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AADECA 2012 – Semana del Control Automático –23º Congreso Argentino de Control Automático
3 al 5 de Octubre de 2012 – Buenos Aires, Argentina.
IMPLEMENTACIÓN DE UN CORRECTOR DE FACTOR DE POTENCIA
ELEVADOR UTILIZANDO UN CIRCUITO INTEGRADO COMERCIAL
J.E. Bosso1 y G.N. Gonzalez2
Asesores: F.M. Serra3 G.R. Catuogno4
12
Laboratorio de Control Automático (LCA), Facultad de Ingeniería y Ciencias Económico Sociales,
Universidad Nacional de San Luis. RP #55, ex RN #148 Ext. Norte (5730). Villa Mercedes - San Luis Argentina
34
Grupo de Electrónica Aplicada (GEA), Facultad de Ingeniería, Universidad Nacional de Río Cuarto. RN #36
Km. 601 – (X5804BYA) - Río Cuarto - Córdoba - Argentina
Resumen: En este trabajo se presenta la implementación de un corrector de factor de potencia
activo que tiene por objetivo controlar la corriente de entrada al convertidor para obtener una
baja distorsión armónica total y un factor de potencia cercano a la unidad. Primeramente, se
estudiaron diferentes combinaciones de topologías de convertidores electrónicos de potencia y
estrategias de control, con el objetivo de establecer la más conveniente en cuanto costo,
rendimiento, complejidad y flexibilidad. Se optó por la implementación de un convertidor
elevador y se aplicó una estrategia de control por corriente promedio, mediante el uso del
integrado UC3854N. El desempeño del sistema es validado mediante resultados de
simulación y experimentales.
Palabras claves: Fuentes conmutadas, convertidor Elevador, THD, corrección de factor de potencia.
1. INTRODUCCIÓN
En los últimos años, el desarrollo de los dispositivos
semiconductores permitió que los sistemas
electrónicos de potencia sean usados en forma
creciente en aplicaciones residenciales, comerciales e
industriales. Uno de los dispositivos de potencia más
utilizados actualmente son las fuentes conmutadas
(Switch Mode Power Supplies, SMPS), las cuales
tienen numerosas ventajas respecto a las fuentes
lineales tradicionales como mayor densidad de
potencia, menor costo, tamaño reducido y mayor
capacidad de regulación (Rashid, 2007).
Si bien las SMPS pueden operar con alta eficiencia,
debido a su comportamiento no lineal distorsionan la
corriente de entrada provocando una elevada
distorsión armónica total (Total Harmonic Distortion,
THD) y un bajo factor de potencia (Power Factor,
PF) (Van de Sype et al., 2004). Esto se debe a que
para lograr un pequeño ripple en la tensión de salida,
las SMPS utilizan un capacitor de gran valor, luego
de la etapa de rectificación; lo cual produce una
corriente de entrada pulsante que provoca un alto
THD y un bajo PF.
A pesar de que cada dispositivo, en baja potencia, no
presenta problemas serios con las corrientes
armónicas que produce, una gran cantidad de estos
conectados a la red pueden distorsionar la forma de
onda de la tensión de entrada. Debido a esto, en los
últimos años la calidad de energía ha pasado a ser un
tema importante y existen en la actualidad normas
estrictas para su regulación. Algunas de las cuales
son EN 50 006, IEC 61000, VDE 0838, VDE 0160,
VDE 0712, ANSI/IEEE Std. 519-1992 (Vannoy et
al., 2007). En Argentina el Ente Nacional Regulador
de la Electricidad, ENRE, en su Resolución Nº99/97,
determino un THD máximo de 20% para Baja y
Media Tensión, y un THD máximo de 12% para Alta
Tensión.
Para lograr la reducción de armónicos y la corrección
del factor de potencia, se utilizan los correctores de
factor de potencia (Power Factor Corrector, PFC).
