento por radiación electromagnética supone la existencia de una
onda electromagnética (campos eléctrico y magnéticos acoplados) generada
por una fuente relativamente lejana y que se acopla a la víctima en alguna de
sus componentes de campo (eléctrico o magnético). En el caso que la fuente de
perturbación se sitúe a distancias superiores a λ/2π (λ es la longitud de onda)
de la víctima se considera campo lejano y que el acoplamiento es por radiación
electromagnética.
Las corrientes creadas por las interferencias pueden ser conducidas en dos
modos diferentes: modo diferencial y modo común. En el modo diferencial,
o modo simétrico, las corrientes que circulan en sentido opuesto en dos conductores se originan por la diferencia de tensiones entre esos dos conductores
dados de una serie de conductores. En el modo común, las corrientes que circulan en el mismo sentido por dos conductores dados, se deben a la presencia
de otros conductores o medios de acoplamiento que posibilitan el retorno de
la corriente. El problema principal de la compatibilidad electromagnética en
las instalaciones de los sistemas electrónicos está originado por la presencia y
propagación de corrientes en modo común, ya que éstas no son consideradas
en el diseño eléctrico convencional de baja frecuencia ([29], [68], [145]).
Las técnicas generales de supresión de interferencias, en equipos o sistemas
electrónicos, son el filtrado EMI y el apantallado EMI. Con estas técnicas se
busca reducir el acoplamiento entre fuentes y víctimas de interferencias, sin
introducir ningún cambio significativo en los circuitos que generan EMI o en
los circuitos susceptibles a interferencias.
1.3 Estado actual del problema EMI en SPL.
11
Mediante técnicas de filtrado en conducido, filtrado EMI, se atenúa el acoplamiento de interferencias conducidas entre fuente y víctima introduciendo
un filtro pasivo adaptado a las características de atenuación deseadas. Este
filtro EMI puede disponerse en el lado del emisor (fuente de interferencias) o
del receptor (víctima de inmterferencias). Con el apantallado EMI se intercala una pantalla conductora (blindaje electromagnético) entre fuente y víctima
destinada a reducir la penetración de un campo en una zona determinada.
Todos los sistemas electrónicos están sometidos a perturbaciones electromagnéticas, pero no siempre se tiene un problema de interferencias. El problema
EMI, globalmente, puede presentarse en dos formas diferentes: problema de
funcionamiento de los sistemas con un cierto nivel de calidad y problema de
cumplimiento de la normativa vigente sobre EMC [85]. En el primer caso,
el resultado del funcionamiento del sistema electrónico estará ligado por una
parte a los niveles de interferencias presentes en un entorno dado y, por otra
parte, a la susceptibilidad de las víctimas. En el segundo caso, las diferentes
normas sobre EMC fijan los métodos de medidas, tipos de ensayos, límites de
emisión y niveles de inmunidad que deberán cumplir un determinado producto electrónico para poderse comercializar. En todo caso, el cumplimiento de
las normas EMC que afecten a un producto no garantiza que éste no sufra un
problema de interferencias en un entorno de funcionamiento dado.
1.3 Estado actual del problema EMI en SPL.
En la actualidad, las técnicas EMC de análisis y supresión de interferencias se
están aplicando preferentemente en sistemas con muy alto nivel de emisión
de interferencias. Es el caso de los sistemas de potencia conmutados en alta frecuencia: fuentes de alimentación conmutadas ([158], [156], [169], [144]),
inversores para control de velocidad de motores de alterna ([170], [145], [105],
[61], [42]), sistemas electrónicos de filtrado activo ([82], [123], [163]), etc. En
estos sistemas, debido al alto nivel de EMI generado, es necesario controlar
y reducir el nivel de emisión de interferencias, para no superar los límites de
emisión fijados por las normas internacionales sobre EMC.
En los sistemas de potencia lineales abordados en esta tesis, los niveles de
emisión electromagnética son mucho menores que en los sistemas conmutados de potencia. El cumplimiento de la normativa vigente sobre EMC, que
lleva a controlar los niveles de emisión en cualquier sistema electrónico, obliga también a limitar la emisión en cualquier elemento del sistema SPL. Pero,
por la forma de trabajo interna de los circuitos en regimen lineal, los niveles
de emisión son muy reducidos y favorece el cumplimiento de las normas EMC.
Por esta razón, los sistemas SPL no son foco de atención primaria en las in-
12
Introducción
vestigaciones actuales sobre interferencias de alta frecuencia, por lo que esta
tesis presenta un interés muy singular al plantear y resolver los principales
problemas de interferencias en estos sistemas.
En determinados casos especiales, con modificaciones topológicas y de la forma de funcionamiento interno en los circuitos de los sistemas SPL, se pueden
elevar considerablemente el nivel de emisión de interferencias, obligando a
un estudio y control de las mismas. Es el caso de la inclusión de fuentes de
señal digitales ([60], [79]) inclusión de sistemas de alimentación conmutados
o amplificadores de audio conmutados en alta frecuencia ([8], [53], [65]). En
estos casos, el estricto cumplimiento de la normativa EMC es el criterio adoptado para la limitación de interferencias en alta frecuencia.
La singularidad de esta tesis es que plantea el problema EMC en los SPL con
unos criterios muy exigentes de limitación de interferencias, mucho más que
lo exigido por las normas comerciales sobre EMC. Se trata de minimizar los
efectos de las interferencias en los SPL, buscando la máxima calidad del producto desarrollado: hay que minimizar los niveles de emisión e incrementar
todo lo posible la inmunidad de los circuitos activos en los SPL, para mejorar
todo lo posible la relación señal/ruido en el procesado y amplificación de la
señal de baja frecuencia.
Desde este criterio personal, son muy pocas las investigaciones científicas documentadas que se han encontrado. No sorprende, en tanto que los desarrollos más evolucionados y costosos de la industria en este sector no consideran
directamente la importancia del problema EMI que les afecta, aunque marginalmente se ofrecen algunos productos para reducción de interferencias adaptables externamente en estos sistemas de audio.
En todo caso, se puede establecer una primera analogía con el estudio de interferencias en los sistemas de control de velocidad de motores de alterna. La
estructura, en cierto modo, es similar si consideramos la analogía que se puede establecer entre amplificador de potencia e inversor y motor de alterna con
carga electroacústica, junto con la importancia del cableado y de la conexión a
la red eléctrica. Sin embargo, existen notables diferencias, como son la forma
de onda de la señal procesada, su rango de frecuencias, circuitos de conmutación en inversores, elevada inmunidad a interferencias en el inversor, etc. Por
todo ello, un sistema SPL requiere una investigación específica del problema
de interferencias, que no puede ser derivada del estudio EMI en otros sistemas diferentes.
En la posible analogía del análisis de interferencias anterior, es importante la
similitud que se debe imponer sobre la metodología de estudio de las interferencias de alta frecuencia: es el sistema el que presenta y justifica el problema
1.3 Estado actual del problema EMI en SPL.
13
EMI, antes que cualquiera de sus circuitos o elementos modulares de forma
aislada. Por ejemplo, en [109] se demuestra que la emisión de interferencias
en un controlador de velocidad de un motor de alterna con inversor conmutado en alta frecuencia depende directamente de la carga conectada y su forma
de conexión, más que del propio inversor.
Continuando con la analogía, investigaciones recientes, centradas en la propagación de interferencias en modo común desde el inversor hacia el motor,
proponen modelos específicos en alta frecuencia del motor ([55], [42], [105],
[170]), soluciones a interferencias con circuitos de filtrado pasivos ([66], [143],
[68], [124], [105]) y activos ([145], [59], [106], [54]). Aunque las soluciones
no son directamente extrapolables y deben ser adaptadas a la problemática
particular de los SPL, el problema de propagación de interferencias en modo
común en los SPL, como se verá en esta tesis, es de primordial importancia, y
no es considerado en el diseño convencional de baja frecuencia.
Los efectos de interferencias en los sistemas SPL están justificados por los
componentes que se utilizan en los circuitos, tanto activos como pasivos. Por
ello, es necesario el conocimiento del comportamiento en alta frecuencia de
los diferentes componentes pasivos utilizados (que dista mucho de ser el comportamiento considerado en baja frecuecia) y de los diferentes componentes
activos (transistores y circuitos integrados).
Respecto a los efectos de las interferencias de alta frecuencia en los dispositivos electrónicos elementales, se encuentran interesantes trabajos publicados
([48], [77], [125], [136]) donde se caracterizan y justifican el comportamiento
de diodos y transistores en presencia de radiofrecuencias. En nuestro caso,
es de interés señalar que el efecto más perjudicial se tiene cuando las señales
de alta frecuencia se encuentran moduladas en amplitud o frecuencia, puesto
que un desplazamiento de nivel (offset) de la polarización no produce señales
audibles.
Por otra parte, si se establece una analogía funcional entre el funcionamiento
de un simple amplificador operacional y un amplificador de potencia lineal, se
encuentran referencias bibliográficas ([52], [51]) donde se analizan los efectos
de las interferencias en alta frecuencia sobre dichos componentes. En dichas
publicaciones se destaca el efecto de los circuitos de entrada en los efectos de
interferencias, así como los efectos asociados a las interferencias que se pueden aplicar desde las alimentaciones y desde la conexión de salida. A pesar de
cierta similitud funcional, los amplificadores de potencia presentan una complejidad física mayor que favorece la aparición de problemas EMI ausentes en
los circuitos integrados: manejo de tensiones y corrientes elevadas, elevado
tamaño característico, rutado de pistas, selección y disposición de componentes en la placa de circuito impreso, etc.
14
Introducción
1.4 Objetivo y Planteamiento de la Tesis.
Como se ha adelantado en secciones anteriores, los sistemas de potencia lineales que se estudian en esta tesis presentan unos problemas en sus instalaciones no justificables por el funcionamiento básico previsto con señales de
baja frecuencia (audiofrecuencias). La naturaleza de los problemas se corresponde en sus síntomas con los problemas típicos asociados a las interferencias
electromagnéticas (EMI) en sistemas electrónicos.
La presencia y efecto de las interferencias se debe, como se verá en esta tesis,
a que el diseño eléctrico convencional para los circuitos que manejan señales
de baja frecuencia no contempla la existencia de componentes de alta y muy
alta frecuencia (EMI), que se pueden acoplar por diferentes mecanismos y que
producen apreciables distorsiones en el funcionamiento real de estos equipos.
Se hace necesario, por tanto, caracterizar y solucionar los principales problemas EMI que aparecen en las instalaciones SPL, como se presenta en [126].
En general, el problema de interferencias puede ser planteado y resuelto con
diferentes niveles de complejidad, por lo que, ante todo, se debe definir el sistema objeto de estudio. Así, se pueden analizar los posibles problemas de
interferencias en circuitos elementales, placas de circuito impreso, elementos
modulares aislados o en un sistema completo independiente.
Cuanto mayor sea la complejidad estructural del sistema analizado, más complejo resulta el modelado preciso del mismo con vistas a un posterior análisis
de interferencias. Por ello, en los sistemas complejos se suelen introducir una
serie de simplificaciones habituales en el modelo de interferencias, para posibilitar su caracterización y resolución. Por el contrario, sistemas muy simples
pueden ser analizados con mayor precisión, sin introducir simplificaciones importantes en su modelo físico.
El objetivo general de la tesis es determinar las interferencias presentes en
el sistema y mostrar la forma en que estas interferencias de alta frecuencia
pueden afectar en el comportamiento final de los amplificadores de potencia
lineales. Se requiere, en cada caso, realizar numerosas medidas que permitan
caracterizar las interferencias presentes en el sistema, su origen, el mecanismo de propagación y la forma en que finalmente puede afectar al sistema
amplificador.
La visión del problema de interferencias en todo el sistema es fundamental.
Las interferencias de alta frecuencia se justifican, tanto en su generación co-
1.4 Objetivo y Planteamiento de la Tesis.
15
mo en su propagación, en la globalidad del sistema y pueden desaparecer si
se aisla alguno de sus componentes y no se considera la presencia del resto
del sistema. Por ello, se estudia el problema EMI, en cada una de sus facetas,
considerado en el sistema de potencia lineal, y no sólo en uno de sus componentes fundamentales: amplificador de potencia lineal.
El sistema SPL, en general, puede configurarse de muy diferentes formas. Un
problema importante en la definición preliminar del sistema objeto de estudio es su enorme diversidad de configuraciones reales posibles. El usuario
final dispone de una amplia oferta de productos comerciales eléctricamente
compatibles (diferentes elementos, fabricantes y modelos) que puede incluir
y conectar libremente en su sistema modular SPL. A esto se une los factores
de ubicación que afectan de forma importante en el problema de interferencias: red eléctrica, entorno de instalación, cableado y disposición relativa de
elementos.
Por la complejidad e imposibilidad de estudio EMI de un sistema SPL genérico, se selecciona un sistema básico representativo de las instalaciones actuales. Está constituido por una fuente digital de señal, amplificación estereofónica y cargas electroacústicas. En el caso del amplificador y las cargas, tras
evaluar diferentes productos comerciales, se han diseñado y montado diferentes prototipos en el laboratorio en donde se estudian las interferencias. En el
caso de la fuente de señal, tras evaluar (desde el punto de vista EMI) diferentes productos comerciales, se selecciona un determinado producto comercial
representativo del problema EMI, donde se miden las interferencias y se aplican las soluciones investigadas. En los capítulos posteriores se definirán con
detalle las características eléctricas de cada uno de los elementos diseñados y
el entorno final donde se caracterizan las interferencias.
Definido el sistema objeto de estudio, el siguiente paso consiste en definir los
posibles problemas de interferencias a estudiar. En el caso particular de esta
tesis, se han analizado previamente el comportamiento de diferentes sistemas
comerciales SPL en diferentes entornos de trabajo, con vistas a seleccionar los
problemas EMI reales que se hacen dominantes en las instalaciones reales.
Esto es, no se pretende introducir un problema artificial, sino caracterizar y
resolver aquellos problemas de interferencias que surgen en las instalaciones
reales e impiden obtener de las mismas los resultados eléctricos previstos.
Para esta tesis, tras una fase inicial de investigación genérica, se han seleccionado algunos de los problemas EMI que el autor considera, en el momento
actual, más importantes y que serán vistos en los correspondientes apartados.
Por su importancia práctica, las interferencias conducidas son, en primer lugar, un límite del estudio realizado. No se abordan directamente en esta tesis
los problemas EMI asociados a radiación ni a interferencias por campo mag-
16
Introducción
nético o eléctrico próximos. Sólo son mencionados, o medidos marginalmente,
en la justificación de la generación externa o interna de algunas interferencias que pueden ser posteriormente conducidas por el sistema SPL.
Dentro de las interferencias conducidas, se consideran las corrientes EMI en
modo diferencial y en modo común, justificando en cada caso su contribución
al problema EMI. En especial, por la estructura interna y forma de conexionado del sistema SPL, las corrientes conducidas en modo común son causa de
la mayoría de interferencias imprevistas que aparecen el sistema. Para comprender los mecanismos de propagación de estas corrientes en modo común,
se requiere un modelo específico del sistema en alta frecuencia, que no se contempla en el diseño eléctrico en baja frecuencia (audiofrecuencias).
Aunque las diferentes normas sobre EMC imponen los métodos de medida,
límites tolerados de emisión y rango medido de frecuencias en las interferencias, se ha considerado primordial extender y valorar ciertas medidas muy
por encima de lo fijado por las normas, cuando se demostraba su repercusión
en las características funcionales del sistema analizado. En el caso particular
de los SPL, las normas sobre EMC son demasiado permisivas y no garantizan
la inmunidad a interferencias (en el sentido “degradación de calidad apreciable”) del sistema SPL, por lo que se miden y consideran niveles de interferencia muy por debajo de los máximos que especifican las normas EMC y mayor
rango de frecuencias medidas.
La extensión de los requerimientos de supresión de interferencias en la investigación viene justificada por la naturaleza particular del sistema estudiado.
Una característica esencial del sistema analizado que justifica el efecto especialmente grave de las interferencias es su función amplificadora básica. Las
señales de baja frecuencia en los circuitos de entrada de los amplificadores
pueden ser muy débiles y deben ser procesadas sin distorsión. Es decir, como
la señal de entrada presenta un rango dinámico muy elevado (del orden de
100 dB) que debe ser linealmente amplificado, y como las corrientes o tensiones que se asocian a las interferencias habituales son, por lo general débiles,
pero del mismo orden que las señales débiles a procesar, se producen interferencias que distorsionan las señales amplificadas a la salida.
La investigación realizada, se ha organizado a lo largo de seis capítulos. En
esta tesis se seleccionan sólo aquellos aspectos de la investigación realizada
que se relacionan directamente con el problema de interferencias en alta frecuencia en los sistemas SPL. El desarrollo de los siguientes capítulos se puede
resumir globalmente como se describe en los siguientes párrafos.
En el capítulo 2 se describe la instrumentación y el entorno de medidas de
interferencias EMI que se utiliza en los capítulos posteriores. Por su utili-
1.4 Objetivo y Planteamiento de la Tesis.
17
dad posterior, se destacan las medidas de interferencias conducidas con la red
LISN y con las sondas de corriente de alta frecuencia, de forma que se desarrollan unos prototipos de sondas de corriente de fácil diseño que son comparadas
con sondas comerciales de coste muy superior. En la parte final de este capítulo se hace un repaso rápido de la normativa vigente sobre compatibilidad
electromagnética de carácter genérico y referida a los sistemas electrónicos
tratados en la tesis.
En el capítulo 3 se estudia el problema de interferencias asociado al sistema
de alimentación básico no regulado utilizado en los diseños industriales de
amplificadores de potencia. Se miden y caracterizan las diferentes interferencias, tanto externas como internas, que se acoplan con el amplificador y
con la red desde el sistema de alimentación, se analizan los mecanismos de
acoplamiento de interferencias y la influencia de los diferentes componentes
internos. Por último se prononen soluciones muy eficaces que suprimen las
interferencias generadas internamente y el acoplamiento de interferencias
externas.
En el capítulo 4 se estudia el problema de interferencias en alta frecuencia
asociado a la incorporación del sistema de alimentación conmutado en alta
frecuencia en la alimentación del amplificador de potencia. Se montan dos
sistemas diferentes que adaptan la energía disponible en la red a las necesidades de la carga, que incluyen circuitos de correción del factor de potencia
en la entrada y de regulación de tensión en la salida. Se investigan diferentes
formas de atenuación de interferencias y se proponen soluciones muy eficaces
que minimizan las interferencias generadas y conducidas en estos sistemas
de alimentación conmutados para su incorporación en los amplificadores de
potencia.
En el capítulo 5 se caracterizan la generación, propagación y efectos de las
interferencias en los amplificadores de lineales potencia que no se deben directamente a los sistemas de alimentación estudiados en los capítulos anteriores. En primer lugar, se caracterizan las interferencias de alta frecuencia
que se pueden generar en las actuales fuentes digitales de señal, porponiendo
soluciones internas muy eficaces. Posteriormente se caracteriza el comportamiento de varios prototipos de amplificadores frente a las diferentes interferencias de alta frecuencia aplicadas en su entrada. Posteriormente, se caracteriza el comportamiento en alta frecuencia de cargas electroacústicas reales,
para justificar la propagación de interferencias hacia la carga en diferentes
formas. Por último, se analizan los mecanismos internos de generación de interferencias en amplificadores, realzando el efecto de las interferencias sobre
las pistas y conductores de masa.
En el capítulo 6 se resumen, en primer lugar, las conclusiones principales de
18
Introducción
la investigación desarrollada en los capítulos anteriores destacando, en cada
caso, las principales aportaciones originales del autor. Por último, se plantean
las futuras líneas de investigación.
Por último, no se debe olvidar que las consideraciones acústicas (rendimiento,
distorsión, respuesta en frecuencia, interferencias acústicas, resonancias parásitas, etc.), aunque no son objeto directo de esta tesis, son la razón de ser del
sistema SPL, al que afectan directamente. Damos por resuelto inicialmente
el problema de diseño y ajuste del sistema electroacústico, realizando sólo los
planteamientos de carácter eléctrico y electromagnético que afectan al problema EMI.
Capítulo 2
Entorno de Medidas EMI
Índice General
2.1 Introducción . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
21
2.2
Medidas con LISN de interferencias conducidas a red.
21
2.3
Medidas de interferencias con sondas de corriente. . .
24
2.3.1 Factor de conversión de las sondas ESH2-Z1 y ESV-Z1.
25
2.3.2 Aportaciones originales en el diseño y caracterización
de sondas de corriente de bajo coste. . . . . . . . . . . .
26
2.3.3 Comparación de sondas en medidas EMI. . . . . . . . .
31
2.4 Medida de interferencias con sondas de campo próximo. 32
2.5 Aplicación de la Normativa Europea sobre EMC. . . . .
36
2.5.1 Norma de emisión UNE-EN55013. . . . . . . . . . . . .
37
2.5.2 Norma de inmunidad UNE-EN55020. . . . . . . . . . .
39
Conclusiones . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
41
2.6
20
Entorno de Medidas EMI
2.1 Introducción
21
2.1 Introducción
En este capítulo se describen brevemente los elementos y métodos de medidas de interferencias de alta frecuencia, que serán utilizados en los capítulos
siguientes de esta tesis. Se presta especial interés a los métodos de medida de
interferencias conducidas, primero con la red LISN (Line Impedance Stabilizing Network) y posteriormente con las sondas de corriente de alta frecuencia.
Se describe también el uso de sondas de campo próximo, que pueden medir y
justificar el acoplamiento de interferencias por campo próximo, ya sea de tipo
eléctrico o de tipo magnético.
Se destaca la utilidad práctica de las sondas de corriente de alta frecuencia en
la medida y caracterización del problema EMI en sistemas electrónicos. Por
ello, como primera aportación original de esta tesis, se aborda el diseño de
diferentes sondas de corriente de alta frecuencia y de muy bajo coste (frente a
las sondas comerciales) que se caracterizan adecuadamente y que, finalmente, se aplican en las medidas de interferencias en un convertidor de potencia,
para mostrar su validez.
Se describen las diferentes sondas de campo próximo disponibles y utilizadas
en la investigación. Esta sondas pueden ser de campo eléctrico o de campo
magnético y, en cada caso, permiten medir el acoplamiento por campo de las
interferencias a los circuitos donde, posteriormente, pueden ser conducidas.
Por último, se hace un repaso rápido de la normativa EMC aplicable a los sistemas de potencia lineales tratados en esta tesis, tanto en lo concerniente a
los límites de emisión como en los requerimientos de inmunidad. En particular, se destaca lo poco exigentes que son los límites de emisión EMC aplicables
a los sistemas de potencia lineales frente a la elevada susceptibilidad que presentan (capítulo 5) frente a las interferencias de alta frecuencia.
2.2
Medidas con LISN de interferencias conducidas a red.
Las normativa europea sobre EMC impone el uso de la red de estabilización
de impedancias o red LISN en la medida de interferencias conducidas a la red
eléctrica.
El diseño interno de la red LISN obedece a las siguientes exigencias funcionales:
• Actúa como carga para la corriente de interferencia generada por el dis-
22
Entorno de Medidas EMI
positivo bajo ensayo. La carga suele ser de 50 Ω, para adaptarse al medidor EMI.
• Conecta la entrada del medidor EMI al dispositivo bajo ensayo a efectos
de medidas EMI en alta frecuencia.
• Atenúa las tensiones de EMI procedentes de la red eléctrica, permitiendo
el suministro de energía en baja frecuencia. Las normas suelen exigir
que la atenuación sea mayor de 40 dB.
La red LISN puede ser de tipo triángulo o de tipo V [10]. La primera se utiliza en la medida en líneas de señal, mientras que la segunda se utiliza para
la medida en la red de alimentación. En la figura 2.1 se muestra el circuito
equivalente y la característica de pérdidas de inserción suministrada por el
fabricante para la red LISN de tipo V (3810/2 de EMCO), que se utilizará en
esta tesis para medida de interferencias conducidas a red.
El circuito de la red LISN mostrado la figura 2.1 permite la medida conjunta
de interferencias respecto a tierra. Esto es, se miden las interferencias en
modo común junto a las de modo diferencial, desde 9 kHz hasta 30 MHz. Se
puede seleccionar la medida independiente en cada una de las líneas de entrada (fase o neutro en red de 220 V) mediante el conmutador S2, de forma que
las dos líneas están simultáneamente cargadas con 50 Ω en alta frecuencia. El
conmutador S1 permite insertar un choque de radiofrecuencia en la conexión
de tierra para atenuar las interferencias que se propagan por este conductor.
El filtro paso bajo de entrada (C1 a C4, L1 a L4) aisla las perturbaciones de
alta frecuencia presentes en red de la medida, pero produce unas corrientes a
tierra que, para evitar que se active la protección diferencial, se limitan en la
instalación montada mediante un transformador de aislamiento de red (se ha
preferido esta opción a la supresión del diferencial).
El entorno de medida para la red LISN requiere, según la norma EMC que
se aplique, una disposición especial de los diferentes elementos en la instalación de medida y un plano de tierra metálico normalizado. En la figura 2.2 se
muestra el esquema del entorno de medida que se ha montado para las medidas de interferencias conducidas a red. Este plano de referencia de tierra
es doble para que se adapte a UNE-EN55022, aunque según UNE-EN55013
bastaría con el plano de referencia en el suelo.
El dispositivo bajo medida (E.U.T.) debe situarse a unas distancias mínimas
de las superficies metálicas (plano de tierra) y se considera que los equipos
medidos en esta tesis son diseñados para descansar sobre mesa y no en el
suelo. Es importante minimizar las longitudes de las conexiones a la masa
metálica de la red LISN y del receptor de medidas EMI.
2.2 Medidas con LISN de interferencias conducidas a red.
L1
LINEA 1
23
L3
5 0 uH
2 5 0 uH
C3
7 .5 u F
RED
N
L
R1
C1
39K
2 uF
C5
4 7 0 nF
R3
5
R5
39K
S1
S2
MEDIDA
C7
L5
PE
4 7 0 nF
1 .6 m H
CARGA
R6
R6
39K
5
R2
C2
39K
2 uF
LINEA 2
C6
C4
7 .5 u F
R7
50
R8
1K
4 7 0 nF
L2
L4
2 5 0 uH
5 0 uH
(A)
(B)
Figura 2.1: Red LISN 3810/2 de EMCO. (A) Circuito eléctrico. (B) Pérdidas
de inserción medidas por el fabricante.
24
Entorno de Medidas EMI
2m
0 .8 m
E.U.T.
RED
LISN
2m
0 .4 m
RECEPTOR
EMI
PLANO DE TIERRA
2m
Figura 2.2: Entorno montado para medidas con red LISN.
Hay que destacar que la medida normalizada de interferencias conducidas a
red requiere este entorno de medida que, naturalmente, difiere del entorno de
funcionamiento posterior de los equipos. Esta diferencia implica que la propagación de interferencias en campo (equipo en su instalación definitiva) es
diferente de los resultados de las medidas normalizadas de laboratorio. En
este sentido, la red LISN supone una medida demasiado intrusiva (modifica
el sistema para su medida) frente al uso de las sondas de corriente que se
verán posteriormente.
Aunque la medida normalizada de interferencias conducidas a red requiere
sólo la medida conjunta de componentes en modo diferencial y en modo común, resulta útil separar dichas componentes para optimizar los elementos
de filtrado EMI. En este sentido, existen diferentes propuestas de red LISN
especiales documentadas en la bibliografía ([166], [58], [102], [99]).
2.3
Medidas de interferencias con sondas de
corriente.
En esta sección se introducen las ventajas del uso de las sondas de corriente
de alta frecuencia en la medida y caracterización de interferencias. Se describe la estructura interna de las sondas y las posibles medidas de corrientes
en modo común y en modo diferencial. Como aportación original, se propo-
2.3 Medidas de interferencias con sondas de corriente.
25
nen unas sondas de corriente de fácil diseño y muy bajo coste que pueden ser
utilizadas para la caracterización de interferencias desde baja hasta muy alta
frecuencia.
Las sondas de corriente son, básicamente, transformadores de intensidad especialmente diseñados para la medida aislada de corrientes en circuitos eléctricos ([147], [70]). En particular, las sondas de corriente de alta frecuencia
permiten la medida de corrientes de alta frecuencia, como es el caso de las
corrientes asociadas a las interferencias EMI estudiadas en esta tesis.
En la figura 2.3 se muestra la forma de medir separadamente las corrientes
EMI que se conducen en modo común y en modo diferencial. Esta característica hace muy interesante el uso de las sondas de corriente frente a otros
dispositivos de medida, como es el caso de la red LISN, que no pueden discriminar estas dos formas de propagación de interferencias. La caracterización
del mecanismo de propagación de corrientes EMI facilita el diseño posterior
de los elementos de filtrado EMI ([91], [132], [131]).
Im ed = Im c
Im ed = 2 * Im d
Zm d
Im d
Im d
Zm d
( A)
Im c / 2
Zm c
Im c / 2
Im c / 2
Im c / 2
Zm c
( B)
Figura 2.3: Forma de medida de interferencias con sondas de corriente. (A)
Medida de corrientes EMI propagadas en modo común. (B) Medida de corrientes EMI propagadas en modo diferencial.
2.3.1 Factor de conversión de las sondas ESH2-Z1 y ESVZ1.
En el laboratorio se dispone de las sondas de corriente comerciales ESH2-Z1 y
ESV-Z1 de Rhode&Schwarz. Presentan diferentes características en el rango
de frecuencias medible y en su factor de conversión. Este último es la relación
entre la tensión medida cuando la salida se carga con su impedancia nominal
26
Entorno de Medidas EMI
de 50 Ω y la corriente que circula por su primario (conductor con una sóla
vuelta).
La sonda de radiofrecuencia ESH2-Z1 está caracterizada por el fabricante en
el rango de frecuencias de 9 kHz hasta 30 MHz, aunque la medida es lineal
sólo en el rango de 100 kHz hasta 30 MHz, con un factor de conversión nominal de 1mV /mA.
La sonda de corriente de muy alta frecuencia ESV-Z1 tiene un rango de medida caracterizado por el fabricante entre 1 MHz y 300 MHz, aunque la medida sólo es lineal entre 10 MHz y 300 MHz, con un factor de conversión de
10mV /mA. Por tanto, esta segunda sonda es mucho más sensible que la primera cuando las medidas se realizan en un rango común de frecuencias con
funcionamiento lineal (entre 10 y 30 MHz).
En las figura 2.4 se muestra el factor de conversión de estas dos sondas que
se ha medido experimentalmente utilizando el Analizador Vectorial ZVRL de
Rhode&Schwarz, junto con las medidas suministrados por el fabricante. Se
comprueba en esta comparación la validez del entorno de medida para la caracterización de las sondas que se realizarán en el siguiente apartado.
En la tabla 2.1 se muestra el resumen de las características de estas dos sondas comerciales, que permiten de forma complementaria la medida lineal de
interferencias desde unos 100 kHz hasta 300 MHz. El rango de medida lineal
puede ser ampliado (9 kHz a 300 MHz) si se introduce el factor de corrección
en el software de medida de interferencias S26EM12 de Tektronix.
2.3.2 Aportaciones originales en el diseño y caracterización de sondas de corriente de bajo coste.
Del análisis de la estructura interna de las sondas de corriente comerciales,
se deduce que sería relativamente fácil la construcción de sondas de corriente
para alta frecuencia. Su utilidad es inmediata en la medida de interferencias, tanto asociadas a instrumentación específica (Analizador de Espectros
o Receptor EMI), como en su posible incorporación en circuitos medidores de
interferencias de muy bajo coste. Por ello, se abordó el diseño y la realización
física de diferentes prototipos de sondas de corriente de muy bajo coste (unas
cien veces menos, respecto a las sondas comerciales comparadas), cuyos resultados se muestran a continuación y fueron presentados en [133].
Tras varios diseños preliminares, las sondas más interesantes son las que se
denominan P1RF, P2RF y P3RF, que se muestran en la figura 2.5.
2.3 Medidas de interferencias con sondas de corriente.
27
(A) Sonda ESH2-Z1.
(B) Sonda ESV-Z1.
Figura 2.4: Factores de conversión de las sondas ESH2-Z1 y ESV-Z1.(a) Medida experimental.(b) Datos del fabricante.
28
Entorno de Medidas EMI
Figura 2.5: Prototipos de sondas de corriente realizadas. De izquierda a derecha: P1RF, P2RF y P3RF.
Estas sondas se han caracterizado en el laboratorio, en el mismo entorno de
medida que las sondas comerciales, obteniendo los factores de conversión mostrados en la figura 2.6. Por otra parte, en la tabla 2.1 se muestra el resumen
de las características eléctricas y de diseño más importantes de estas sondas,
junto con los obtenidos para las dos sondas comerciales.
La sonda P1RF es idónea para la medida de interferencias de baja frecuencia
(desde 3 kHz a 25 MHz), proporcionando una medida lineal con frecuencias
más bajas que la sonda comercial de RF (desciende linealmente hasta 3 kHz,
frente a 50 kHz en la sonda ESH2-Z1). La sonda P3RF es idónea para la medida de interferencias en alta frecuencia (18 MHz a 212 MHz) y presenta un
comportamiento en frecuencia que se aproxima al de la sonda comercial de
VHF ESV-Z1 (de coste mucho más elevado). Por último, con la sonda P2RF
es posible la medida lineal desde 25 kHz hasta 250 MHz, por lo que resulta
especialmente interesante para la medida rápida (sin cambiar de sonda) de
interferencias en un rango muy amplio de frecuencias, por ejemplo en los sistemas de potencia conmutados en alta frecuencia.
La construcción interna de cada sonda de corriente difiere según el rango
de frecuencias para el que se diseña. Esto se debe a que los componentes
parásitos internos asociados a la construcción física de cada sonda de corriente
impiden obtener un diseño válido para un rango muy amplio de frecuencias.
Así, los factores más importantes considerados para el diseño de las sondas
de corriente de alta frecuencia son los siguientes:
• Construcción del devanado secundario. El número de espiras en el secundario y su disposición relativa determinan el factor de conversión y
el rango de frecuencias de medida.
2.3 Medidas de interferencias con sondas de corriente.
29
(A) Sonda P1RF.
(B) Sonda P2RF.
(C) Sonda P3RF.
Figura 2.6: Factores de conversión medidos en las tres sondas de corriente
diseñadas.
30
Entorno de Medidas EMI
• Reducción de capacidades parásitas. Las capacidades parásitas entre
las espiras del secundario distorsionan la medida para alta frecuencia
[116]. Por ello, las sondas de corriente de baja frecuencia (número elevado de espiras) no pueden ser utilizadas para alta frecuencia (muy pocas
espiras alejadas entre sí).
• Pantalla EMI metálica. El secundario está apantallado respecto al primario con una lámina metálica adhesiva, conectada al 0V de medida.
Así, se evita el acoplamiento de interferencias en alta frecuencia por
campo eléctrico (pero no por campo magnético) entre el primario de medida y el secundario. La pantalla debe estar abierta (pequeña ranura
periférica) para que no se cree una espira (secundario) en cortocircuito.
• Selección del material magnético. El material magnético debe presentar
bajas pérdidas y no saturar en el rango de frecuencias de medida [87].
• Selección de tipo de núcleo. Con el núcleo tororidal se favorece el acoplamiento magnético entre primario y secundario y se permite la medida en
el conductor central que actúa de primario ([115], [162]).
• Adaptación de impedancias. La impedancia interna de la sonda debe
adaptarse a los 50 Ω del cable coaxial [153] y del medidor de corriente.
En la tabla 2.1 se muestra el resumen de las características más importantes
de los tres prototipos de sondas de corriente realizados, junto con las sondas
comerciales descritas anteriormente. En esta tabla se muestra el rango de
frecuencias medible linealmente (RFM), factor de conversión (K), tipo de núcleo, número de espiras en el secundario (N2) y la resistencia de carga (Rc)
añadida internamente en la sonda.
Sonda
RFM (MHz)
K (dB)
K (mV/mA)
Toroide
Rc (Ω)
N2 (espiras)
P1RF
0.003-25
2.3
1.30
NTF36
50
18
P2RF
0.025-250
12.4
4.17
NTF36
50
5
P3RF
18-212
18.1
8.03
NTH39
—
2+2+2
ESH2-Z1
0.05-34
0.3
1.03
—
82
15+15
ESV-Z1
10-300
20.2
10.23
—
—
2+2
Tabla 2.1: Comparación de características entre diferentes sondas de corriente: prototipos realizados (P1RF, P2RF, P3RF) y sondas comerciales (ESH2-Z1,
ESZ-Z1).
2.3 Medidas de interferencias con sondas de corriente.
31
2.3.3 Comparación de sondas en medidas EMI.
Las sondas de corriente, aunque no están contempladas como adaptador de
las medidas de interferencias conducidas en las normas EMC comerciales,
son muy útiles en la medida y caracterización de interferencias en sistemas
electrónicos. Destacamos las siguientes ventajas prácticas:
• Permiten la medida de corrientes EMI de alta frecuencia tanto en modo
común, como en modo diferencial. En la figura 2.3 se muestra la forma
de medida para registrar separadamente cada modo de propagación.
• Pueden extender el rango de frecuencias medidas. Utilizando diferentes
sondas de corriente, puede medirse corrientes de interferencias desde
baja frecuencia hasta muy alta frecuencia. Por ejemplo, la red LISN permite sólo medidas de interferencias conducidas hasta 30 MHz, mientras
que con la sonda de corriente ESV-Z1 podemos extender la medida hasta
300 MHz ([133], [130], [131]).
• Alteran muy poco el sistema medido. La inserción de otros adaptadores
de medida, como es el caso de la red LISN, modifica notablemente la
configuración del sistema electrónico donde se miden las interferencias,
por lo que la propagación de las mismas se altera de forma importante.
Por tanto, la medida no registra las interferencias en el caso real (no
normalizado) de una instalación.
Resulta interesante comparar el resultado de la medida de interferencias entre las diferentes sondas disponibles. Para ello, como caso particular, se realizan las medidas de interferencias conducidas en modo común a la entrada
del sistema conmutado SACAP mostrado de forma simplificada en la figura
2.7 (este sistema será analizado detalladamente en el capítulo 4 de la tesis).
Este convertidor genera armónicos de corriente de alta frecuencia, asociadas
a las conmutaciones rápidas de los transistores MOSFET’s, que se propagan
en modo común hacia la red eléctrica. Las interferencias registradas son de
banda ancha cuando se utilizan los anchos de banda en el medidor (analizador
de espectros) indicados en los registros (120 kHz y 1 MHz).
En la figura 2.8 se muestran la comparación de las medidas de interferencias
propagadas en modo común entre las diferentes sondas de corriente. Para
evitar la superposición de resultados, se desplaza -10dB los resultados de las
medidas en P1RF y P3RF, como se indica en las correspondientes figuras.
Como se observa en esta figura 2.8, la coincidencia de las medidas entre la
sondas P1RF y ESH2-Z1 es muy buena para el rango de frecuencias registrado (de 100 kHz hasta 20 MHz). Por otra parte, cuando se comparan las
medidas de las sondas P2RF y P3RF con la sonda comercial ESV-Z1, se observa que el perfil de interferencias registrado es muy similar para un rango
32
Entorno de Medidas EMI
100u
-
3 u3
PR
FB2 5 0 6
IRF6 4 0
C2
C3
4 u7
D2
C4
C5
4 u7
4700u
CARGA
P2
RESISTIVA
DR1
BYW2 9 - 2 0 0
Q1
C1
DR2
+
2200u
D1
P1
a l r ec ep t o r EMI
5 0 VS
BYW2 9 - 2 0 0
L1
TRF
220/ 35+ 35
L2
Q3
IRF6 4 0
800u
0 VS
Figura 2.7: Circuito de potencia simplificado para comparación de medidas
EMI (modo común) con las diferentes sondas de corriente.
de frecuencias medidas muy amplio (entre 20 MHz y 200 MHz), posibilitando
una medida cualitativa de las corrientes EMI presentes en el circuito de potencia.