Estos, se pueden dividir en dos grupos; activos y
pasivos. Los pasivos son capaces de manejar altas
potencias y son simples de diseñar y mantener. Sin
embargo, el funcionamiento de un PFC pasivo es
muy dependiente del sistema de energía y no permite
lograr un alto PF. Aunque los PFC pasivos pueden
ser todavía la mejor opción en muchas aplicaciones
de alta potencia, los PFC activos dominan las
aplicaciones de media y baja potencia permitiendo
obtener un PF cercano a la unidad. Además, poseen
buena capacidad de regulación y alta densidad de
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potencia. Debido al incremento en la potencia que se
puede manejar con los dispositivos semiconductores
de potencia actuales se espera que en un futuro
cercano los PFC activos sustituyan definitivamente a
los pasivos (Rashid, 2007).
Existen distintas topologías y estrategias de control
para los PFC activos. Entre las topologías de potencia
utilizadas se pueden mencionar los convertidores de
corriente continua a corriente continua Reductor,
Elevador, y Reductor-Elevador. Por otra parte las
estrategias de control más utilizadas son, control por
corriente pico, histéresis y corriente promedio
(Rivero Rodríguez, 2004).
Si bien existen diferentes formas de implementar la
estrategia de control para el PFC, tales como la
programación de un controlador digital de señales
(Digital Signal Controller, DSC), circuitos integrados
(Integrated Circuit, IC) comerciales, entre otros, en
este trabajo se optó por utilizar un IC. Se estudiaron
distintos tipos de IC comerciales y se selecciono y
evaluó uno que pueda ser utilizado en un PFC de
características similares al implementado en el
trabajo presentado por Bosso et al. (2011). Se
obtuvieron resultados de simulación y experimentales
obtenidos con un prototipo de laboratorio construido
en el Laboratorio de Control Automático (LCA), de
la Universidad Nacional de San Luis (UNSL).
𝑃𝐹 =
𝑃𝑜𝑡𝑒𝑛𝑐𝑖𝑎 𝑅𝑒𝑎𝑙
.
𝑃𝑜𝑡𝑒𝑛𝑐𝑖𝑎 𝐴𝑝𝑎𝑟𝑒𝑛𝑡𝑒
(1)
Cuando la tensión es sinusoidal y la corriente no lo
es, el PF se puede descomponer en dos factores,
𝑃𝐹 = 𝑘𝜑 . 𝑘 𝑇𝐻𝐷 ,
(2)
𝑘𝜑 = 𝑐𝑜𝑠 𝜑,
(3)
donde,
y
𝑘 𝑇𝐻𝐷 =
1 + (𝐼2 /𝐼1
)2
1
.
+ (𝐼3 /𝐼1 )2 + ⋯ .
(4)
El factor de desplazamiento 𝑘𝜑 , está relacionado con
el ángulo de fase entre la corriente y la tensión,
mientras que el factor de distorsión 𝑘 𝑇𝐻𝐷 , está
relacionado con la forma de onda de la corriente.
Entonces, el PF queda definido por,
𝑃𝐹 = 𝑐𝑜𝑠 𝜑 .
1
1 + (𝐼2 /𝐼1 )2 + (𝐼3 /𝐼1 )2 + ⋯ .
𝑐𝑜𝑠𝜑
=
,
1 + 𝑇𝐻𝐷 2
(5)
donde,
2. DESCRIPCIÓN DEL SISTEMA
𝑇𝐻𝐷 =
2.1 Conceptos generales.
Los PFC permiten reducir la inyección de armónicos
a la red y aumentar el PF de un sistema. El objetivo
del PFC es que la corriente de entrada sea sinusoidal
y este en fase con la tensión, teniendo por lo tanto un
PF de entrada aproximadamente unitario y un THD
lo más bajo posible (Rashid, 1995).
El sistema general implementado se muestra en la
Fig. 1 y está compuesto por una fuente de
alimentación de corriente alterna, que generalmente
es la red eléctrica, un rectificador de onda completa,
un PFC, la carga y el control.
Red de
alimentación
AC
Rectificador
AC-DC
PFC
Elevador
DC-DC
Carga
Control
Fig. 1: Esquema general del sistema implementado.
El PF se define como la relación entre la potencia
real y la potencia aparente,
(𝐼2 /𝐼1 )2 + (𝐼3 /𝐼1 )2 + ⋯ .
(6)
La ecuación (6) describe el THD, donde I1 es el valor
eficaz de la componente fundamental e I2, I3… In son
los valores eficaces de las componentes armónicas de
la corriente de entrada.