La comparación de medidas se realiza montando simultáneamente las dos
sondas a comparar en el mismo punto, de forma que la sonda que no se conecta al medidor se carga también con una resistencia de 50 Ω (impedancia de
entrada del medidor). Con ello, se garantiza que la corriente EMI que circula
en el primario de cada sonda es la misma.
Como conclusión, las sondas de corriente resultan muy útiles en la caracterización de las interferencias en sistemas electrónicos, ya que alteran muy poco
la configuración del sistema medido, pueden medir frecuencias muy elevadas y permiten discriminar corrientes en modo común y en modo diferencial.
Además, como el problema EMI en la mayoría de los sistemas electrónicos (en
particular los APL tratados en esta tesis) está asociado a la propagación de
corrientes en modo común, el uso de las sondas de corriente para la medida de
interferencias resulta imprescindible y, como se ha mostrado, es posible realizar sondas de corriente de bajo coste para la medida cualitativa de corrientes
EMI de alta frecuencia.
2.4 Medida de interferencias con sondas de campo próximo.
Cuando se miden interferencias que no son conducidas directamente, sino
que se acoplan por campo, se debe distinguir entre dos situaciones diferentes:
campo próximo y campo lejano.
Cuando la separación a la fuente de interferencias es relativamente pequeña,
separación menor que λ/2π (donde λ es la longitud de onda de la interferencia,
2.4 Medida de interferencias con sondas de campo próximo.
33
(A) Comparación de sondas P1RF (atenuada 10dB) y ESH2-Z1.
(B) Comparación de sondas P2RF y ESV-Z1.
(C) Comparación de sondas P3RF (atenuada 10 dB) y ESV-Z1.
Figura 2.8: Comparación de medidas EMI experimentales entre diferentes
sondas de corriente.
34
Entorno de Medidas EMI
de valor superior a las dimensiones de la fuente EMI que la provoca), se tiene
la condición para campo próximo. Según la naturaleza de la fuente de perturbación, predominará el campo eléctrico sobre el magnético (fuente EMI de
alta impedancia) o el campo magnético sobre el eléctrico (fuente EMI de baja
impedancia). Para cada situación, cuando se quiere caracterizar la naturaleza
del foco EMI ([6], [103], [111]) se debe utilizar una sonda de medida diferente.
Así, en la figura 2.9 se muestra la fotografía de las sondas de campo próximo
utilizadas para la investigación.
Las sondas de campo magnético son bucles sensibles al campo magnético y
apantallados frente a campo eléctrico. En estas sondas, al variar su diámetro, se tienen diferentes sensibilidades y precisión en la ubicación del foco EMI
[26]. En la figura 2.9 se muestran los factores de conversión de las tres sondas
de campo magnético utilizadas. Por el contrario, las sondas de campo eléctrico son varillas o esferas que son especialmente sensibles al campo eléctrico y
presentan alto rechazo al campo magnético. Utilizando adecuadamente cada
sonda por debajo de su frecuencia de resonancia (Fres), es posible la caracterización de interferencias acopladas por campo hasta frecuencias por encima
de 1 GHz, como se muestra en la tabla 2.2.
Campo
H
H
H
E
E
Sonda
bucle 6 cm
bucle 3 cm
bucle 1 cm
esférica
varilla
Rechazo (dB)
41 (H/E)
29 (H/E)
11 (H/E)
30 (E/H)
30 (E/H)
Fres (GHz)
0.79
1.50
2.30
>1
>3
Tabla 2.2: Características de sondas de campo próximo.
La condición de campo lejano se tiene cuando la distancia de separación entre
la fuente EMI y el punto de medida es mucho mayor que λ/2π. En este caso,
las soluciones de las ecuaciones de Maxwell muestran que el campo eléctrico
y magnético se presentan conjuntamente en forma de ondas de propagación,
y su relación viene dada por la impedancia característica del medio (377 Ω en
el caso del aire). En este caso, las normas EMC comerciales exigen sólo la
medida de la intensidad de campo eléctrico mediante antenas calibradas.
Para medidas de radiación en campo lejano se dispone de la antena de banda ancha ELPA 30102, que está calibrada para la medida de interferencias
radiadas entre 30 MHz y 1GHz. Los factores de antena suministrados por
el fabricante permiten convertir las tensiones medidas con el analizador de
espectros (µV) en valores equivalentes de campo eléctrico (dBµV/m). En la figura 2.10 se muestran los factores de conversión de la antena de banda ELPA
2.4 Medida de interferencias con sondas de campo próximo.
35
(A) Sondas de campo próximo.
(B) Factor de antena.
Figura 2.9: Sondas de campo próximo. (A) Conjunto de diferentes sondas. (B)
Factor de antena de las sondas de campo magnético.
36
Entorno de Medidas EMI
30102.
Figura 2.10: Factor de conversión de la antena de banda ancha ELPA 30102.
En la investigación realizada, el uso de las sondas de campo próximo y de la
antena de banda ancha ha permitido caracterizar el origen de perturbaciones
electromagnéticas que, posteriormente, pueden ser conducidas en el sistema
analizado. Por ello, puede interesar mostrar las medidas directamente en
magnitudes eléctricas (intensidad o tensión) inducidas por campo en los diferentes sensores, más que la propia magnitud del campo eléctrico o magnético
que las origina.
2.5 Aplicación de la Normativa Europea sobre
EMC.
Las normas de la Unión Europea sobre EMC se desarrollan por el CENELEC (Comité Europeo de Normalización Electrotécnica) tras la Directiva sobre EMC 89/336/CEE. En estas normas se fijan el patrón de las que derivan
las posteriores normas nacionales de obligado cumplimiento [85].
Uno de los principales objetivos de las normas sobre compatibilidad electromagnética es limitar el nivel de perturbaciones electromagnéticas generadas
por los aparatos para que no produzcan interferencias en los sistemas de telecomunicación ([149], [141]): receptores de radio, televisión, equipos de radio
móviles, etc. Por otra parte, las normas sobre inmunidad tratan de garantizar
2.5 Aplicación de la Normativa Europea sobre EMC.
37
el funcionamiento de los sistemas electrónicos frente a determinadas perturbaciones externas.
En general, las normas EMC se aplican a todos los aparatos eléctricos y electrónicos, así como los equipos, sistemas e instalaciones que contengan componentes eléctricos y electrónicos. No se consideran los componentes elementales (circuitos integrados, tarjetas electrónicas, etc.) fabricados para formar
parte de un aparato y que no tienen función intrínseca para ser utilizados por
el usuario final. Es muy importante señalar que el incumplimiento de las normas EMC aplicables a un producto prohibe el marcado “CE” de conformidad y
su libre comercialización en la Comunidad Europea, por lo que es primordial
controlar el problema EMC desde las primeras fases de diseño en los sistemas
electrónicos ([156], [161], [11], [75]).
Las normas desarrolladas por CENELEC se clasifican en tres tipos:
• Normas básicas. Son las normas que definen y describen el problema
EMC, los instrumentos de medida, su principio de funcionamiento y los
métodos de medida.
• Normas genéricas. Son las normas asociadas a los dos posibles entornos
electromagnéticos genéricos de trabajo de los equipos y sistemas: residencial (comercial, pequeña industria) o industrial.
• Normas de producto. Se aplican a familias de productos y a productos especiales. Por su naturaleza, son las que mayor desarrollo experimentan
en la actualidad.
Los sistemas de potencia lineales analizados en esta tesis, disponen de normas de producto específicas referidas a emisión y a inmunidad, por lo que
prevalecen sobre las normas genéricas. No obstante, se resumen algunas de
las características más importantes de las normas de producto comparándolas con las normas genéricas aplicables en un entorno residencial.
2.5.1 Norma de emisión UNE-EN55013.
La norma UNE-EN55013 (1996) fija los límites y métodos de medida de las
características de perturbación radioeléctrica de los receptores de radiodifusión y equipos asociados.
En esta norma se define un equipo asociado como “cualquier equipo concebido para ser conectado directamente a los receptores de radiodifusión sonora
o televisión, sea para generar o reproducir información de audiofrecuencia o
videofrecuencia (por ejemplo amplificadores de audiofrecuencia, dispositivos
38
Entorno de Medidas EMI
activos para altavoces, tocadiscos, reproductores de discos compactos, aparatos de grabación y reproducción magnética, órganos electrónicos, etc)”. Por
tanto, los sistemas de potencia lineales objeto de esta tesis, en donde se caracterizan las interferencias y sus efectos (amplificadores lineales de potencia,
reproductores de señal, y carga electroacústica) se corresponden con los equipos asociados definidos en esta norma de producto.
Las condiciones de ensayo requieren una señal de audiofrecuencia de 1 kHz
para el caso de amplificadores de audiofrecuencia y reproductores de discos
compactos, que debe aplicarse en la forma adecuada (generador de baja frecuencia y disco de prueba), y la potencia del amplificador se limita a 1/8 de la
potencia máxima con carga resistiva nominal en la salida.
Los límites de tensión perturbadora en bornes de alimentación, esto es, los límites de EMI conducido a red, fijados por esta norma se muestran en la tabla
2.3. Se deben medir con una red artificial (red LISN) con estructura en V (50
Ω/50 µH + 5Ω).
Frecuencias
150 kHz - 500 kHz
150 kHz - 500 kHz
500 kHz - 5 MHz
500 kHz - 5 MHz
5 MHz - 30 MHz
5 MHz - 30 MHz
Límites de emisión (dBµV)
66 a 56
56 a 46
56
46
60
50
Tipo de medida
cuasicresta
valor medio
cuasicresta
valor medio
cuasicresta
valor medio
Tabla 2.3: Límites de EMI conducido a red (UNE-EN55013).
Los límites de emisión desde 150 kHz hasta 500 kHz decrecen linealmente con
el logaritmo de la frecuencia y los límites de emisión entre 9 kHz y 150 kHz
se encuentran bajo consideración. Señalar que los límites de emisión de las
perturbaciones conducidas a red coinciden con los de la norma genérica UNEEN 50081-1 (Compatibilidad electromagnética, Norma Genérica de Emisión,
Parte 1: Residencial, comercial e industria ligera). Por tanto, no se considera
restricción especial en los límites de emisión respecto a la norma genérica, a
pesar de la elevada susceptibilidad del propio sistema.
Por encima de 30 MHz se considera en las normas EMC que las perturbaciones son radiadas, especialmente a través de los cables. Para el caso de los
equipos asociados, se fijan unos límites para la potencia perturbadora en los
cables. Esta potencia debe ser medida desde 30 MHz hasta 300 MHz (los límites entre 300 MHz y 1 GHz están bajo consideración) mediante con una pinza
absorbente definida en CISPR16. Aquí difiere de la norma genérica de emi-
2.5 Aplicación de la Normativa Europea sobre EMC.
39
sión, puesto que en ella se mide la intensidad de campo eléctrico (campo a 10
m en un entorno especial) con antenas calibradas y los límites están definidos
desde 30 MHz hasta 1 GHz. En la tabla 2.4 se muestra una comparación entre
el tipo de medida y los límites de emisión especificados en la norma genérica
y de producto para frecuencias por encima de 30 MHz.
Norma
EN50081-1
EN50081-1
EN55013
EN55013
Frec. (MHz)
30-230
230-1000
30-300
300-1000
Límites (cuasicresta)
30 dBµV
37 dBµV
45 a 55 dB(pW)
Bajo consideración
Tipo de medida
Campo E a 10m
Campo E a 10m
Potencia en cables
Potencia en cables
Tabla 2.4: Comparación de los límites de emisión por encima de 30 MHz para
las normas genérica (EN50081-1) y de producto (EN55013).
En la investigación realizada en esta tesis, donde se pretende caracterizar
y suprimir las interferencias de alta frecuencia en sistemas de potencia lineales, se utilizan las sondas de corriente en las medidas de corrientes EMI
en alta frecuencia. Como se ha visto anteriormente, las sondas de corriente
pueden discriminar la forma de propagación de interferencias (modo común
o modo diferencial), mientras que la pinza de absorción sólo registra la máxima potencia radiada por los cables (asociada a propagación en modo común).
En las medidas de interferencias se debe utilizar un Receptor EMI conforme
a CISPR16. El ancho de banda seleccionado en la medida (BWR) depende del
rango de frecuencias que se esté registrando, conforme se muestra en la tabla
2.5. Estos valores de ancho de banda en el receptor EMI proceden de los valores utilizados en los primeros receptores de radio en AM (9 kHz) y FM (120
kHz). Por otra parte, en la medida de cuasicresta y de valor medio, se utilizan
circuitos detectores que atenúan la medida en el caso de impulsos con frecuencias de repetición por debajo de 10 kHz, considerando que las interferencias
afectan así menos en los receptores de comunicaciones ([141], [149]). En el
caso de la investigación mostrada en esta tesis, en lugar del receptor EMI se
utiliza el analizador de espectros que dispone de la configuración de medida
normalizada (modelo 2712 de Tektronix) y se realizan medidas de cresta (suponen el peor caso respecto a las medidas de cuasicresta) porque incrementan
notablemente la rapidez de las medidas.
2.5.2 Norma de inmunidad UNE-EN55020.
La norma UNE-EN55020 (1996) establece los requerimientos de inmunidad
electromagnética de los receptores de radiodifusión y equipos asociados. Esta
40
Entorno de Medidas EMI
Rango de frecuencias
9 kHz a 150 kHz
150 kHz a 30 MHz
30 MHz a 1 GHz
Ancho de banda (BWR)
200 Hz
9 kHz
120 kHz
Tabla 2.5: Anchos de banda de medida normalizados (CISPR16).
norma de producto contempla, nuevamente, como equipos asociados a los sistemas de potencia lineales abordados en esta tesis.
Los criterios de aptitud aplicados en esta norma se definen en la norma genérica de inmunidad UNE-EN 50082-1 (Compatibilidad electromagnética. Norma genérica de inmunidad. Parte 1: Residencial, comercial e industria ligera).
Se tienen tres criterios diferentes de aptitud:
• Criterio A. El aparato debe continuar funcionando como estaba previsto.
Ninguna degradación de funcionamiento o pérdida de la función está
autorizada por debajo de los niveles de aptitud definidos por el fabricante
cuando el aparato se utiliza como estaba previsto.
• Criterio B. El aparato debe continuar funcionando como estaba previsto
después del ensayo. Ninguna degradación de funcionamiento o pérdida
de función está autorizada por debajo del nivel de aptitud definido por
el fabricante, cuando se utiliza como estaba previsto. Durante el ensayo,
una degradación de funcionamiento está permitida.
• Criterio C. Una pérdida de función temporal es admisible, siempre que
esta función sea autorrecuperable o pueda restablecerse mediante intervención en los controles.
En el caso de de los sistemas de potencia lineales, la calidad de sonido se evalúa utilizando como criterio que la relación entre la señal deseada de sonido
y la no deseada sea ≥ 40 dB, para un nivel de la señal de sonido deseada de
50 mW. En el caso de amplificadores de potencia se carga la salida con su
resistencia nominal y se mide ésta con un voltímetro de frecuencia de sonido, mientras que en reproductores de discos compactos la prueba requiere un
amplificador auxiliar de medida.
En los ensayos de inmunidad, según el caso, se aplican perturbaciones externas normalizadas de diferentes tipos. Así, las pruebas de inmunidad afectan
a descargas electrostáticas, transitorios rápidos, huecos e interrupciones de
tensión, ondas de choque, campos de radiofrecuencia modulados, etc.
Resulta sorprendente que, en el momento de redactar esta tesis, en esta reciente norma de 70 páginas, que sustituye a la anterior norma EN55020/1988
2.6 Conclusiones
41
de 51 páginas, todos los requisitos de inmunidad que afectan a los equipos asociados objeto de esta tesis están en estudio. Por ejemplo, están en estudio los
requisistos de inmunidad que afectan a los conectores de salida de altavoces,
de entrada y salida de señal de sonido, de alimentación de la red y a las entradas por envolvente. Sin embargo, se detallan los procedimientos de medidas
(salvo transitorios eléctricos y descargas electrostáticas) y se especifican los
diferentes elementos a utilizar en las medidas (filtros, redes de acoplamiento,
etc.). Se confirma, por tanto, la utilidad de la investigación realizada sobre
efectos de interferencias en alta frecuencia en los sistemas de potencia lineales.
2.6
Conclusiones
En este capítulo se han introducido los elementos y los métodos de medidas
de interferencias en alta frecuencia que serán utilizados en los capítulos posteriores de esta tesis. Se presta especial atención a los elementos y métodos
utilizados para las medidas de interferencias conducidas.
Así, en primer lugar, se ha descrito las medidas de interferencias conducidas
mediante la red LISN. Se justifica la estructura interna de la LISN utilizada
y el entorno de medida que se ha montado para la medida de interferencias
conducidas a red.
A continuación, se ha descrito la estructura interna y el método de medida
con las sondas de de corriente de alta frecuencia. Se ha destacado su utilidad
en la caracterización de las interferencias reales que pueden ser conducidas
en un sistema electrónico, tanto en modo común, como en modo diferencial.
En este punto se abordó el diseño físico y la caracterización eléctrica de tres
sondas de corriente diferentes, que se han montado como prototipos de laboratorio. Se comparan las características de estos prototipos con sondas de
corriente comerciales (de coste muy superior) y se demuestra que estas sondas
construidas permiten las medidas de corrientes EMI conducidas en un rango
de frecuencias muy amplio (desde 3 kHz hasta 300 MHz). Estos prototipos
diseñados de sondas de corriente se consideran las aportaciones originales
principales de este capítulo, que se presentaron en [133].
A continuación, se han introducido las sondas de campo próximo (campo eléctrico y magnético) junto con la antena de banda ancha. Estos elementos se
han utilizado en la justificación de acoplamientos de interferencias por campo, que posteriormente pueden ser conducidas dentro del sistema electrónico.
42
Entorno de Medidas EMI
Por último, en este capítulo se ha comentado de forma rápida la normativa europea sobre compatibilidad electromagnética aplicable a los sistemas de
potencia lineales tratados en esta tesis. Se examinan los límites de emisión
de interferencias, así como los criterios y pruebas de aptitud en las normas de
inmunidad aplicables al producto.
En todo caso, la investigación realizada en esta tesis, pretende medir, caracterizar y determinar los efectos de las principales interferencias que pueden
afectar a los sistemas de potencia lineales para, en cada caso, proponer soluciones eficaces. Los requerimientos de las normas de emisión y de inmunidad
consideradas son, en este sentido, demasiado permisivos ya que no se pretende el mero cumplimiento de la normativa EMC vigente, sino la supresión
de los problemas EMI que puedan afectar a la calidad de funcionamiento del
producto.
Capítulo 3
Supresión EMI en la
alimentación no regulada de
amplificadores.
Índice General
3.1 Introducción . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
45
3.2 Alimentación no regulada (ABNR) de amplificadores. .
46
3.3 Supresión de interferencias externas. . . . . . . . . . . . .
48
3.3.1 Interferencias captadas en los cables de red. . . . . . .
51
3.3.2 Interferencias conducidas desde otras cargas. . . . . . .
53
3.3.3 Interferencias en la toma de tierra. . . . . . . . . . . . .
58
3.3.4
Acoplamiento EMI en el transformador de red. . . . .
60
3.4 Supresión de Interferencias internas. . . . . . . . . . . . .
64
3.4.1 Interferencias generadas con diodos de red. . . . . . . .
64
3.4.2 Supresión de interferencias generadas con diodos rápidos. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
70
3.4.3 Filtrado EMI en los condensadores de salida. . . . . . .
77
3.5 Soluciones EMI incorporadas en APLAIRE. . . . . . . . .
77
3.6 Conclusiones . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
84
44 Supresión EMI en la alimentación no regulada de amplificadores.
3.1 Introducción
45
3.1 Introducción
Cuando se analizan los diseños industriales de amplificadores lineales de potencia para instalaciones fijas, se observa que los sistemas de alimentación
en potencia se resuelven con circuitos extremadamente simples, incluso en
el caso de los amplificadores más costosos y de complejo diseño electrónico.
La característica común en los circuitos de alimentación para los circuitos de
potencia de los amplificadores lineales es que no se incluyen reguladores de
tensión ([130], [126], [128]). En esta tesis, denominaremos como ABNR a este
sistema de alimentación básico no regulado, para distinguirlo de otras soluciones más complejas (sistemas conmutados en alta frecuencia) que se proponen
y analizan en el capítulo 4.
Cuando se incluyen reguladores de tensión en la alimentación de los APL, se
utilizan exclusivamente reguladores lineales serie para fijar las tensiones en
los circuitos de entrada de bajo consumo. Esto se debe a que el bajo rendimiento de los reguladores lineales de tensión les descarta como solución para la
regulación de tensión en los circuitos de potencia (alimentaciones de los transistores finales de salida de elevado consumo). Por tanto, la única alternativa
de regulación con alto rendimiento consiste en los reguladores conmutados en
alta frecuencia que serán tratados en el capítulo siguiente de esta tesis.
La justificación del sistema básico no regulado como solución industrial típica
en los circuitos de alimentación de los amplificadores de potencia se puede
encontrar en la facilidad de diseño y en su reducido coste. Pero, en sistemas
de gama alta con elevadas prestaciones, donde el coste de los diseños pasa a
segundo plano respecto a la calidad exigida al producto, tal decisión se justifica por los buenos resultados prácticos que estas sencillas soluciones proporcionan. Esta paradoja, "mejor sistema de alimentación puede causar peor
funcionamiento final del sistema", es uno de los resultados experimentales de
partida que se justificarán a lo largo de este capítulo y el siguiente, mediante
el análisis de interferencias de alta frecuencia (EMI) en los diferentes sistemas de alimentación para APL.
En este capítulo, se analizarán las interferencias típicas presentes en los sistemas de alimentación no regulados, para lo cual se montan dos sistemas amplificadores diferentes que incluyen como sistema de alimentación el clásico
sistema industrial no regulado. Estos prototipos amplificadores, denominados
APL1 y APL2, se han desarrollado dentro del proyecto industrial APLAIRE
(Amplificador de Potencia Lineal de Alta Inmunidad al Ruido Eléctrico), que
exigía como punto de partida el estudio de interferencias típicas en las instalaciones comerciales de amplificadores de potencia. Por tanto, con estos prototipos se medirán las interferencias en diferentes modos de funcionamiento
y se verá que las interferencias generadas y conducidas, aún siendo de menor
46 Supresión EMI en la alimentación no regulada de amplificadores.
magnitud que con reguladores conmutados (capítulo 4), no son nulas y afectan directamente al sistema alimentado.
Finalmente, se extraen las conclusiones del estudio de los problemas EMI realizado en los sistemas de alimentación no regulados para APL, caracterizando
las fuentes de interferencias externas e internas y su mecanismo de propagación. Se proponen diferentes soluciones originales, que se incorporan en los
prototipos APL1 y APL2 desarrollados, y que incluyen técnicas de filtrado y
apantallado EMI especiales, así como modificaciones originales en el diseño
interno del sistema de alimentación básico no regulado que reducen al máximo las interferencias internas generadas.
3.2 Alimentación no regulada (ABNR) de amplificadores.
Como se comentó en la introducción anterior, los circuitos de salida de los
amplificadores de potencia se diseñan industrialmente con sistemas de alimentación no regulados. En la figura 3.1 se muestran diferentes alternativas
para el sistema de alimentación simétrico no regulado para APL, junto con
el circuito que más frecuentemente se utiliza en los diseños industriales, que
denominaremos como ABNR (Alimentación Básica No Regulada).
El circuito ABNR de la figura 3.1 consta de un transformador reductor conectado a la red de alterna, seguido de un puente rectificador de onda completa
y de una batería de condensadores para filtrar la componente residual de 100
Hz. Los valores indicados en esta figura se corresponden con los valores típicos para amplificadores de potencia de 100 Wrms, que coincide con los prototipos desarrollados (APL1 y APL2, capítulo 5) para el proyecto industrial
APLAIRE.
En la figura 3.1, las resistencias RL1 y RL2 representan la carga, esto es, el
amplificador de potencia alimentado. Por ello, se deben considerar como resistencias que varían dinámicamente y de forma asimétrica con el funcionamiento del amplificador. Estas variaciones de carga producen que la tensión
real difiera de la tensión nominal (50 V) indicada en la figura.
En la figura 3.2 se muestran las características eléctricas medidas para la
regulación de carga y la tensión de rizado residual (100 Hz) en el sistema
ABNR, cuando se utiliza un transformador toroidal de 300 VA (comparadas
con el sistema conmutado SACAP del capítulo 4). Como se ve en esta figura,
las variaciones de la tensión media a la salida del sistema no regulado son importantes y limitan la potencia nominal del amplificador alimentado (sobre su
3.2 Alimentación no regulada (ABNR) de amplificadores.
D1
TRF
*
*
VAC
220
S1
C1
RL1
VAC
220
0V
S3
*
C1
S1
*
RL1
10m F
S2
0V
P2
C2
C2
RL2
* S4
P2
+ 50V
P1
10m F
S2
D1
TRF
+ 50V
P1
10m F
RL2
220/ 35+ 35
10m F
- 50V
220/ 35+ 35
47
- 50V
D2
D2
( A) Med ia o n d a sim et r ic o
( B) Med ia o n d a a sim et r ic o
D1
TRF
D1
TRF
+ 50V
P1
*
S1
*
C1
*
RL1
D2
VAC
220
0V
S3
*
D3
RL2
S4
RL1
10m F
S2
0V
S3
C2
- 50V
10m F
D6
- 50V
D7
220/ 35+ 35
D4
RL2
D5
S4
P2
10m F
220/ 35+ 35
C1
D4
*
C2
P2
+ 50V
D3
S1
*
VAC
220
10m F
S2
D2
P1
D8
( C) Pu en t e sim p le
( D) Pu en t e d o b le
(A)
F
D1
SW
S1
D2
VAC
220
S2
F
3A
TP
C1
C3
10m F
1 0 uF
RL1
S3
D3
N
+ 50V
P1
S4
P2
TRF
220/ 35+ 35
D4
0V
C2
C4
10m F
1 0 uF
RL2
- 50V
(B)
Figura 3.1: Circuitos de alimentación simétrica no regulada para APL. (A)
Diferentes alternativas topológicas. (B) Diseño industrial más frecuente
(ABNR).
48 Supresión EMI en la alimentación no regulada de amplificadores.
carga nominal de 8 Ω). Además, el elevado rizado de tensión de 100 Hz obliga
a seleccionar topologías amplificadoras con elevado rechazo a las variaciones
de tensión de alimentación (elevado PSRR, Power Supply Rejection Ratio).
En la figura 3.3 se muestra la forma de onda de la tensión y corriente en el
secundario del transformador para el rectificador de media onda simétrico,
con una corriente simétrica de salida de 1 y 2 A. Se observa que la corriente
pulsante de carga de la capacidad de filtrado introduce una importante distorsión armónica en la corriente absorbida de la red, así como una importante
variación de la tensión de salida. Se justifica, por tanto, las mejoras que aportan los circuitos de corrección de factor de potencia y de regulación de salida
que se incluirán en los diseños de convertidores conmutados del capítulo 4 de
esta tesis.
3.3 Supresión de interferencias externas.
La red alterna de suministro eléctrico presenta, por lo general, un alto contenido de interferencias, tanto de baja como de alta frecuencia. En el caso particular de las interferencias de alta frecuencia estudiadas en esta tesis, la red
eléctrica está sumamente contaminada por perturbaciones de alta frecuencia de diferente procedencia. Las causas principales que se han determinado
para estas interferencias son:
• Presencia de otras cargas próximas que comparten la red, y en la que
inyectan corrientes EMI de alta frecuencia. Por ejemplo ordenadores
personales, convertidores conmutados de potencia, motores, etc.
• El propio y extenso cableado de la red de suministro eléctrico que, actuando como antena no selectiva, capta las interferencias externas presentes en el entorno. Por ejemplo, las corrientes EMI inducidas en conductores por las emisiones de comunicaciones (radio y televisión comercial, radioaficionados, etc.).
• La toma de tierra de la red que, en alta frecuencia, supone una fuente
de interferencias más que un sumidero de las mismas. Se debe a que
está compartida por otras cargas, y a que su impedancia interna es importante en alta frecuencia.
En la figura 3.4 se muestra una representación simplificada de las posibles
perturbaciones presentes en la red de suministro eléctrico y que pueden acoplarse a la carga (amplificador de potencia) a través del sistema de alimentación básico no regulado. En esta figura, las fuentes EMI se modelan como fuentes de intensidad que acoplan las interferencias en modo diferencial
3.3 Supresión de interferencias externas.
49
55
54
53
52
SACAP
Vo (V)
51
50
49
48
47
ABNR
46
45
44
0
0,2
0,4
0,6
0,8
1
1,2
1,4
1,6
1,8
2
2,2
2,4
2,6
2,8
3
Io (A)
(A)
2,5
ABNR
2
Vor (V)
1,5
1
SACAP
0,5
0
0
0,2
0,4
0,6
0,8
1
1,2
1,4
1,6
1,8
2
2,2
2,4
2,6
2,8
3
Io (A)
(B)
Figura 3.2: Características eléctricas del sistema de alimentación básico no
regulado (ABNR) frente al sistema conmutado SACAP (capítulo 4). (A) Regulación de carga. (B) Tensión residual de rizado.
50 Supresión EMI en la alimentación no regulada de amplificadores.
(A) Io = 1+1 A.
(B) Io = 2+2 A.
Figura 3.3: Corriente y tensión de rizado en la capacidad de salida (+50 V) del
rectificador de media onda simétrico. (A) Carga resistiva simétrica de 1 A. (B)
Carga resistiva simétrica de 2 A.
3.3 Supresión de interferencias externas.
51
(IF N j) o en modo común (IT j, se muestran sólo para el conductor de tierra),
entre distintos puntos de la red eléctrica (separados por impedancias ZF j,
ZN j y ZT j). Las capacidades parásitas, algunas de las cuales se muestran en
la figura, cierran el camino de propagación de corrientes EMI de alta frecuencia y modo común hacia tierra.
r ed c o m p a r t id a
F
SW
TRF
220/ 35+ 35
D1
+ 50V
S2
IFN2
ZN2
ZN3
N
F
S4
P2
3A
ZT1
CP
ZT2
IT1
ZT3
IT2
TP
c o n exio n a r ed d e APL
1 0 uF
D3
ZN1
carga
0V
CP2
S3
C2
220
D2
IFN1
C3
VAC
C1
S1
1 0 uF
P1
10m F
ZF3
C4
ZF2
10m F
ZF1
IRF2
- 50V
D4
IRF
c h a sis
m et a lic o
CP1
IRF1
Figura 3.4: Representación simple de posibles perturbaciones EMI en red que
pueden acoplarse a la carga (APL) con el sistema de alimentación no regulado.
En esta sección se realizan diferentes medidas de la contaminación EMI presente en la red eléctrica, con el objetivo de mostrar la presencia de diferentes
perturbaciones de alta frecuencia en la red que pueden producir interferencias en el sistema alimentado. Naturalmente, dado su origen externo, las
interferencias medidas pueden variar de forma importante con el tiempo y
con el entorno de medida. No obstante, aunque las medidas registradas no
son generalizables, se evidencia el problema EMI, los órdenes de magnitud y
la distribución espectral de las interferencias registradas. La importancia de
estas medidas radica en que no se diseñan los sistemas APL industriales con
elementos de protección interna frente a estas perturbaciones externas, por lo
que los efectos de interferencias serán inevitables.
3.3.1 Interferencias captadas en los cables de red.
Los diferentes cables conductores conectados a un sistema electrónico actúan
como antenas en alta frecuencia ([29], [10], [9]). El acoplamiento del campo
electromagnético externo de alta frecuencia debido, por ejemplo, a las diferentes emisoras de radiodifusión, crea corrientes EMI inducidas en los conductores. Estas corrientes son conducidas, normalmente en modo común, hacia el
52 Supresión EMI en la alimentación no regulada de amplificadores.
interior de los sistemas electrónicos, provocando interferencias internas.
En el caso particular de los sistemas APL, los diferentes conductores externos conectados al amplificador inyectarán corrientes de alta frecuencia en los
circuitos internos que provocan interferencias (capítulo 5). La característica
que diferencia la conexión a red respecto a otros conductores es su mayor longitud y, con ello, se tiene una antena eficaz para frecuencias menores que con
los otros conductores conectados al amplificador (cableado de señal y salida
en potencia). Por tanto, aunque las dimensiones características aparentes del
sistema APL sean reducidas (algunos metros), se tienen longitudes características mucho mayores a través de la conexión a la red eléctrica.
Como ejemplo simple que muestra el problema, en la figura 3.5 se registra
la tensión de interferencia medida con el analizador de espectros Tektronix
2712, cuando se le conecta en la entrada un cable conductor desplegado de 1,
3 y 5 metros, en el entorno de medida del laboratorio, realizando estas medidas de forma consecutiva. Por otra parte, en la figura 3.6 se realizan otras
tres medidas para el cable de 5 metros, pero espaciadas en días diferentes.
Estas tensiones EMI están provocadas principalmente por el acoplamiento de
campo (eléctrico) a cable, que induce corrientes EMI de alta frecuencia. Como se observa en estas figuras, las dimensiones del conductor y el instante de
medida afectan de forma importante en el perfil de interferencias registradas.
Los niveles más altos de las interferencias registradas en estas dos figuras corresponden a las emisiones comerciales en frecuencia modulada (FM).
Además, se observa que los niveles registrados de contaminación electromagnética en los cables en un entorno urbano son, en determinado rango de frecuencias, mayores que los creados por muchos sistemas electrónicos, en particular la alimentación no regulada de un APL. Por tanto, en los cables de la
red eléctrica se tienen, en determinado rango de frecuencias, niveles de interferencias más elevados que en el interior del sistema y, aunque el sistema
no genere elevadas interferencias, debe ser protegido, mediante técnicas de
filtrado EMI, frente a las posibles interferencias captadas por los conductores
externos y acopladas al amplificador a través de su sistema de alimentación.
Como se ha registrado en las medidas anteriores, debido al origen de las interferencias externas, los niveles medidos de inteferencias dependerán del
entorno de medida, dimensiones y orientación de los conductores, condiciones
climatológicas y temporales de propagación de ondas ([81], [119]). Es decir,
para un mismo entorno de trabajo del sistema APL instalado, los niveles de
interferencia externas presentarán unas variaciones con unos tiempos característicos mayores que los asociados a los circuitos internos del sistema, por
ejemplo el calentamiento interno de dispositivos activos. Además, el entorno
concreto de instalación del sistema afectará de forma importante a su funcio-
3.3 Supresión de interferencias externas.
53
namiento cuando es susceptible a interferencias externas.
Cuando se conecta el sistema de alimentación básico no regulado (ABNR) a la
red eléctrica, las interferencias captadas por el cableado de red se acoplan al
circuito alimentado a través de las capacidades parásitas del transformador
de alimentación. Así, en la figura 3.7 se registran las tensiones EMI medidas en el secundario del transformador (0 V) cuando no se le conecta carga
(no hay generación EMI interna), medidas con el analizador de espectros para tres días diferentes. De estas medidas se deduce que la variaciones en la
contaminación EMI de los cables de red pasan al sistema alimentado sin aislamiento en alta frecuencia.
En resumen, se requieren filtros EMI en todas las conexiones al exterior del
amplificador de potencia. El peor caso y, por tanto, el filtro EMI más exigente (más voluminoso), corresponde a la conexión a red, porque presenta una
mayor longitud característica (captación de frecuencias más bajas). Otras interferencias presentes en la red, no captadas por radiación, agravarán aún
más el problema de interferencias.
3.3.2 Interferencias conducidas desde otras cargas.
En este punto se trata de introducir otras interferencias, diferentes a las captadas directamente por radiación, que estén presentes en la red de alterna.
Son debidas a otras cargas eléctricas o electrónicas que se conectan a la red
de forma próxima, en donde inyectan interferencias que pueden ser conducidas al sistema APL compartiendo la misma red eléctrica.
Como en el apartado anterior se han medido las interferencias captadas directamente por radiación en los cables, hemos de restar estas componentes a
la medida de interferencias conducidas desde la red alterna al sistema APL
alimentado, para obtener una medida cualitativa de las interferencias en red
creadas por otras cargas. Estas interferencias dependerán directamente del
conjunto de cargas que comparten de forma próxima la red de suministro, por
lo que también vienen determinadas por el entorno de conexión a red del sistema y el instante de medida.
A lo largo de esta tesis se han medido en distintas ocasiones las interferencias
inyectadas en la red por diferentes sistemas electrónicos. Como ejemplo, en
la figura 3.8 se anticipan las medidas de interferencias conducidas a la red
eléctrica, realizadas con la red LISN (desde 9 kHz hasta 30 MHz), en diferentes sistemas de alimentación en potencia (sistema no regulado y sistemas
conmutados) que son ampliamente estudiados en esta tesis (antes de incluir
elementos de supresión de interferencias).
54 Supresión EMI en la alimentación no regulada de amplificadores.
(A) Cable de 1 metro.
(B) Cable de 3 metros.
(C) Cable de 5 metros.
Figura 3.5: Tensiones EMI medidas en el analizador de espectros al conectarle
en su entrada un cable conductor de diferentes longitudes (para el mismo
instante).
3.3 Supresión de interferencias externas.
55
(A)
(B)
(C)
Figura 3.6: Tensiones EMI medidas con el analizador de espectros en diferentes días al conectarle en su entrada un cable de 5 metros en una misma
configuración geométrica.
56 Supresión EMI en la alimentación no regulada de amplificadores.
(A)
(B)
(C)
Figura 3.7: Tensiones EMI medidas en el terminal de 0V del circuito ABNR
trabajando sin carga y conectado a toma de red compartida. Las medidas se
realizan en tres días diferentes.
3.3 Supresión de interferencias externas.
57
(A)
(B)
(C)
Figura 3.8: Medida con LISN del EMI conducido a red en tres sistemas de alimentación en potencia diferentes: (A) sistema no regulado; (B) y (C) sistemas
conmutados en alta frecuencia.
58 Supresión EMI en la alimentación no regulada de amplificadores.
3.3.3 Interferencias en la toma de tierra.
No todos los amplificadores comerciales utilizan la toma de tierra de la conexión a red, ya que un elevado número de éstos se conectan sólo a dos hilos
(fase, neutro). Esto es así porque el transformador reductor de red garantiza
el aislamiento galvánico en baja frecuencia necesario como medida de protección frente a accidentes eléctricos [97].
Los equipos que no se conectan a tierra tienen su masa flotante. Esto no es
adecuado desde el punto de vista EMC, porque el potencial de la referencia de
tensión (0 V) de los circuitos amplificadores alimentados respecto al potencial
de la tierra local (entorno de ubicación del sistema) queda sólo determinado
por los acoplamientos parásitos en el transformador y en las superficies metálicas conectadas [29].
Fases
F-N
N-F
P1
214
2
P2
2
214
S1
46
151
S2
81
116
S3
47
153
S4
82
118
Tabla 3.1: Tensiones eficaces medidas en modo común respecto a tierra en los
terminales del transformador toroidal conectado a red para las dos posiciones
del selector de fase.
Así, en la tabla 3.1 se muestran las tensiones alternas de baja frecuencia inducidas en cada terminal del secundario del transformador del sistema ABNR,
que se han medido en un determinado instante respecto a tierra, con el voltímetro en la forma indicada en la figura 3.9.
La capacidad parásita total entre primario y el terminal del secundario del
transformador donde se realiza la medida, junto con la resistencia interna
del voltímetro (o el osciloscopio donde se observa la forma de onda) proporciona un divisor de tensión que justifica la tensión medida. Cuando no se
conecta el voltímetro, las tensiones inducidas en el secundario respecto a tierra serán mayores, porque en este caso sólo interviene la pequeña capacidad
parásita a tierra del circuito conectado en el secundario (y no la resistencia
interna del medidor). Como también se registra en la tabla 3.1, la polaridad
de la conexión a red (fase-neutro o neutro-fase) determina tensiones inducidas muy diferentes, justificadas por las asimetrías en la construcción física
del transformador, de forma que el segundo caso de conexión a red mostrado
en la tabla 3.1 es claramente peor que el primero. Estas tensiones acopladas
en modo común afectan en el funcionamiento del amplificador alimentado por
la diferente amplificación en modo común de componentes de baja frecuencia
3.3 Supresión de interferencias externas.
59
TRF
220/ 35+ 35
F
Selec t o r
d e Fa se
P1
*
*
S1
Vo lt im et r o AC
VAC
S2
*
-
+
S3
N
TP
P2
1M
S4
RM
VAC
220
( Tier r a d e r ed )
Figura 3.9: Circuito de medida de tensiones modo común inducidas capacitivamente en el secundario del transformador de red.
[69].
Por otra parte, en el caso de los amplificadores que disponen de toma de tierra en su conexión a red, ésta se conecta internamente al chasis metálico del
amplificador, al que se refiere también la masa de los circuitos alimentados
(0 V de referencia en la amplificación). En este caso, con la toma de tierra de
red conectada directamente a la referencia de tensión de los circuitos amplificadores, se puede agravar el problema EMI de interferencias externas, por
las mismas razones que se han descrito en las conexiones principales (fase,
neutro) de la red:
• Conexión a tierra compartida por otras cargas que inyectan interferencias y contaminan con corrientes EMI la toma de tierra ([78], [139],
[126]).
• Conexión a tierra con cables de extensión indeterminada hasta el sistema de picas de tierra. La elevada impedancia en alta frecuencia de este
conductor propicia los acoplamientos parásitos de interferencias entre
sistemas electrónicos próximos que comparten la toma de tierra [41].
• Captación directa de interferencias por radiación en el cable de tierra.
De nuevo, su elevada longitud favorece la captación de interferencias
acopladas por campo [164].
• Variación imprevisible de las características particulares de la conexión
a tierra con el tiempo y la ubicación. Por ejemplo, la conexión a red de
cargas de elevada emisión de interferencias modifican temporalmente la
contaminación EMI de la toma de tierra [91].
60 Supresión EMI en la alimentación no regulada de amplificadores.
Con la toma de tierra conectada directamente al sistema alimentado en su
referencia de tensión (y chasis metálico), se conducen también las interferencias de baja frecuencia presentes en dicha conexión aunque, en esta tesis, sólo
se aborda el problema de interferencias en alta frecuencia en alta frecuencia.
3.3.4
Acoplamiento EMI en el transformador de red.
El sistema de alimentación no regulado para APL se conecta a la red a través
de un transformador reductor. Este transformador, necesario para adaptar
los niveles de la tensión de red a los utilizados por la carga, proporciona el
aislamiento galvánico requerido por motivos de seguridad en baja frecuencia
[97].
Como se ha registrado en la figura 3.7, el transformador de red básico utilizado para la alimentación de los APL no puede considerarse como elemento de
aislamiento en alta frecuencia ([46], [162]). El acoplamiento por campo eléctrico (capacitivo) entre primario y secundario del transformador proporciona
un camino de baja impedancia en alta frecuencia para todas las interferencias presentes en la red alterna o en el equipo alimentado. Por ello, todas las
perturbaciones de alta frecuencia presentes en la red eléctrica descritas en
el apartado anterior pueden acoplarse con el sistema alimentado y producir
interferencias.
La construcción física del transformador, dimensiones características, tipo de
núcleo, disposición relativa de los devanados y forma de montaje en el chasis
del APL, contribuye directamente al grado de acoplamiento de interferencias
entre primario (red) y secundario (carga alimentada). De ahí, la dependencia
observada sobre efectos de interferencias en el equipo alimentado respecto al
tipo de transformador utilizado en su sistema de alimentación.
La tendencia actual en los sistemas APL de mejores prestaciones consiste en
utilizar transformadores de potencia con núcleos toroidales (más caros) en
lugar de transformadores con núcleos convencionales (núcleos E-E de chapa
apilada). En baja frecuencia, el núcleo toroidal presenta mejor acoplamiento
magnético entre primario y secundario, con lo que se reduce el campo magnético disperso de baja frecuencia y las interferencias de baja frecuencia que
produce en el amplificador (situado de forma próxima).
Así, en la figura 3.10 se muestran las formas de ondas de las tensiones registradas con una sonda de campo magnético de baja frecuencia en diferentes
transformadores. Las medidas se realizan en el rectificador simétrico de media onda con diferentes diodos (rápido y lento) en cada salida (se justificará
despúes, en las medidas de interferencias internas, el pulso parásito asociado
3.3 Supresión de interferencias externas.
61
al diodo lento).
La sonda pasiva utilizada para la medida se ha construido con una bobina
de hilo de cobre esmaltado de 0.2 mm, que se ha apantallado frente a campo eléctrico, y que proporciona una medida cualitativa del problema en baja
frecuencia. Como se observa en estas medidas, el núcleo toroidal induce tensiones de baja frecuencia mucho menores que el núcleo E-E, cuando la sonda
se sitúa a igual distancia de separación del cuerpo del transformador. Por
tanto, de las medidas anteriores se concluye que el transformador con núcleo
toroidal resulta claramente ventajoso en baja frecuencia en el caso de los APL.
Núcleo
Frecuencia (kHz)
Cps (pF)
Cpt (pF)
E-E
1
140
183
E-E
10
124
159
Toroide
1
882
60
Toroide
10
792
52
Tabla 3.2: Capacidades parásitas medidas en diferentes transformadores de
la mismas características eléctricas entre primario y secundario (Cps) y entre
primario y chasis externo (Cpt).
Cuando se analiza el comportamiento de los diferentes transformadores en
alta frecuencia, los resultados son diferentes. Cuando se incrementa la frecuencia, deben considerarse los acoplamientos capacitivos globales presentes
entre primario, secundario y el núcleo metálico (chasis) del transformador de
red.
Así, por ejemplo, en la tabla 3.2 se registran las medidas de las capacidades parásitas globales en dos tipos diferentes de transformadores de red de
las mismas características eléctricas utilizados para el amplificador lineal de
potencia. Estas capacidades se registran con el medidor RCL Topward 5030
entre el primario (red), el secundario (toma media) y el chasis metálico del
transformador para dos frecuencias diferentes (1 y 10 kHz). La reducción de
la capacidad medida con la frecuencia se debe a las no linealidades de estas
capacidades y al efecto de otros componentes parásitos secundarios [116].
En la figura 3.11 se muestran las impedancias, medidas con el Analizador
Vectorial ZVRL de Rhode&Schwarz, en los dos tipos de transformadores analizados, de similares características eléctricas (220/35+35V y 300 VA). Como
se observa en esta figura, el comportamiento capacitivo es válido sólo hasta
unos 20 MHz en el transformador E-E y hasta unos 2 MHz en el transformador toroidal, de forma que por encima de estas frecuencias el comportamiento
del dispositivo es mucho más complejo (efectos inductivos secundarios y diferentes resonancias parásitas estructurales). En la figura 3.12 se muestra la
62 Supresión EMI en la alimentación no regulada de amplificadores.
(A) Transformador toroidal.
(B) Transformador E-E.
Figura 3.10: Corriente y tensiones (captadas por sonda de campo magnético
de baja frecuencia) en diferentes transformadores de las mismas características eléctricas (medido en el rectificador de media onda simétrico con diodos
rectificadores diferentes en cada salida).
3.3 Supresión de interferencias externas.
63
(A) Impedancia primario a chasis en transformador E-E.
(B) Impedancia primario a secundario en transformador E-E.
(C) Impedancia primario a secundario en transformador toroidal.
Figura 3.11: Impedancias medidas en diferentes tipos de transformadores de
la misma potencia y tensión nominal.
64 Supresión EMI en la alimentación no regulada de amplificadores.
estructura interna de los diferentes transformadores, justificando las principales capacidades parásitas internas.
Como se concluye de todas estas medidas, el transformador de red no aisla
en alta frecuencia, de forma que el transformador toroidal presenta mayor
acoplamiento (capacitivo) entre primario y secundario, con el inconveniente
añadido que el núcleo es interno y, por tanto, no se conecta eléctricamente al
chasis metálico del amplificador (en este caso, la capacidad Cpt se mide con
la placa de montaje externa). Es decir, el núcleo básico E-E, no sólo presenta
menor acoplamiento (menor capacidad) parásito entre primario y secundario,
sino que conduce al chasis las interferencias acopladas con su núcleo metálico,
por lo que en el circuito alimentado (amplificador) se inyectan menos interferencias procedentes de la red eléctrica. Desde este punto de vista, comportamiento en alta frecuencia, el núcleo E-E protege más a la carga alimentada,
actuando de forma inesperada como elemento de filtrado EMI en alta frecuencia.
3.4 Supresión de Interferencias internas.
3.4.1 Interferencias generadas con diodos de red.
Como se mostró en la figura 3.3, la corriente de entrada en el sistema de alimentación no regulado son pulsos de intensidad sincronizados con las crestas
de la tensión alterna. Cuando la tensión alterna rectificada es mayor que
la tensión continua de salida, los diodos conducen y cargan la capacidad de
salida; cuando la tensión alterna rectificada es menor que la tensión del condensador, la corriente decrece rápidamente hasta que el diodo se corta. A
continuación, veremos los efectos EMI que producen los diferentes circuitos
rectificadores que utilizan diodos de red.
En el caso particular de sistemas de alimentación no regulados para amplificadores, se ha observado que el circuito rectificador utilizado afecta de forma
importante en las interferencias generadas. Para analizar las causas de esta
dependencia, se han medido las interferencias conducidas a la red eléctrica
utilizando el analizador de espectros Tektronix 2712 y la red LISN monofásica EMCO 3810/2, en la configuración normalizada descrita en el capítulo 2.
Recordar, en este punto, que la estructura interna de la red LISN permite,
en su rango de medida, la medida independiente de interferencias generadas
por el dispositivo bajo prueba, ya que uno de los elementos constitutivos más
importantes es el filtro paso-bajo de entrada, que atenúa las interferencias
externas.
3.4 Supresión de Interferencias internas.
65
CP1
CP2
Nu c leo E- E
P1
P1
S1 S3
S1
S2
S3
S4
P2
0V
CP5
CP3
N
N
CP4
P2
CP6
S2 S4
S3 - S4
S1 - S2
P1 - P2
P1
S1
Nu c leo
P1 - P2
S1 - S2
S3 - S4
S2
S3
S4
0V
Nu c leo t o r o id a l
( sec t o r )
P2
CP7
Figura 3.12: Comparación de la estructura interna y las capacidades parásitas internas simplificadas de los transformadores de red con núcleo toroidal y
con núcleo E-E.
66 Supresión EMI en la alimentación no regulada de amplificadores.
En primer lugar, se miden las interferencias conducidas a red en el sistema
de alimentación simétrico no regulado (ABNR de la figura 3.1) que utiliza un
puente rectificador de red integrado (FB2506). En la figura 3.13 se miden las
interferencias conducidas en vacío, y con carga resistiva simétrica de 1 y 2
A. Se observa en esta figura que las interferencias inyectadas en red están
asociadas a la corriente de carga (la medida en vacío corresponde al ruido de
fondo de la propia medida) y que se tienen niveles importantes de corrientes
EMI (medidas como tensiones sobre 50 Ω) hasta frecuencias de unos 3 MHz.
Las interferencias registradas por encima de 10 MHz no son generadas por
los diodos, ya que corresponden al ruido eléctrico externo captado por el tramo de cable que va de la alimentación a la LISN (plegado, unos 40 cm).
Para facilitar las medidas, se registra sólo el valor de pico, que está por encima de la medida de cuasipico cuyo límite normalizado (UNE-EN 55013) se
marca en la figuras. Por tanto, las interferencias generadas por los diodos
facilitan el cumplimiento de los límites de emisión conducida a red que imponen las normas EMC aplicables al producto. Es decir, con este sistema de
alimentación no regulado se facilita el cumplimiento de los límites de emisión
conducida a red (al contrario que con los sistema de alimentación conmutados
que se verán en el capítulo 4).
Se ha investigado la influencia del cambio de topología sobre las interferencias
generadas en el sistema de alimentación simétrico no regulado. Así, en la figura 3.14 se registran y comparan las interferencias generadas con el circuito
rectificador de puente doble, media onda simétrico y media onda asimétrico,
cuando se utilizan diodos rectificadores de red y se carga la salida con una
corriente simétrica de 2 A. Como se observa en esta figura, cuando se utilizan diodos rectificadores de red, el cambio de topología rectificadora no afecta
apenas en las interferencias generadas por los diodos. Por tanto, resulta más
interesante mantener el rectificador en puente completo (ABNR), para mantener el mayor rendimiento en la rectificación ([39], [118]), y ensayar otras
soluciones para reducir interferencias.
En la figura 3.15 se registran las corrientes EMI propagadas en modo diferencial y en modo común en la entrada y en la salida del circuito ABNR (medidas
con la sonda ESH2-Z1). De estas medidas se concluye que las interferencias
medidas con la red LISN se corresponden con las corrientes EMI propagadas
en modo diferencial, ya que las corrientes en modo común son muy reducidas.
Por ello, como las interferencias generadas en los diodos están asociadas a la
rectificación de corriente, se ensayan primeramente las modificaciones mostradas en la figura 3.16 para el circuito rectificador simétrico de media onda.
Estas modificaciones del circuito rectificador afectan de forma directa a a la
forma de la corriente pulsante que carga la capacidad de salida, por lo que
pueden reducir las interferencias generadas [121].
3.4 Supresión de Interferencias internas.
67
(A) Vacío
(B) Io = 1 + 1 A
(C) Io = 2 + 2 A
Figura 3.13: Comparación de EMI conducido a red para diferentes corrientes
de carga en el circuito rectificador básico (ABNR) con puente rectificador de
red (FB2506).
68 Supresión EMI en la alimentación no regulada de amplificadores.
(A) Rectificador de puente doble (2xFB2506).
(B) Rectificador media onda simétrico.
(C) Rectificador media onda asimétrico.
Figura 3.14: Comparación de EMI conducido a red en diferentes topologías
rectificadoras de doble salida simétrica (Io = 2+2 A).
3.4 Supresión de Interferencias internas.
69
(A) Corrientes EMI de entrada en modo diferencial.
(B) Corrientes EMI de entrada en modo común.
(C) Corrientes EMI de salida en modo diferencial.
Figura 3.15: Medidas de corrientes EMI a la entrada y salida del circuito de
alimentación ABNR con puente rectificador de red (Io = 2+2 A).
70 Supresión EMI en la alimentación no regulada de amplificadores.
D1
TRF
*
*
VAC
220
S1
0V
C2
D2
*
VAC
220
P2
*
10m F
0V
C2
* S4
P2
RL2
1 0 nF
10m F
- 50V
D2
( B) Co n c o n d en sa d o r es f ilt r a d o ( C3 ,C4 )
D1
TRF
+ 50V
S1
RL1
1 0 nF
C4
D1
P1
C1
C3
S3
220/ 35+ 35
( A) Med ia o n d a sim et r ic o b a sic o
TRF
S2
10m F
- 50V
220/ 35+ 35
*
VAC
220
S1
RL2
* S4
P2
*
RL1
10m F
S3
+ 50V
P1
C1
S2
D1
TRF
+ 50V
P1
+ 50V
P1
*
C1
*
S1
C1
RL1
RL1
S2
S3
R
1 ohm
10m F
0V
VAC
220
S3
P2
10m F
1 0 0 uH
D2
( C) Co n r esist en c ia lim it a d o r a ( R)
0V
C2
RL2
* S4
10m F
- 50V
- 50V
220/ 35+ 35
10m F
L
C2
RL2
* S4
S2
220/ 35+ 35
D2
( D) Co n in d u c t a n c ia lim it a d o r a ( L)
Figura 3.16: Modificaciones ensayadas en el circuito rectificador simétrico de
media onda para la posible reducción de interferencias.
Las medidas de interferencias para cada caso de la figura 3.16 se muestran
en la figura 3.17. Estas medidas corresponden, nuevamente, a una corriente
de carga simétrica de 2 A. Como se observa en esta figura, los condensadores de filtrado EMI y la inductancia limitadora tienen un efecto negativo en
la reducción de interferencias, mientras que la resistencia limitadora reduce
interferencias, a costa de un peor rendimiento.
3.4.2 Supresión de interferencias generadas con diodos
rápidos.
En el apartado anterior se ha comprobado experimentalmente que el cambio
de topología y la inserción de determinados componentes en el circuito rectificador no reducen apreciablemente las interferencias generadas e inyectadas
en la red eléctrica. En todas aquellas medidas se utilizaban diodos rectificadores lentos, diodos de red, puesto que la rectificación se corresponde con la
frecuencia de la red eléctrica.
Como se verá en las siguientes medidas, cuando se sustituyen los diodos rectificadores de red por diodos rectificadores rápidos, del mismo tipo que se uti-
3.4 Supresión de Interferencias internas.
71
(A) Condensadores de filtrado EMI (C3, C4).
(B) Resistencia limitadora (R).
(C) Inductancia limitadora (L).
Figura 3.17: Efectos EMI de los cambios en el circuito rectificador simétrico
de media onda (Io = 2+2 A).
72 Supresión EMI en la alimentación no regulada de amplificadores.
lizan en la rectificación de los convertidores conmutados en alta frecuencia,
los resultados en la reducción de interferencias son realmente sorprendentes.
En la figura 3.18 se muestran algunos de los circuitos rectificadores de muy
bajo EMI, con diodos rápidos, cuyas interferencias se van a caracterizar en la
rectificación de baja frecuencia.
*
+ 50V
*
VAC
220
D1
TRF
D1
TRF
P1
S1
C1
S2
10m F
*
+ 50V
*
RL1
VAC
220
0V
S3
S1
C1
S2
10m F
RL1
0V
S3
C2
C2
RL2
* S4
P2
D2
P1
10m F
RL2
* S4
P2
10m F
- 50V
- 50V
220/ 35+ 35
D2
220/ 35+ 35
D1
TRF
*
+ 50V
S1
D2
VAC
220
S2
RL1
0V
S3
*
*
10m F
D3
S4
D5
+ 50V
S1
C1
*
D2
VAC
220
S2
RL1
10m F
0V
S3
*
C2
D3
RL2
S4
10m F
P2
D1
TRF
P1
C1
*
D4
( B) Med ia o n d a sim et r ic o 4 d io d o s ( 4 * BYW2 9 - 2 0 0 )
( A) Med ia o n d a sim et r ic o ( 2 xBYW2 9 - 2 0 0 )
P1
D3
C2
RL2
10m F
P2
- 50V
220/ 35+ 35
D4
( C) Pu en t e r a p id o sim p le ( 4 xBYW2 9 - 2 0 0 )
- 50V
220/ 35+ 35
D4
D6
( D) Pu en t e r a p id o 6 d io d o s ( 6 xBYW2 9 - 2 0 0 )
Figura 3.18: Rectificadores de muy bajo EMI propuestos para APL.
Así, en primer lugar, en la figura 3.19 se observa la importante reducción (hasta 30 dB) en las interferencias generadas en el circuito rectificador en puente
completo cuando se utilizan cuatro diodos rápidos (BYW29-200) en lugar del
puente rectificador de red (FB2506). La reducción de EMI es aún mayor (otros
20 dB más) cuando se incluyen dos diodos rectificadores rápidos más sobre el
caso anterior, en lo que se denomina en esta tesis como puente rápido de 6
diodos. Con ello, el EMI generado es despreciable por encima de 150 kHz
(prácticamente el ruido de fondo de la medida) y puede ser mejorado aún más
si se incluyen más diodos rápidos en serie.
Por otra parte, en la figura 3.20 se muestra el efecto de la inclusión de diferente número de diodos rectificadores rápidos (por rama) en el rectificador
simétrico de media onda. Se observa en esta figura que al aumentar el número de diodos serie se reduce progresivamente las interferencias generadas. A
partir de tres diodos serie, el efecto se hace notar en el ruido registrado por
3.4 Supresión de Interferencias internas.
73
(A) Puente rectificador de red (FB2506).
(B) Puente rectificador rápido de 4 diodos (4xBYW29-200).
(C) Puente rectificador rápido de 6 diodos (6xBYW29-200)
Figura 3.19: Comparación de EMI conducido a red en ABNR con diferentes
puentes rectificadores de onda completa (Io = 2+2 A).
74 Supresión EMI en la alimentación no regulada de amplificadores.
debajo de 150 kHz.
Se debe destacar que la reducción de EMI conducido a red con la inclusión
de diodos rápidos en serie se puede realizar en el sistema de alimentación simétrica para APL sin que afecte de forma importante en el rendimiento de
la rectificación. Esto se debe a que la tensión de salida es relativamente alta
(+50 V) frente a la caida de tensión en los diodos (del orden de 0.7 V), y no
sería así en el caso de tensiones de salida reducidas, por ejemplo en sistemas
de alimentación de circuitos digitales. Además, el objetivo principal de reducción de interferencias en los sistemas de alimentación para APL permite
implementar soluciones que no optimizan el rendimiento.
Para justificar el importante efecto de reducción de interferencias que proporciona el uso de rectificadores rápidos en la rectificación de red, en la figura
3.21 se mide la tensión proporcionada por la red LISN (sobre la resistencia de
entrada de 50 Ω del osciloscopio digital utilizado), junto con la corriente del
secundario del transformador. En esta figura, se selecciona el rectificador simétrico de media onda, de forma que los diodos rectificadores son diferentes:
D1 diodo de red y D2 diodo rápido. Se observa que el bloqueo del diodo lento
proporciona un importante pulso de tensión EMI asociado a la recuperación
inversa que no aparece en el caso del diodo rápido [142]. Los armónicos de
este impulso son registrados en el dominio de la frecuencia (analizador de espectros) como la tensión EMI medida con la LISN.
Es importante señalar que estos impulsos de corriente producen que el transformador reductor de red utilizado en la entrada, que suministra esta corriente, genere impulsos de campo magnético que se pueden acoplar fácilmente
con el circuito amplificador alimentado, produciendo interferencias. Así, la
comparación de la tensión medida con la sonda de campo magnético de baja
frecuencia de la figura 3.10 registraba la diferencia de diodos rectificadores,
como un importante impulso de tensión asociado al diodo rectificador lento.
Se demostrará, en el apartado siguiente que éste es el mecanismo de acoplamiento de las interferencias con la carga (amplificador).
Por tanto, en este apartado se propone el uso sistemático de diodos rápidos
en lugar de diodos rectificadores de red para los circuitos de alimentación no
regulados de los amplificadores de potencia. En particular, de forma original,
se propone el puente rectificador rápido de seis diodos como la solución idónea
para supresión de interferencias internas en el circuito de alimentación no regulado de amplificadores de potencia sin merma apreciable del rendimiento.
3.4 Supresión de Interferencias internas.
75
(A) Un sólo diodo rápido.
(B) Dos diodos rápidos en serie.
(C) Tres diodos rápidos en serie.
Figura 3.20: Comparación de EMI conducido a red en el rectificador simétrico
de media onda con diferente número de diodos rápidos (BYW29-200) en serie
(Io = 2+2 A).
76 Supresión EMI en la alimentación no regulada de amplificadores.
(A)
(B)
(C)
Figura 3.21: Tensiones EMI medidas por la LISN y corriente en diodos del
rectificador de media onda simétrico (Io = 2+2 A). (A) Diferentes diodos rectificadores: D1 lento y D2 rápido. (B) Detalle del bloqueo de D1. (C) Detalle del
bloqueo de D2.
3.5 Soluciones EMI incorporadas en APLAIRE.
77
3.4.3 Filtrado EMI en los condensadores de salida.
La elevada capacidad (mayor de 10.000 µF) requerida para filtrar la componente rectificada de 100 Hz sólo se puede obtener en un reducido tamaño mediante condensadores electrolíticos. El comportamiento en frecuencia de estos
condensadores depende de los valores nominales de capacidad y tensión, de
su construcción interna, de la temperatura y de su envejecimiento [132]. En
general, para condensadores electrolíticos de elevada capacidad, el comportamiento es capacitivo sólo hasta algunos kHz y por encima de estas frecuencias
el comportamiento es inductivo.
Por tanto, los condensadores electrolíticos de filtrado para baja frecuencia no
actúan adecuadamente en alta frecuencia y necesitan ser compensados con
condensadores en paralelo que presenten buen comportamiento en alta frecuencia: capacidades de bajo valor de tipo plástico o cerámico. En suma, el
correcto filtrado en modo diferencial en baja y alta frecuencia para la salida
del alimentador no regulado requiere utilizar diferentes tipos de condensadores conectados en paralelo para compensar las limitaciones debidas a su
construcción física ([64], [67], [113]).
En la figura 3.22 se muestran las medidas de las tensiones EMI en modo diferencial en las dos salidas del circuito básico no regulado (ABNR) con puente
rectificador de red. En estas medidas se utilizan condensadores de filtrado
de salida compensados en frecuencia, esto es, condensadores electrolíticos de
10.000 µF en paralelo con condensadores de plástico (MKP) de 10 µF . De
estas medidas se concluye que el EMI en modo diferencial es filtrado eficazmente por los condensadores de salida (las medidas corresponden al ruido
de fondo de la medida). Por otra parte, la medida de la corriente propagada en modo común en la salida que se muestra en la figura 3.22, realizada
con la sonda de alta frecuencia ESH2-Z1, muestra que el filtrado de salida
impide que las interferencias generadas en los diodos sean conducidas hacia
la carga alimentada (pueden afectar de otro modo, por ejemplo, como se ha
visto anteriormente, por acoplamiento por campo magnético próximo desde el
transformador al amplificador).
3.5 Soluciones EMI incorporadas en APLAIRE.
En las secciones anteriores se han investigado y determinado las diferentes
interferencias que pueden afectar a la carga (amplificador de potencia lineal)
desde el sistema de alimentación básico no regulado (ABNR) utilizado en los
sistemas de amplificadores comerciales.
78 Supresión EMI en la alimentación no regulada de amplificadores.
(A) Tensión EMI diferencial en +50V.
(B) Tensión EMI diferencial en -50V.
(C) Corriente EMI modo común a la salida.
Figura 3.22: Tensiones (modo diferencial) y corrientes EMI (modo común) a la
salida del ABNR con puente rectificador de red (FB2506) y filtrado compensado con diferentes tipos de condensadores (Io = 2+2 A).
3.5 Soluciones EMI incorporadas en APLAIRE.
79
Se ha visto que uno de los principales problemas en el sistema de alimentación
básico no regulado está asociado a la propagación de interferencias externas
hacia el sistema alimentado. Esta interferencias se acoplan principalmente
desde la red eléctrica, por la presencia de otras cargas conectadas y por la captación de interferencias por campo en los diferentes cables de red. Como se ha
visto, en este acoplamiento de interferencias desde la red, el transformador
de alimentación utilizado es determinante del resultado.
Por otra parte, se ha determinado que la generación de interferencias internas en el sistema ABNR está asociada a los diodos rectificadores. El bloqueo
de los diodos produce interferencias de alta frecuencia que se propagan a la
red y al sistema alimentado.
Se requiere, por tanto, incorporar soluciones específicas frente a estas interferencias, que serán descritas en esta sección. Estas soluciones EMI se han
incorporado en los sistemas de alimentación no regulados de los prototipos
amplificadores APL1 y APL2 (serán analizados en el capítulo 5) desarrollados
para el proyecto APLAIRE.
El proyecto de colaboración industrial APLAIRE (Amplificador de Potencia de
Alta Inmunidad al Ruido Eléctrico) consiste en el desarrollo de un amplificador de potencia lineal de audio especial donde se incluyen todas las soluciones
a interferencias investigadas previamente en esta tesis.
Módulo de alimentación apantallado.
Las técnicas de filtrado EMI de las interferencias conducidas son poco eficaces si se acoplan las interferencias por campo eléctrico o magnético. Para
reducir el problema a EMI conducido en alta frecuencia, se monta el sistema de alimentación ABNR de APLAIRE en un recinto (chasis) especialmente
apantallado. Así, como se muestra en las fotografías de la figura 3.23, los
prototipos APL1 y APL2 montados disponen de un chasis metálico especial,
realizado en cobre y totalmente cerrado, ya que los radiadores de calor para las etapas lineales de potencia van situados en el exterior. Este chasis
se divide internamente en dos recintos independientes apantallados entre sí:
módulo de alimentación y módulo amplificador. Con ello, se tiene garantía
de que las interferencias de alta frecuencia propagadas desde el sistema de
alimentación al amplificador sólo pueden ser conducidas y se podrán atenuar
mediante técnicas de filtrado EMI ([91], [83]).
Frente a esta solución, los amplificadores comerciales utilizan un chasis compartido por el sistema de alimentación y la carga (amplificador), por lo que se
pueden acoplar por campo próximo las interferencias de uno a otro sistema.
80 Supresión EMI en la alimentación no regulada de amplificadores.
Figura 3.23: Prototipos amplificadores APL1 y APL2 desarrollados en chasis
metálico especial de cobre doblemente apantallado.
3.5 Soluciones EMI incorporadas en APLAIRE.
81
Además, los sistemas comerciales suelen incluir los radiadores de calor de las
etapas de potencia en el interior del sistema, necesitando añadir ranuras de
ventilación en el chasis metálico que anulan la eficacia del blindaje electromagnético en alta frecuencia [117].
Transformador toroidal.
El blindaje especial de cobre incorporado en APL1 y APL2 es eficaz sólo para
las componentes de campo de alta frecuencia. Si, además, se requiere apantallar las componentes de campo magnético de baja frecuencia, debidas al
propio transformador de alimentación, se deben utilizar en el chasis materiales magnéticos especiales ([161], [10]). Para evitar esta complejidad adicional
en el diseño del chasis, se montan transformadores toroidales que, como se
ha registrado anteriormente, minimizan el campo magnético disperso de baja
frecuencia.
Las ventajas en alta frecuencia debidas al filtrado EMI parásito que proporcionaba el núcleo del transformador E-E (cuando se fija al chasis metálico)
serán compensadas con la incorporación de filtros EMI especiales en el módulo de alimentación, que serán descritos posteriormente.
Diodos rectificadores rápidos.
Como se determinó anteriormente, el uso de diodos rápidos en la rectificación
de red (baja frecuencia) produce una importante atenuación de las interferencias de alta frecuencia generadas en el circuito rectificador. Esto resulta especialmente interesante en el caso de la alimentación ABNR para los prototipos
APL1 y APL2, porque reduce las exigencias de filtrado EMI en la conexión del
sistema de alimentación a la red eléctrica.
El sistema de alimentación seleccionado en este caso de aplicación industrial
corresponde al que incorpora puente rectificador rápido de 6 diodos, porque
proporciona una importante reducción de las interferencias generadas en alta
frecuencia sin perjudicar el funcionamiento en baja frecuencia.
Filtrado EMI especial.
En el caso particular del sistema de alimentación no regulada para APL, los
requerimientos de filtrado EMI en conducido del sistema alimentado son especiales. Se deben atenuar las interferencias externas de alta frecuencia procedentes de red y las interferencias internas generadas por los diodos rectificadores. Por otra parte, se requiere un filtrado especial de las interferencias
82 Supresión EMI en la alimentación no regulada de amplificadores.
propagadas en modo común, ya que los condensadores de filtrado en la salida
de la alimentación actúan como elementos de filtrado EMI en modo diferencial.
Los filtros EMI de red comerciales suelen incluir, en un encapsulado metálico,
los elementos básicos para filtrado de interferencias en modo diferencial y en
modo común. Así, en la figura 3.24 se muestra el circuito eléctrico de un filtro
EMI comercial, en donde LM C - CY son los elementos para filtrado en modo
común, y LM D - CX2 son los elementos para filtrado en modo diferencial (R
es la resistencia de descarga de CX2).
Estos filtros EMI comerciales, pese a su facilidad de montaje, no son la solución óptima para los sistemas amplificadores, pudiendo agravar ciertos problemas. En la investigación realizada, se han observado los siguientes problemas prácticos:
• Las características de atenuación suministrada por el fabricante son medidas para unas impedancias nominales de entrada y salida de 50 Ω. No
son directamente aplicables en el entorno real de trabajo del APL, donde
ni la impedancia de red ni la de la carga toman ese valor. Por tanto, la
eficacia del filtro EMI comercial debe ser comprobada una vez instalado
[14].
• En el punto de instalación del filtro EMI, se inyectan corrientes EMI en
el chasis del APL a través de los condensadores CY de filtrado en modo
común. Estas corrientes EMI en el chasis anulan la equipotencialidad
necesaria para un correcto blindaje de los circuitos de amplificación.
• Los choques en modo común (LM C) que incluyen los filtros EMI comerciales sólo son eficaces hasta algunos MHz [104]. A partir de esas frecuencias intervienen en el filtrado en modo común los condensadores
CY , que se han criticado en el punto anterior.
Por los problemas descritos en los puntos anteriores, se prescinde de los filtros
EMI comerciales. En su lugar, se incluyen elementos de filtrado EMI especialmente diseñados para los prototipos amplificadores APL1 y APL2, cuyas
características son:
• No se utilizan condensadores de filtrado en modo común referidos a tierra (CY ), porque contaminan el chasis con corrientes de alta frecuencia,
que afectan al correcto blindaje del amplificador.
• Se construyen filtros EMI para modo común especiales de banda ancha. Este filtro, que aparece en la figura 3.24, consta de dos choques
para modo común (bobinas acopladas) con diferentes núcleos y devanados conectados en serie, que se optimizan para rangos de frecuencias
3.5 Soluciones EMI incorporadas en APLAIRE.
LMC
3 .6 m H
LMC2
1 7 uH
1M
CY
2 .2 n F
4 7 uH
*
TP
N
*
**
*
**
*
**
**
4 7 0 nF
Sep a r a d o r a isla n t e
LMD
c h a sis m et a lic o
( A) Filt r o d e r ed c o m er c ia l
CARGA
R
TP
CARGA
**
*
F
4 7 uH
CY
2 .2 n F
N
LMC1
1 .6 m H
LMD
CX2
F
83
<- - c h a sis m et a lic o
( B) Filt r o esp ec ia l d e b a n d a a n c h a
(A) Comparación de estructura interna.
(B) Impedancia serie de filtro modo común comercial.
(C) Impedancia serie de filtro modo común especial.
Figura 3.24: Comparación de la estructura interna de filtro EMI de red comercial, filtro modo común comercial (P3216-A) y filtro especial de modo común y
banda ancha para APL.
84 Supresión EMI en la alimentación no regulada de amplificadores.
complementarios ([50], [87]). Cuando el choque modo común de menor
frecuencia (LMC1) comienza a comportarse inadecuadamente (de forma
capacitiva), el choque adicional de mayor frecuencia (LMC2) actúa de
forma correcta. Esto requiere una forma constructiva especial, de mayor
tamaño característico para minimizar las capacidades parásitas entre
las espiras del inductor, por lo que no se puede integrar en los filtros
comerciales (compactos). En la misma figura 3.24 se muestra una comparación de la impedancia serie medida en el filtro especial para modo
común frente a un filtro modo común comercial (P3216-A de Coilcraft).
• Los filtros en modo común se disponen en todas las entradas y salidas
del chasis. Cualquier conductor que penetre en el chasis sin ser filtrado
produce el problema de interferencias en modo común [28]. Además,
se sitúan alejados del chasis metálico, con separadores aislantes, para
evitar el acoplamiento capacitivo por el chasis.
Toma de tierra filtrada.
Los prototipos amplificadores APL1 y APL2 se conectan a la tierra de red para
evitar los problemas de potenciales flotantes y los acoplamientos capacitivos
en el transformador de red estudiados anteriormente.
Para evitar que las interferencias de alta frecuencia en la conexión de tierra
de red afecten al sistema alimentado, se filtra internamente dicha entrada,
de idéntica forma que los conductores principales de red, como se muestra en
la figura 3.24. Por ello, en los prototipos diseñados, se filtra adicionalmente la
conexión de tierra, mediante choques de banda ancha para los tres conductores de entrada: fase, neutro y tierra de protección.
3.6 Conclusiones
En este capítulo se han caracterizado las interferencias externas e internas
asociadas a los sistemas de alimentación no regulados que industrialmente
se suelen incorporar en los amplificadores lineales de potencia. Para ello,
se han montado dos prototipos amplificadores diferentes (prototipos APL1 y
APL2 del proyecto APLAIRE, descritos en capítulo 5), junto con su sistema de
alimentación no regulado donde se miden las interferencias presentes en el
sistema y se incluyen las soluciones EMI investigadas.
Como conclusiones importantes de este capítulo, se tienen las siguientes aportaciones originales:
• Introducción del problema EMI, problema en alta frecuencia, asociado
al sistema de alimentación básico incorporado industrialmente en los
3.6 Conclusiones
85
APL. Se comprueba experimentalmente que el circuito y los componentes utilizados favorecen determinadas interferencias, para las que no se
incluyen protecciones en los diseños comerciales.
• Se han caracterizado las interferencias externas de alta frecuencia que
pueden ser conducidas desde la red eléctrica hacia el sistema alimentado: captadas directamente por los cables de red (efecto antena) y conducidas desde otras cargas próximas que comparten la red alterna.
• Se ha registrado las variaciones de las interferencias externas con el
tiempo y el entorno de conexión del sistema.
• Se ha estudiado el problema EMI debido a la toma de tierra, que no
sólo no debe ser considerada como sumidero de perturbaciones, sino que
puede inyectar interferencias en el sistema alimentado.
• Se ha estudiado la influencia del transformador de red en la propagación
de interferencias, comparando diferentes soluciones.
• Se ha estudiado los efectos de los diferentes circuitos de rectificación de
red y de los diodos utilizados en la generación de interferencias internas.
En especial, se proponen modificaciones de los circuitos rectificadores
clásicos con montaje de diodos rápidos en serie que generan muy pocas
interferencias.
• Se ha comprobado que los condensadores de filtrado de la salida son
ineficaces para las interferencias externas propagadas en modo común.
• Se ha diseñado e incluido un filtrado EMI especialmente eficaz en alta frecuencia para las interferencias propagadas en modo común, que
corrige las limitaciones de los filtros comerciales.
• Se ha justificado la necesidad de un recinto doblemente apantallado para
el sistema de alimentación, sin el que es imposible obtener un filtrado
eficaz de las interferencias conducidas en alta frecuencia.
• Los resultados de la investigación de este capítulo se han presentado en
[126], [128], [132], y [130].
Como resumen general, no sólo se introduce y caracteriza el problema EMI
asociado al sistema de alimentación industrial no regulado para APL, sino
que se proponen y caracterizan un conjunto de soluciones originales que resultan muy eficaces en la supresión de interferencias. Estas soluciones se
incluyen en los sistemas de alimentación no regulados de los amplificadores
APL1 y APL2 desarrollados para el proyecto industrial APLAIRE.
86 Supresión EMI en la alimentación no regulada de amplificadores.
Capítulo 4
Supresión EMI en la
alimentación conmutada de
amplificadores.
Índice General
4.1
Introducción. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
89
4.2 Descripción del sistema SAD. . . . . . . . . . . . . . . . . .
90
4.2.1
4.3
4.4
Convertidor de entrada. . . . . . . . . . . . . . . . . . .