2.2 PFC.
El PFC está constituido por un convertidor Elevador,
conectado a la salida de un rectificador, el cual está
compuesto por un inductor L, un transistor MOSFET
Q1, un capacitor C y un diodo rápido D como se
muestra en la Fig. 2.
Las corrientes de entrada y salida están representadas
por Ii e Io respectivamente, y las tensiones de entrada
y salida por Vi y Vo, respectivamente.
En este convertidor la tensión de salida es siempre
mayor que la de entrada. Cuando la llave esta en
conducción, el diodo queda polarizado inversamente,
aislando la etapa de salida; en este momento se
suministra de energía al inductor. Cuando la llave se
abre, la salida recibe energía desde el inductor y
desde la entrada.
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Tabla 1. Parámetros del convertidor.
Fig. 2: Topología del convertidor Elevador.
Si el convertidor trabaja en modo de conducción
continuo, cuando la corriente del inductor es siempre
mayor que cero, la tensión de entrada está
relacionada con la tensión de salida por la siguiente
expresión
𝑉𝑜
𝑉𝑖
=
1
1−𝐷
,
𝑣 = 311 𝑠𝑖𝑛 2𝜋50𝑡 ,
(8)
el valor medio rectificado está determinado por,
𝜋
= 198𝑉 .
(9)
Entonces, si 𝑉𝑖 = 198𝑉 y 𝑉𝑜 = 400𝑉, el ciclo de
trabajo será 𝐷 = 0,505.
Los elementos dinámicos del convertidor, se calculan
utilizando las ecuaciones (10), (11), (12) y (13)
(Todd, 1999), y basándose en los parámetros que se
especifican en la Tabla 1 se obtienen los resultados
de la Tabla 2.
𝐷=
𝑉𝑜 −𝑉 𝑖
𝑉𝑜
∆𝐼 = 0,2
𝐿=
𝐶=
.
2𝑃𝑜
𝑉𝑖 𝐷
16 W
Vo
400 V
Vi
198 V
Vo,mín
350 V
fs
62,5 kHz
∆I
∆t
50 mA
30 ms
Elemento
Valor [ ]
L
30 mH
C
25 µF
Los dispositivos semiconductores del convertidor
deben ser capaces de trabajar correctamente a la
frecuencia de conmutación, fs, y de soportar la
potencia que demanda la carga. Por lo tanto, el diodo
y la llave de potencia, deben ser capaces de manejar
los valores máximos de la tensión de salida y la
corriente de entrada del convertidor. A continuación
se calculan estos parámetros utilizando las siguientes
ecuaciones (Todd, 1999):
𝑉𝑜,𝑚á𝑥 = 𝑉𝑜 +
∆𝑉𝑜
2
= 400𝑉 + 3𝑉 = 403𝑉.
(15)
y
𝐼𝑖,𝑚á𝑥 =
2𝑃𝑜
𝑉 𝑖,𝑚 í𝑛
=
2.16𝑊
95𝑉
= 238𝑚𝐴.
(16)
(10)
𝑉 𝑖,𝑚 í𝑛
𝑓𝑠 ∆𝐼
Po
Tabla 2. Elementos dinámicos del Convertidor.
La tensión de entrada del PFC es el valor medio de la
tensión rectificada de red. Si la red entrega una
tensión de línea definida por
2𝑉 𝑚 á𝑥
Valor [ ]
(7)
donde D representa el ciclo de trabajo de la llave
(Rashid, 1995).
𝑉𝑖 = 𝑣𝑚𝑒𝑑𝑖𝑜 =
Dato
.
.
(11)
(12)
2𝑃𝑜 ∆𝑡
𝑉𝑜2 −𝑉 𝑜 ,𝑚 í𝑛 2
.
Se selecciona un diodo ultrarrápido MUR3060PT,
que soporta una tensión máxima de 600V y una
corriente máxima de 30A a 100oC (ON
semiconductor, 2012), y un MOSFET IRFP460, que
soporta una tensión máxima drenador-fuente de 500V
y una corriente máxima de 11,6A a 100oC (ST,
2001).