91
4.2.2 Convertidor de salida. . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
93
4.2.3 Convertidor de tarjeta. . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
96
4.2.4 Consideraciones de diseño para bajo EMI. . . . . . . . .
96
Medida de interferencias en SAD. . . . . . . . . . . . . . .
97
4.3.1
EMI conducido a red por el circuito de control. . . . . .
97
4.3.2
EMI conducido a red por el Convertidor de Entrada. .
98
4.3.3
EMI conducido a red por el convertidor de salida. . . .
98
4.3.4
EMI conducido a red en el funcionamiento conjunto
del convertidor principal. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 101
4.3.5
Conclusiones de las medidas EMI en SAD. . . . . . . . 104
Descripción del sistema SACAP. . . . . . . . . . . . . . . . 105
4.4.1 Especificaciones generales de SACAP. . . . . . . . . . . 105
4.4.2
Descripción del funcionamiento de SACAP. . . . . . . . 107
4.4.3 Comparación de características eléctricas en baja frecuencia. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 111
4.5 Medida de interferencias en SACAP. . . . . . . . . . . . . . 115
4.5.1
Medidas con red LISN. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 115
88 Supresión EMI en la alimentación conmutada de amplificadores.
4.5.2
4.6
Medida con sondas de corriente
. . . . . . . . . . . . . 116
Supresión de interferencias en SACAP . . . . . . . . . . . 123
4.7 Conclusiones. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 132
4.1 Introducción.
4.1
89
Introducción.
En este capítulo se introduce y caracteriza el problema de las interferencias
en alta frecuencia (problema EMI) asociadas a la inclusión de un sistema de
alimentación conmutado en alta frecuencia para la alimentación de amplificadores de potencia lineales (APL). Para ello, se diseñan y montan dos sistemas
de alimentación diferentes, que se describen a lo largo del capítulo, en donde
se realizan las medidas de las interferencias conducidas en distintas condiciones de funcionamiento interno.
El estudio de interferencias conducidas se desarrolló primeramente sobre el
denominado Sistema SAD (Sistema de Alimentación Distribuido), que fué diseñado como resultado de un proyecto subvencionado de colaboración con el
Instituto Superior Técnico de Lisboa (Acción Integrada Hispano-Lusa, 1995).
Este proyecto consistía en la realización de un convertidor CA-CC utilizando técnicas PWM de conmutación suave en alta frecuencia para aplicación
en alimentación distribuida. El sistema está constituido por una fuente de
alimentación principal con corrección del factor de potencia y regulador de
tensión de salida, con aislamiento galvánico en alta frecuencia, que suministraba una tensión continua regulada de 48V en la salida. En dicha salida
se pueden conectar diferentes convertidores de tarjeta, que adaptaban estas
tensiones a los valores utilizados internamente por los circuitos digitales (5V,
3.3V, etc.). Por ello, el trabajo incluía tanto el diseño del convertidor principal
como el diseño del convertidor de tarjeta.
Posteriormente, centrada la investigación presentada en esta tesis en las interferencias de los sistemas de potencia lineales, la salida regulada y ajustable de 48V representa la tensión de alimentación principal de los circuitos de
potencia del amplificador lineal (alimentación asimétrica). En este caso, los
convertidores de tarjeta no representan las cargas del convertidor principal,
aunque tienen su equivalencia en los circuitos adaptadores de tensiones auxiliares necesarias para el funcionamiento del amplificador de potencia, (que
se obtienen con reguladores lineales de tensión, dado su bajo consumo).
Por tanto, el interés de las medidas de interferencias en SAD, presentadas
en [127], radica en que fueron las primeras aportaciones originales en la caracterización de las interferencias de alta frecuencia asociadas a los sistemas
de alimentación conmutados, eléctricamente compatibles con los sistemas lineales de potencia tratados en esta tesis. El trabajo estaba centrado en la
caracterización de las interferencias conducidas a red medidas con red LISN,
bajo diferentes condiciones de funcionamiento interno.
En la segunda parte de este capítulo, se aborda directamente y con mayor
profundidad el diseño de un sistema de alimentación conmutado especial pa-
90 Supresión EMI en la alimentación conmutada de amplificadores.
ra alimentar con muy bajo nivel de interferencias a un amplificador de potencia lineal. Este trabajo de investigación, cuyos resultados se presentaron en
[129], [132], [130] y [131], se aplican posteriormente en el proyecto de colaboración industrial APLAIRE (Amplificador de Potencia de Alta Inmunidad al
Ruido Eléctrico), en el diseño de su sistema de alimentación conmutado SACAP (Sistema de Alimentación Conmutado para Amplificador de Potencia).
En este caso, se incluyen en la alimentación dos convertidores modulares
idénticos con corrección del factor de potencia en la entrada y regulador de
la tensión de salida. Se extienden las medidas de interferencias conducidas
hasta frecuencias de 300 MHz, tanto en la conexión a red como en la conexión
hacia la carga. Aplicando diferentes técnicas de supresión de interferencias
se consigue reducir los niveles de interferencias medidos hasta valores comparables a los de los sistemas de alimentación no regulados estudiados en el
capítulo anterior.
4.2 Descripción del sistema SAD.
El Sistema de Alimentación Distribuido (SAD) se diseña para 500 W (1 kW
con ventilación forzada) y está constituido por un convertidor principal conectado a la red eléctrica de 220 V, que alimenta un conjunto de convertidores de
tarjeta (hasta un máximo de diez) en su salida.
El convertidor principal incluye un convertidor de entrada actuando como corrector de factor de potencia, junto con un convertidor reductor de salida que
regula y proporciona aislamiento en su salida de 48 V. En la figura 4.1 se
muestra el circuito de potencia simplificado del convertidor principal.
L1
D1
VPFC
M3
+
D2
BR1
G3
M5
G5
L3
D4
TRFP
D6
L4
48V
L2
D7
-
C2
M1
G1
M2
G2
C.ENTRADA ( PFC- ZVT)
C1
2 2 0 VAC
D3
G4
M4
M6
G6
D5
0V
C. SALIDA FB- ZVS
Figura 4.1: Circuito de potencia simplificado del convertidor principal del sistema SAD.
4.2 Descripción del sistema SAD.
91
En la salida del convertidor principal se pueden conectar los convertidores
de tarjeta diseñados, que proporcionan tensiones a los circuitos digitales. En
cada uno de los convertidores se incluyen distintos circuitos de conmutación
suave (soft switching) que aumentan el rendimiento de la conversión de potencia y tratan de reducir las interferencias en alta frecuencia.
En la figura 4.2 se muestran las fotografías de los prototipos desarrollados:
convertidor principal y convertidor de tarjeta. Como se observa en la figura,
en el convertidor principal, los circuitos de control de los dos convertidores
se sitúan en una tarjeta de circuito impreso insertable, de forma que pueden
compararse el efecto de diferentes circuitos de control sobre el mismo sistema
de potencia.
4.2.1
Convertidor de entrada.
El convertidor de entrada debe corregir el factor de potencia y reducir el contenido de armónicos de corriente a la entrada, proporcionando una tensión
continua de salida de unos 350V. Se conecta directamente a la red alterna de
220V, ya que el aislamiento galvánico se sitúa en el regulador de salida.
Como se muestra en la figura 4.3, el convertidor de entrada se realiza con
un convertidor elevador (topología Boost) que incluye un circuito auxiliar de
conmutación suave ZVT (Zero Voltage Transition, transición por tensión cero)
con el objetivo de reducir las pérdidas de conmutación y la generación de EMI
([62], [82], [89], [123], [157], [167]).
Para el control del convertidor de entrada, se utiliza el controlador integrado
UC3854 de Unitrode, basado en el control de la corriente media (average current control) para modular la anchura de los pulsos de disparo del MOSFET
principal, y la frecuencia de trabajo se fija en 300 kHz.
El circuito de conmutación suave ZVT se realiza con el MOSFET auxiliar M 2,
disparado tras una red lógica de retardo, y un circuito resonante que utiliza
la capacidad parásita (Cds ) en la salida del transistor M 1. Este circuito ZVT
puede ser anulado, suprimiendo los pulsos de disparo en el transistor auxiliar, para medir su efecto sobre las interferencias EMI generadas. Así, en la
figura 4.4 se muestran las formas de onda de las tensiones de disparo (Vgs ) y
de salida (Vds ) en los transistores del convertidor principal principal cuando
funciona el circuito auxiliar ZVT y cuando se anula su funcionamiento, comprobándose cómo, en el caso de conmutación ZVT, la tensión de salida de M 1
se anula antes de que se dispare y conduzca el transistor.
92 Supresión EMI en la alimentación conmutada de amplificadores.
(A)
(B)
(C)
Figura 4.2: Sistema de alimentación distribuido SAD.(A) Convertidor principal. (B) Placa de control insertable.(C) Convertidor de tarjeta.
4.2 Descripción del sistema SAD.
1 uF
47K
C4
R9
C3
11
7
10
8
9
75K
4 K7
1 uF
C1 2
2
5
U1 :A
3
U1 :B
7 4 AS1 3 6
10K
1 N2 9 7 6
D6
1 uF
1K
1K
+ 5V
6
S2
C1 0
R1 7
R1 6 1 0 K
1
R1 2
1 nF
12
4
R1 8
13
6
R1 3
1 uF
C9
5
4 7 0 pF
R1 4 1 8 0
4
1K
27K
C7
C8
1 N4 1 4 8
D5
14
D4
1 N4 1 4 8
15
3
470
16
2
R1 5
1
2 2 0 nF
680p
2
R8
A
1 uF
C6
C2
56K
1 uF
5 K6
4 K7
7407
K
+ 18V
100p
R1 1 4 7 0 K
C1 3
R2 6 K8
R6
GS1
R2 0 2 2
BC4 6 1
Q2
C1 0
4 7 0 nF
22K
R1 0
1K
R7
Q1
BC4 4 1
2
R2 1
IRF8 3 0
C5
10K
R4
1K
R2 6
IRFP4 5 0
UC3 8 5 4
R1
R3
R5
U2 :A
S1
1
+ 15V
GND
CONTROL PFC- ZVT
VAC
VPS
GS2
67m
IAC
DRV1
R1 9
50K
2 2 0 nF
C1 1
M2
VPFC
R2 5
1M
MUR1 5 6 0
1 0 uH
C1
22K
R2 4
R2 2
L2
M1
GS1
IAC
D3
D2
R2 3
BYT3 0 PT1 0 0 0
VAC
GS2
DRV2
2 2 0 uF
2 0 0 uH
-
S2
D1
MUR1 5 6 0
330K
KBCP1 0 0 0
BR1
2 2 0 VAC
POTENCIA PFC- ZVT
L1
+
93
9
U1 :C
10
8
S1
7 4 AS1 3 6
PULSOS- ZVT
+ 5V
VPS
Figura 4.3: Circuito detallado del Convertidor de Entrada de SAD.
4.2.2 Convertidor de salida.
El convertidor de salida, cuyo esquema eléctrico detallado aparece en la figura
4.5, se realiza con un convertidor en puente completo (full bridge converter)
con transformador reductor de alta frecuencia (ferrita N27 de Siemens), que
proporciona el aislamiento galvánico de la red alterna. La tensión de entrada
nominal corresponde a la tensión nominal de salida en el convertidor de entrada (350 V), y la tensión se regula en la salida para 48 V de continua.
Para reducir pérdidas de conmutación y reducir la generación de EMI, se incluye un circuito de conmutación suave del tipo ZVS (Zero Voltage Switching,
conmutación por tensión cero) que utiliza la inductancia L1 y la capacidad
parásita de salida de los MOSFET ([43], [150]). Este circuito puede ser desconectado para medir su contribución en la reducción de pérdidas y de las
interferencias EMI generadas. En la figura 4.4 se muestra la forma de onda
de las tensiones Vgs y Vds en el MOSFET M 4, confirmándose la conmutación
a tensión cero (la tensión se anula antes de empezar a conducir corriente el
transistor).
El control se resuelve mediante el controlador integrado UC3875 de Unitrode,
que funciona por desplazamiento de fase a una frecuencia constante de 50
kHz.
94 Supresión EMI en la alimentación conmutada de amplificadores.
(A)
(B)
(C)
Figura 4.4: Conmutación suave en MOSFETs de SAD. (A) Conmutación brúsca en M 1 del convertidor de entrada. (B) Conmutación suave (ZVT) en M 1 del
convertidor de entrada. (C) Conmutación suave (ZVS) en M 4 del convertidor
de salida.
4.2 Descripción del sistema SAD.
95
Sj
VPFC
GSj
DRV1
C1 7
C1 8
TRS
7407
Q2
BC4 6 1
G1
D5
4 7 0 nF
DZ1 5 V
2
10K
1
D6
Q1
BC4 4 1
S1
0V
IS2
IS1
+ 15V
1 uF
1K
R1 4
4 u7
C4
+ 48v
6 8 uF
D4
TI
DRV2 3 4
R1 6
M4
IRF8 3 0
D2
C2
BYW2 9 - 2 0 0
L2 1 8 0 u H
D3
6 0 uH
G4
M2
IRF8 3 0
TRFP
C3
L1
G2
D1
M3
IRF8 3 0
M1
IRF8 3 0
S1
C1
MUR1 5 6 0
G3
G1
MUR1 5 6 0
2 2 0 uF
2 x2 2 0 n F
POTENCIA FB- ZVS
S1
R1 5 2 2
EVO
16
R3
10K
1 n5
33K
S3
R1 5 K
20K
C1 2
14
8
S1
1 uF
13
9
12
10
11
S4
C1 4 1 0 n F
C1 3 1 u F
4 X1 N4 1 4 8
1 uF
3 K3
2 K2
1K
15
7
S2
4 N2 5
+ 18V
8
2
-
5532
3
7
EVO
+
4
R2 3
- 18
+ 18
10K
MEDIDA VO
0V
CONTROL FB- ZVS
50K
+ 18
R2 1 2 0 K
R2 0
R1 1
R1 2
6
1 0 nF
R2 2
C1 9
C1 5
+ 18
1K
R4
17
R1 9
18
C2 0
1 nF
3
4
C1 4 3 3 0 p F
19
D5
2
5
1 uF
C1 0
3 3 0 pF
C1 6
R1 7
20
R1 8
C9
47
1 uF
C1 1
1 0 nF
2 K2
470
IS2
IS1
R7
R1 3
48V
1
C6
UC3 8 7 5
1 nF
33K
2 K2
R6
C7
R1 0
C8
4 7 0 n F R5
C5
10K
R8
4 K7
10K
1 nF
R9
(A) Convertidor de Salida.
1 uF
+ 48V
L1
C5
D3
S2
0 VS
M1
M3
G1
IRF6 4 0
R2
RS
10
DZ1 5 V
POTENCIA FAC
0 .2 5
0V
4 u7
C4 2 2 0 u F
D4
5 0 SQ0 6 0
C3
D1
2 u2
2 xSMP6 0 N0 3
M4
R1
10
5 0 SQ0 6 0
3 .3 VS
TRFP
M2
IRF6 4 0
C2
4 7 uF
C1
G2
4 7 uH
1 0 0 nF
DZ1 5 V
11
7
10
8
9
IS
R3
10
TRS
1K
DZ1 5 V
1 0 0 uF
12
6
1K
1K
6 8 pF
C9
C1 3 1 0 0 n F
13
R1 2
C8
470
+ 15V
10
R1 8
4
5
R1 1 2 K2
R6
R5
14
R4
+ 48V
D1 1 D1 2
3
D1 3
15
C1 4
16
2
D1 0
68K
10K
1
6 8 pF
1 n5
DZ1 5 V
C7
C1 5
1 0 0 nF
R1 0
C1 0
1 nF
C1 1 3 3 0 p F
C5
C1 2
0 VS
1K
10K
R9
LM4 3 1
R1 3
3 K3
4 N2 5
R8
1K
1 uF
R1 7
100
R7
C6
R1 6
R1 4
100
R1 5 1 0 0
+ 15V
UC3 8 2 5
3 .3 VS
1 0 0 nF
IS
G2
S2
G1
CONTROL FAC
(B) Convertidor de Tarjeta.
Figura 4.5: Circuito detallado del Convertidor de Salida (A) y del convertidor
de tarjeta (B) de SAD.
96 Supresión EMI en la alimentación conmutada de amplificadores.
4.2.3 Convertidor de tarjeta.
En la figura 4.5 se muestra el circuito detallado del convertidor de tarjeta
realizado. La carga real en el sistema de alimentación distribuido estaría
constituida por un conjunto máximo de diez convertidores de tarjeta similares, de 50W cada uno, que se alimentan desde el bus de 48V en continua.
El prototipo de convertidor de tarjeta, cuyo esquema simplificado aparece en
la figura 4.5, es un convertidor directo con enclavamiento activo (FAC) de 50
W, que suministra una tensión de salida aislada y regulada de 3.3 V (15 A), e
incluye rectificación síncrona en la salida ([31], [168]) para aumentar el rendimiento de la rectificación (utilizando cuatro MOSFET SMP60N03-10L de
muy baja resistencia interna). El controlador utilizado es el UC3825 (Unitrode) y la frecuencia de conmutación se fija en 500 kHz, para reducir el tamaño
de los componentes magnéticos.
La breve descripción de este convertidor de tarjeta se incluye porque fue realizado para la tesis y considerado inicialmente como prototipo de carga distribuida, aunque, como se comentó antes, la carga finalmente considerada sea
el sistema de potencia lineal APL alimentado desde la salida de 48 V del convertidor principal.
4.2.4 Consideraciones de diseño para bajo EMI.
En cada uno de los convertidores del sistema SAD se ha cuidado especialmente el diseño físico de los prototipos para reducir los efectos de las interferencias
en alta frecuencia:
• Selección adecuada de topologías básicas e incorporación de los circuitos
auxiliares para conmutación suave y reducción de EMI (ZVS y ZVT).
• Ubicación de dispositivos de potencia muy próxima a los radiadores de
calor, minimizando la longitud, resistividad y el área de los bucles en las
pistas de potencia.
• Disipadores de calor independientes, eléctricamente aislados y separados del chasis, de forma que se reducen las capacidades parásitas y las
corrientes EMI en modo común.
• Tres condensadores MKP de desacoplo en alta frecuencia en el bus intermedio de 350V, situados muy cerca de cada MOSFET para reducir el
área de los bucles de corriente pulsante.
• Construcción especial de componentes magnéticos para reducir el flujo
magnético disperso: inductores toroidales y transformadores multicapa.
4.3 Medida de interferencias en SAD.
97
• Doble aislamiento galvánico en alta frecuencia con transformadores de
ferrita en el convertidor principal y en cada convertidor de tarjeta.
4.3
Medida de interferencias en SAD.
A continuación se realizan las medidas de las interferencias conducidas a la
red eléctrica por el sistema de alimentación SAD descrito en el apartado anterior, en distintas condiciones de trabajo. La medida se realiza, como se describe en el capítulo 2 de la tesis, utilizando la red LISN monofásica (EMCO
3810/2) y el analizador de espectros Tektronix 2712, controlado GPIB con el
software S26EM12 de Tektronix. El sistema se aisla de la red con un transformador especial de aislamiento de 2 kVA, para evitar que las corrientes a
tierra en la LISN disparen la protección diferencial de 30 mA.
En el entorno normalizado, se utiliza un plano de tierra metálico, y se miden
las interferencias globales (modo común junto con modo diferencial) entre fase y tierra en la red de 220 V (la medida entre neutro y tierra, muy similar,
no se incluye). Aunque las normas EMC imponen una medida cuasipico en
el receptor EMI, para acelerar el proceso se registran las medidas de pico,
que suponen el peor caso. Por otra parte, se amplía el rango de frecuencias
medidas respecto a las exigidas por las normas sobre EMC conducido a red
descritas en el capítulo 2, ya que se registran las medidas desde 9 kHz hasta
30 MHz, con el ancho de banda de medida fijado en 200 Hz (desde 9 kHz hasta 150 kHz) y en 9 kHz (desde 150 kHz hasta 30 MHz). Se representan las
medidas de forma lineal con la frecuencia para aumentar la resolución de la
medida de interferencias en alta frecuencia.
4.3.1
EMI conducido a red por el circuito de control.
En estas medidas se desconecta el circuito principal de potencia y se alimenta
exclusivamente los circuitos de control. En la figura 4.6 se muestra la medida
de interferencias conducidas a red cuando funcionan los circuitos de control
y se desactivan los circuitos de disparo de transistores de potencia (drivers).
Se observa que, aún siendo muy pequeño y por debajo del límite de norma
marcado, el perfil de interferencias se incrementa a partir de unos 15 MHz
respecto al ruido de fondo de la medida, por el simple funcionamiento de estos
controladores (incluyen osciladores internos de señal cuadrada de 100 kHz y
300 kHz).
En la figura 4.6 se muestra la medida de interferencias conducidas a red cuando se activan los circuitos de disparo de los transistores (drivers), sin tensión
en el circuito de potencia. Se observa que el efecto de activar estos amplifica-
98 Supresión EMI en la alimentación conmutada de amplificadores.
dores de intensidad es incrementar notablemente el perfil de interferencias,
tanto en baja como en alta frecuencia, debido a la amplificación y al tamaño
característico de los bucles de corriente ([174], [173], [33]).
Se requiere, en este caso, introducir un filtrado EMI que permita cumplir
CISPR-B. En la figura 4.6, se muestra el efecto del filtro EMI incorporado en
la placa para el caso anterior, que permite cumplir dicho límite normalizado.
4.3.2
EMI conducido a red por el Convertidor de Entrada.
En estas medidas se activa el convertidor de entrada, corrector de factor de
potencia, junto con el circuito de control. El convertidor de salida se desactiva, y la carga resistiva de 250 W se conecta directamente al condensador de
salida del circuito PFC.
En la figura 4.7 se muestra la medida de interferencias conducidas a red cuando funciona el circuito auxiliar de conmutación suave (ZVT), junto con la medida para el caso de conmutación brusca (hard switching, HS) desconectando
el circuito auxiliar ZVT. Se observa que el circuito ZVT produce una pequeña
reducción de la emisión, de 5 a 10 dB, que depende del rango de frecuencias
considerado.
Es interesante comparar los resultados anteriores con la medida de interferencias para el caso de rectificación de entrada sin corrección del factor de
potencia de la figura 4.7. Se utiliza el puente rectificador de entrada conectado al condensador de salida y una carga resistiva de 250 W. Aquí, la reducción
de interferencias en alta frecuencia es muy importante, aunque claro está, el
funcionamiento en baja frecuencia es peor, ya que no se corrige el factor de potencia ni los armónicos de corriente en la entrada. Por tanto, el cumplimiento
de las normas EMC en baja frecuencia (factor de potencia y armónicos) origina
graves problemas para el cumplimiento de las normas EMC en alta frecuencia
(EMI), que no pueden ser compensadas por la simple introducción de técnicas
de conmutación suave (circuito ZVT).
4.3.3
EMI conducido a red por el convertidor de salida.
En estas medidas se activa el circuito de control y el convertidor de salida,
pero se desactiva el convertidor de entrada (rectificación básica con diodos en
la entrada). En la figura 4.8 se muestran la interferencias conducidas a red
para una carga resistiva de 250 W cuando se activa el circuito auxiliar de
conmutación suave (ZVS), mientras que en la figura 4.8 se realiza la medida
4.3 Medida de interferencias en SAD.
99
(A)
(B)
(C)
Figura 4.6: EMI conducido a red originado por el circuito de control. (A) Sólo
circuitos de control. (B) Circuitos de control y driver. (C) Efecto de filtrado
EMI incluido en placa.
100 Supresión EMI en la alimentación conmutada de amplificadores.
(A)
(B)
(C)
Figura 4.7: Efectos EMI del convertidor de entrada con carga de 250W. (A)
Rectificación clásica con puente de diodos. (B) EMI conducido a red con PFCHS. (C) EMI conducido a red con PFC-ZVT.
4.3 Medida de interferencias en SAD.
101
para una carga reducida a 125 W. Por último, en la figura 4.8, se desactiva el
circuito ZVS con una carga de 125 W.
Por tanto, de estas medidas se deduce que, en general, un incremento de carga al doble en el circuito ZVS produce un aumento de la emisión inferior al
que se tendría si se utiliza para la misma carga el circuito básico de conmutación brusca. Por otra parte, el perfil de interferencias es más uniforme y
con niveles máximos más reducidos que en el caso del convertidor de entrada
analizado en el apartado anterior, por lo que se reducen los requerimientos
para el filtro EMI de entrada.
De nuevo, se observa en las medidas anteriores que la reducción de EMI conducido a red es relativamente pequeña (5 a 10 dB) cuando se incluyen técnicas
de conmutación suave (circuito ZVS).
4.3.4
EMI conducido a red en el funcionamiento conjunto del convertidor principal.
En este caso se realizan las medidas de interferencias conducidas a red cuando funciona tanto el convertidor de entrada como el de salida en el convertidor
principal junto con, naturalmente, sus circuitos de control. En la figura 4.9
se muestra la medida para una carga resistiva de 250 W en la salida y en la
figura 4.9 el efecto al incluir un convertidor de tarjeta sobre la carga anterior.
Se observa que, si se comparan estas medidas con las anteriores, los efectos no
son acumulativos, o sea, no se tiene superposición lineal de las interferencias
características de cada convertidor. Así, el incremento de las interferencias en
las frecuencias más bajas se debe al convertidor de entrada y en la zona intermedia de las frecuencias medidas se produce una reducción de interferencias,
respecto a las registradas en el funcionamiento aislado del convertidor de entrada, cuando se incorpora el convertidor de salida.
Por último, en la figura 4.9 también se muestra la medida de interferencias
cuando se incluye a la entrada del convertidor principal el filtro EMI previsto
en placa, que era la única solución a interferencias EMI prevista en el diseño
de SAD: el objetivo era, como de comentó inicialmente, caracterizar los efectos
EMI en red de cada modo de funcionamiento interno en distintas condiciones
de trabajo.
102 Supresión EMI en la alimentación conmutada de amplificadores.
(A)
(B)
(C)
Figura 4.8: Efectos EMI del convertidor de salida FB-ZVS. (A) Circuito ZVS
activo y carga de 250 W. (B) Circuito ZVS activo y carga de 125 W. (C) Circuito
ZVS desactivado y carga de 125 W.
4.3 Medida de interferencias en SAD.
103
(A)
(B)
(C)
Figura 4.9: EMI conducido a red en funcionamiento conjunto de SAD (PFCZVT+FB-ZVS). (A) Carga resistiva de 250 W. (B) Carga resistiva de 250 W y
convertidor de tarjeta de 50 W. (C) Atenuación con filtro EMI.
104 Supresión EMI en la alimentación conmutada de amplificadores.
4.3.5
Conclusiones de las medidas EMI en SAD.
Las medidas de interferencias anteriores permiten unas conclusiones generales de carácter cualitativo, que serán útiles para el diseño posterior de un
sistema de alimentación conmutado específico para APL de muy bajo EMI:
• Cada convertidor conmutado, presenta un perfil de interferencias singular que depende de la topología seleccionada, realización física y condiciones de funcionamiento.
• La superposición de convertidores no produce superposición lineal de interferencias. En determinados rangos de frecuencias se producen incluso
niveles de emisión menores que con un sólo convertidor.
• El nivel de interferencias conducidas a red es tan elevado que obliga a
incorporar un filtrado EMI en la conexión a red para no superar los límites de las normas (la emisión de interferencias a la red sigue presente
con nivel más bajo).
• Las técnicas de conmutación suave ensayadas producen una reducción
de interferencias relativamente pequeña, menor de lo esperado. La inclusión de estos circuitos auxiliares se justifica mejor por el incremento
de rendimiento en la conversión de potencia [76].
• Existen interferencias conducidas a red por encima de 30 MHz, límite
de medida impuesto por las normas y la red LISN. El perfil no puede ser
registrado en este entorno de medida.
En resumen, la incorporación de un sistema de alimentación conmutado en
alta frecuencia para APL genera importantes interferencias que pueden ser
conducidas a red. En particular, si la carga es un sistema de elevada susceptibilidad a interferencias, como es el caso del APL, es de esperar la aparición
de problemas EMI asociados a estas perturbaciones de alta frecuencia, ya que
pueden ser conducidas también al propio sistema alimentado.
Por otra parte, la inclusión de circuitos de ayuda a la conmutación, técnicas
de conmutación suave, no proporciona la suficiente atenuación de interferencias, ya que el sistema alimentado es muy susceptible frente a las mismas. Se
requiere, por tanto, analizar las causas internas de generación de las interferencias e introducir técnicas específicas EMI para contrarestarlas. Esto se
realiza en lo que sigue del presente capítulo.
4.4 Descripción del sistema SACAP.
4.4
105
Descripción del sistema SACAP.
En esta sección se describen las características eléctricas del sistema de alimentación conmutado en alta frecuencia denominado SACAP (Sistema de Alimentación Conmutado para Amplificador de Potencia), cuyo principal objetivo
de diseño es la reducción máxima de interferencias de alta frecuencia. Este
sistema se ha diseñado especialmente para el suministro de potencia a un amplificador lineal de potencia, incluido dentro del proyecto industrial APLAIRE
(Amplificador de Potencia Lineal con Alta Inmunidad al Ruido Eléctrico).
Los requisitos de la carga, amplificador de potencia lineal, de alta susceptibilidad a interferencias, obligan a un diseño especial del sistema de alimentación
con el objetivo de reducir la generación y propagación de interferencias EMI
tanto como sea posible. Por ello, se extiende el rango de medidas de interferencias conducidas muy por encima del fijado por las normas EMC aplicables al
producto, ya que se pretende diseñar un sistema de alimentación conmutado
“electromagnéticamente limpio”, y no el mero cumplimiento de la normativa
vigente (que fué comentada en el capítulo 2).
4.4.1 Especificaciones generales de SACAP.
Con el sistema de alimentación conmutado en alta frecuencia SACAP, especialmente diseñado para APL, se pretende obtener un suministro de potencia
con unas mejores características eléctricas respecto al sistema de alimentación básico no regulado (ABNR) analizado en el capítulo 3, pero con la máxima supresión de interferencias de alta frecuencia. Destacamos las siguientes
características eléctricas generales:
• Corrección del factor de potencia en la entrada.
• Reducción de armónicos de corriente de entrada.
• Regulación independiente de las dos tensiones de salida.
• Protección de sobrecarga y cortocircuito en la salida.
• Rápida respuesta transitoria.
• Alto rendimiento.
• Arranque suave.
• Muy bajo nivel de interferencias conducidas.
• Muy bajo nivel de interferencias acopladas por campo.
106 Supresión EMI en la alimentación conmutada de amplificadores.
• Elevada reserva energética.
• Aislamiento galvánico respecto a la red.
• Máxima simetría en la alimentación positiva y negativa.
La solución topológica adoptada para el sistema de alimentación conmutado
es relativamente sencilla y el circuito de potencia simplificado de SACAP se
muestra en la figura 4.10. Por otra parte, en la figura 4.11 se muestra la fotografía del prototipo realizado de SACAP.
BYW2 9 - 2 0 0
L1
TRF
220/ 35+ 35
5 0 VS
100u
Q1
C1
DR1
-
3 u3
PR
FB2 5 0 6
IRF6 4 0
C2
C3
4 u7
DR2
+
P2
BYW2 9 - 2 0 0
P1
2200u
D1
D2
C5
4700u
C4
4 u7
L2
Q3
IRF6 4 0
REGULADOR DE ENTRADA ( BOOST)
800u
0 VS
REGULADOR DE SALIDA ( BUCK)
Figura 4.10: Circuito de potencia simplificado de SACAP.
Figura 4.11: Prototipo montado de SACAP.
4.4 Descripción del sistema SACAP.
107
Como se observa en la figura 4.10, se proporciona aislamiento galvánico con el
mismo transformador reductor de red (220/35+35 V, 300 VA, 50 Hz, toroidal)
utilizado en el sistema ABNR. Su justificación en la investigación realizada
se basa en los siguientes aspectos:
• Compatibilidad eléctrica de la alimentación conmutada propuesta con el
transformador de aislamiento utilizado en la alimentación básica no regulada (ABNR) de los APL. El sistema SACAP es, en este sentido, una
opción de mejora para una versión superior del amplificador APLAIRE
compatible con la instalación existente: sólo se requiere reservar el espacio adecuado para los convertidores conmutados de SACAP.
• Comparación de las características eléctricas en baja frecuencia de este
sistema de alimentación regulado frente a las características eléctricas
del sistema básico no regulado.
• Caracterización y comparación de interferencias en alta frecuencia introducidas por el sistema de alimentación conmutado SACAP frente a
las interferencias propias del sistema de alimentación básico no regulado que fueron analizadas en el capítulo 3.
Las ventajas eléctricas del aislamiento galvánico con transformador de alta frecuencia, que ya fue utilizado en el sistema de alimentación distribuido
SAD, son evidentes por la elevada reducción de tamaño y peso del transformador de aislamiento y, por tanto, del sistema de alimentación. Pero, se debe
investigar detenidamente la forma en que la selección de la topología y la forma de construcción física del transformador contribuye a la posible reducción
de las interferencias de alta frecuencia acopladas entre primario y secundario.
Por su interés y complejidad, se propone como línea futura de investigación.
4.4.2
Descripción del funcionamiento de SACAP.
El sistema de alimentación conmutado SACAP consta de dos módulos idénticos conectados en serie en la salida para proporcionar dos tensiones simétricas
de 50V. Se pretende, de esta forma, que puedan ser reguladas y ajustadas de
forma independiente tanto la tensión positiva como la negativa, y que las inevitables interferencias generadas en la alimentación positiva y negativa sean
lo más parecidas posibles y, por tanto, afecten de forma simétrica al sistema
alimentado.
En la figura 4.12 se muestra los esquemas eléctricos simplificado y en detalle
de SACAP para uno de sus módulos. Consta de un convertidor de entrada,
que corrige el factor de potencia de entrada y reduce el contenido de armónicos de corriente, y de un convertidor de salida que regula la tensión de salida
frente a variaciones de la carga y de la tensión de entrada.
108 Supresión EMI en la alimentación conmutada de amplificadores.
D1
5 0 VS
DR1
S2
PR
FB2 5 0 6
-
TRF
220/ 35+ 35
C3
3 u3
P2
DR2
Q2
IRF6 4 0
VDC
DR3
R5
0V
IS1
0V
VAC
8
7
IS1
6
VDC
4
5
3
IS2
DR1
2
IS2
0V
+ 15V
1
8
7
1
1
1
2
VO
6
ICA
1
0
800u
Q3
IRF6 4 0
DR2
4
5
3
2
1
1
4
1
5
1
6
0 VS
DR3
ICB
UC3 8 2 5
UC3 8 5 4
9
Vo
R9
L2
O.2 2
+ 15V
R8
27K
3K
R4
R1
45m
D2
Q1
IRF6 4 0
R3
C1
+
20K
S1
4700u
2200u
P1
C5
BYW2 9 - 2 0 0
BYW2 9 - 2 0 0
100u
56K
L1
VAC
1
3
1
4
1
5
1
6
9
CONTROL PFC
1
0
1
1
1
2
1
3
CONTROL Vo
REGULADOR Vo
REGULADOR PFC
(A)
D1
50V
BZX1 5
3
2
1
2 n2
R2 7
8 K2
7
6
4
5
5 n6
27
+ 15V
IC3
4 N2 7
R3 6
2 K2
3
2
1
R3 2
5 K6
+ 15V
C1 5
100u
R2 3
1K
R2 8
R3 4
47K
10n
2B
51
9
DS1
C2 1
1n
1 N5 8 1 9
1
0
1
1
1
2
1
3
1
4
1
5
22
1
6
22K
C2 4
DR3 R3 0
1
5
R2 9
1
4
IC3
4 N2 7
4700u
C2 6
R3 4
ICB
UC3 8 2 5
C1 6 4 n 7
1
3
C1 7 1 0 0 n
15A
1
2
R2 4 2 K2
C1 8
1u
R2 5
22K
18K
12K
R3 3
8
100p
DR1
1
1
R3 5
C2 5
C2 0
4 u7
22
4
6A
1
0
0V
680p
6 K8
C1 9
ICA
9
C2 7
270p
C1 4
5
UC3 8 5 4
R2 6
Q3
IRF6 4 0
1 K5
R2 1
680p
C1 3
6 n8
1 K5
6
BZX1 5
10K
R2 0
RS
TL4 3 1
L2
800u
9A
R2 2
3K
+ 15V
7
R1 9
1K
R7
C8
220p
3K
DZ3
DR2
8
180
R1 7
R1 4
100K
R1 8
C1 2
R1 6
C1 1
75K
1u
5 K6
R1 5
R1 3
10K
11A
C1 0
470n
R5
DR3
R1 2
R1 0
1K
R9
IRF6 4 0
O.2 2
VAC
920K
Q2
BZX1 5
DZ1
R1
45m
10n
20K
R2
1K
DZ2
R4
PR
FB2 5 0 6
-
TRF
220/ 35+ 35
4 u7
C3
3 u3
R1 1
3 K3
R8
27K
C5
11A
S2
P2
C9
1K
4 u7
R6
C4
C2
D2
DR1
DR2
C1
2200u
Q1
IRF6 4 0
S1
BYW2 9 - 2 0 0
BYW2 9 - 2 0 0
P1
+
56K
100u
R3
L1
VAC
1
6
C2 2
1u
C2 3
1u
R3 1
6 K8
(B)
Figura 4.12: Sistema de Alimentación SACAP. (A) Circuito simplificado. (B)
Circuito completo.
4.4 Descripción del sistema SACAP.
109
Convertidor de entrada.
El convertidor de entrada se realiza mediante un circuito elevador (topología
Boost) conmutado a 80 kHz y gobernado por el controlador de factor de potencia UC3854 de Unitrode. La corriente rectificada de entrada que circula por
la inductancia L1 es controlada por la conmutación del transistor MOSFET
Q1 para que sea proporcional a la tensión rectificada VAC en la entrada del
convertidor.
Si la tensión VAC se mantiene constante durante el periodo T de conmutación del transistor, éste presenta dos intervalos diferentes de funcionamiento
(T = Ton + Tof f ). Durante el intervalo de conducción (Ton ) de Q1, la corriente
por L1 − Q1 crece linealmente con pendiente VAC /L1. Durante el intervalo de
corte (Tof f ) de Q1, la corriente circula por L1−D1−C3, decreciendo linealmente con pendiente negativa (VAC − VDC )/L1 y cargando la capacidad de salida
C3. Controlando el ciclo de trabajo del transistor (Ton /T ), se consigue que la
corriente de entrada sea proporcional a la tensión rectificada y que la tensión
media de salida VDC en C3 se mantenga casi constante. Por tanto, se corrige
el factor de potencia y se reduce el contenido de armónicos de la corriente de
entrada.
El controlador UC3854 necesita la medida adaptada de la intensidad de entrada (medida con R1), la tensión rectificada de entrada VAC y la tensión de
salia VDC . Los pulsos de disparo generados por el control permiten gobernar
directamente la puerta de Q1. La disposición de componentes y el trazado de
pistas, especialmente las de masa de referencia, se ha cuidado especialmente
para evitar que las interferencias afecten al circuito de control.
Convertidor de salida.
El convertidor de salida se realiza mediante un circuito reductor (topología
Buck) conmutado a 80 kHz y gobernado por el controlador UC3825 de Unitrode. La tensión media de salida VS es controlada por la conmutación de los
transistores MOSFET Q2 y Q3 para que se mantenga constante en el valor
medio deseado de 50 V.
Si la tensión VDC del convertidor de entrada se mantiene constante durante
el periodo de conmutación, el funcionamiento del convertidor de salida tiene
dos intervalos diferentes en el modo de funcionamiento continuo (la corriente
en L2 no se anula). Durante el intervalo T2on donde Q2 conduce, la corriente
por Q2 − L2 − C5 crece linealmente con pendiente (VDC − VS )/L2 y se carga la
capacidad de salida C5. Durante el intervalo T2of f , Q2 está cortado y el diodo de libre circulación D2 conduce disminuyendo la corriente de carga de C5
con pendiente negativa (−VS /L2). Controlando adecuadamente los intervalos
110 Supresión EMI en la alimentación conmutada de amplificadores.
de conducción y de corte de Q2 y Q3 (necesario porque el controlador utilizado proporciona dos salidas complementarias), se mantiene constante el valor
medio de la tensión de salida VS en 50V.
Particularidades de diseño en SACAP.
El circuito completo del sistema de alimentación SACAP, mostrado en la figura 4.12, presenta las siguientes singularidades:
• Se utilizan dos transistores en paralelo, Q2 y Q3, para adaptar los dos
pulsos de disparo complementarios del regulador U C3825. Se consigue
adicionalmente una reducción de pérdidas en cada transistor (trabajan
un 50% del ciclo de trabajo), menor dimensionado (reducción de la corriente media nominal) y un aumento de la fiabilidad.
• En el convertidor de salida, se trasladan los transistores Q2 y Q3 de la
rama positiva a la rama de retorno de corriente. Se consigue atacar directamente las puertas de los dos transistores desde las salidas del controlador, sin necesidad de circuitos externos de adaptación de niveles.
Como consecuencia, se aisla (optoacoplador IC3) la medida de la tensión
de salida para su regulación. Aislar la medida de tensión es más adecuado que aislar los pulsos de disparo de puerta, puesto que se transfiere
sólo la señal y en menor frecuencia.
• La inductancia L2 se sitúa en la rama de retorno de corriente. En baja frecuencia, el efecto es nulo, pero en alta frecuencia se ha observado
problemas en la ubicación en la rama superior debido a las interferencias que se acoplan por campo eléctrico entre la salida y el circuito de
control. En la disposición mostrada para L2, las tensiones de salida VS ,
están referidas a la masa del circuito de control a través del condensador de filtrado intermedio C3, mientras que en el caso de situar L2 en
la rama positiva, las tensiones de salida presentan variaciones bruscas
de potencial (elevado dV /dt, campo eléctrico) respecto a la masa de referencia de los circuitos de control cuando conmutan los transistores Q2 y
Q3. Esto provoca inyección de corrientes parásitas de alta frecuencia en
el controlador que inestabilizan su funcionamiento.
• Se utilizan exclusivamente inductores con geometría toroidal devanados
de forma simétrica. Con ello, se reducen las interferencias creadas por
el campo magnético disperso y que pueden afectar a la carga.
• La capacidad de salida C5 se ha sobredimensionado para aumentar la
reserva de energía disponible en el caso de microcortes en la tensión de
red. Además, se mejora la respuesta dinámica de la tensión de salida
frente a variaciones de carga con un coste muy reducido.
4.4 Descripción del sistema SACAP.
111
• Todos los dispositivos electrónicos de potencia se sitúan en un mismo
lateral de la placa de circuito impreso, adosados a un mismo radiador
de calor (aislados eléctricamente con micas). El objetivo final es utilizar
el chasis metálico del sistema alimentado como disipador térmico del
sistema de alimentación conmutado SACAP, reduciendo de esta forma el
tamaño final del sistema.
• La disposición de componentes y el trazado de pistas en la placa de circuito impreso se ha realizado de forma que se reducen todo lo posible
el área de los bucles de conmutación (para mimimizar la inductancia de
dispersión) y se conectan las masas adecuadamente evitando errores de
referencia ([56], [92], [94]).
Es importante señalar que, en el caso particular del sistema de alimentación
SACAP, no se presentan las típicas limitaciones de coste, tamaño y peso de
los sistemas de alimentación conmutados de otras aplicaciones, por ejemplo
ordenadores personales. En las aplicaciones investigadas, sistema APL de
gama alta, las exigencias son funcionales: obtención de las mejores características posibles. De hecho, la tendencia actual en los mejores diseños de APL
consiste en sobredimensionar los sistemas de alimentación no regulados con
voluminosos transformadores de red y elevadas capacidades de filtrado (del
orden de 100.000 µF). Frente a esto, el sistema de alimentación conmutado
diseñado presenta menor tamaño y peso cuando se utiliza el chasis del APL
como radiador de calor.
4.4.3 Comparación de características eléctricas en baja
frecuencia.
En la figura 4.13 se muestran la comparación de las formas de onda de la
tensión y corriente de entrada rectificadas en el convertidor de entrada de
SACAP y en el circuito ABNR con 10.000 µF de capacidad de filtrado. La
medida se realiza en el alimentador conmutado de la tensión positiva, ya que
para la tensión negativa se tienen los mismos resultados. Las medidas se realizan para la tensión nominal de red (220 V) y máxima carga resistiva (3 A)
en la salida.
Por tanto, se comprueba el correcto funcionamiento del convertidor de entrada en la corrección del factor de potencia y reducción de armónicos de entrada
para carga máxima en la salida. La reducción de la corriente máxima en el
transformador permite elevar la potencia suministrada a la carga [72].
El convertidor de salida se ajusta para su tensión nominal de 50V. Las medidas de la regulación de tensión de salida se realizan en el convertidor conjunto, esto es, conectado a la salida del regulador PFC de entrada. Por ello, las
112 Supresión EMI en la alimentación conmutada de amplificadores.
(A)
(B)
Figura 4.13: Comparación de corrientes y tensiones rectificadas para 3A de
corriente de salida (150W). (A) Rectificación en ABNR. (B) Rectificación en
SACAP.
4.4 Descripción del sistema SACAP.
113
medidas representan el caso real de funcionamiento, en donde hay variaciones simultáneas en la tensión de entrada y en la carga, (regulación conjunta
de carga y de línea).
En la figura 4.14 se muestra la comparación de las tensiones de salida para
diferentes corrientes de carga en los dos sistemas de alimentación. Se observa cómo la tensión no regulada del alimentador ABNR presenta variaciones
importantes desde vacío (53.9 V) hasta plena carga (47.6 V), frente a unos
200 mV de variación en el alimentador regulado (con carga mínima superior
a 100 mA garantizada por el funcionamiento en clase AB de los amplificadores alimentados). Esto implica, en el caso del sistema ABNR, una reducción
importante de la potencia máxima del amplificador alimentado, y una distorsión añadida por las variaciones de la tensión de alimentación.
Por otra parte, en la misma figura 4.14 se muestra la comparación de las tensiones de rizado a la salida en los dos sistemas de alimentación. La alimentación básica presenta tensiones de rizado de unos 2 V a plena carga, frente a
150 mV en el caso del alimentador conmutado. Aunque la reducción es muy
importante, hay que señalar que las frecuencias de estas tensiones son muy
diferentes: 100 Hz en el sistema básico no regulado y 100 kHz en el sistema
SACAP, por lo que las interferencias provocadas en la carga alimentada afectarán de forma muy diferente en uno y otro caso, como se verá en la sección
siguiente.
Como resultado de la comparación de características eléctricas en baja frecuencia de los dos sistemas de alimentación, se puede concluir que el sistema
de alimentación SACAP diseñado es muy ventajoso respecto al sistema básico no regulado: la regulación de la tensión de salida permite incrementar
la potencia nominal del sistema amplificador alimentado y, manteniendo el
transformador de alimentación, se aumenta la potencia suministrada con el
convertidor PFC de entrada. Como contrapartida, el diseño eléctrico es más
complejo, el espacio necesario se incrementa y encarece el producto. En sistemas de amplificación de gama alta, donde se optimiza el diseño eléctrico, el
sistema de alimentación propuesto debería incluirse porque presenta el mejor
funcionamiento eléctrico. Para ello, se requiere suprimir las interferencias de
alta frecuencia que se originan en el sistema SACAP.
114 Supresión EMI en la alimentación conmutada de amplificadores.
55
54
53
52
SACAP
Vo (V)
51
50
49
48
47
ABNR
46
45
44
0
0,2
0,4
0,6
0,8
1
1,2
1,4
1,6
1,8
2
2,2
2,4
2,6
2,8
3
Io (A)
(A)
2,5
ABNR
2
Vor (V)
1,5
1
SACAP
0,5
0
0
0,2
0,4
0,6
0,8
1
1,2
1,4
1,6
1,8
2
2,2
2,4
2,6
2,8
3
Io (A)
(B)
Figura 4.14: Comparación de características eléctricas entre sistema de alimentación ABNR y SACAP. (A) Comparación de regulación de carga. (B) Comparación de tensiones de rizado.
4.5 Medida de interferencias en SACAP.
115
4.5 Medida de interferencias en SACAP.
En esta sección se verá que el funcionamiento interno de los circuitos de conmutación del sistema de alimentación SACAP produce un elevado nivel de
interferencias en alta frecuencia. Estas interferencias pueden ser conducidas
a red, pero el peor caso ocurre cuando son conducidas o se acoplan por campo
con la carga alimentada (APL), porque producen distorsiones sobre ella (los
efectos de interferencias en APL se estudian en el capítulo 5).
Las medidas de interferencias conducidas a red, en distintas condiciones de
funcionamiento interno, se realizan con la red LISN (desde 9 kHz hasta 30
MHz) en el entorno normalizado descrito en el capítulo 2. Esta medida se realiza en el primario del transformador reductor de entrada, para representar el
caso real de propagaciones EMI conducidas a red. Para extender las medidas
hasta 300 MHz, se utilizan posteriormente las sondas de corriente descritas
en el capítulo 2 de esta tesis, con lo que se pueden medir de forma independiente la propagación de interferencias conducidas en modo diferencial y en
modo común (suelen ser el problema de fondo en estos sistemas).
La medida de interferencias conducidas hacia la carga, en distintas condiciones de funcionamiento interno, se realiza con las sondas de corriente exclusivamente. Esto es así porque el sistema alimentado está situado muy cerca
del sistema de alimentación SACAP, con lo que le llegan interferencias conducidas de muy alta frecuencia (por encima de 30 MHz). Esta medida representa el problema EMI principal que se produce en los sistemas APL cuando
se alimentan desde convertidores conmutados en alta frecuencia. La medida
se centra en las interferencias de salida conducidas en modo común, ya que,
como se vió en el capítulo 3, los condensadores de salida de los reguladores
pueden filtrar de forma importante las interferencias conducidas en modo diferencial.
Por último, se realizan medidas de interferencias acopladas por campo próximo, campo eléctrico y campo magnético próximos, en distintas condiciones
de funcionamiento interno. De esta forma se justifica la necesidad de incluir
una pantalla electromagnética eficaz que blinde el sistema de alimentación
SACAP respecto al sistema APL alimentado.
4.5.1
Medidas con red LISN.
Como en casos anteriores de esta tesis, las medidas normalizadas de interferencias conducidas a red se realizan con la red LISN. El sistema SACAP se
conecta a la red eléctrica a través de la red LISN, en el entorno normalizado
descrito en el capítulo 2, y se miden las interferencias totales (modo común
116 Supresión EMI en la alimentación conmutada de amplificadores.
junto con modo diferencial) que se inyectan en red. El aislamiento de la red
se mantiene con el transformador de entrada incluido en el diseño de SACAP.
En primer lugar, en la figura 4.15, se miden las interferencias conducidas a
red para diferentes cargas simétricas de tipo resistivo conectadas en la salida
de SACAP. Esta carga se realiza con un conjunto agrupado de resistencias de
potencia que pueden ser conectadas entre sí de diferentes formas, y que se
conectan con cables muy cortos a la salida de SACAP. Las interferencias son
originadas por los circuitos de conmutación y presentan un alto contenido de
armónicos de alta frecuencia (se observa el fundamental de 80 kHz), se modulan y crecen con la carga, especialmente en las frecuencias más elevadas
registradas. Se tiene, por tanto, un importante problema EMI, no sólo si se
compara con las reducidas interferencias generadas por el sistema ABNR del
capítulo 3, sino para el mero cumplimiento de los límites de emisión normalizados señalados en los registros.
Las medidas anteriores se registran con carga simétrica. En el caso real de
funcionamiento del sistema de alimentación SACAP, el amplificador (carga)
presenta en cada instante diferentes consumos en la rama positiva y negativa, por lo que conviene registrar el efecto de carga asimétrica en el peor caso,
esto es con elevada carga en una rama y vacío en la otra. Esto se muestra
en la figura 4.16, en donde se comparan las interferencias provocadas por dos
cargas asimétricas y una simétrica de la misma potencia total. Así, se puede observar que el hecho de duplicar todos los circuitos de conmutación de la
forma más simétrica posible en la alimentación positiva y negativa favorece
la simetría en los perfiles de interferencias registrados. Con ello se garantiza que los efectos de interferencias en la carga (amplificador) serán también
simétricos.
4.5.2
Medida con sondas de corriente
Para discriminar el tipo de corrientes EMI que produden las interferencias
medidas anteriormente se utilizan las sondas de corriente de RF (ESH2-Z1)
y de VHF (ESV-Z1) descritas en el capítulo 2. Así, en la figura 4.17 se mide la corrientes EMI propagadas en modo común en la entrada y salida de
SACAP para una carga simétrica de 2 A. En esta figura se observa que las
interferencias registradas con LISN por encima de algunos MHz se deben a
corrientes en modo común y que estas corrientes también se propagan hacia
la carga (perjudica directamente al amplificador), de forma que al extender el
conexionado de carga con cables conectados en el 0 V (representa el cableado
de carga posterior) se incrementan las interferencias propagadas a la carga.
Las medidas con la sonda de RF de las corrientes EMI propagadas en modo común hacia la red y hacia la carga muestran un elevado nivel de interferencias
4.5 Medida de interferencias en SACAP.
117
(A) Vacío
(B) Io = 1+1 A
(C) Io = 2+2 A
Figura 4.15: Efectos de la variación de carga sobre las interferencias conducidas a red por SACAP (medidas con LISN).
118 Supresión EMI en la alimentación conmutada de amplificadores.
(A) Carga simétrica, Io = 1+1 A.
(B) Carga asimétrica, Io = 2 A (+50V) + 0 A (-50V).
(C) Carga asimétrica, Io = 0 A (+50V) + 2 A (-50V).
Figura 4.16: Efectos de la carga asimétrica sobre las interferencias conducidas a red por SACAP (medidas con LISN).
4.5 Medida de interferencias en SACAP.
119
(A) Medida en la entrada a LISN.
(B) Medida en la carga.
(C) Medida en la carga con cable de 5 metros en 0V.
Figura 4.17: Medida en SACAP de corrientes EMI en modo común, con la
sonda de corriente de RF ESH2-Z1 (Io = 2+2 A).
120 Supresión EMI en la alimentación conmutada de amplificadores.
en el límite superior de la medida (30 MHz). Para medir las interferencias por
encima de esta frecuencia se utiliza la sonda de VHF (ESV-Z1), con lo que se
registran las corrientes EMI hasta 300 MHz (se selecciona BWR de medida de
120 kHz). Así, en la figura 4.18 se miden las corrientes EMI en modo común
a la entrada (primario y secundario del transformador) y salida (carga resisitiva) de SACAP, para una corriente de salida simétrica de 2 A. En esta figura
se muestra el nivel del ruido de fondo de la medida de corrientes EMI en los
cables, con SACAP apagado, provocadas principalmente por las emisiones externas en FM. De estas medidas se concluye que las interferencias generadas
por SACAP se extienden hasta frecuencias muy elevadas, del orden de 300
MHz, que afectan por igual a la red y a la carga, y que el transformador de
red, como se determinó en el capítulo anterior, no aisla en alta frecuencia.
En al figura 4.19 se muestran los efectos sobre la medida de corrientes EMI
en la salida de SACAP cuando se utiliza carga resistiva próxima, se le conecta un cable de 5 metros en el terminal de 0 V y cuando se varía la carga
simétrica de 0.5 a 2 A. De estas medidas se deduce que, para frecuencias muy
elevadas, apenas se modifica el perfil de interferencias conducidas a la carga al prolongar los cables de salida, y que la variación de la carga modula
apreciablemente el perfil de interferencias registrado (en el capítulo 5 se determina el efecto negativo de interferencias moduladas sobre el amplificador
de potencia).
Como resumen de las medidas realizadas en esta sección sobre interferencias
en el sistema de alimentación SACAP, se tienen las siguientes conclusiones:
• El sistema de alimentación conmutado en general, y SACAP como caso
particular, genera elevados niveles de interferencias en alta frecuencia,
muy por encima del sistema básico no regulado estudiado en el capítulo
3. Con este sistema conmutado se tiene un importante problema EMI:
incumplimiento de límites normalizados de emisión a red e inyección de
interferencias en el amplificador de elevada susceptibilidad.
• Cada convertidor conmutado incluido en SACAP contribuye de forma
no lineal al perfil final de interferencias. Incluso el circuito de control
genera emisiones de interferencias apreciables.
• Las medidas de interferencias conducidas con la red LISN no registran
todas las interferencias conducidas desde los circuitos de conmutación
hacia la red eléctrica. La frecuencia máxima que las normas fijan para la
medida con red LISN (30 MHz) resulta baja cuando se incluye el sistema
conmutado (SACAP) en la alimentación del amplificador. La conexión en
red de elementos próximos del sistema SPL favorece los acoplamientos
de las interferencias originadas desde el sistema conmutado descrito.
4.5 Medida de interferencias en SACAP.
121
(A) Medida en primario del transformador.
(B) Medida en secundario del transformador.
(C) Medida en la carga.
Figura 4.18: Medida en SACAP de corrientes EMI en modo común, con la
sonda de VHF ESV-Z1 (Io = 2+2 A, BWR = 120 kHz).
122 Supresión EMI en la alimentación conmutada de amplificadores.
(A) Carga próxima a SACAP (Io = 2+2 A).
(B) Carga con cable de 5 metros en 0V (Io= 2+2 A).
(C) Variación de carga simétrica de 0.5 A a 2 A.
Figura 4.19: Efectos de prolongación del cable de masa y de la variación de
carga en la corriente modo común en la salida de SACAP, medida con la sonda
de VHF ESV-Z1.
4.6 Supresión de interferencias en SACAP
123
• Se confirma, de nuevo, que el transformador de red no aisla las interferencias conducidas en alta frecuencia desde SACAP. De igual forma,
puede conducir interferencias procedentes de red hacia el amplificador
conectado.
• La medida de interferencias conducidas utilizando sondas de corriente
de alta frecuencia permite ampliar los límites de medida muy por encima
de 30 MHz (se registran medidas hasta 300 MHz), y la medida separada
de las interferencias conducidas en modo común y en modo diferencial
(que permitirá optimizar el diseño de filtros EMI especiales).
• Las variaciones de carga modifican el perfil de interferencias registrado. Es especialmente grave en el caso de que la carga conectada sea
un amplificador, porque se produce una modulación de las interferencias creadas con el propio funcionamiento del sistema amplificador (se
estudiará detalladamente el efecto en el capítulo 5).
• Además de las interferencias conducidas, se generan interferencias que
se pueden acoplar por campo magnético o campo eléctrico próximos con
el circuito alimentado. Por ello, es muy importante incluir blindaje electromagnético eficaz en alta frecuencia en el módulo de alimentación conmutado.
En resumen, se ha visto que con el sistema SACAP se tiene un problema EMI
importante, que se debe solucionar si se quiere incorporar dicha alimentación
en el suministro de energía a un amplificador lineal de potencia. Las ventajas
en baja frecuencia del alimentador conmutado, impulsan a buscar soluciones
eficaces para el problema de interferencias en alta frecuencia. Los resultados
de la investigación en la supresión de interferencias en SACAP se muestran
en la siguiente sección.
4.6
Supresión de interferencias en SACAP
Las soluciones a interferencias desarrolladas a continuación parten del respeto a la solución topológica básica adoptada en la estructura interna de SACAP.
Esto es así por lo visto anteriormente en el sistema SAD, en donde, por ejemplo, la inclusión de técnicas de conmutación suave producían sólo una pequeña
reducción de interferencias (5 a 10 dB) en alta frecuencia.
Por el contrario, Las soluciones a interferencias que se han investigado y que
se incluyen finalmente en SACAP, suponen una importante atenuación de interferencias en alta frecuencia. Las soluciones a interferencias son de tipo
externo (blindaje especial y filtrado EMI de banda ancha) y de tipo interno
124 Supresión EMI en la alimentación conmutada de amplificadores.
(modificaciones EMI en los circuitos de conmutación) y se representan de forma esquemática en la figura 4.20. Serán discutidas a continuación.
BYW2 9 - 2 0 0
L1
*
FB1
Q1
P2
PR
FB2 5 0 6
1 0 uF
IRF6 4 0
A1
C3 2 2 0 0 u
DR1
C7
4 u7
C1
1 0 0 nF
C2
C6
1 0 0 nF
+
S2
5 0 VS
47
FB4
1 0 0 nF
RF1
S1
-
**
LF1
A2
DR2
FB3
C5
4700u
D2
BYW2 9 - 2 0 0
* LF1 , LF2 : c h o q u e m ixt o m o d o c o m u n
IRF6 4 0
C4
4 u7
L2
Q3
*
No t a s:
RF2
47
C8
D1
LF1
P1
TRF
220/ 35+ 35
LF2
FB2
100u
LF2
**
800u
0 VS
* FB1 , FB2 , FB3 , FB4 : c h o q u es f er r it a VK2 0 0
* A1 , A2 : b u c les d e m in im a a r ea
Figura 4.20: Esquema de soluciones EMI originales desarrolladas en el circuito de potencia de SACAP para reducción de interferencias.
Apantallado especial de SACAP.
La atenuación de interferencias conducidas que se verá posteriormente necesitan complementarse con la atenuación de interferencias acopladas por campo, principalmente campo próximo ([37], [165]). En las medidas de campo próximo se ve que desde el sistema conmutado SACAP se generan importantes
emisiones que se podían acoplar por campo eléctrico y magnético, produciendo tensiones de interferencia en los circuitos próximos. Esto es especialmente
grave en la aplicación práctica de SACAP, ya que el sistema amplificador alimentado es muy susceptible a interferencias.
La solución adoptada en los prototipos APL1 y APL2 desarrollados para el
proyecto APLAIRE, en donde se incluye el sistema SACAP, consiste en la realización de chasis metálicos especiales, que se han mostrado en las correspondiente fotografías en el capítulo anterior. Este chasis es de cobre, totalmente
cerrado, y con los disipadores térmicos el exterior: con ello se evita la reducción de eficacia en el blindaje por el efecto de las ranuras de ventilación. Internamente, este chasis está dividido en dos subrecintos apantallados entre sí,
de forma que uno contiene el sistema de alimentación y el otro el amplificador.
Condensadores de filtrado EMI.
Las corrientes EMI de alta frecuencia conducidas en modo diferencial en la
entrada y salida de SACAP se deben a los circuitos de conmutación. Para reducir la circulación externa de corrientes de alta frecuencia, se incluyeron en
4.6 Supresión de interferencias en SACAP
125
el diseño inicial de SACAP condensadores de pequeña capacidad de tipo plástico (100 nF, MKP) en paralelo con los condensadores electrolíticos de elevada
capacidad. Las medidas EMI de la sección anterior mostraban que estos condensadores eran insuficientes, por lo que se ensayaron otras soluciones que se
muestran a continuación.
En la figura 4.21 se muestran el efecto progresivo de atenuación de interferencias con condensadores de filtrado EMI. Así, al incluir capacidades en la
entrada de SACAP (10 µF, MKP), se reduce la circulación de corrientes de
entrada en el convertidor PFC, y se atenúan de forma importante las interferencias medidas con la LISN por debajo de unos 2 MHz (armónicos superiores
de la frecuencia de conmutación básica). En la misma figura, se muestra
el efecto adicional de pequeñas capacidades de filtrado EMI (100 nF, MKP)
situadas en la placa de circuito impreso acortando al máximo los bucles de
conmutación: se reducen las interferencias por encima de unos 10 MHz. Por
último, al añadir una pequeña capacidad de filtrado EMI (100 nF, MKP) en
el primario del transformador se reducen aún más las interferencias medidas
por debajo de unos 10 MHz.
Por tanto, las medidas finales de la figura 4.21 muestran que la principal
medida para cumplir el límite de emisión a red consiste en la inclusión de
diferentes condensadores de filtrado EMI, de pequeña capacidad, buen dieléctrico y estudiada ubicación. Con esto se reducen de forma muy importante el
fundamental y armónicos superiores de la corriente de conmutación desde la
red eléctrica hacia los convertidores de potencia.
Pero, el objetivo de diseño en SACAP es minimizar todo tipo de interferencias
que puedan afectar a la carga alimentada, no sólo el cumplimiento de los límites de emisión. Por ello, se requieren medidas adicionales. Para ello, en
la figura 4.22 se registran nuevamente las corrientes EMI en modo común
propagadas a la red y a la carga. Se observa en esta figura que se mantiene
un elevado nivel de interferencias de alta frecuencia (hasta 300 MHz) que se
propagan en modo común hacia la red y hacia la carga. Por tanto, el objetivo
de diseño EMI en lo que sigue será reducir todo lo posible estas corrientes
propagadas en modo común.
Ferritas de absorción.
La inclusión de ferritas de absorción en los circuitos de conmutación se ha
mostrado muy útil en la reducción de las corrientes EMI de muy alta frecuencia propagadas en modo común. En las medidas siguientes se mantienen
todos los condensadores de filtrado EMI que se incluyeron en el apartado anterior.
126 Supresión EMI en la alimentación conmutada de amplificadores.
(A) Capacidades de entrada (C=10uF).
(B) Capacidades en bucles de conmutación (C=100nF).
(C) Capacidad en primario del transformador (C=100nF).
Figura 4.21: Efecto progresivo de la inclusión de diferentes condensadores de
filtrado EMI en SACAP en la medida de interferencias conducidas a red con
LISN (Io = 2+2 A).
4.6 Supresión de interferencias en SACAP
127
(A) Corrientes en primario con sonda ESH2-Z1.
(B) Corrientes en primario con sonda ESV-Z1.
(C) Corrientes en la carga con sonda ESV-Z1.
Figura 4.22: Efecto de todos los condensadores de filtrado EMI sobre las corrientes EMI modo común medidas en SACAP (Io = 2+2 A).
128 Supresión EMI en la alimentación conmutada de amplificadores.
En la figura 4.23 se muestra el efecto de la inclusión de ferritas de absorción
(VK200) en serie con las puertas de los transistores MOSFETs. En esta figura se miden las interferencias conducidas a red con la LISN, y las conducidas
a red y carga con la sonda de corriente de VHF, mostrándose una pequeña
reducción de corrientes EMI en modo común por encima de unos 180 MHz.
Estas ferritas limitan las corrientes EMI y estabilizan la tensión en el circuito de puerta de los MOSFET.
La reducción adicional de interferencias en modo común más importante se
obtiene cuando se sitúan las ferritas de absorción (junto con pequeñas resistencias) en los bucles de potencia de los circuitos de conmutación. Esto se
muestra en los registros de la figura 4.24, en donde se observa una drástica
reducción de interferencias por encima de unos 20 MHz, que se reducen al ruido de fondo de la medida en unos 150 MHz. Este efecto se debe a que limitan
la corriente EMI de muy alta frecuencia asociada al tiempo de recuperación
inversa de los diodos rápidos.
Filtrado modo común de banda ancha.
Por último, se incluyen filtros externos en modo común de banda ancha como
solución adicional para reducir las interferencias conducidas en modo común.
Estos filtros son especialmente diseñados para cubrir un rango amplio de frecuencias (no ocurre así con los filtros modo común comerciales), de forma que
se construyen con dos choques diferentes en serie, como se describió en el capítulo 3 de esta tesis.
En la figura 4.25 se muestran las medidas finales de interferencias conducidas
en SACAP, cuando se incorporan estos filtros modo común en la entrada y en
la salida (juntos con todas las soluciones EMI anteriores). Se observa en esta
figura que no sólo se verifica el cumplimiento de los límites de interferencias
conducidas a red, sino que se han reducido de forma muy importante todas las
interferencias conducidas de muy alta frecuencia (medidas hasta 300 MHz).
En todo caso, con los métodos originales de supresión de interferencias analizados en los puntos anteriores, se pueden incorporar elementos de filtrado
adicionales, del tipo descrito en los puntos anteriores, para obtener una mayor supresión de las interferencias conducidas. En general, la susceptibilidad
de la carga, coste y tamaño permitidos en el diseño, etc., definirán el límite
final en el grado de supresión de interferencias incluidas en el alimentador
conmutado.
4.6 Supresión de interferencias en SACAP
129
(A) EMI conducido a red (LISN).
(B) Corrientes modo común en el primario.
(C) Corrientes modo común en la carga.
Figura 4.23: Efecto de la inclusión de ferritas de absorción EMI en puertas de
MOSFETs (Io = 2+2 A).
130 Supresión EMI en la alimentación conmutada de amplificadores.
(A) EMI conducido a red (LISN).
(B) Corrientes modo común en el primario.
(C) Corrientes modo común en la carga.
Figura 4.24: Efecto de la inclusión de ferritas de absorción EMI en serie con
los diodos de conmutación (Io = 2+2 A).
4.6 Supresión de interferencias en SACAP
131
(A) EMI conducido a red (LISN).
(B) Corrientes modo común en primario.
(C) Corrientes modo común en la carga.
Figura 4.25: Medidas EMI con la inclusión adicional de choques mixtos de
modo común y banda ancha en la entrada y salida del prototipo final de SACAP.
132 Supresión EMI en la alimentación conmutada de amplificadores.
4.7 Conclusiones.
Como resumen de este capítulo, se presentan las conclusiones generales y
se destacan las aportaciones originales de la investigación realizada sobre supresión EMI en los sistemas de alimentación conmutados para amplificadores
lineales de potencia.
Las conclusiones detalladas se incluyen en las secciones correspondientes de
cada estudio de los dos sistemas de alimentación conmutados analizados en
este capítulo: sistema SAD y sistema SACAP. Estos sistemas están vinculados
a diferentes proyectos de colaboración externa realizados en el Departamento
de Ingeniería Electrónica: Acción Integrada Hispano-Lusa (1995) y proyecto
industrial APLAIRE.
En cada uno de estos sistemas se ha diseñado y montado un sistema de alimentación conmutado en alta frecuencia que adapta la tensión de red a los
niveles requeridos por los sistemas lineales de amplificación en potencia que
serán estudiados en el capítulo 5. En común, los sistemas SAD y SACAP incluyen convertidores conmutados de entrada y salida que efectúan la corrección del factor de potencia (y reducción de armónicos) en la entrada y la regulación de las tensiones de salida. Se ajusta y caracteriza el comportamiento
en baja frecuencia de cada uno de estos sistemas, que han sido montados como
prototipos de laboratorio.
En el sistema SAD se obtuvieron las primeras medidas y conclusiones sobre
los efectos de interferencias en alta frecuencia provocados por los circuitos de
conmutación internos. Se estudió el efecto EMI en las interferencias conducidas a red y medidas con LISN (hasta 30 MHz) de cada uno de los convertidores
internos, bajo diferentes condiciones de funcionamiento interno. Se concluyó
que se generaba un importante problema EMI respecto al cumplimiento de los
límites normalizados de emisión a red, respecto al sistema básico no regulado
estudiado en el capítulo 3 de esta tesis, que no era resuelto por los circuitos
auxiliares de conmutación suave.
En las especificaciones de diseño del sistema SACAP se imponía una drástica
atenuación de interferencias de alta frecuencia. Se diseñó expresamente un
sistema conmutado que, cumpliendo las especificaciones de funcionamiento
eléctrico en baja frecuencia, minimizara todas las interferencias de alta frecuencia que pudieran afectar al sistema amplificador alimentado. De nuevo,
se investigó y caracterizó el comportamiento de SACAP en baja y alta frecuencia (en este caso hasta 300 MHz) y se determinaron un conjunto de soluciones
originales específicas a las interferencias EMI generadas, que se incluyen en
su diseño definitivo. Se incluyen tanto soluciones externas a interferencias
(blindaje y filtrado EMI especiales), como soluciones internas basadas en el
4.7 Conclusiones.
133
rediseño de los circuitos de conmutación.
En los dos sistemas se ha demostrado que el problema de interferencias en
alta frecuencia, problema EMI, generado por los circuitos de conmutación, es
la principal razón por la que no se puede incluir directamente como solución
para los amplificadores de potencia. Las interferencias procedentes del sistema de alimentación conmutado se acoplan en conducido (modo común y modo
diferencial) en el amplificador alimentado y se producen distorsiones (se verá
en el capítulo 5).
Sin embargo, con el desarrollo de las soluciones EMI originales que se han
incorporado en el sistema de alimentación conmutado SACAP, es posible una
alimentación "electromagnéticamente limpia", que elimine el problema de interferencias en alta frecuencia en el sistema amplificador alimentado con un
incremento en el coste de diseño muy reducido.
Los resultados de la investigación realizada en este capítulo se han presentado en [127], [129], [132], [130] y [131].
134 Supresión EMI en la alimentación conmutada de amplificadores.
Capítulo 5
Supresión de interferencias EMI
en el amplificador de potencia.
Índice General
5.1 Introducción . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 137
5.2
Interferencias EMI generadas por la fuente de señal. . 138
5.2.1 Selección de la fuente de señal. . . . . . . . . . . . . . . 139
5.2.2 Interferencias medidas con el osciloscopio.
. . . . . . . 140
5.2.3 Interferencias medidas con el analizador de espectros.
143
5.2.4 Conclusiones y soluciones propuestas a las interferencias generadas por la fuente de señal. . . . . . . . . . . 150
5.3 Efectos de interferencias en el amplificador de potencia.155
5.3.1
Efectos de interferencias en el amplificador APL1. . . 156
5.3.2 Efectos de interferencias en el amplificador APL2. . . . 158
5.3.3
5.4
Conclusiones y soluciones propuestas a las interferencias en los amplificadores APL1 y APL2. . . . . . . . . . 163
Caracterización de la carga en baja y alta frecuencia. . 172
5.4.1 Caracterización de la carga en baja frecuencia. . . . . . 173
5.4.2 Caracterización de la carga en alta frecuencia. . . . . . 174
5.5 Interferencias en el amplificador producidas por la carga. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 200
5.5.1 Interferencias de baja frecuencia en el amplificador producidas por la carga compleja. . . . . . . . . . . . . . . . 201
5.5.2
Control de la carga compleja con realimentación de
masa. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 204
5.5.3
Interferencias de alta frecuencia en el amplificador
producidas por la carga. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 208
5.6 Conclusiones. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 211
136 Supresión de interferencias EMI en el amplificador de potencia.
5.1 Introducción
137
5.1 Introducción
En el capítulo tres y cuatro de esta tesis se investigó la forma en que los
sistemas de alimentación contribuyen a la generación y propagación de interferencias hacia el amplificador de potencia. Se caracterizaron las posibles
interferencias de alta frecuencia y se propusieron soluciones originales para
la supresión de éstas en cada uno de los posibles sistemas de alimentación,
clásico no regulado y conmutado en alta frecuencia. Con ello, se atenúa de
forma muy importante el problema EMI asociado a la alimentación, pero no
se garantiza la eliminación de otras posibles fuentes de interferencias en el
amplificador.
En este capítulo se analizan las interferencias de alta frecuencia, no provocadas por los sistemas de alimentación, que se producen en el amplificador
y contribuyen de forma importante al problema EMI en estos sistemas. Se
considera, por tanto, que el objetivo prioritario de la investigación realizada
sobre interferencias en los amplificadores debe ser la supresión global de interferencias de alta frecuencia (EMI) en el sistema y no sólo determinado tipo
de interferencias. Por ello, en este capítulo se considera las interferencias asociadas procesado y amplificación de señal, desde la fuente de señal hasta la
carga real conectadas.
En primer lugar, se miden las interferencias típicas de alta frecuencia que se
pueden generar en la fuente de señal, considerando como caso particular representativo al reproductor de disco compacto, por ser la fuente de señal más
utilizada. Con ello, se caracterizan los niveles y frecuencias de las interferencias que son generadas en la fuente de señal y pueden ser conducidas al
amplificador de potencia donde producen interferencias.
En segundo lugar, se analizan los posibles efectos de interferencias de alta frecuencia en el amplificador lineal. Para ello, se aplican diferentes señales de
alta frecuencia en la entrada de señal del amplificador de potencia lineal (no
moduladas y moduladas en amplitud y frecuencia), y se caracteriza su efecto
en la salida. Estas medidas se realizan sobre dos amplificadores diferentes,
APL1 y APL2, que han sido desarrollados como prototipos de laboratorio para el proyecto industrial APLAIRE (Amplificador de Potencia Lineal de Alta
Inmunidad al Ruido Eléctrico).
En tercer lugar, se analizan los efectos sobre propagación de interferencias
de la carga real conectada en la salida del amplificador. Para ello, se diseña
y monta un prototipo representativo de carga real de altas prestaciones denominado BF1, que también ha sido desarrollado para el proyecto APLAIRE,
que se caracteriza tanto en baja como en alta frecuencia. El comportamiento
de carga medido permite justificar los diferentes mecanismos de propagación
138 Supresión de interferencias EMI en el amplificador de potencia.
de interferencias hacia la carga: conducidas en modo común, conducidas en
modo diferencial y acopladas por campo.
Por último, se analiza la forma en que las corrientes EMI conducidas hacia la
carga son vistas por los circuitos de amplificación, generando interferencias
internas en el amplificador. Se estudia el acoplamiento de interferencias por
realimentación de masa de salida, que es un mecanismo de generación de importantes distorsiones tanto en alta frecuencia como en baja frecuencia. Se
propone una forma original de control de carga compleja basada en uso del
error de masa para la inclusión de realimentación mixta tensión-corriente.
En cada uno de los puntos anteriores, tras caracterizar las interferencias presentes en cada caso y su mecanismo de propagación, se estudia la forma de
atenuación de las interferencias detectadas, proponiendo soluciones originales a EMI que elevan considerablemente la inmunidad a interferencias de los
respectivos diseños con un coste muy reducido.
5.2
Interferencias EMI generadas por la fuente de señal.
El objetivo de esta sección es caracterizar las interferencias de alta frecuencia que se originan en las actuales fuentes de señal utilizadas en los sistemas
de potencia lineales desarrollados en esta tesis. Los efectos de estas interferencias, junto con las que se aplican desde los sistemas de alimentación
(analizados en los capítulos tres y cuatro de esta tesis), serán investigados en
la sección siguiente.
En la actualidad, la fuente de señal de audio comercial de referencia más utilizada en los sistemas SPL es el reproductor de disco compacto (o lector CD).
La tendencia industrial en este mercado de la electrónica de consumo es la
sustitución progresiva de las fuentes de señal analógicas por fuentes de señal
(reproductores) de tipo digital de alta definición ([60], [79]).
Para la caracterización de las interferencias generadas en la fuente de señal,
se considera un lector CD integrado monobloque. Los lectores CD de coste más
elevado disponen de chasis independientes para la mecánica de transporte y
su control, y para la conversión digital-analógica, por lo que la propagación de
interferencias es diferente.
El formato actual del lector CD, tecnológicamente obsoleto, será sustituido
en breve por fuentes digitales de muy alta definición, donde existen en la
actualidad dos propuestas industriales independientes enfrentadas: SACD y
DVD-Audio. Con estos formatos se pasará de señales de audio codificadas en
5.2 Interferencias EMI generadas por la fuente de señal.
139
16 bits y muestreadas a 44.1 kHz, a señales codificadas en 24 bits y frecuencias de muestreo de 192 kHz (el formato definitivo está siendo discutido en la
actualidad).