(13)
3. CONTROL DEL PFC
y
∆𝑉𝑜 =
𝑃𝑜
𝜋𝑓𝑟 𝐶𝑜 𝑉𝑜
.
(14)
donde PO es la potencia de salida, ∆I es el ripple de la
corriente de entrada, ∆t es el tiempo hold-up del
capacitor, 𝑉𝑖,𝑚í𝑛 es la mínima tensión RMS que se
espera de la línea (supondremos 95 VRMS para nuestro
cálculo), 𝑓𝑟 es la frecuencia de la segunda armónica
de la tensión de línea (100Hz en nuestro caso) y ∆𝑉𝑜
es el ripple de la tensión de salida (Todd, 1999).
Se estudiaron las estrategias de control por corriente
pico, histéresis, y corriente promedio, de las cuales se
seleccionó la estrategia de control por corriente
promedio por su inmunidad al ruido y porque es más
económica de implementar, ya que en el mercado
existen numerosos IC para implementar este tipo de
control sobre un PFC.
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Con esta estrategia se busca controlar la corriente de
entrada Ii del convertidor para lograr un PF unitario,
un THD bajo y una tensión de salida Vo regulada.
En la Fig. 3 se muestra el esquema del sistema
implementado, en el que se miden la corriente Ii y las
tensiones Vi y Vo. Estas mediciones son procesadas
mediante el controlador PFC el cual aplica la
estrategia de control. De este controlador se obtiene,
finalmente, la señal de modulación por ancho de
pulso (Pulse-Width Modulation, PWM) necesaria
para la conmutación de la llave de potencia.
3.1 Controlador.
Se utilizó el IC UC3854N, de la empresa Texas
Instruments, como controlador para el PFC. El
mismo contiene todas las funciones necesarias para
implementar el control por corriente promedio.
Este IC contiene un amplificador de tensión, un
multiplicador/divisor analógico, un amplificador de
corriente, un PWM con frecuencia fija y un circuito
driver para transistores MOSFET de potencia, como
se observa en la Fig. 5. Se puede utilizar en sistemas
monofásicos y trifásicos con tensiones de línea que
varían desde 75 hasta 275 voltios y frecuencias del
rango de 50Hz a 400Hz (Texas Instruments, 2011).
Fig. 3: Esquema del sistema implementado.
El diagrama en bloques del algoritmo de control se
muestra en la Fig. 4. El mismo se compone por dos
lazos de control anidados, uno de tensión y otro de
corriente.
Fig. 5: Diagrama en bloques del circuito integrado
UC3854.
En la Fig. 6 se muestra el circuito esquemático del
PFC Elevador utilizando el UC3854N. A
continuación se detalla el cálculo de los componentes
que configuran al integrado y permiten conectarlo
con el convertidor de potencia. Se siguió el
procedimiento de diseño detallado en (Todd, 1999).
Se selecciona la resistencia de medición de corriente
RS, mediante la ecuación:
Fig. 4: Diagrama del algoritmo de control.
𝑅𝑆 =
En el control de tensión se compara la tensión Vo con
una tensión de referencia de salida Vo ref, y al error
resultante se le aplica un control proporcional integral
(PI) para que el error en estado estable sea nulo.
El control de corriente requiere de una corriente de
referencia, Ii ref, para poder compararla con la
corriente de entrada Ii medida. La corriente de
referencia es calculada con el producto entre la
tensión de entrada rectificada, |Vi|, y la salida del
compensador PI de tensión. La |Vi| contiene
información de la fase y la forma de onda que debe
tener la Ii ref y la salida del compensador de tensión
contiene información de la amplitud necesaria de Ii ref
para mantener la tensión de salida, Vo, constante
cuando se produzcan variaciones en la carga o en el
valor nominal de Vi (Skanda, 2007) (López et al.,
2009). Al error de corriente se le aplica un control PI.
La salida de este compensador es comparada con una
onda diente de sierra de frecuencia fs para obtener la
señal de PWM que controla a la llave.
𝑉𝑟𝑠
𝐼𝑖,𝑚 á𝑥
= 2,1Ω ≅ 2,2Ω.