En las medidas de interferencias posteriores se verá que en los diseños industriales de los lectores CD se presenta un importante problema de interferencias en alta frecuencia, problema EMI, que impide alcanzar la máxima
resolución disponible con 16 bits. Por tanto, este problema será mucho más
grave en los futuros formatos de 24 bits donde, para el mismo nivel de señal
nominal en la salida (2 Vrms), se requieren niveles de ruido eléctrico mucho
más reducidos (mejorados en unos 48 dB).
5.2.1 Selección de la fuente de señal.
Cada lector de CD que ha sido medido presenta un perfil de interferencias
diferente, que depende de su diseño interno. Los diferentes diseños de circuitos digitales y analógicos, componentes utilizados, disposición en la placa de
circuito impreso, tipo de chasis, etc., definen el perfil de interferencias. Por
tanto, el estudio y medida de interferencias generadas en un aparato concreto
permite sólo un análisis cualitativo de las posibles interferencias generadas
por los lectores de CD, pero que es muy útil para justificar la existencia de
determinado tipo de interferencias conducidas en alta frecuencia que pueden
ser aplicadas a la entrada del amplificador.
Con anterioridad a la medida de interferencias que se incluyen en este capítulo, se realizaron medidas de interferencias conducidas en alta frecuencia
sobre diferentes lectores de CD comerciales (diversos fabricantes y modelos).
Con ello, se determinó que, aunque cada aparato presenta un perfil diferente de interferencias, el problema EMI en alta frecuencia era generalizable a
otros lectores de CD comerciales diferentes del que, finalmente, se selecciona
como prototipo representativo (los resultados de estas otras medidas no se incluyen para limitar la memoria de la investigación realizada).
En particular, tras evaluar diferentes reproductores de CD, se ha considerado
el caso particular de un reproductor de CD comercial (CD-63 de Marantz)
que será adoptado como representativo del problema EMI por los siguientes
motivos:
• Es un lector de CD integrado (un chasis) representativo en calidad de diseño de circuitos, chasis y coste del tipo de fuente digital más extendida.
• Ha recibido en dos versiones diferentes (1995 y 1997), el premio EISA
(European Imaging and Sound Association) al mejor reproductor de su
gama.
140 Supresión de interferencias EMI en el amplificador de potencia.
• Presenta un perfil de interferencias típico, del mismo tipo que se ha observado en otros lectores CD comerciales diferentes.
• El cuidado diseño interno de los circuitos digitales y analógicos permite
registrar las mejoras obtenidas cuando se suprimen interferencias de
alta frecuencia.
Es importante destacar que el circuito analógico de salida de la fuente de
señal (figura 5.8) puede ser considerado como parte del circuito de entrada
del amplificador de potencia en el caso que se conecte sólo esta fuente de señal
(caso usual en una mayoría de instalaciones reales). La separación física de
los circuitos de preamplificación en aparatos diferentes, como se verá con las
medidas posteriores de interferencias, produce importantes problemas EMI.
Las interferencias generadas por el lector de CD seleccionado se medirán en
distintos modos y condiciones de trabajo: conducidas a red, conducidas en
señal, y los acoplamientos por campo próximo. Se realizan inicialmente las
medidas con el osciloscopio para determinar la importancia relativa de las
interferencias respecto a la señal procesada y se prosigue con las medidas
realizadas con el analizador de espectros para determinar la distribución espectral de interferencias en alta frecuencia (“perfil de interferencias”).
5.2.2 Interferencias medidas con el osciloscopio.
La fuente de señal seleccionada, lector de CD, conduce las interferencias generadas internamente hacia la red eléctrica y hacia la entrada de señal del
amplificador de potencia. El segundo caso es mucho más grave, ya que el cable coaxial de señal puede conducir directamente las interferencias de alta
frecuencia hacia la etapa de potencia donde produce distorsiones.
Es importante señalar que los circuitos de salida de los lectores CD incluyen
circuitos internos de anulación de salida ("mute") que se activan en determinados modos de funcionamiento (por ejemplo, en el modo de pausa) [60]. Para
que la medida de interferencias sea real, se realizan las medidas más significativas en el modo de funcionamiento normal (“play”).
Para la medida de interferencias con el osciloscopio digital (Lecroy 9410, 150
MHz), se ha grabado especialmente de forma exclusivamente digital un CD
con diferentes señales de referencia. Estas señales son rectangulares escalonadas en tres niveles, con diferentes opciones en frecuencia (50, 500 y 5000
Hz) y en amplitud (esta depende de la ganancia final del circuito de salida).
Cuando estas señales de test son reproducidas por el lector de CD, permiten
registrar con osciloscopio el comportamiento transitorio para pequeña y gran
5.2 Interferencias EMI generadas por la fuente de señal.
141
señal, las distorsiones en la señal y la relación señal/ruido.
(A)
(B)
Figura 5.1: Respuesta transitoria del lector CD para señales de test de alto
nivel (máximo digital). (A) Señal de 500 Hz. (B) Señal de 5 kHz.
En la figura 5.1 se mide el comportamiento transitorio para las señales de
más alto nivel (máximo digital grabado). Se observa que la señal reproducida
de 5 kHz presenta elevada distorsión debido a que se dispone de pocas muestras por periodo para esa señal muestreada a 44.1 kHz, mientras que la señal
de 500 Hz se corresponde mejor con la señal originalmente grabada (salvo pequeñas oscilaciones transitorias originadas por los circuitos de sobremuestreo
digital). Los efectos de interferencias no son observables con estos niveles tan
altos de señal.
En la figura 5.2 se mide el comportamiento transitorio para señales de 500
Hz de muy bajo nivel. Se observa en esta figura que las señales de muy bajo
nivel son muy afectadas por el ruido digital de alta frecuencia (que también es
de bajo nivel) generado en el reproductor y conducido en su salida junto a la
señal de baja frecuencia. Además, este ruido no afecta de igual forma en cada
142 Supresión de interferencias EMI en el amplificador de potencia.
(A)
(B)
Figura 5.2: Respuesta transitoria del lector de CD para señales de test de 500
Hz y muy bajo nivel. (A) Medida en canal R. (B) Medida simultánea en canal
L y R.
5.2 Interferencias EMI generadas por la fuente de señal.
143
una de las salidas, de forma que el canal R está más contaminado por interferencias de alta frecuencia, por lo que se favorecen posteriores asimetrías en
los efectos de interferencias (perjudica a la reproducción estereofónica equilibrada).
Aunque en los siguientes apartados se desarrollan medidas complementarias
en alta frecuencia con el analizador de espectros, es importante destacar que,
como resultado de las medidas de la figuras 5.1 y 5.2, los efectos de las interferencias internas en el reproductor CD pueden ser registrados simplemente
con el osciloscopio observando la reproducción de señales débiles en su salida.
La relación señal/ruido medida de esta forma queda reducida notablemente
frente a la relación señal/ruido especificada por el fabricante, ya que en las
medidas normalizadas para baja frecuencia de dicha relación se incluye una
drástica limitación del ancho de banda (20 Hz a 20 kHz) junto con curvas de
ponderación de ruido. El problema EMI ligado a la presencia de interferencias de muy alta frecuencia, que surge en las instalaciones posteriores, queda
enmascarado por el método normalizado de medida de la relación señal/ruido
utilizado por la industria [88].
5.2.3 Interferencias medidas con el analizador de espectros.
Las medidas con el analizador de espectros permiten caracterizar el perfil de
interferencias en alta frecuencia, pero impiden observar la señal de baja frecuencia (frecuencia mínima de medida de 9 kHz en Tektronix 2712).
Las medidas de las interferencias conducidas a red se realizan con la red
LISN y el analizador de espectros. En este caso, la medida normalizada se
limita hasta frecuencias de 30 MHz y se miden conjuntamente las interferencias conducidas en modo común y modo diferencial. En la figura 5.3 se
muestran las medidas de interferencias conducidas a red cuando el lector está funcionando en paro (stop) y en marcha (play). Como se observa en esta
figura, las interferencias conducidas a red son muy reducidas y posibilitan el
cumplimiento de los límites de emisión a red (CISPR B), y afecta muy poco el
modo de funcionamiento en el espectro de emisión (incremento de 5 a 10 dB).
La medida de las interferencias de alta frecuencia que son conducidas en la
salida de señal son más interesantes, ya que registran interferencias de frecuencia muy elevada, considerablemente superior a la máxima frecuencia reproducible (20 kHz). Esta medida se realiza conectando cada una de las salidas del lector CD a la entrada del analizador de espectros mediante un cable
coaxial de un metro de longitud. Las interferencias se registran desde 100
kHz hasta 300 MHz con un ancho de banda de resolución de 30 kHz. Este
límite en la frecuencia superior, muy superior al de emisión a red, se corres-
144 Supresión de interferencias EMI en el amplificador de potencia.
(A)
(B)
Figura 5.3: EMI conducido a red medido con LISN en el lector de CD. (A)
Modo paro. (B) Modo normal de marcha.
5.2 Interferencias EMI generadas por la fuente de señal.
145
ponde con las principales interferencias que pueden ser conducidas desde la
salida por el cable coaxial. Por otra parte, la reducida resistencia de entrada
del analizador de espectros (50 Ω), muy por debajo de la resistencia típica de
entrada en los amplificadores de potencia (10 kΩ), supone el peor caso para la
propagación de corrientes EMI en modo diferencial.
(A)
(B)
Figura 5.4: EMI conducido en la salida de señal del lector CD en el modo de
paro. (A) Medida en canal L. (B) Medida en canal R.
En la figura 5.4 se muestran las medidas de interferencias conducidas en cada una de las salidas de señal (canales L y R) del lector CD en el modo paro
y en la figura 5.5 para el modo marcha. Como se observa en estas medidas,
existen interferencias de nivel relativamente elevado y muy alta frecuencia
(hasta 300 MHz) que son conducidas junto con la señal de baja frecuencia.
Esta interferencias son superiores a las conducidas a red y muy perjudiciales,
146 Supresión de interferencias EMI en el amplificador de potencia.
ya que se aplican directamente en la entrada del amplificador de potencia.
Las interferencias registradas en la figura 5.4 se generan cuando el aparato está funcionando en modo paro, sin reproducir señal de baja frecuencia,
por lo que definen su origen en el acoplamiento desde los circuitos digitales.
Así, el funcionamieno en modo marcha de la figura 5.5 modifica, pero no crea,
el perfil registrado de interferencias de alta frecuencia. Por otra parte, como también se vió en las medidas con el osciloscopio, las interferencias son
mayores en el canal R que en el canal L, con lo que las distorsiones que provocan rompen el equilibrio del sistema estereofónico. Este resultado se justifica
por la asimetría relativa observada en alta frecuencia, respecto a las fuentes
digitales de interferencias en la disposición relativa de los componentes del
circuito analógico de salida para cada uno de los canales de reproducción de
señal.
La medida de interferencias en el interior del lector de CD utilizando sondas
de campo próximo de alta frecuencia (que fueron descritas en el capítulo 2),
permite justificar acoplamientos de interferencias por campo cercano, campos
magnético y eléctrico, entre los circuitos digitales de alta emisión y los circuitos analógicos de elevada susceptibilidad que procesan señales débiles.
En la figura 5.6 se mide la tensión captada con la sonda de campo magnético
próximo (sonda de bucle de 3 cm) situada encima de los amplificadores operacionales mostrados en la figura 5.8. Por otra parte, en la figura 5.7 se mide
la tensión captada con la sonda de campo eléctrico próximo (sonda esférica)
ubicada de la misma forma. En los dos casos, las medidas se realizan con las
sondas dentro del lector CD y con la tapa de este cerrada, para atenuar todo
lo posible las interferencias que proceden del exterior: cada medida va precedida del ruido de fondo (externo) que se capta con el aparato apagado. No
obstante, queda registrado el perfil de las interferencias externas que provocan las emisiones radiofónicas en frecuencia modulada (88 a 108 MHz).
Como se observa en las medidas anteriores de interferencias captadas por
campo próximo, las interferencias de frecuencias más elevadas que proceden
de los circuitos digitales pueden acoplarse fácilmente a los circuitos analógicos, bien en los bucles de masa (acoplamiento de campos magnéticos) o bien en
circuitos de alta impedancia (acoplamiento de campos eléctricos). Por ello, en
el perfil de interferencias conducidas en la salida de señal, que ha sido registrado anteriormente, se registraban componentes espectrales que coinciden
con las medidas de campo próximo.
5.2 Interferencias EMI generadas por la fuente de señal.
147
(A)
(B)
Figura 5.5: EMI conducido en la salida de señal del lector CD en el modo de
marcha. (A) Medida en canal L. (B) Medida en canal R.
148 Supresión de interferencias EMI en el amplificador de potencia.
(A)
(B)
Figura 5.6: Tensiones de las interferencias captadas con la sonda de campo
magnético próximo en el circuito analógico del lector CD. (A) Con el aparato
desconectado. (B) Funcionando en modo reproducción.
5.2 Interferencias EMI generadas por la fuente de señal.
149
(A)
(B)
Figura 5.7: Tensiones de las interferencias captadas con la sonda de campo
eléctrico próximo en el circuito analógico de salida del lector CD. (A) Con el
aparato desconectado. (B) Funcionando en modo reproducción.
150 Supresión de interferencias EMI en el amplificador de potencia.
5.2.4 Conclusiones y soluciones propuestas a las interferencias generadas por la fuente de señal.
Se presenta como aportación original en esta tesis la caracterización realizada
sobre las interferencias de muy alta frecuencia originadas en la fuente digital
de señal de baja frecuencia (reproductor de CD). Las interferencias asociadas
a este soporte restan rango dinámico útil en la reproducción de señal de baja
frecuencia ya que, como se ha visto, las señales más débiles son enmascaradas
y distorsionadas por las interferencias de procedencia digital. Precisamente,
la fiel reproducción de las señales de bajo nivel (“microinformaciones”) es el
objetivo de diseño que justifica el elevado coste de los lectores CD de gama alta, en los que también se han registrado importantes niveles de interferencias
de alta frecuencia en la salida de señal que limitan el resultado. Esto indica
que, incluso en los reproductores de CD más caros, no hay un claro planteamiento del problema de fondo: problema EMI.
Las especificaciones técnicas de los lectores de CD, resultantes de medidas
normalizadas, no reflejan el problema EMI, ya que acotan el rango de medida
con filtros muy selectivos en el rango de audiofrecuencias (20 Hz a 20 kHz) y
alteran la medida con filtros de ponderación de ruido [88]. Por ejemplo, para
el lector CD analizado se especifica un rango dinámico superior a 96 dB y una
relación señal/ruido superior a 104 dB, que no se corresponden con las medidas de interferencias realizadas en una rango de frecuencias muy superior
(150 MHz con el osciloscopio, 300 MHz con el analizador de espectros).
El origen de las interferencias está en los circuitos digitales, como muestran
los registros de interferencias anteriores. Las elevadas frecuencias registradas en las interferencias se corresponden con los armónicos superiores de las
diferentes conmutaciones en circuitos digitales (la frecuencia de reloj se establece en unos 19.6 MHz). En estas condiciones, los acoplamientos de interferencias desde los circuitos digitales a los susceptibles circuitos analógicos
se favorecen en distintos modos: acoplamientos por conducción (impedancias
compartidas, especialmente conductores de masa [94]), por campo eléctrico y
por campo magnético próximos [6].
Para atenuar las interferencias, se deben suprimir los posibles modos de acoplamientos de interferencias. El primer método consistiría en alejar todo lo
posible los circuitos analógicos de los circuitos digitales: esto no siempre es
posible, dadas las dimensiones normalizadas de estos productos. Por ello, como se deduce de las medidas de interferencias acopladas por campo próximo,
se debe incluir un blindaje electromagnético en los circuitos analógicos que
atenúe los acoplamientos por campo próximo. En este sentido, el blindaje global que proporciona un sólo chasis metálico es insuficiente [117], sólo permite
el cumplimiento de los límites de emisión radiada.
5.2 Interferencias EMI generadas por la fuente de señal.
151
En segundo lugar, se debe actuar introduciendo elementos internos de filtrado
EMI en los circuitos analógicos que sean eficaces frente a las interferencias
conducidas de alta frecuencia que fueron detectadas en las medidas. El filtrado propio del circuito analógico de salida, diseñado para baja frecuencia,
presenta problemas en alta frecuencia: longitudes de pistas excesivas, bucles
y referencias de masa inapropiados y acoplamientos de interferencias en las
alimentaciones ([52], [51]).
Aunque no era objetivo del análisis original de interferencias en la fuente de
señal, se han ensayado una serie de soluciones internas a las interferencias
de alta frecuencia que resultan muy efectivas. Así, por ejemplo, en la figura 5.8 se muestra las modificaciones introducidas en el circuito analógico de
salida que afectan de forma importante en la supresión de interferencias de
alta frecuencia. Todas estas modificaciones mejoran el comportamiento transitorio en baja frecuencia y la relación señal/ruido, como se puede ver en los
registros de la figura 5.9, donde se observa un incremento muy importante en
la resolución de señales de bajo nivel (compárese con los registros anteriores
de la figura 5.2). Por último, en la figura 5.10 se muestra el efecto final de
todas las soluciones aportadas en la reducción de interferencias registradas
con el analizador de espectros en cada una de las salidas de señal, donde la
importante reducción de interferencias internas deja como residuo observable
las interferencias externas provocadas por las emisiones en FM.
La conclusión final de las medidas realizadas es la existencia de interferencias
de muy alta frecuencia (hasta 300 MHz) asociadas a las fuentes de señal de
baja frecuencia que utilizan circuitos digitales. Este tipo de fuentes de señal
debe ser considerado como fuente de elevada contaminación electromagnética
interna (“fuente EMI”) respecto a otros reproductores de señal que no utilicen
circuitos digitales conmutando en alta frecuencia. Cuando no se incluyen elementos de supresión de interferencias en el lector de CD, la señal transmitida
desde éste al amplificador de potencia incorpora elevadas interferencias de
alta frecuencia que, como se verá en el apartado siguiente, generan distorsión
en el amplificador.
Por otra parte, como se ha comentado anteriormente, en el caso de que la
instalación SPL disponga como única fuente de señal el reproductor CD, los
circuitos analógicos de salida de éste pueden ser considerados como circuitos
de entrada del amplificador (preamplificación de tensión), dispuestos de forma remota en otro chasis, y con elevado nivel de interferencias internas de
alta frecuencia.
152 Supresión de interferencias EMI en el amplificador de potencia.
120p
C4
VIN1
R1
R3
10K
10K
R6
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120p
C4
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R1
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5 K6
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R1 9
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10K
C1
750p
2
2 1 1 4 :A
3
VIN2
R2
10K
R4
+
1
R7
R8
10K
18K
4
100p
6
-
2 1 1 4 :B
5
5 K6
R5
27K
C7
8
-
7
+
R2 2
R2 1 VO
3 K3
470
R2 3
C3
120p
R2 0
22K
82K
C8
680p
( B)
(C)
Figura 5.8: Efecto de modificaciones efectuadas en el circuito de salida para reducción de interferencias. (A) Circuito analógico de salida. (B) Circuito
modificado para reducción de interferencias. (C) Efecto en la respuesta transitoria con señales débiles: canal L sin modificar y canal R modificado.
5.2 Interferencias EMI generadas por la fuente de señal.
153
(A)
(B)
Figura 5.9: Respuesta transitoria del lector CD con todas las mejoras introducidas para reducción de interferencias. (A) Respuesta en gran señal (máximo
nivel digital). (B) Respuesta en pequeña señal.
154 Supresión de interferencias EMI en el amplificador de potencia.
(A)
(B)
Figura 5.10: EMI medido en la salida del lector de CD con todas las mejoras
introducidas para reducción de interferencias. (A) Medido en canal L. (B)
Medido en canal R. (Nota: el residuo mayor de interferencias está provocado
por emisiones externas en FM).
5.3 Efectos de interferencias en el amplificador de potencia.
155
5.3 Efectos de interferencias en el amplificador
de potencia.
En la sección anterior se ha visto que las actuales fuentes digitales de señal
de audio inyectan interferencias de muy alta frecuencia en la entrada del amplificador lineal de potencia. Estas interferencias cubren una amplia zona del
espectro, hasta más de 300 MHz, y pueden ser moduladas de forma compleja
por el funcionamiento interno de la fuente de señal. Por otra parte, en los
capítulos 3 y 4 se determinaron las interferencias externas e internas que se
pueden acoplar al amplificador desde la alimentación, registrándose componentes EMI hasta 300 MHz.
En este apartado se caracterizan los efectos de las interferencias aplicadas en
la entrada de diferentes amplificadores de potencia. Para ello, se sustituye
la fuente de señal de audio (lector de CD) por un generador de señal de radiofrecuencia, que puede ser modulada en amplitud y frecuencia. Con ello, se
pueden determinar qué interferencias generadas por las fuentes de señal son
más perjudiciales (crean más distorsión) en el amplificador lineal.
Los reproductores de señal de audiofrecuencia actuales generan señales útiles hasta 20 kHz, por lo que las componentes de frecuencia muy superior a 20
kHz deben ser consideradas como ruido electromagnético que debería suprimirse. Sin embargo, los amplificadores de potencia actuales presentan anchos
de banda muy superiores, que pueden superar incluso el MHz [4]. Se tiene, en
principio, dos zonas de comportamiento diferentes en el amplificador para las
componentes de frecuencias no audibles (señales perturbadoras por encima
de 20 kHz): zona lineal de amplificación y zona de funcionamiento no lineal
(caracterizada por una atenuación progresiva con la frecuencia).
Como en el caso de la fuente de señal, es necesario seleccionar un sistema
amplificador concreto donde investigar y caracterizar los efectos de las interferencias de alta frecuencia. Estas medida de interferencias son muy necesarias, ya que no se consideran en el diseño industrial y caracterización de los
amplificadores de baja frecuencia [88]. Tras un análisis previo donde se confirmó el efecto negativo de las interferencias sobre diferentes amplificadores
comerciales, se diseñan y montan dos prototipos de laboratorio diferentes, denominados APL1 y APL2 (asociados al proyecto APLAIRE), donde se realizan
las medidas de efectos de interferencias. Cada prototipo incorpora una topología diferente que representa una opción típica en los diseños industriales
de amplificadores de estado sólido ([4], [16], [40]). Como se verá, el efecto de
interferencias es diferente en cada diseño.
La medida del comportamiento frente a interferencias de cada amplificador
156 Supresión de interferencias EMI en el amplificador de potencia.
se realiza conectando su carga resistiva nominal (8 Ω) en la salida y registrando ésta con el osciloscopio digital LeCroy 9410. La señal de entrada de
alta frecuencia se aplica desde el generador de radiofrecuencia SMY01 de
Rhode&Schwarz, que se conecta a la entrada de cada amplificador mediante cable coaxial de un metro de longitud. Se fija el nivel de la señal generada
en 400 mVrms (en vacío) y se varía la frecuencia desde 10 kHz hasta 600 MHz
(en el peor de los casos) para registrar los efectos de interferencias provocados
por señales no moduladas, moduladas en amplitud (con índice de modulación
del 75% y una señal moduladora de 5 kHz) y moduladas en frecuencia (con
desplazamiento de frecuencia de 1 MHz modulado a 5 kHz).
5.3.1
Efectos de interferencias en el amplificador APL1.
El esquema eléctrico y la fotografía del prototipo monontado del amplificador
estereofónico de 100 Wrms denominado APL1 (amplificador APL1 completo,
APL1c) se muestra en la figura 5.11. Como se observa en esta misma figura,
el amplificador consta de una etapa de adaptación de entrada y control de ganancia realizada con el amplificador operacional 5532P (en APL1d se suprime
este circuito de entrada), que es seguida por el amplificador de potencia realizado con componentes discretos seleccionados (amplificador APL1 discreto,
APL1d). En este, Q1 a Q5 constituyen el diferencial de entrada, que es seguido
por el amplificador de tensión Q7 y el desplazador de nivel Q6 - Q8 . En la salida se utilizan transistores IGBT’s complementarios de muy alta linealidad
de Toshiba, especiales para audio (pueden sustituirse por MOSFET’s, reajustando R11 )). Los transistores han sido seleccionadas por su linealidad con el
trazador de curvas (HM6042 de Hameg) para igualar los efectos de interferencias en los dos canales de amplificación.
La respuesta en las frecuencias más bajas (hasta 1 MHz) medida en el amplificador APL1 se muestra en la figura 5.12, junto con la del amplificador
APL2. En los tres casos, el nivel de salida se ajusta para 11 Vpp en baja
frecuencia. Como se observa en esta figura, el ancho de banda (-3 dB) en
esta condición de medida se extiende hasta unos 150 kHz, muy superior al
requerido por la fuente de señal (20 kHz). Por ello, las tensiones parásitas de
frecuencia alta, hasta unos 700 kHz, presentes en la entrada del amplificador
son amplificadas en la salida, con ganancia mayor que la unidad, en el rango
de funcionamiento no lineal. Por encima de unos 700 kHz, las tensiones de
entrada son atenuadas en la salida, como se muestra en los registros de la
figura 5.13, sin producir efectos observables sobre la señal en baja frecuencia.
Cuando se eleva la frecuencia de las interferencias y se modulan en amplitud o en frecuencia, los efectos de las mismas son observables en la salida
del amplificador como una señal parásita que se demodula en baja frecuencia.
5.3 Efectos de interferencias en el amplificador de potencia.
+ 5 OV
R1 3
R2 0
157
+ 15
220u
m4
R2 4
Vin
C1 8
4 u7
R2 2
Q3
3
R9
6 K8
+
m4
C3
POT
C1 7
22u
R2 5
680
C1 3
100u
+
m1
4 u7
D3
BZX1 5
m4
C1 8
100n
R1 5
R8
1K
1K
Q7
MJE1 5 0 3 0
m4
R2 1
- 15V
0 .1 5
C6
2 SC2 5 4 7
R7
R1 8
1K
m2
C1 6
12
R1 2
100p
Q5
2 SC2 5 4 7
R2 7
BD1 3 9
Q4
m 11
Vo u t
Q8
15K
R2
1K
100p
7
R2 4
560
C1 5
L1
-
5 5 3 2 :B
5
R3
2 SA9 7 0
C2
39p
22u
2 SA9 7 0
R1
10K
R1 7
0 .1 5
Q2
Q1
10K
m4
R1 1
4 K7
4
m 11
6
Q6
MJE1 5 0 3 1
1
- 15
220u
m4
-
27K
Q9
GT2 0 / D1 0 1
100
2 SA9 7 0
8
2
4 u7
R1 4
+ 15
3 K3
R1 0
100
1u
1000u
D1
LED- R
C9
680
5 5 3 2 :A
R2 3
R4
1K
220
C5
C4
C1 0
4 u7
2 K7
D2
BZX1 5
2200u
C1 3
C7
C8
1u
1000u
100
4 .7 u
R1 6
220
2 K7
GT2 0 / D2 0 1
C1 1
R1 9
100
m3
Q1 0
C1 2 2 2 0 0 u
C1 4
m4
- 50V
(A)
(B)
Figura 5.11: Prototipo amplificador APL1. (A) Circuito eléctrico. (B) Prototipo
montado.
158 Supresión de interferencias EMI en el amplificador de potencia.
12
APL2
APL1c
APL1d
10
Vopp (V)
8
6
4
2
950
1000
900
850
800
750
700
650
600
550
500
450
400
350
300
250
200
150
90
100
80
70
60
50
40
30
20
10
0
f (kHz)
Figura 5.12: Comparación de respuestas en frecuencia de los prototipos amplificadores APL1c, APL1d y APL2.
Para el amplificador APL1c, las interferencias se demodulan en la salida por
encima del MHz, extendiéndose el efecto demodulador hasta frecuencias muy
elevadas (hasta unos 600 MHz). Así, en las figuras 5.14 y 5.15 se registran
estos efectos progresivos de demodulación parásita en diferentes frecuencias
(0.5, 1, 2 y 100 MHz), cuando se aplica como interferencias de entrada señales
moduladas en amplitud.
En la figura 5.16 se muestra el efecto demodulador frente a interferencias
moduladas en frecuencia para 2 y 5 MHz. Se registran sólo las frecuencias
más bajas (peor caso), ya que se comprueba en las medidas realizadas que los
efectos de demodulación parasita son mucho menores que en el caso de interferencias moduladas en amplitud. Por encima de unos 10 MHz, el efecto es
despreciable frente al caso de señales moduladas en amplitud.
5.3.2 Efectos de interferencias en el amplificador APL2.
El esquema eléctrico del prototipo amplificador estéreo de 100W denominado
APL2 es mostrado en la figura 5.17. En este caso, los transistores Q1 a Q5
forman el diferencial de entrada, que es seguido por el amplificador cascodo
Q6 a Q10 , desplazador de nivel Q11 a Q13 y, por último, la etapa de salida realizada con transistores bipolares (Sanken) de elevada linealidad Q14 a Q19 . Los
transistores han sido seleccionadas por su linealidad con el trazador de cur-
5.3 Efectos de interferencias en el amplificador de potencia.
159
(A) 1 MHz/SM
(B) 10 MHz/SM
Figura 5.13: Efectos en la salida (chan 2) de interferencias no moduladas
aplicadas en la entrada (chan 1) del amplificador APL1c. (A) 1 MHz. (B) 10
MHz.
160 Supresión de interferencias EMI en el amplificador de potencia.
(A) 500 kHz/AM
(B) 1 MHz/AM
Figura 5.14: Efectos en la salida (chan 2) de interferencias moduladas en
amplitud aplicadas en la entrada (chan 1) del amplificador APL1c. (A) 500
kHz. (B) 1MHz.
5.3 Efectos de interferencias en el amplificador de potencia.
161
(A) 2 MHz/AM
(B) 100 MHz/AM
Figura 5.15: Efectos en la salida (chan 2) de interferencias moduladas en
amplitud aplicadas en la entrada (chan 1) del amplificador APL1c. (A) 2 MHz.
(B) 100 MHz.
162 Supresión de interferencias EMI en el amplificador de potencia.
(A) 2 MHz/FM
(B) 5 MHz/FM
Figura 5.16: Efectos en la salida (chan 2) de interferencias moduladas en
frecuencia aplicadas en la entrada (chan 1) del amplificador APL1c. (A) 2
MHz. (B) 5 MHz.
5.3 Efectos de interferencias en el amplificador de potencia.
163
vas HM6042 de Hameg.
La medida de la respuesta en frecuencia hasta 1 MHz del amplificador APL2
se muestra en la figura 5.12, para las mismas tensiones de salida que el amplificador APL1 (11 Vpp). En estas condiciones, el ancho de banda (-3dB) se
extiende hasta unos 350 kHz, superior al del amplificador APL1, y muy superior al requerido por la fuente de señal, por lo que también son amplificadas
componentes parásitas de alta frecuencia presentes en la entrada (amplifica
en tensión por encima del MHz).
Para no extender aún más la exposición de las medidas realizadas, se selecciona sólamente los registros de las figuras 5.18 y 5.19. En el primer caso se
registran los efectos de interferencias moduladas en amplitud (10 y 75 MHz),
mientras que en el segundo caso se registran los efectos de interferencias moduladas en frecuencia (2 y 5 MHz).
5.3.3
Conclusiones y soluciones propuestas a las interferencias en los amplificadores APL1 y APL2.
En los dos apartados anteriores se han registrado los efectos de diferentes
tipos de interferencias aplicadas en la entrada de dos amplificadores de potencia diferentes, APL1 y APL2. Aunque se pueden realizar medidas sobre
otros amplificadores diferentes, se considera que las siguientes conclusiones
generales extraídas de las medidas anteriores clarifican el problema de las
interferencias, problema EMI, de los amplificadores:
• La respuesta en frecuencia del amplificador supera los requerimientos
de las actuales fuentes de señal de audio. El exceso en el ancho de banda del amplificador favorece la amplificación de las componentes no audibles de alta frecuencia, incrementando la susceptibilidad a interferencias.
• En la región donde el amplificador eleva en la salida el nivel de tensión
de las interferencias presentes en la entrada, junto con la reducida impedancia de carga, la ganancia en corriente propicia acoplamientos por
impedancia común y por campo magnético próximo de las interferencias
amplificadas sobre los circuitos más suceptibles.
• Las señales de radiofrecuencia moduladas en amplitud o en frecuencia
producen una amplificación parásita de la componente demodulada en
baja frecuencia. tanto mayor cuanto mayor es la modulación de amplitud. Por tanto, se producen interferencias (distorsión) en baja frecuencia, ya que las componentes demoduladas son amplificadas en la banda
de paso del amplificador.
164 Supresión de interferencias EMI en el amplificador de potencia.
+ 5 OV
R3 7
D
S
R1
1K
m1
R1 0
47K
R7
68
R6
68
R2
82
R3 B R3 A
2 K7 4 2 K
C4
3 .3 u F
R1 7
47K
R1 4
150K
m2
m1
D1
1 N4 1 4 8
R9
56
R2 1
R1 6
56K
Q1 2
2 SC3 1 1 6
R4 0
2 K2
m 1 1M
m2
R8
1K
Q5
2 SC2 9 1 0
D2
1 N4 1 4 8
R2 0
1M
G
G
R1 1
5 K6
C1
100P
R1 9
39K
Q4
BF2 4 5 A
S
Q1 0
2 SC2 9 1 0
D3
1 N4 1 4 8
R2 2
220
R1 5
120K
C2
1 uF
C3
1 uF
R2 3
220
R3 0
470
R3 3
0 .3 3
L1
1 0 uH
Vo u t
R3 6
10
R3 4
0 .3 3
C6
4 7 nF
R3 2
15
R2 4
68
m3
Q1 9
2 SA1 4 9 2
Q1 8
2 SA1 2 4 8
Q1 7
2 SA1 2 4 8
R3 8
220
R3 5
10
R2 9
470
R2 8
1K
m4
C1 2
1 0 0 0 uF
m2
R2 5
100
m4
Q1 6
2 SC3 8 5 6
C1 0
DZ3
DZ1 0 V
C7
100n
8 2 0 0 uF
Vi
1 uF
D
R2 7
1K
Q9
2 SA9 7 0
4 .7 u F
Q8
2 SA9 7 0
C1 4
Q3
BF2 4 5 A
C5
1 0 pF
R3 1
15
C1 6
Q2
2 SC2 9 0 9
Q1
2 SC2 9 0 9
Q7
2 SA9 7 0
C1 5
1 uF
C1 3 1 n F
Q6
2 SA9 7 0
Q1 3
2 SA1 2 4 8
1 K5
Q1 5
2 SC3 1 1 6
R2 6
68
100n
D3
LED
C8
8 2 0 0 uF
m4
DZ2
DZ2 0 V
R4
15K
Q1 1
2 SC2 9 1 0
R1 2
1 K5
DZ2 0 V
Q1 4
2 SC3 1 1 6
C9
R1 8
1K
R5
DZ1
220
C1 1
1 0 0 0 uF
m4
- 50V
(A)
(B)
Figura 5.17: Prototipo amplificador APL2. (A) Circuito eléctrico. (B) Prototipo
montado.
5.3 Efectos de interferencias en el amplificador de potencia.
165
(A) 10 MHz/AM
(B) 75 MHz/AM
Figura 5.18: Efectos en la salida (chan 2) de interferencias moduladas en
amplitud aplicadas en la entrada (chan 1) del amplificador APL2. (A) 10 MHz.
(B) 75 MHz.
166 Supresión de interferencias EMI en el amplificador de potencia.
(A) 2 MHz/FM
(B) 5 MHz/FM
Figura 5.19: Efectos en la salida (chan 2) de interferencias moduladas en
frecuencia aplicadas en la entrada (chan 1) del amplificador APL2. (A) 2 MHz.
(B) 5 MHz.
5.3 Efectos de interferencias en el amplificador de potencia.
167
• Cada topología amplificadora concreta presenta un comportamiento diferente frente a interferencias en la entrada. Los componentes utilizados
y su forma de montaje determinan diferentes comportamientos.
• Los efectos parásitos de demodulación de la señal de radiofrecuencia se
favorecen cuando se utilizan circuitos integrados en la entrada (amplificadores operacionales), como es el caso del APL1. En este caso, cada
amplificador operacional, dependiendo del modelo y fabricante, presenta
su propia característica demoduladora de radiofrecuencia. Con dispositivos discretos se incrementa la inmunidad a interferencias y esto puede
justificar el mejor comportamiento de los amplificadores que utilizan sólo elementos activos discretos ([52], [51]).
Los dos últimos puntos se pueden confirmar de forma gráfica en los registros
de la figura 5.20, en donde se comparan los efectos de interferencias moduladas en amplitud sobre los amplificadores APL1 en las versiones completa
(APL1c) y reducida (APL1d). En esta misma figura se representa una comparación de efectos de interferencias por el simple cambio de fabricante en un
mismo dispositivo integrado (amplificador operacional 5532P). Por último, en
la misma figura, se muestra cómo el efecto demodulador de interferencias se
extiende hasta más de 600 MHz en el caso de utilizar el amplificador operacional como adaptador de entrada en APL1.
Con la caracterización anterior de los efectos de diferentes interferencias de
alta frecuencia aplicadas en la entrada de los amplificadores de potencia, quedan justificadas las siguientes propuestas de diseño para elevar la inmunidad
a estas interferencias:
• Limitar el ancho de banda de los amplificadores en frecuencias no muy
superiores a la máxima frecuencia audible (20 kHz) para que no se amplifiquen interferencias de alta frecuencia que se apliquen en la entrada
de señal.
• Utilizar dispositivos activos discretos frente a circuitos integrados en el
procesado de la señal de bajo nivel (circuitos de entrada). El uso de
amplificadores operacionales favorece la demodulación parásita de interferencias y requiere seleccionarlos entre los de mayor inmunidad a
interferencias.
• Incluir elementos de filtrado EMI (redes R-C) en los circuitos más suceptibles de entrada de señal que atenúen las interferencias de alta frecuencia presentes de forma parásita en la señal transmitida.
• Apantallado EMI del amplificador que sea eficaz en alta frecuencia (evitando las aperturas y ranuras de ventilación), para que atenúe los posibles acoplamientos por campo eléctrico y magnético de las interferencias
168 Supresión de interferencias EMI en el amplificador de potencia.
4000
APL2
APL1c1
APL1d
APL1c2
3500
3000
Vde (mV)
2500
2000
1500
1000
500
70
74
78
82
86
74
78
82
86
98
66
70
94
62
66
90
58
62
54
58
50
46
42
38
34
30
26
22
18
14
6
10
2
0
f (MHz)
(A)
4000
APL1c1
APL1c2
3500
3000
Vde (mV)
2500
2000
1500
1000
500
98
94
90
54
50
46
42
38
34
30
26
22
18
14
10
6
2
0
f (MHz)
(B)
1600
APL1c1
1400
1200
Vde (mV)
1000
800
600
400
200
595
575
555
535
515
495
475
455
435
415
395
375
355
335
315
295
275
255
235
210
190
170
150
130
90
110
60
40
2
20
0
f (MHz)
(C)
Figura 5.20: Comparación de tensiones de salida demoduladas en baja frecuencia (Vde) para interferencias de entrada moduladas en amplitud. (A)
Comparación entre APL2 y diferentes versiones de APL1: circuito completo (APL1c), amplificador discreto (APL1d). (B) Efecto del cambio de fabricante en el operacional de entrada del amplificador APL1: 5532P de Philips
(APL1c1), 5532P de Texas (APL1c2). (C) Medida extendida hasta 600 MHz en
5.3 Efectos de interferencias en el amplificador de potencia.
169
externas. En particular, es deseable un blindaje interno de los circuitos
de entrada, que son los más suceptibles a interferencias.
Es importante señalar que los efectos parásitos de demodulación de interferencias están ligados a los circuitos de entrada del amplificador y que una vez
demodulada la señal es tratada como una señal parásita de baja frecuencia
en la banda de paso del amplificador. Por eso, los efectos de interferencias
moduladas en muy alta frecuencia (hasta 600 MHz) se pueden registrar con
un osciloscopio de ancho de banda más reducido: se observa la demodulación
parásita en baja frecuencia (5 kHz en las medidas anteriores).
Por ejemplo, en al prototipo APL1 se puede montar el circuito completo (APL1c)
o bien suprimir el adaptador de entrada (APL1d). En cada caso, la supresión
de efectos de las interferencias de entrada viene dada por la inclusión de elementos de filtrado EMI (redes R-C) en los circuitos de entrada correspondientes: amplificador operacional (APL1c) o par diferencial (APL1d). Así, en las
figuras 5.21 y 5.22 se registran el efecto de filtrado de interferencias con redes
R-C situadas en la entrada de los amplificadores APL1c y APL1d para el correspondiente peor caso de interferencias de entrada moduladas en amplitud
(75 MHz y 6 MHz).
En los amplificadores APL1 y APL2, prototipos preliminares de amplificadores realizados para el proyecto APLAIRE, se incluyen estas soluciones internas para elevar el nivel de inmunidad a interferencias. Por ejemplo, el chasis
metálico es de cobre y totalmente cerrado (disipadores de calor externos), y
con el sistema de alimentación ubicado en un subrecinto apantallado (por lo
visto en el capítulo tres y cuatro). Internamente, se incluyen los elementos de
filtrado EMI que atenúan los efectos de posibles interferencias.
170 Supresión de interferencias EMI en el amplificador de potencia.
(A)
(B)
Figura 5.21: Efectos del circuito de filtrado EMI frente a interferencias moduladas en amplitud en APL1c. (A) En el circuito básico no protegido. (B) Con
circuito protegido en la entrada (operacional 5532P) con R=2k7 y C=150 pF.
5.3 Efectos de interferencias en el amplificador de potencia.
171
(A)
(B)
Figura 5.22: Efectos del circuito de filtrado EMI frente a interferencias moduladas en amplitud en APL1d. (A) En el circuito básico no protegido. (B) Con
circuito protegido en la entrada (par diferencial) con R=1k C=1nF.
172 Supresión de interferencias EMI en el amplificador de potencia.
5.4
Caracterización de la carga en baja y alta
frecuencia.
La medida de las características eléctricas en baja frecuencia (audiofrecuencias) de los amplificadores lineales de potencia se realiza con carga resistiva
nominal (4 y 8 Ω) conectada directamente en la salida, con la mínima longitud
de conexión [88]. Esto permite una comparación directa de propiedades eléctricas entre diferentes sistemas de amplificación con la misma carga nominal.
Sin embargo, el sistema amplificador se utiliza para gobernar un sistema de
transductores electroacústicos, cuyo comportamiento eléctrico es mucho más
complejo y no se corresponde con una simple resistencia de carga. Por tanto,
en primer lugar, se requiere un modelo en baja frecuencia de la carga utilizada que se corresponda con la realidad, para justificar el comportamiento del
amplificador en baja frecuencia (respuesta dinámica en la amplificación de corriente).
El problema surge por la gran diversidad de cargas electroacústicas diferentes conectables a la salida del amplificador. La carga puede ser elegida por el
usuario final en función de diferentes parámetros: tamaño, número de vías,
respuesta acústica en frecuencia, coste, etc., entre diferentes modelos y fabricantes. Esto impide disponer de un modelo de carga generalizado que se
ajuste a la realidad posterior: cada opción comercial representa un comportamiento y modelo eléctrico diferente en baja frecuencia y ninguno de ellos es
resistivo en todo el rango de audiofrecuencias.
En la práctica, la justificación de diseños independientes para la etapa de
potencia y la carga radica en la forma de controlar la salida. Los amplificadores comerciales de audiofrecuencias se diseñan para controlar linealmente
la tensión de salida, o sea, son amplificadores tensión-tensión; mientras que
las cargas electroacústicas se diseñan para la obtención de equilibrio acústico cuando se mantiene constante el nivel de tensión de entrada en todo el
espectro audible. Por tanto, no se considera la corriente de salida, es decir,
la impedancia de carga, salvo en el valor nominal de impedancia especificado
a 1 kHz, y que la impedancia no baje de un mínimo valor en todo el rango
de frecuencias reproducidas (para no sobrecargar la etapa de potencia). Este
compromiso de diseño se adopta por la industria para obtener máxima versatilidad del sistema de amplificación electroacústico, esto es, que cualquier
amplificador de potencia pueda, teóricamente, ser conectado y gobernar adecuadamente cualquier carga electroacústica.
La caracterización del comportamiento de la carga en baja y alta frecuencia se
realiza sobre un prototipo de carga electroacústica de altas prestaciones, de-
5.4 Caracterización de la carga en baja y alta frecuencia.
173
nominado BF1, que ha sido diseñado y montado para el proyecto APLAIRE.
La estructura general de esta carga representa a una mayoría de cargas electroacústicas comerciales, por lo que las conclusiones extraídas en esta sección
se pueden generalizar a una gran mayoría de instalaciones reales.
Las medidas en baja frecuencia del comportamiento de BF1 se realizan en
el rango de frecuencias audibles, esto es, desde 20 Hz hasta 20 kHz. Se caracterizan los elementos del filtro divisor, los altavoces utilizados y el cable
de conexión. Finalmente, se propone un modelo sencillo que representa el
comportamiento real en baja frecuencia de BF1.
En la segunda parte de esta sección se caracteriza el comportamiento en alta
frecuencia de la carga electroacústica de referencia BF1. Para ello, se mide
el comportamiento de las impedancias de los diferentes dispositivos utilizados en la carga: cable de conexión en la entrada, elementos pasivos del filtro
divisor y cada uno de los altavoces. Se termina midiendo el comportamiento
global de la impedancia de carga y la influencia que tienen los elementos más
importantes. Con todo ello, se caracteriza el comportamiento en alta frecuencia de la carga de referencia BF1 conectada, tanto en modo diferencial como
en modo común, y se comprueba que difiere de forma muy importante del
comportamiento medido para baja frecuencia. Finalmente, la propagación de
interferencias de alta frecuencia desde el amplificador hacia la carga vendrá
determinada por el comportamiento de la misma en alta frecuencia, tanto en
modo diferencial, como en modo común (acoplamiento a tierra).
5.4.1 Caracterización de la carga en baja frecuencia.
En la introducción anterior, se ha comentado que no existe un esquema común
de la carga real conectada en la salida del amplificador de audio. Para modelar la carga en baja frecuencia (audio) y alta frecuencia (EMI), es necesario
seleccionar un prototipo de carga concreto que represente significativamente
una mayoría de instalaciones. Así, en la figura 5.23 se muestra el esquema
eléctrico simplificado de la carga electroacústica prototipo BF1, y la fotografía
del prototipo realizado, que se ha diseñado para el proyecto APLAIRE. Sobre
este diseño se caracteriza el comportamiento en baja y alta frecuencia y el
análisis posterior de interferencias.
Como se muestra en la figura 5.23, el prototipo de carga de referencia BF1 es
un sistema de tres vías, donde la reproducción del espectro audible se reparte
en tres rangos de frecuencias complementarios que se adaptan a los diferentes
altavoces electrodinámicos utilizados: graves (Zg, bajas frecuencias), medios
(Zm, frecuencias intermedias) y agudos (Za, frecuencias más altas). Con este
sistema de altavoces es posible reproducir todo el espectro audible, desde 20
Hz a 20 kHz. Los altavoces electrostáticos que cubren todo el rango audible
son poco frecuentes, dado su dificultad de diseño y elevado coste, por lo que no
se consideran representativos de la carga.
174 Supresión de interferencias EMI en el amplificador de potencia.
En el caso particular de la carga BF1 diseñada, los diferentes altavoces se
han seleccionado por su elevada calidad acústica y se han montado sobre un
recinto acústico común (bafle) especialmente realizado para la supresión de
resonancias estructurales indeseadas ([40], [73]). El filtro divisor de frecuencias se ha adaptado a los altavoces empleados, realizando su diseño eléctrico
con simulaciones PSPICE (considerando el modelo eléctrico equivalente de los
altavoces) y con diferentes medidas acústicas. En el ajuste final del circuito
de filtrado se considera además del rango de frecuencias recomendado por el
fabricante para cada uno de los altavoces, el diferente rendimiento acústico
de los altavoces, especialmente en el caso de medios y agudos.
En la misma figura 5.24 se muestra las medidas experimentales de las impedancias de cada uno de los altavoces de BF1 para todo el rango audible, así
como la impedancia global que presenta la carga BF1 en su entrada. Como se
observa en estas figuras, las diferentes impedancias medidas presentan variaciones importantes con la frecuencia y sólo en la frecuencia de medida de
1 kHz responden al valor nominal especificado. Los diferentes picos de resonancia eléctrica son resultado de las resonancias mecánicas de los dispositivos
utilizados y del recinto donde se sitúan y suponen un incremento importante
de la impedancia de los dispositivos y de la carga BF1.
En la figura 5.34 se muestra el modelo eléctrico equivalente en baja frecuencia
en cada altavoz, que puede extraerse de los datos suministrados por el fabricante [73]. Básicamente, en este modelo se contempla la resonancia mecánica
del dispositivo en su frecuencia más baja dada por Lp y Cp (amortiguada por
la resistencia de pérdidas Rp), junto con la resistencia (Rs) e inductancia (Ls)
serie de la bobina excitadora. La ubicación en recintos acústicos de altavoces
no herméticos (graves, por ejemplo) modifica su comportamiento mecánico y
el modelo eléctrico asociado. Con todo ello, es posible ajustar un modelo eléctrico aproximado de la carga electroacústica, como se muestra en la figura
5.34 para la primera versión montada de la carga BF1. Como sólo afecta al
comportamiento en baja frecuencia, no se considera prioritario ajustar este
modelo para baja frecuencia a los resultados experimentales medidos en la
figura 5.24 para la versión definitiva de BF1 (supone un cambio de altavoces),
que es la que se analiza en adelante.
5.4.2 Caracterización de la carga en alta frecuencia.
En alta frecuencia, muy por encima de 20 kHz, el comportamiento de la carga
difiere de forma muy importante del comportamiento registrado en el apartado anterior para baja frecuencia. Se requiere caracterizar el comportamiento
de la carga en alta frecuencia de forma que se pueda justificar la propagación
5.4 Caracterización de la carga en baja y alta frecuencia.
175
C3
R1
2 u F/ 1 0 0 V
1 8 R/ 1 5 W
ZA
CP1 0 - B
VIN( + )
VIN( - )
L2
C2
0 .6 2 m H
3 0 u F/ 1 0 0 V
ZM
L1
3 .2 5 m H
C1
1 0 u F/ 1 0 0 V
MD1 0 0 - KV
ZG
SPH2 5 0 KE- M
(A)
(B)
Figura 5.23: Prototipo de carga electroacústica BF1.(A) Esquema eléctrico.
(B) Prototipo montado.
176 Supresión de interferencias EMI en el amplificador de potencia.
Z
30
Za (CP-10m)
Zm (KV-m)
25
Zg(10" Mon.)
20
15
10
5
7000
8000
7000
8000
20000
6000
6000
20000
5000
5000
9000
4000
4000
10000
3000
3000
10000
2000
2000
f
9000
900
1000
1000
800
Z-bafle
900
700
800
600
700
500
400
300
200
90
100
80
70
60
50
40
30
20
0
f
(A)
Z
30
Z-BF1
25
20
15
10
5
600
500
400
300
200
100
90
80
70
60
50
40
30
20
0
(B)
Figura 5.24: Impedancias medidas (baja frecuencia) en prototipo de carga
electroacústica BF1.(A) Impedancias medidas en altavoces de BF1. (B) Impedancia total medida para la carga BF1.
5.4 Caracterización de la carga en baja y alta frecuencia.
A
A
177
LS
RS
Zx
=
=
R1
C3
18
2 uF
LP
CP
RP
B
B
Za
( B)
a lt a vo c es
Filt r o d iviso r
VIN( + )
C2
VIN( - )
3 0 uF
L2
0 .6 2 m H
Zm
R1
C3
RSA
LSA
18
2 uF
6 .3
0 .1 5 m H
LPA
1 .2 m H
c a b le
L1
3 .2 5 m H
Zg
VIN( + )
C1
1 0 uF
RCU
0 .1
VIN( - )
LCU
3 uH
CCU
5 0 0 pF
( A)
L2
C2
3 0 uF
0 .6 2 m H
0 .3
RSM
LSM
6 .2
0 .7 5 m H
LPM
55m H
RL1
0 .7
L1
3 .2 5 m H
( C)
RL2
C1
1 0 uF
RSG
LSG
6 .2
0 .8 m H
LPG
96m H
CPA
3 8 uF
CPM
2 4 7 uF
CPG
4 4 1 uF
Figura 5.25: Modelo eléctrico equivalente simplificado de la carga BF1 (en
su primera versión) para baja frecuencia. (A) Esquema eléctrico simplificado.
(B) Modelo eléctrico simple de altavoz electrodinámico. (C) Modelo eléctrico
simple de la carga BF1.
178 Supresión de interferencias EMI en el amplificador de potencia.
de interferencias en alta frecuencia.
En este apartado, consideramos alta frecuencia a todas aquellas componentes
de frecuencia ultrasónica que no suponen información, o sea, frecuencias muy
superiores a 20 kHz. Hay que señalar que, por cuestiones mecánicas (peso e
inercia de las membranas de los altavoces empleados para audiofrecuencias),
las señales de frecuencia superior a unos 20 kHz no producen desplazamiento de las bobinas excitadoras de los altavoces y no generan señales acústicas.
La ausencia de movimiento en alta frecuencia hace que en el modelo simple
de alta frecuencia que se verá posteriormente no aparezcan las componentes
electrodinámicas que fueron descritas para el modelo de baja frecuencia. Sin
embargo, no hay que olvidar que el funcionamiento en baja frecuencia produce simultáneamente desplazamientos mecánicos en los altavoces que, como se
verá, pueden afectar a la propagación de interferencias en alta frecuencia.
En el comportamiento de alta frecuencia de la carga es muy importante definir cada uno de los componentes físicos utilizados (altavoces, elementos del
filtro divisor, cables) y la forma de su montaje. Se justifica, por tanto, la elección del prototipo concreto de carga representativo BF1 que se ha realizado
en el apartado anterior como punto de partida para su análisis de comportamiento en alta frecuencia.
Las longitudes características de los cables de conexión, la construcción del
filtro divisor de frecuencias, y la estructura interna de los altavoces justifican
que las interferencias de alta frecuencia puedan ser conducidas (modo común
y modo diferencial), o acopladas por campo (campo próximo o radiación). No
se estudian posibles interferencias en audiofrecuencias que también se producen en la carga, por ejemplo por la proximidad de los diferentes inductores
en el filtro de salida (efecto de la inductancia mutua).
Comportamiento en alta frecuencia del altavoz electrodinámico.
Los diferentes altavoces electrodinámicos utilizados en BF1 presentan, en
una primera aproximación, una estructura electromecánica similar con diferentes dimensiones características. La estructura interna básica se observa
claramente en el transductor de graves, cuyo corte transversal se muestra en
la figura 5.26. En este altavoz electrodinámico, una bobina eléctrica de terminales A y B se sitúa en el entrehierro de un imán permanente y se desplaza
por efecto de la corriente que le atraviesa. La bobina se fija a una membrana
móvil de diferentes tamaños (inercia y rendimientos) que impulsa el aire y
provoca las ondas de presión que, a cierta distancia, podemos percibir. Las diferencias estructurales más significativas (materiales, tamaños y geometrías)
sirven para optimizar el comportamiento mecánico en diferentes rangos de
5.4 Caracterización de la carga en baja y alta frecuencia.
179
frecuencia en cada uno de los altavoces. Los componentes parásitos de naturaleza eléctrica, que determinan el comportamiento en alta frecuencia, pueden
justificarse con la estructura interna de los componentes eléctricos y mecánicos utilizados.
Para modelar, de forma muy simple, el altavoz electrodinámico en alta frecuencia, vamos a introducir las siguientes consideraciones sobre su realización física:
• Si sólo se aplican corrientes de muy alta frecuencia en un altavoz, la
bobina eléctrica situada en el entrehierro permanece inmóvil: la elevada
inercia y peso de la membrana impide su movimiento.
• La bobina en el entrehierro actúa como un inductor con núcleo magnético
interno y externo. Parte de la bobina puede estar fuera del entrehierro
(caso del altavoz de graves que debe permitir elevados desplazamientos)
y equivale a un inductor serie con núcleo de aire.
• El material magnético usado en el cuerpo del altavoz presenta alta permeabilidad sólo en baja frecuencia, ya que debe concentrar el flujo magnético creado por el imán permanente. Cuando se incrementa la frecuencia, la permeabilidad del núcleo magnético disminuye progresivamente.
• La resistencia interna de la bobina crece con la frecuencia por el efecto
pelicular y de proximidad. En muy alta frecuencia, la resistencia es muy
superior al valor medido en contínua.
• Se debe considerar las capacidades parásitas entre espiras próximas,
tanto sucesivas como de capas diferentes (es usual disponer el devanado
en dos capas).
• La bobina está apantallada de forma asimétrica por efecto del cuerpo del
imán en el que se inserta. La zona sumergida en el entrehierro presenta
mayor blindaje que la zona frontal descubierta.
• El cuerpo metálico (chasis) del altavoz introduce capacidades parásitas
entre la bobina excitadora y tierra.
Por tanto, en un primer modelo de alta frecuencia para el altavoz electrodinámico, representado en la figura 5.26, hay que considerar una inductancia
serie decreciente con la frecuencia (Ls), una resistencia interna que aumenta
con la frecuencia (Rs), capacidades parásitas entre espiras (Cd) y capacidad
parásita a tierra (Ct). Una simplificación adicional del modelo se obtiene si, en
un rango de frecuencias reducido, todos los componentes parásitos no presentan grandes variaciones y pueden ser considerados como elementos discretos
constantes.
180 Supresión de interferencias EMI en el amplificador de potencia.
A
B
S
Ct
RS
CD
=
=
N
LS
A
A
Zx
B
Ct
CT
B
GND
GND
Ci
( B)
( A)
A1
R
A2
A1
R
LR
A2
B1
C
B2
B1
C
LC
B2
RC
C1
L
C2
C1
L
RL
C2
CL
( C)
Figura 5.26: Modelo simple en alta frecuencia de los componentes de la carga
BF1. (A) Estructura interna del altavoz electrodinámico y capacidades parásitas. (B) Modelo equivalente simple del altavoz para alta frecuencia. (C)
Modelo equivalente simple en alta frecuencia de componentes pasivos del filtro divisor.
5.4 Caracterización de la carga en baja y alta frecuencia.
181
Para medir el comportamiento en alta frecuencia de cada uno de los altavoces utilizados en el prototipo BF1, se emplea el Analizador Vectorial ZVRL de
Rhode-Schwarz, que permite la medida de la impedancia de transferencia y
determina el modelo eléctrico equivalente (R-C, R-L) en los puntos seleccionados con el marcador. La medida se extiende desde 20 kHz hasta 100 MHz, y
se mide la impedancia entre los dos terminales de conexión del altavoz (impedancia en modo diferencial) y entre estos y chasis (impedancia de modo común
a tierra). Se supone en esta última medida que, en el peor de los casos, el chasis metálico del altavoz está unido a tierra o presenta un buen acoplamiento
a tierra con baja impedancia.
Señalar que las medidas en las frecuencias más elevadas deben ser valoradas cualitativamente por la información útil que proporcionan del comportamiento del dispositivo, aunque el sistema de carga completo BF1 presenta un
comportamiento complejo en estas frecuencias, que será caracterizado más
adelante. Así, en las frecuencias más elevadas no es correcto considerar parámetros concentrados en el modelo del dispositivo, ya que se comporta como
línea de transmisión no adaptada en sus extremos.
En las figuras 5.27, 5.28 y 5.29 se muestran las impedancias medidas para
los tres altavoces utilizados en el prototipo BF1. Las impedancias en modo diferencial se miden entre los dos terminales de conexión del altavoz, mientras
que las impedancias en modo común se miden entre estos y el chasis metálico.
De las medidas anteriores se pueden extraer las siguientes conclusiones:
• Cada altavoz utilizado en BF1 presenta una curva de impedancia diferente, tanto en modo diferencial, como en modo común. Se han realizado
medidas sobre otros altavoces y se confirma la dependencia de la curva
de impedancia registrada con el dispositivo físico caracterizado.
• Las medidas en modo común confirman el comportamiento básicamente
capacitivo (Ct) de los diferentes altavoces hasta frecuencias muy elevadas (unos 40 MHz en el caso de altavoces de agudos y medios). Por
encima de esta frecuencia las inductancias parásitas internas se hacen
dominantes.
• Las medidas en modo diferencial se ven muy afectadas por el tipo de altavoz. Para las frecuencias más bajas, el comportamiento es inductivo
(Ls) hasta la frecuencia de resonancia (amortiguada por Rs) determinada por la capacidad parásita (Cd). El rango de validez más amplio lo
presenta Zg, mientras que Za y Zm presentan resonancias secundarias
a partir de unos 20 MHz.
• Las impedancias medidas en alta frecuencia son muy superiores a las
que se midieron para baja frecuencia, muy por encima del valor nomi-
182 Supresión de interferencias EMI en el amplificador de potencia.
(A) Zaf
(B) Zat
Figura 5.27: Impedancia medida en alta frecuencia para el altavoz de agudos
de BF1. (A) Impedancia en modo diferencial. (B) Impedancia en modo común
a chasis.
5.4 Caracterización de la carga en baja y alta frecuencia.
183
(A) Zmd
(B) Zmt
Figura 5.28: Impedancia medida en alta frecuencia para el altavoz de medios
de BF1. (A) Impedancia en modo diferencial. (B) Impedancia en modo común
a chasis.
184 Supresión de interferencias EMI en el amplificador de potencia.
(A) Zgd
(B) Zgt
Figura 5.29: Impedancia medida en alta frecuencia para el altavoz de graves
de BF1. (A) Impedancia en modo diferencial. (B) Impedancia en modo común
a chasis.
5.4 Caracterización de la carga en baja y alta frecuencia.
185
nal. Esto es, en un rango muy amplio de frecuencias, los altavoces se
parecen más a un circuito abierto que a un cortocircuito (4 u 8 Ω de carga nominal).
• Los marcadores permiten una medida de parámetros equivalentes en
los puntos señalados, que aparece en el margen superior derecha de los
registros. Con ello, puede determinarse los parámetros dominantes en
un rango de frecuencias acotado, eliminando la necesidad de un modelo
eléctrico complejo para toda la banda medida.
En el caso normal de funcionamiento con señales de baja frecuencia, se tiene además un movimiento de la bobina en el entrehierro. Esto produce que
las impedancias medidas y los componentes parásitos asociados del modelo de
alta frecuencia presenten una variación en función de la posición de la bobina respecto al entrehierro. Por tanto, la señal amplificada de baja frecuencia
puede modular el comportamiento de la carga en alta frecuencia, con lo que
se agrava el efecto de las interferencias de alta frecuencia sobre el sistema
amplificador. Además, las interferencias emitidas por campo magnético desde
el frontal de la bobina serán también moduladas, ya que se modifica dinámicamente el blindaje electromagnético relativo del cuerpo del imán hacia la
bobina excitadora.
Como resumen, con las características físicas descritas y las medidas realizadas, se justifica el modelo cualitativo propuesto para el altavoz electrodinámico, obteniéndose los valores de componentes equivalentes y el rango de validez
en frecuencias con las medidas experimentales realizadas con el Analizador
Vectorial para los altavoces utilizados en el prototipo BF1. En todo caso, la
medida directa de impedancias define el comportamiento en alta frecuencia
de cada altavoz, sin necesidad de justificar internamente el modelo preciso de
cada dispositivo.
Comportamiento en alta frecuencia del filtro divisor.
El circuito eléctrico simplificado del filtro divisor de frecuencias diseñado se
muestra en la figura 5.23. Cada uno de los componentes pasivos que incluye
presenta un comportamiento en alta frecuencia muy diferente al de baja frecuencia. El comportamiento y modelo eléctrico para alta frecuencia del filtro
divisor se puede obtener modelando en alta frecuencia cada uno de los componentes pasivos que utiliza.
La resistencia de potencia R1 presenta un comportamiento resistivo puro sólo en baja frecuencia. En muy alta frecuencia, la inductancia asociada a la
resistencia metálica bobinada es importante y determina la impedancia final
del componente. Así, el modelo general para alta frecuencia de la resistencia
186 Supresión de interferencias EMI en el amplificador de potencia.
se muestra en la figura 5.26, en el que podemos despreciar Cr y Lr para baja
frecuencia. La medida en alta frecuencia de la impedancia de R1 mostrada en
la figura 5.30 confirma su comportamiento resistivo-inductivo hasta frecuencias de 100 MHz.
Los condensadores para filtros divisores deben ser de tipo no polarizado. En
los filtros comerciales suelen utilizarse tanto condensadores electrolíticos bipolares como de tipo plástico (dieléctricos MKT, MKP, etc.). En el filtro divisor
de BF1 se utilizan exclusivamente condensadores plásticos de buen dieléctrico (MKP), por su mejor comportamiento en frecuencia y reducidas pérdidas.
En frecuencias muy elevadas, su modelo eléctrico debe incluir la inductancia (Lc) y resistencia (Rc) parásitas, derivadas de su construcción física, como
se indica en el modelo de la figura 5.26. La medida en alta frecuencia de la
impedancia de la capacidad C2 del filtro divisor, mostrada en la figura 5.30,
confirma su comportamiento resistivo-inductivo para las frecuencias más altas.
Las inductancias utilizadas en filtros divisores comerciales se realizan con
núcleo magnético (normalmente ferrita) o están bobinadas al aire (sin núcleo
magnético). En la carga BF1 se utilizan dos inductores diferentes bobinados
al aire para optimizar su comportamiento dinámico. Se construyen con devanados de tres hilos de cobre esmaltado de 0.8mm para reducir las pérdidas
resistivas en alterna por efecto proximidad. En el modelo genérico para alta
frecuencia de la inductancia hay que considerar la presencia de resistencia
(Rl) y capacidad (Cl) parásitas en el bobinado de las mismas, como se muestra
en la figura 5.26. En la figura 5.31 se muestran las medidas en alta frecuencia
de las impedancias de los dos inductores utilizados en la carga BF1. Como se
observa en estas medidas, el comportamiento en alta frecuencia viene definido
por la capacidad parásita de estos inductores desde frecuencias relativamente
bajas.
Con las medidas anteriores y los modelos que justifican el comportamiento en
los diferentes componentes pasivos del filtro divisor se puede ajustar el modelo simple para alta frecuencia del filtro divisor mostrado en la figura 5.34. Los
valores de los componentes parásitos y el rango de validez en frecuencias se
pueden extraer con las medidas de impedancias. En este modelo no se incluyen los acoplamientos capacitivos a tierra de los elementos del filtro divisor,
que son despreciados frente a los asociados a los altavoces (masas metálicas
de dimensiones características mucho mayores).
5.4 Caracterización de la carga en baja y alta frecuencia.
187
(A)
(B)
Figura 5.30: Impedancias medidas en alta frecuencia en los componentes del
filtro divisor de BF1. (A) Resistencia de potencia 18Ω y 15W. (B) Condensador
plástico (MKP) de 30µF y 100V.
188 Supresión de interferencias EMI en el amplificador de potencia.
(A)
(B)
Figura 5.31: Impedancias medidas en alta frecuencia para los inductores de
potencia en el filtro divisor de BF1. (A) Inductor de 0.62 mH. (B) Inductor de
3.25 mH.
5.4 Caracterización de la carga en baja y alta frecuencia.
189
Comportamiento en alta frecuencia del cable de carga.
Para completar el estudio de la carga en alta frecuencia se requiere determinar el efecto del cable de conexión entre el amplificador de potencia y el bafle
BF1. Se pueden analizar también los efectos de los cables entre el filtro divisor y cada uno de los altavoces, aunque la longitud característica es mucho
menor que en el caso anterior y, en primera aproximación, puede ser despreciado (o bien ser incluido como parte de los componentes serie del modelo de
altavoces en alta frecuencia).
Una característica importante del cable de conexión de la carga al amplificador es que puede ser seleccionado, entre muy diversos tipos, por el usuario
final en función de las longitudes necesarias en la instalación. Por otra parte, la reducción de pérdidas resistivas en baja frecuencia exige seleccionar un
cable de elevado grosor. Por ello, las medidas siguientes se realizan con cable
OFC (cobre libre de oxígeno) especial para audio de 2x4 mm2 de Graf West,
de 2 y 6 metros de longitud, con lo que se representan dos instalaciones de
diferentes longitudes características.
Las elevadas longitudes características del cable hacen que para las frecuencias más elevadas deba ser tratado como una línea de transmisión, con la
singularidad de no estar adaptada en sus extremos a su impedancia característica. Por ello, surgen reflexiones en el cable y, por no estar apantallado
(no es cable coaxial) radiación electromagnética para longitudes de onda del
orden de la longitud del cable.
Para las frecuencias más bajas, se puede modelar el cable con los parámetros
medibles de los componentes parásitos discretos: resistencia serie en alterna
(Rcu), inductancia serie (Lcu), y capacidad entre cables paralelos (Ccu), como
se indica en la figura 5.34. Para confirmar el rango de validez de este modelo
simple se realizan las medidas de impedancias del cable en alta frecuencia
indicadas en las figuras 5.32 (cable de 2 metros) y 5.33 (cable de 6 metros).
Cada medida se realiza para cable terminado en resistencia nominal (8Ω) y
vacío (las impedancias que fueron medidas en los altavoces en alta frecuencia
pueden ser muy elevadas).
Como resultado de las medidas de impedancias de cables, se pueden extraer
las siguientes conclusiones:
• La longitud del cable determina de forma muy importante el perfil de
la impedancia medida en alta frecuencia, tanto en vacío como con carga
resistiva nominal y difiere bastante del comportamiento en baja frecuencia.
• Se confirma el comportamiento resistivo-inductivo (Rcu-Lcu) del cable,
190 Supresión de interferencias EMI en el amplificador de potencia.
(A)
(B)
Figura 5.32: Impedancias medidas para cable de conexión a la carga de 2
metros. (A) Acabado en resistencia nominal de 8Ω. (B) Terminación en vacío.
5.4 Caracterización de la carga en baja y alta frecuencia.
191
(A)
(B)
Figura 5.33: Impedancias medidas para cable de conexión a la carga de 6
metros. (A) Acabado en resistencia nominal de 8Ω. (B) Terminación en vacío.
192 Supresión de interferencias EMI en el amplificador de potencia.
cargado con resistencia nominal, hasta la primera frecuencia de resonancia, a partir de la que la capacidad parásita (Ccu) reduce progresivamente la impedancia medida.
• En vacío, la capacidad parásita entre conductores (Ccu) reduce progresivamente con la frecuencia la impedancia medida.
• El modelo con componentes discretos es válido sólo hasta frecuencias de
unos 31 MHz (cable de 2 metros) o de 13 MHz (cable de 6 metros), esto
es, para longitud del cable del orden de un cuarto de longitud de onda.
• Los parámetros del modelo simple del cable (Rcu, Lcu, Ccu) son medidos
directamente con los marcadores y aparecen en los registros anteriores.
Comportamiento en alta frecuencia de la carga BF1 conectada.
Con las medidas anteriores y los modelos básicos que justifican cualitativamente el comportamiento para cada uno de los componentes de la carga BF1
es posible modelar el conjunto de la misma de una forma simplificada, como
aparece en la figura 5.34. En este modelo cualitativo simple de la carga, los
valores de componentes parásitos y el rango de validez en frecuencias viene
determinado por las medidas realizadas. Esto es, para un rango acotado de
frecuencias donde se analiza la propagación de interferencias, se miden los
componentes parásitos determinantes de la impedancia final del elemento y
se sustituyen en el circuito del modelo equivalente de la carga. Con ello, se
pueden justificar todas las interferencias propagadas hacia la carga, ya sean
por conducción en modo diferencial o en modo común. Para las frecuencias
más elevadas se debe considerar los problemas añadidos por radiación en los
cables de conexión de la carga BF1.
Para caracterizar finalmente el comportamiento de la carga, incluyendo su
cable de conexión, se realizan las medidas de impedancias indicadas en las
figuras 5.35 y 5.36 (carga BF1 conectada con cable de 2 y 6 metros respectivamente), tanto para modo diferencial, como para modo común. Las medidas en
modo común se realizan interconectando todas las masas metálicas (chasis)
de altavoces, suponiendo que es el peor caso para propagación de interferencias a tierra.
De las medidas relizadas en este apartado, se extraen las siguientes conclusiones generales sobre el comportamiento de la carga BF1 en alta frecuencia
(incluyendo su cable de conexión):
• Para las frecuencias más elevadas registradas, la longitud del cable es
determinante de la impedancia global de carga en modo diferencial y en
modo común. Esto justifica la dependencia desmesurada del cable de
5.4 Caracterización de la carga en baja y alta frecuencia.
LR1
193
LC3
C3
RSA
LSA
CDA
CTA
R1
GND
RCU
LCU
C2
LC2
L2
RL2
RSM
VIN( + )
CL2
CCU
CDM
LSM
CTM
VIN( - )
GND
L1
RL1
RSG
C1
CL1
CDG
LC1
LSG
CTG
GND
Figura 5.34: Modelo cualitativo simple para alta frecuencia de la carga electroacústica prototipo BF1.
194 Supresión de interferencias EMI en el amplificador de potencia.
conexión en el resultado final de instalaciones electroacústicas contaminadas con interferencias de alta frecuencia, que no está justificado por
el comportamiento del cable en baja frecuencia.
• La medida de impedancias en alta frecuencia varia entre unos 50 y 600Ω,
presentando diferentes resonancias asociadas a la relación entre la longitud de onda y la del cable. En todo caso, dicha impedancia está muy
por encima del valor convencional supuesto para baja frecuencia (entre
4 y 8Ω).
• La inclusión de resistencias en los terminales del cable, como se indica
en la figura 5.37 (se ha medido el efecto para resistencias de 220 Ω),
pueden adaptar la impedancia del conjunto de carga (en torno a unos
100 Ω), impidiendo variaciones importantes.
• Para frecuencias por encima de algunos MHz queda justificada la propagación de interferencias tanto en modo diferencial, como en modo común.
• Las medidas realizadas dependen fuertemente de los dispositivos utilizados. Un cambio en el dispositivo físico utilizado modifica notablemente
la medida de la impedancia en alta frecuencia. Por ejemplo, en la figura
5.38 se registra el efecto de cambio en la forma de realizar el inductor
L1 (con núcleo de ferrita) o el cambio en el altavoz de medios.
Es importante señalar que las instalaciones estereofónicas duplican los sistemas analizados, tanto en los circuitos electrónicos como en la carga. En
particular, la separación física de las dos cargas aumenta la longitud característica del sistema y favorece las asimetrías en la propagación de interferencias. En este caso, el efecto de interferencias será mayor en uno de los dos
canales de reproducción y, afectará finalmente a la reproducción estereofónica
(diferente distorsión en cada canal).
En resumen, con el comportamiento global de la carga BF1 que se ha medido
para alta frecuencia es posible justificar la propagación de interferencias conducidas desde el amplificador de potencia hacia la carga en diferentes modos:
conducido en modo común, conducido en modo diferencial. Para las frecuencias más altas medidas se tienen adicionalmente acoplamientos por campo
próximo (magnético o eléctrico) y por radiación. También se pueden justificar
la captación de interferencias externas desde la conexión a la carga hacia el
interior de la etapa de potencia donde se produce el problema EMI. Estas interferencias no se pueden justificar si no se considera la carga real conectada
en la salida del amplificador, por ejemplo con el supuesto ideal de carga resistiva.
5.4 Caracterización de la carga en baja y alta frecuencia.
195
(A)
(B)
Figura 5.35: Impedancias medidas en alta frecuencia para el conjunto de la
carga BF1 conectada con 2 metros de cable. (A) Impedancia en modo diferencial. (B) Impedancia en modo común a tierra.
196 Supresión de interferencias EMI en el amplificador de potencia.
(A)
(B)
Figura 5.36: Impedancias medidas en alta frecuencia para el conjunto de la
carga BF1 conectada con 6 metros de cable. (A) Impedancia en modo diferencial. (B) Impedancia en modo común a tierra.
5.4 Caracterización de la carga en baja y alta frecuencia.
197
(A)
(B)
Figura 5.37: Impedancias medidas en alta frecuencia para el conjunto de la
carga BF1 con cable adaptado con resistencias de 220Ω. (A) Carga BF1 con
cable de 2 metros. (B) carga BF1 con cable de 6 metros.
198 Supresión de interferencias EMI en el amplificador de potencia.
(A)
(B)
Figura 5.38: Efecto del cambio de componentes en la impedancia medida en
alta frecuencia para el prototipo BF1. (A) Inductor de 3.25mH con núcleo de
ferrita N27. (B) Altavoz de medios SPH135KE.
5.4 Caracterización de la carga en baja y alta frecuencia.
199
Por tanto, el diseño físico de la carga en cada uno de sus componentes y la
forma de montaje en la instalación del sistema de potencia lineal afectará directamente al modo de propagación de las interferencias de alta frecuencia
desde el amplificador de potencia y a las distorsiones que, finalmente, estas
interferencias provocarán en su funcionamiento.
200 Supresión de interferencias EMI en el amplificador de potencia.
5.5 Interferencias en el amplificador producidas por la carga.
En la sección anterior se han estudiado las características en baja y alta frecuencia de la carga real que se conecta en la salida del amplificador lineal de
potencia, particularizadas para el caso del prototipo BF1. Se comprobó que,
con el comportamiento en alta frecuencia de la carga, se puede justificar la
propagación de interferencias conducidas hacia la salida tanto en modo común como en modo diferencial y posteriores mecanismos de acoplamiento de
interferencias por campo próximo y radiación.
El amplificador de potencia está situado entre fuentes de interferencias (fuentes digitales de señal, sistemas de alimentación conmutados, red eléctrica,
etc) y el camino de propagación al exterior que proporciona la carga conectada, por lo que es atravesado por corrientes EMI de alta frecuencia que pueden
producir interferencias internas. En esta sección se trata de caracterizar el
mecanismo de generación de interferencias en la etapa amplificadora de potencia debido a estas corrientes de alta frecuencia.
En primer lugar, se analizará la forma en que las corrientes amplificadas
de baja frecuencia pueden producir interferencias en el circuito amplificador
produciendo distorsión sobre la señal procesada. El efecto está asociado al
trazado de pistas de circuito impreso y a la naturaleza compleja de la carga conectada (estudiada en la sección anterior). Se presenta el problema de
las referencias de masa en estos sistemas y se propone una forma original de
introducir realimentación de la corriente de carga en el amplificador (“realimentación de masa”) que facilite su control.
En la segunda parte de esta sección se amplía el estudio de la realimentación
de masa (esté contemplada o no en diseño) con los los efectos EMI que las
corrientes de muy alta frecuencia, tanto en modo común como en modo diferencial, producen en el amplificador. Se propone una forma de realimentación
de masa que, con técnicas específicas de filtrado EMI, suprime los efectos negativos de estas interferencias.
En resumen, como aportación importante de esta tesis, no sólo se verá la forma en que las corrientes EMI producen interferencias en el amplificador, sino
que se muestra un mecanismo de interferencias por impedancia común (errores de referencia en las masas) que afecta directamente a la señal procesada
de baja frecuencia y se propone una forma original de uso del error de referencia en el control de cargas complejas.