(17)
donde 𝑉𝑟𝑠 es la caída de tensión máxima que se
permite en la resistencia RS. En este caso se eligió un
valor de 0,5V. Luego se calcula 𝑉𝑟𝑠 con el valor
comercial de RS, a través de la ecuación (17), y se
obtiene 𝑉𝑟𝑠 = 0,59𝑉.
El límite de la corriente pico en el UC3854N
desactiva la salida PWM cuando el valor instantáneo
de la corriente excede el valor máximo y se la activa
cuando el pin 2 adquiere el potencial de masa. El
valor de la corriente límite se establece por un divisor
de tensión resistivo de la caída de tensión en la
resistencia de medición RS. La ecuación para el
divisor de tensión está dada por:
𝑅𝑝𝑘 2 =
𝑉𝑟𝑠 𝑅𝑝𝑘 1
𝑉 𝑅𝐸𝐹
= 786,6Ω.
(18)
donde Rpk1 y Rpk2 son las resistencias del divisor de
tensión (Rpk1=10kΩ), 𝑉𝑅𝐸𝐹 son los 7,5V del
UC3854N, y 𝑉𝑟𝑠 es la caída de tensión de la
resistencia RS.
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La operación del multiplicador está dada por
𝐼𝑀𝑂 =
𝐼𝐴𝐶 (𝑉 𝑉𝐸𝐴 −1)
.
𝑉 𝐹𝐹 2
La máxima corriente en la resistencia de sensado RS
deberá ser:
(19)
𝐼𝑀𝐴𝑋 =
donde 𝐼𝑀𝑂 es la corriente de salida del multiplicador,
𝐼𝐴𝐶 la corriente de entrada, 𝑉𝐹𝐹 es la tensión de
realimentación y 𝑉𝑉𝐸𝐴 es el error de salida del
amplificador de tensión.
La tensión de entrada RMS mínima 𝑉𝑖,𝑚í𝑛 debe
generar una 𝑉𝐹𝐹 = 1,5𝑉. Esto se logra con el divisor
de tensión formado por 𝑅𝑅𝐹𝐹1 , 𝑅𝑅𝐹𝐹2 y 𝑅𝐹𝐹3 . La
ecuación para realizar este cálculo es
𝑉𝐹𝐹 =
𝑉 𝑖,𝑚 í𝑛 𝑅𝐹𝐹 3
𝑅𝐹𝐹 1 +𝑅𝐹𝐹 2 +𝑅𝐹𝐹 3
.
𝑉 𝑖,𝑝𝑖𝑐𝑜
=
𝑉 𝑖,𝑅𝑀𝑆 ,𝑚 á𝑥 2
𝐼𝐴𝐶 ,𝑚 á𝑥 .
≅ 1𝑀Ω.
(21)
𝑅𝐵1 es una resistencia de polarización y se define
como
𝑅𝐵1 = 0,25𝑅𝑉𝐴𝐶 = 250𝑘Ω.
(22)
La frecuencia del oscilador del PWM está
determinada por CT y RSET, los cuales se conectan a
los pines 14 y 12 respectivamente. RSET debe ser
elegida primero porque afecta al máximo valor de
𝐼𝑀𝑂 , como se muestra en la siguiente ecuación:
𝐼𝑀𝑂 𝑀Á𝑋 =
3,75
𝑅𝑆𝐸𝑇
.
3,75
2𝐼𝑉𝐴𝐶 ,𝑚 á𝑥
=
3,75𝑅𝑉𝐴𝐶
2𝑉 𝑖,𝑝𝑖𝑐𝑜
𝐶𝑇 =
= 4,9 ≅ 5,6𝑘Ω.
𝑉 𝑟𝑠 ,𝑝𝑖𝑐𝑜 1,12
2𝐼𝐴𝐶 ,𝑚 á𝑥
= 865Ω ≅ 1𝑘Ω.
= 3,5𝑛𝐹.
(27)
(24)
(25)
5,2 𝐿 𝑓𝑠
𝑅𝑆 𝑉𝑜
= 11.
(28)
Las resistencias del lazo de realimentación del
control de corriente se determinan por:
𝑅𝐶𝐼 = 𝑅𝑚𝑜 .
(29)
𝑅𝐶𝑍 = 𝑅𝐶𝐼 𝐺𝐴𝐶 = 11𝑘Ω.