5.5 Interferencias en el amplificador producidas por la carga.
201
5.5.1 Interferencias de baja frecuencia en el amplificador producidas por la carga compleja.
Aunque el objetivo general de esta tesis es la investigación sobre interferencias en alta frecuencia, dado el interés práctico del resultado de la investigación, se muestra en este apartado la justificación del mecanismo de generación
de interferencias en baja frecuencia en el amplificador de potencia asociadas
a la conexión de carga compleja en la salida y al error en el trazado de pistas
de masa.
Para mostrar con mayor claridad el mecanismo de generación de interferencias en baja frecuencia debidas a la conexión a la carga compleja, se centra el
estudio en el caso del prototipo amplificador APL1 y la carga BF1, aunque es
aplicable a cualquier amplificador y carga compleja.
En la figura 5.39 se muestra el circuito del amplificador APL1 en su estructura básica (APL1d, sin adaptación de entradas), ya que permite describir de
forma sencilla el problema de los errores de referencia en las masas. Se verá,
en primer lugar, las interferencias de baja frecuencia (audiofrecuencias) originadas por la forma de construcción física del amplificador.
En el esquema eléctrico del amplificador APL1, los conductores se suponen
ideales, con impedancia nula. En el montaje físico esto es imposible, todo
conductor presenta una impedancia compleja. Por ejemplo, en la tabla 5.1
se muestra las impedancias de diferentes pistas de circuito impreso en función de la frecuencia [10]. En esta tabla se observa que la impedancia en baja
frecuencia se mantiene prácticamente constante en la región de audiofrecuencias, correspondiendo a un comportamiento resistivo en el que la anchura de
pista determina el valor de la impedancia. Para frecuencias más elevadas,
como es el caso de las interferencias EMI, el valor de la impedancia crece de
forma importante, justificado por la inductancia parásita del conductor, de forma que la anchura de pista afecta relativamente poco en la impedancia total.
En el diseño físico del amplificador se pueden utilizar diferentes longitudes de
pistas. Las pistas de los circuitos de potencia, que conducen elevadas corrientes, serán de mayor ancho. La impedancia de pistas junto con la corriente
conducida produce diferencias de tensión entre puntos que, teóricamente, deberían ser equipotenciales. Cuanto mayor sea la corriente (circuitos de salida)
o su frecuencia (corrientes EMI), mayor será el error de tensión entre dos puntos concretos. Estas diferencias de potencial suponen errores de tensión que,
dada la función primaria del circuito, son amplificados posteriormente si son
vistos en la entrada del circuito amplificador, produciendo distorsión.
Los errores de tensión que más afectan están asociados a las distintas masas
202 Supresión de interferencias EMI en el amplificador de potencia.
Frec.
10Hz
100 Hz
1 kHz
10 kHz
100 kHz
1 MHz
10 MHz
100 MHz
w=1mm
0.057
0.057
0.057
0.058
0.092
0.727
7.25
72.50
w=3mm
0.019
0.019
0.019
0.020
0.062
0.590
5.89
58.90
w=10mm
0.006
0.006
0.006
0.007
0.044
0.440
4.40
44.00
Tabla 5.1: Variación de la impedancia (en mΩ) de pista de circuito impreso
con la frecuencia. Caso particular de pista de 10 cm de longitud, 0.03 mm de
espesor y ancho de 1, 3 y 10 mm.
del circuito, puesto que cada circuito amplificador amplifica la señal presente
en su entrada respecto a la masa de referencia. Por ello, en la figura 5.39 se
señalan las diferentes masas del amplificador APL1:
• m1 : masa de la entrada no inversora (entrada de señal).
• m2 : masa de la entrada inversora (realimentación de la salida).
• m3 : masa del retorno de la corriente de carga (Z0 ).
• m4 : masa de la alimentación (filtrado y desacoplo local).
Hay otras masas que no se indican por no afectar directamente al mecanismo
de amplificación de errores de referencia en baja frecuencia, como es el caso
de la masa de la pantalla electromagnética formada por el chasis metálico del
amplificador.
Estas diferentes masas se señalan en el esquema eléctrico del amplificador
APL1 mostrado en la figura 5.39. En esta figura también se muestra una
representación simplificada del amplificador APL1 utilizando el símbolo del
amplificador operacional en montaje no inversor para el amplificador lineal
de potencia. Aunque las diferencias entre un amplificador operacional y un
amplificador de potencia son notables (manejo de elevadas corrientes y tensiones, elementos discretos, gran tamaño, etc.), la simplicidad del esquema y
la similitud del funcionamiento global permiten explicar fácilmente la amplificación de los errores de referencia en las masas.
Para circuitos de baja frecuencia (f < 1 MHz), se suele recomendar el conexionado de las masas en estrella, o masas centralizadas en un punto, para
reducir el efecto de las interferencias [92]. Su aplicación en amplificadores
5.5 Interferencias en el amplificador producidas por la carga.
R1 3
R4
R1 0
100
1u
1000u
+ 5 OV
220
C5
C4
D1
LED- R
1K
C9
4 u7
C1 0
4700u
R1 4
Q3
m4
Q9
GT2 0 / D1 0 1
100
2 SA9 7 0
Q6
MJE1 5 0 3 1
m4
R9
6 K8
R6
330
R5
330
VIN
m4
R1 7
0 .1 5
R1 1
4 K7
C3
39p
V( - )
V( + )
47u
C2
R3
15K
Q2
2 SA9 7 0
Q1
2 SA9 7 0
R1
10K
100p
BD1 3 7
R1 2
1K
C1 3
100u
Vo u t
Q8
R2
1K
m1
m3
R1 8
0 .1 5
C6
100p
m2
Q4
R1 5
2 SC2 5 4 7
R7
R8
1K
1K
Q1 0
Q7
Q5
2 SC2 5 4 7
MJE1 5 0 3 0
1u
100
C8
C7
m4
GT2 0 / D2 0 1
1000u
C1 1
R1 9
100
4 .7 u
R1 6
C1 2 4 7 0 0 u
C1
203
m4
- 50V
220
(A)
+ 50V
VIN
+ 50V
CP
R1
- 50V
m4
ZO
m1
R2
R3
CN
m3
- 50V
m2
(B)
Figura 5.39: Discriminación de diferentes masas en el amplificador APL1.
(A) Circuito básico de APL1. (B) Representación simplificada de APL1 como
amplificador operacional en montaje no inversor.
204 Supresión de interferencias EMI en el amplificador de potencia.
de potencia es complicada, ya que el tamaño de componentes y las longitudes
características de las pistas son elevadas y provocan problemas secundarios:
complejidad en el trazado de pistas, incremento de área en los bucles de circuitos amplificadores (mayor susceptibilidad a interferencias captadas por campo magnético), junto con problemas frente a interferencias de alta frecuencia.
Por ello, a pesar de la recomendación teórica general, el trazado físico de pistas y la disposición relativa de componentes en los montajes industriales de
amplificadores de potencia suele obedecer al criterio de proximidad (conexión
preferente de los componentes próximos). En este caso, se generan problemas
por la amplificación de errores de referencia que serán caracterizados a continuación.
Si consideramos la amplificación en potencia de audiofrecuencias, los conductores de masa más perturbados son las pistas de los circuitos de potencia en
las salidas, m3 y m4 , porque conducen las corrientes más elevadas, como resultado de la amplificación en tensión y la reducida impedancia de carga. Las
masas de entrada, m1 y m2 , conducen corrientes muy reducidas, ya que la
impedancia en la entrada (R1) y en la red de realimentación (R3-R2) son elevadas y bajo el nivel de señal procesada en la entrada. Por tanto, una primera
condición de diseño para evitar amplificación de errores de referencia sería no
mezclar de forma incontrolada las masas de los circuitos de señal (m1 , m2 ) con
la masas de los circuitos de potencia (m3 , m4 ). Esto se cumple con la conexión
centralizada de las diferentes masas en un sólo punto , mc , o conexión en estrella de la figura 5.40.
En resumen, si consideramos que el amplificador de potencia debe operar como amplificador ideal de tensión, la unión centralizada de todas las masas
en un único punto de la figura 5.40 es la mejor opción porque evita la amplificación de los errores de referencia provocados por las corrientes de salida.
Además, de esta forma, se evitan que las corrientes EMI de alta frecuencia,
que circulan preferentemente por los conductores de masa, produzcan interferencias.
5.5.2
Control de la carga compleja con realimentación
de masa.
En la descripción del comportamiento de la carga real, particularizada para
la carga prototipo BF1, quedó claro que el comportamiento en baja frecuencia
de las cargas electroacústicas reales es complejo, presentando zonas de comportamiento inductivo, capacitivo, y diferentes resonancias.
Por otra parte, los amplificadores de audiofrecuencias industriales (y los prototipos APL1 y APL2 desarrollados en esta tesis) se diseñan como amplifica-
5.5 Interferencias en el amplificador producidas por la carga.
+ 50V
VIN
+ 50V
205
+ 50V
VIN( + )
+ 50V
CP
CP
R1
- 50V
- 50V
ZO
R1
m4
R2
R3
Io
CN
m1
R2
RI( - )
VIN( - )
- 50V
m1
( A)
( C)
+ 50V
+ 50V
VIN( + )
+ 50V
+ 50V
VIN( + )
Io
CN
ZA
m3
m4
Io
- 50V
m2
ZO
R3
CP
CP
R1
R1
- 50V
R3
R2
VIN( - )
- 50V
ZO
RI( + )
CN
ZA
ZO
m4
R2
Io
R3
VIN( - )
CN
- 50V
- 50V
mc
( B)
m1
( D)
Figura 5.40: Diferentes conexionados de masas en el amplificador APL1. (A)
Discriminación de diferentes masas. (B) Conexión centralizada (en estrella)
de las masas. (C) Conexión de masas con realimentación negativa de intensidad. (D) Conexión de masas con realimentación positiva de intensidad.
206 Supresión de interferencias EMI en el amplificador de potencia.
dores de tensión: la tensión de salida es proporcional a la tensión de entrada
para todo el ancho de banda en potencia que se especifica con carga resistiva
nominal conectada en la salida. De esta forma los diseños de amplificadores
de potencia superan fácilmente el ancho de banda de frecuencias audibles (20
Hz - 20 kHz) con una distorsión armónica y de intermodulación mínimas. Sin
embargo, en la mayoría de los casos, cuando se analiza acústicamente el comportamiento dinámico de un amplificador comercial conectado a una carga
electroacústica real (por tanto, compleja) presenta deficiencias (distorsiones)
notables no justificables por los resultados de las medidas especificadas.
Se puede justificar el problema anterior con la descripción de la carga real.
En los altavoces electrodinámicos, como se comentó en la sección 5.4, el movimiento de la membrana del altavoz es debido a la corriente eléctrica que
circula por su bobina de excitación y no a la tensión que se le aplica. Sin embargo, no hay control directo sobre la corriente de salida en el amplificador de
potencia, salvo en los circuitos de protección de sobrecargas. Por tanto, en el
caso común de utilizar altavoces electrodinámicos en la carga, el amplificador
de potencia asociado debería ser un amplificador de transconductancia (amplificador tensión-corriente) y el circuito de realimentación debería sensar la
corriente de salida para linealizar el comportamiento en frecuencia sobre la
corriente de carga. Este tipo de amplificador en corriente no es compatible
con la mayoría de las cargas comerciales, ya que se generarían sobretensiones
en las zonas de comportamiento inductivo de la carga.
A continuación, se propone una solución original para controlar simultáneamente la tensión y corriente de salida (de forma ponderada) que se basa en el
uso controlado del error de referencia de las masas. Para ello, se requiere una
forma especial de conexión de las masas de referencia que se muestra en la
figura 5.40c. La impedancia Za representa la impedancia parásita introducida por el conductor de masa (pista de circuito impreso) que une m1 con m2 , o
bien una pequeña impedancia (resistencia) de sensado introducida de forma
discreta en el caso necesario. La corriente de retorno de la carga, I0 , se hace
pasar por esta impedancia y produce un error de tensión, Va = I0 .Za , que se
aplica en la realimentación negativa de la entrada inversora del amplificador.
Para estimar el valor requerido de Za para introducir realimentación de corriente significativa, consideramos los siguientes supuestos:
• No hay consumo de intensidad en las entradas inversora y no inversora
del amplificador. Es decir, se desprecian las corrientes de entrada frente
a las de salida.
• La entrada inversora y no inversora presentan la misma tensión.
• La ganancia del amplificador en bucle abierto es muy elevada.
5.5 Interferencias en el amplificador producidas por la carga.
207
Resolviendo el circuito de la figura 5.40c, con los supuestos anteriores, tenemos:
Za + R 2
.Vo + Za .Io
(5.1)
R2 + R3 .
donde se observa que, junto con la realimentación negativa de la tensión de la
carga, (V0 = I0 .Z0 ), se introduce una realimentación negativa de la intensidad
de carga determinada por la impedancia de error Za . Para el caso de carga
resistiva pura, la impedancia de carga es constante (Z0 = R0 ) y la realimentación mixta propuesta equivale a una realimentación de tensión de salida.
Vin = V− =
Por tanto, en el caso general, se tiene una realimentación mixta ponderada
(los pesos pueden ser seleccionados por diseño) de tensión-corriente de carga
que permite control adicional sobre la corriente que excita la carga. Si diseñamos la realimentación mixta de forma que asignamos igual peso al valor
de realimentación de intensidad que de tensión, y considerando la baja impedancia de carga, R2 + R3 >> Z0 , obtenemos:
R2 .Zo
(5.2)
R2 + R3
Por ejemplo, en el caso concreto de los prototipos de amplificadores APL1 y
APL2 que fueron desarrollados en este mismo capítulo, obtenemos:
Za =
• APL1: con R3 = 15K, R2 = 1K, Zo = 8, obtenemos que Za = 0.5Ω
• APL2: con R3 = 12K, R2 = 82, Zo = 8 , obtenemos que Za = 0.054Ω
Con los valores obtenidos de la impedancia de sensado de corriente y observando la tabla 5.1 de impedancias de pistas de circuito impreso, se deduce que,
si se quiere introducir realimentación lineal de corriente en el caso del amplificador APL1, hay que añadir una resistencia discreta de bajo valor, mientras
que en el caso del amplificador APL2 la resistencia puede coincidir en orden
de magnitud con la impedancia típica de las pistas de circuito impreso en el
rango de audiofrecuencias. Por tanto, una primera conclusión práctica es que
los amplificadores de potencia de elevada ganancia son muy críticos en cuanto al cuidado en el trazado de las pistas de circuito impreso asociadas a las
diferentes masas. Esto se confirma en la experiencia de diseño físico de los
amplificadores mostrados en esta tesis, en donde pequeños desplazamientos
en la conexión de masas suponían un importante cambio en el funcionamiento
con cargas complejas.
El bajo valor requerido para Za proviene de que la impedancia de carga Zo es
de bajo valor, esto es, el caso típico de un amplificador de potencia de audio. Si
la impedancia de carga es alta, caso de una etapa preamplificadora de señal,
se requiere una resistencia Za de valor proporcionalmente más elevado y, por
208 Supresión de interferencias EMI en el amplificador de potencia.
tanto, el error de referencia en las pistas de circuito impreso no afecta de forma tan importante (salvo si la ganancia en tensión es muy elevada).
Desarrollado un análisis similar para el circuito de la figura 5.40d, es fácil
comprobar que si el retorno de la corriente de carga se refiere a la masa de la
entrada no inversora (m1 ), se genera una realimentación positiva que puede
producir efectos perjudiciales. La corriente de salida presenta mayor distorsión y, en el caso extremo de elevadas realimentaciones positivas de corriente
(no compensadas por la realimentación negativa de tensión), oscilaciones en
la salida. Esto puede ocurrir si se descuida el conexionado de las referencias
de masas en circuitos amplificadores de elevada ganancia.
5.5.3
Interferencias de alta frecuencia en el amplificador producidas por la carga.
En la justificación de las interferencias en baja frecuencia del apartado anterior se introdujo la impedancia de pistas, Za , que justificaba la amplificación
del error de referencia en las masas. También se mostró que la impedancia de
pistas era de naturaleza resistiva solamente para bajas frecuencias. Por ello,
se tomaba un valor resistivo en los cálculos de Za para la introducción de realimentación de corriente en baja frecuencia en los amplificadores APL1 y APL2.
Como se mostró en la tabla 5.1, cuando la frecuencia se incrementa progresivamente, la componente inductiva parásita de la impedancia de pistas de
circuito impreso crece y se hace dominante, determinando la impedancia final
de las mismas. En este caso, Za debe ser considerada como una impedancia
compleja resultante de una resistencia y una inductancia parásitas en serie
(Za = Ra + jωLa ) y la realimentación de corriente crece de forma importante
con la frecuencia. Así, si el amplificador presenta un elevado ancho de banda,
la corriente de interferencia presente en la pista de masa Za es amplificada
más cuanto mayor sea su frecuencia. Por último, para las frecuencias más elevadas, el error de tensión Va crece con la frecuencia (incremento de Za ) pero el
amplificador atenúa progresivamente la perturbación porque se ha superado
la región de funcionamiento lineal.
El efecto global de las corrientes EMI presentes en el conductor de masa de
la carga, que se realimenta mediante Za al circuito amplificador, puede ser
asimilado al efecto de interferencias aplicadas en la entrada del amplificador
(la realimentación de masa es una modificación del circuito de entrada), que
ya fué estudiado en este mismo capítulo. Por tanto, no se considera necesario
repetir dichas medidas y se consideran válidas las conclusiones generales que
se formularon.
5.5 Interferencias en el amplificador producidas por la carga.
209
Por lo tanto, si se introduce realimentación de corriente con los errores de
referencia en las masas, de forma intencionada o parásita, la inevitable presencia de corrientes EMI de alta frecuencia (muy superior a 20 kHz) produce
una realimentación creciente con la frecuencia que ocasiona interferencias en
el funcionamiento del amplificador. En este caso, se hace necesario introducir
soluciones a las interferencias de alta frecuencia mediante técnicas de filtrado
EMI:
• Choques de radiofrecuencia de modo común en la salida hacia la carga
que atenúen las corrientes que tienden a propagarse hacia (o desde) la
carga en modo común por la línea de masa.
• Condensadores de filtrado EMI, en paralelo con Za , que cortocircuiten
las componentes de alta frecuencia para que no afecten en la red de realimentación de corriente.
• Cuidado en el trazado de las diferentes pistas de masa (dimensiones y
conexionado relativo), evitando la generación de errores de referencia.
Se logra mediante la conexión centralizada en estrella de las masas (salvo la masa de retorno de la carga que implemente realimentación en
corriente).
Así en la figura 5.41 se muestran los elementos de filtrado EMI Lf o (choque
modo común de banda ancha) y Cf a (condensador cerámico de 1 nF) que protegen la realimentación de masa introducida en los prototipos APL1 y APL2
de las corrientes EMI en modo común en la carga.
En resumen, en esta sección se ha investigado la forma en que las corrientes
de baja (audio) y alta frecuencia (EMI) presentes en las líneas de masa y asociadas a la conexión a la carga producen interferencias en el amplificador de
potencia. También se ha investigado la realimentación adicional de corriente
que se puede utilizar para mejorar el comportamiento dinámico del amplificador con cargas reales complejas y las protecciones EMI que debe incluir.
210 Supresión de interferencias EMI en el amplificador de potencia.
+ 50V
VIN( + )
+ 50V
CP
R1
- 50V
m4
ZO
R2
VIN( - )
R3
CN
ZA
- 50V
m1
( A)
VIN( + )
+ 50V
+ 50V
CP
R1
- 50V
* LFO
Vo
CFA
VIN( - )
m1
R2
R3
*
ZA
VA
m4
ZO
CN
Io
- 50V
( B)
Figura 5.41: Protección con filtrado EMI en la realimentación de masa. (A)
Circuito básico sin filtrado. (B) Circuito con filtrado en el retorno de masa de
la carga.
5.6 Conclusiones.
211
5.6 Conclusiones.
En este capítulo se han investigado las interferencias de alta frecuencia en el
sistema de potencia lineal que se producen por efecto de la fuente de señal,
por la carga electroacústica conectada en la salida y los efectos de las diferentes interferencias de alta frecuencia aplicadas en la entrada del amplificador
de potencia lineal.
Aunque las conclusiones particulares se detallan al final de la investigación
mostrada en cada sección, destacamos como conclusiones generales de este
capítulo las siguientes aportaciones originales:
• En primer lugar se han caracterizado, de forma original, las interferencias de alta frecuencia que se originan en las actuales fuentes de señal y
pueden ser conducidas, junto con la señal de baja frecuencia, a la entrada
del amplificador. Como caso particular representativo del problema EMI
en la fuente de señal, se han caracterizado las interferencias de alta frecuencia generadas en los actuales reproductores CD, se ha demostrado
que afectan en la reproducción de las señales de muy bajo nivel, y se han
obtenido soluciones originales muy eficaces con la inclusión de elementos
de filtrado EMI interno en el circuito analógico de salida del reproductor
CD seleccionado. Este circuito analógico de salida en la fuente de señal
debe ser considerado, en el caso de fuente única de señal, como el primer circuito de la entrada del amplificador de potencia lineal (ubicado
de forma remota), con lo que estas interferencias son contempladas como internas al amplificador.
• En segundo lugar, se han medido los efectos de interferencias de hasta
600 MHz aplicadas en la entrada de dos amplificadores diferentes, que
han sido montados como prototipos de laboratorio. Se ha demostrado que
los efectos más graves de interferencias están producidos por señales de
alta frecuencia moduladas en amplitud y en frecuencia, ya que se produce una demodulación y amplificación parásitas de la señal moduladora
de baja frecuencia, que distorsiona la señal obtenida en la salida. Este mecanismo de generación de interferencias en baja frecuencia en el
amplificador es clave para la supresión de las interferencias de alta frecuencia realizada a lo largo de esta tesis en los diferentes elementos del
sistema de potencia lineal.
• En tercer lugar, se ha caracterizado el comportamiento en alta frecuencia de la carga electroacústica, particularizada para el caso representativo de la carga BF1, que ha sido montada como prototipo de laboratorio. Se han medido las impedancias de cada uno de sus componentes y
212 Supresión de interferencias EMI en el amplificador de potencia.
del conjunto de la carga ,incluyendo diferentes cables de conexión, hasta frecuencias de 100 MHz. Con las medidas realizadas se justifica la
posibilidad de diferentes mecanismos de propagación de interferencias
hacia la carga: conducidas en modo diferencial, en modo común y posibles efectos de interferencias acopladas por campo próximo y radiación.
Estas interferencias no se justifican con la carga resistiva idealizada.
• En cuarto lugar, se ha investigado de forma original (presentado en
[134]) el mecanismo de acoplamiento de interferencias por errores en las
referencias de masas en el amplificador de potencia. Se han justificado
los principales problemas detectados en las conexiones de diferentes masas del amplificador: amplificación de errores de referencia en baja frecuencia (provocados por corrientes de audiofrecuencias) y alta frecuencia
(provocados por corrientes EMI). Se ha demostrado que los errores de referencia pueden ser utilizados para la inclusión de realimentación mixta
tensión-corriente que se activa en el caso de conectar en la salida cargas
complejas (caso de cargas electroacústicas reales).
Capítulo 6
Conclusiones y Líneas Futuras
Índice General
6.1 Conclusiones. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 215
6.1.1 Capítulo 1. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 215
6.1.2 Capítulo 2. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 216
6.1.3 Capítulo 3. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 216
6.1.4 Capítulo 4. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 217
6.1.5 Capítulo 5. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 219
6.1.6 Publicaciones y Proyectos. . . . . . . . . . . . . . . . . . 220
6.2 Líneas Futuras de Investigación. . . . . . . . . . . . . . . . 221
6.2.1
Sistemas de Alimentación Conmutados de Bajo EMI. . 221
6.2.2
Amplificadores Lineales de Alta Inmunidad. . . . . . . 222
214
Conclusiones y Líneas Futuras
6.1 Conclusiones.
215
6.1 Conclusiones.
En esta tesis se ha mostrado de forma directa los problemas de las interferencias de alta frecuencia, problemas EMI, que afectan de forma muy importante
a los sistemas de potencia lineales.
Desde la experiencia anterior (más de diez años) que dispone el autor de la
investigación en el campo de la electrónica de potencia, tanto en aplicaciones
de conmutación en alta frecuencia, como en aplicaciones lineales de baja frecuencia, se ha tratado de plantear y resolver el problema EMI en los sistemas
electrónicos de amplificación de señales de baja frecuencia.
Los resultados de la investigación han sido posibles gracias a la instrumentación específica con la que se ha equipado el Laboratorio de Investigación
del Departamento de Ingeniería Electrónica en los últimos años. Destaquemos, por ejemplo, el analizador de espectros, generador de seguimiento, generador de radiofrecuencia, analizador vectorial, osciloscopio digital, sondas
de corriente de alta frecuencia, red LISN, sondas de campo próximo, antena de banda ancha, etc. Con la nueva instrumentación es de esperar que la
investigación se extienda y profundice en cada una de las líneas que se han
comenzado con esta tesis.
En cada uno de los capítulos anteriores se incluía como punto final las conclusiones detalladas de la investigación realizada. Por ello, en este capítulo sólo
vamos a resumir las principales conclusiones de cada uno de los capítulos,
destacando en cada caso las aportaciones originales del autor. Debido a la diversidad de aspectos tratados a lo largo de la investigación, vamos a ordenar
por capítulos las principales conclusiones y aportaciones originales del autor.
6.1.1 Capítulo 1.
En este capítulo introductorio se ha definido el sistema objeto de la investigación realizada, mostrando los problemas generales observados que motivaron
la investigación, centrándola en el problema de interferencias de alta frecuencia.
Se ha analizado de forma general el estado actual de las investigaciones en
el campo de la Compatibilidad Electromagnética, comentando las referencias
encontradas en la bibliografía más próximas al campo investigado.
216
Conclusiones y Líneas Futuras
6.1.2 Capítulo 2.
En este capítulo se ha descrito el entorno de medidas de interferencias EMI
que se utiliza en los capítulos posteriores y se hace un repaso rápido de la
normativa sobre EMC aplicable a los sitemas electrónicos objeto de la tesis.
Así, se describe el entorno montado para medida con LISN de interferencias
conducidas a la red eléctrica, la medida con sondas de corriente de alta frecuencia, con sondas de campo próximo (campo eléctrico y campo magnético) y
la medida de interferencias radiadas con la antena de banda ancha.
En la parte final de este capítulo se analiza la normativa vigente sobre compatibilidad electromagnética de caracter genérico y la referida a los sistemas
electrónicos tratados en la tesis, tanto en los límites de emisión como en los
requerimientos de inmunidad. Se critica los límites permisivos en emisión y
las lagunas normativas en requerimientos de inmunidad.
La aportación original de este capítulo consiste en el diseño, construcción física y caracterización de tres sondas diferentes de corriente de alta frecuencia.
Estas sondas han sido comparadas con sondas comerciales de coste mucho
más elevado demostrando su utilidad en la medida de interferencias. Además, con estas sondas realizadas se permite extender el rango de frecuencia
en la medida de interferencias conducidas (más elevado que con las sondas
comerciales que se dispone).
6.1.3 Capítulo 3.
En este capítulo se han caracterizado las interferencias que pueden afectar al
sistema lineal de potencia desde el sistema de alimentación básico no regulado incluido en los amplificadores de potencia comerciales.
Se han registrado las diferentes interferencias externas que proceden de la
red eléctrica, justificando los posibles mecanismos de acoplamiento de estas
interferencias con el amplificador. Se ha estudiado la forma en que cada uno
de los componentes utilizados en el sistema de alimentación puede afectar a la
propagación. En especial, se ha estudiado el efecto del transformador de red
en el acoplamiento de interferencias entre primario (red) y secundario (carga).
Como caso particular, se ha registrado el perfil de interferencias que se tiene
en el entorno de laboratorio donde se ha realizado la investigación, así como
la variación temporal de las interferencias externas.
En este mismo capítulo se han analizado las interferencias internas generadas por el sistema de alimentación básico no regulado. Se ha demostrado que
6.1 Conclusiones.
217
las interferencias son generadas en el corte de los diodos rectificadores de red
que son utilizados en estas aplicaciones. Se ha mostrado que el cambio de
topología rectificadora no afecta sensiblemente a la reducción de corrientes
EMI y que algunas de las soluciones clásicas son poco eficaces, incluso perjudiciales. Por el contrario, se ha demostrado que el uso de diodos rápidos en
topologías clásicas modificadas permite la supresión de interferencias de alta
frecuencia inyectadas en red.
Como aportaciones principales de este capítulo, destacamos las siguientes:
• Introducción del problema EMI asociado a la alimentación clásica no
regulada. En los diseños comerciales de amplificadores lineales de potencia de baja frecuencia no se considera la presencia de interferencias
de alta frecuencia que se pueden acoplar desde la red eléctrica.
• Caracterización de interferencias externas que se pueden acoplar desde
la red eléctrica. Medida de perfiles de interferencias externas en un
entorno real de trabajo, evolución temporal, y dependencia con el tipo de
instalación.
• Caracterización de las interferencias internas en diferentes topologías
rectificadoras en sistemas de alimentación simétricos no regulados para
amplificadores de potencia lineales. Efectos de cada uno de los componentes internos y ensayo de soluciones convencionales.
• Supresión de interferencias internas con modificaciones de topologías
rectificadoras clásicas utilizando diodos rápidos en serie. Se propone
el puente rectificador de seis diodos rápidos como solución eficaz en la
supresión de interferencias internas.
• Crítica de los filtros EMI comerciales en su aplicación para amplificadores de potencia. Diseño y realización de filtros EMI especiales de banda
ancha para atenuación de interferencias propagadas en modo común.
Paralelamente, justificación y diseño de un chasis doblemente apantallado para los amplificadores de potencia.
• Aplicación de todas las aportaciones anteriores en los prototipos amplificadores APL1 y APL2, desarrollados para el proyecto de colaboración
industrial APLAIRE.
6.1.4 Capítulo 4.
En este capítulo se ha analizado el problema EMI de los sistemas de alimentación conmutados en alta frecuencia especialmente diseñados para la alimentación de un amplificador de potencia lineal.
218
Conclusiones y Líneas Futuras
Para esta investigación, se han montado dos sistemas diferentes conmutados
en alta frecuencia, denominados SAD (Sistema de Alimentación Distribuido)
y SACAP (Sistema de Alimentación Conmutado para Amplificador de Potencia), cuyo comportamiento se ha caracterizado en baja y alta frecuencia (EMI).
Con el sistema SAD se determinó las contribución de los principales bloques
funcionales internos en las interferencias inyectadas en red y medidas con
red LISN. Se ha determinado que al introducir el sistema de alimentación
conmutado se tiene un problema EMI muy importante (se superan los límites de emisión permitidos) que resulta especialmente difícil de suprimir. En
especial, se ha visto que las técnicas de conmutación suave ensayadas son
poco eficaces en la supresión de interferencias EMI respecto a la complejidad adicional de su diseño eléctrico. También se ha visto que el circuito de
conmutación corrector de factor de potencia, necesario para la reducción de
armónicos de corriente en baja frecuencia, crea un importante problema EMI
en alta frecuencia.
Por otra parte, el sistema SACAP se ha diseñado especialmente, dentro del
proyecto industrial APLAIRE, para atenuar las interferencias de alta frecuencia generadas en la alimentación conmutada de amplificadores de potencia.
Con este objetivo, se ha extendido el rango de frecuencias medidas en las interferencias conducidas a la red y a la carga, muy por encima del límite fijado
por las normas EMC. En este sistema SACAP se han incluido diferentes métodos para reducción de la generación y acoplamiento de las interferencias de
alta frecuencia que resultan especialmente eficaces. Así, con estas técnicas
de supresión de interferencias, se puede incluir el sistema desarrollado como
alternativa en la alimentación de amplificadores, sin producir problemas por
las interferencias de alta frecuencia.
Como aportaciones principales de este capítulo, destacamos las siguientes:
• Diseño, realización física y caracterización del comportamiento eléctrico
de los sistemas SAD y SACAP.
• Medida y caracterización de interferencias de alta frecuencia en los sistemas SAD y SACAP. Efectos EMI de cada uno de los bloques funcionales
internos y de la forma de funcionamiento interno.
• Evaluación de efectos de reducción de interferencias de dos circuitos auxiliares diferentes de conmutación suave.
• Soluciones de diseño interno en los diferentes circuitos de conmutación
de SACAP que reducen de forma importante la generación y propagación
de interferencias de alta frecuencia.
6.1 Conclusiones.
219
• Técnicas de filtrado y apantallado EMI externos especiales que reducen
de forma importante el acoplamiento de interferencias hacia la red y la
carga.
• Aplicación industrial en el proyecto APLAIRE de todas las aportaciones
originales investigadas a lo largo de este capítulo.
6.1.5 Capítulo 5.
En este capítulo se han caracterizado la generación y propagación de interferencias en los sistemas de amplificadores lineales de potencia que no se deben
directamente a los sistemas de alimentación (tratados en el capítulo 3 y 4) y
se han medido los efectos de interferencias en dos amplificadores diferentes.
En primer lugar se han medido las interferencias EMI que se generan por los
actuales reproductores digitales de señal de baja frecuencia (reproductor de
CD). Se ha caracterizado el origen de las interferencias en la fuente digital de
señal, su forma de acoplamiento con el exterior, y la distribución espectral típica. Se justifica con estas medidas la presencia de interferencias conducidas
de muy alta frecuencia que pueden ser aplicadas directamente en la entrada
del amplificador de potencia. Aunque no es objeto inicial de la investigación,
se proponen soluciones a estas interferencias que se muestran muy eficaces
cuando se incluyen en un reproductor de CD comercial seleccionado.
A continuación, se ha caracterizado el comportamiento frente a interferencias
de alta frecuencia aplicadas en la entrada de dos prototipos diferentes de amplificadores, APL1 y APL2, que se han construido especialmente para el proyecto APLAIRE. Se ha determinado que las interferencias en la entrada de
estos sistemas son especialmente perjudiciales cuando se modulan en amplitud o en frecuencia. Se ha registrado la forma en que aparecen componentes
parásitas demoduladas de baja frecuencia en la salida de estos amplificadores,
que producen distorsión directa sobre la señal de baja frecuencia procesada.
En tercer lugar, se ha montado y caracterizado el comportamiento eléctrico en
baja y alta frecuencia de una carga electroacústica real de muy alta definición.
Se ha determinado con las medidas realizadas que la carga real posibilita la
propagación de interferencias de alta frecuencia en diferentes modos, y que el
comportamiento en alta frecuencia difiere de forma muy importante del comportamiento medido en baja frecuencia. Se ha propuesto un modelo simple
para alta frecuencia de la carga electroacústica montada, determinando con
las medidas su rango de validez.
Por último, se han analizado los efectos de la realimentación de masa en los
circuitos amplificadores. Se ha visto que estos sistemas son especialmente
220
Conclusiones y Líneas Futuras
susceptibles a los errores de referencia en las pistas de masa, tanto en baja
como en alta frecuencia. Se ha propuesto una forma original donde puede ser
utilizado el error de referencia en la masa de retorno de carga para el control
de cargas complejas. Por último, se incluyen elementos de filtrado EMI en
la conexión de la carga para que las interferencias de salida no afecten en la
entrada del amplificador.
En resumen, como aportaciones originales de este capítulo, se destacan las
siguientes:
• Caracterización y supresión de interferencias de alta frecuencia generadas en reproductores digitales de señal (reproductor de CD).
• Caracterización de efectos EMI de señales de radiofrecuencia, moduladas de diferente forma, aplicadas en la entrada de diferentes amplificadores de potencia que han sido construidos como prototipos de laboratorio.
• Construcción de carga electroacústica real en la que se ha medido y modelado el comportamiento eléctrico en baja y alta frecuencia, tanto global
como de cada uno de sus componentes internos.
• Análisis del problema de errores de masas en los amplificadores de potencia. Efectos en baja y alta frecuencia de la realimentación de masa.
• Propuesta de realimentación mixta, utilizando el error de masa, para el
control de amplificadores de potencia excitando cargas complejas.
• Inclusión de filtrado EMI especial en la conexión de la carga.
6.1.6 Publicaciones y Proyectos.
En el transcurso de la investigación que se presenta en esta tesis, se han
realizado las siguientes publicaciones y proyectos de colaboración:
• Una publicación en revista internacional ([21].
• Once presentaciones en congresos internacionales ([17], [19], [20], [22],
[23], [24], [127], [132], [133], [130], [131]).
• Cinco presentaciones en congresos nacionales ([134], [129], [128], [126],
[18]).
• Dos proyectos de colaboración industrial.
• Un proyecto de investigación subvencionado.
Así mismo, directamente vinculados a la investigación realizada, se han dirigido ocho proyectos final de carrera.
6.2 Líneas Futuras de Investigación.
221
6.2 Líneas Futuras de Investigación.
La complejidad y extensión de la investigación experimental realizada aporta
una base fundamental sobre la que desarrollar la investigación futura, en la
que el autor está muy interesado y ve diferentes posibilidades.
La proliferación de diferentes sistemas electrónicos conmutando en alta frecuencia (convertidores de potencia, ordenadores personales, sistemas de telecomunicación, etc.) incrementa continuamente el nivel de contaminación
electromagnética ambiental en entornos urbanos desarrollados. Por otra parte, las nuevas tecnologías de los sistemas electrónicos (circuitos de mayor escala de integración, menor tensión de alimentación, circuitos mixtos digitalanalógico, etc.) elevan la susceptibilidad a interferencias, especialmente en
los circuitos analógicos que procesan señales débiles.
Se requiere, por tanto, avanzar en las técnicas de supresión de interferencias
que permitan el correcto funcionamiento de los diferentes sistemas y el cumplimiento de las, cada vez más extensas y exigentes, normas EMC.
Como resultado de la investigación presentada en esta tesis, se abren las siguientes líneas de futura investigación:
6.2.1
Sistemas de Alimentación Conmutados de Bajo EMI.
En esta línea de investigación, el criterio de máximo rendimiento en la conversión de potencia debe ser supeditado al de bajo nivel de interferencias para
su aplicación en sistemas muy susceptibles a interferencias.
Dentro de esta línea de investigación, se pueden plantear las siguientes posibilidades:
• Inclusión de técnicas de supresión de interferencias en topologías clásicas de convertidores conmutados de potencia. Por ejemplo, construcción
especial de transformadores de alta frecuencia para reducción de acoplamiento EMI entre primario y secundario.
• Investigación de nuevas topologías que reduzcan el nivel de interferencias internas generadas sin penalizar el rendimiento de la conversión de
potencia.
• Investigación de nuevas estrategias de control que reduzcan las interferencias generadas en los circuitos de potencia.
• Investigación de los efectos de interferencias internas en el circuito de
control provocadas por las conmutaciones en el circuito de potencia.
222
6.2.2
Conclusiones y Líneas Futuras
Amplificadores Lineales de Alta Inmunidad.
En esta tesis se ha demostrado la enorme influencia de las interferencias de
alta frecuencia en el comportamiento eléctrico de sistemas electrónicos que se
diseñan exclusivamente para procesar y amplificar señales de baja frecuencia.
Esto hace que, en la práctica, la calidad de funcionamiento de estos sistemas
venga determinado por el problema EMI presente en la instalación: generación y acoplamiento de interferencias sobre elementos susceptibles a las mismas.
Dentro de esta línea de investigación, se pueden plantear las siguientes posibilidades:
• Investigación de susceptibilidad a interferencias de diferentes topologías
de amplificadores lineales de señal y de potencia.
• Investigación de técnicas internas de supresión de interferencias de alta
frecuencia en amplificadores lineales.
• Investigación de amplificadores conmutados de potencia con muy bajo
nivel de interferencias generadas.
• Investigación de supresión de interferencias en los nuevos reproductores
digitales de señal de audio de muy alta definición (SACD y DVD-Audio).
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