(30)
y
La frecuencia de corte del lazo de corriente está
determinada por:
𝑓𝐶𝐼 =
𝑉𝑜 𝑅𝑆 𝑅𝐶𝑍
5,2 2𝜋𝐿 𝑅𝐶𝐼
= 9875,7𝐻𝑧.
(31)
La selección de 𝐶𝐶𝑍 se realiza, con el fin de colocar
un cero en la frecuencia de corte, mediante el uso de
la siguiente ecuación:
1
𝐶𝐶𝑍 =
2𝜋 𝑅𝐶𝑍 𝑓 𝐶𝐼
= 1,46𝑛𝐹.
(32)
La selección de 𝐶𝐶𝑃 se realiza, con el fin de colocar
un polo en la fs/2, mediante el uso de la siguiente
ecuación:
𝐶𝐶𝑃 =
1
2𝜋 𝑓 𝑆 𝑅𝐶𝑍
= 231𝑝𝐹.
(33)
La ganancia de amplificador de error de tensión se
calcula con la ecuación:
La resistencia 𝑅𝑚𝑜 se calcula con la siguiente
ecuación:
𝑅𝑚𝑜 =
1,25
𝑓𝑠 .𝑅𝑆𝐸𝑇
Se calcula la ganancia del amplificador de corriente
con la siguiente ecuación:
(23)
Esta expresión también establece la máxima corriente
controlada por el PWM. Hay que tener en cuenta que
la corriente de salida del multiplicador nunca supera
el doble de IAC. Por lo tanto 𝑅𝑆𝐸𝑇 está determinada
por (24).
𝑅𝑆𝐸𝑇 =
(26)
Una vez seleccionadas RS, RMO y RSET se calcula el
valor de CT para la frecuencia PWM deseada,
𝑓𝑠 = 62,5𝑘𝐻𝑧, según la siguiente ecuación:
𝐺𝐴𝐶 =
La resistencia 𝑅𝑉𝐴𝐶 limita la corriente de entrada
𝐼𝐴𝐶,𝑚á𝑥 . del Pin IVAC a 400µA, y se calcula con
𝐼𝐴𝐶 ,𝑚 á𝑥 .
= 305𝑚𝐴.
𝑅𝑆
(20)
donde se elije 𝑅𝐹𝐹1 = 1𝑀Ω, 𝑅𝐹𝐹2 = 100𝑘Ω, y se
calcula una 𝑅𝐹𝐹3 = 17,6𝑘Ω ≅ 18𝑘Ω.
𝑅𝑉𝐴𝐶 =
𝐼𝑀𝑂 𝑀 Á𝑋 𝑅𝑀𝑂
𝐺𝑉𝐴 =
0,06 4𝜋𝑓 𝑙 𝐶𝑜 𝑉𝑜
𝑃𝑜
= 0,023.
(34)
A continuación se calculan los componentes de la red
de realimentación del control de tensión. Se elige
arbitrariamente 𝑅𝑉𝐼 = 560𝑘Ω.
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D5 MUR3060PT
L
D1
D2
Rv i
Vs
M1
IRFP460
C
Rg
D3
Rc
Rv d
D4
RS
0
Rf f 1
Rv ac
R1
Rs
Rmo
Rpk2
Ccz
Rci
Rcz
Ccp
RENA
10
6
4
2
8
11
Rf f 2
Rb1
Cf f 1
C2
0
0
14
12
13
9
Ct
Rset
Rf f 3
Rpk1
15
Css
Cpk
ENA
CAOUT
IAC
GTDRV
ISNS
MULTOUT
PKLMT
VAOUT
VRMS
VSNS
CT
REST
SS
VREF
3
16
5
7
Rv f
Cv f
UC3854
VCC
C3
0
0
2
C3
D6
1
1N4748
0
0
Fig. 6: Circuito Esquemático del PFC Elevador.
Se calculan 𝑅𝑉𝐷 y 𝐶𝑉𝐹 con las ecuaciones,
𝑅𝑉𝐷 =
𝑅𝑉𝐼 𝑉 𝑅𝐸𝐹
𝑉𝑜 − 𝑉 𝑅𝐸𝐹
= 10,7𝑘Ω ≅ 10𝑘Ω.
(35)
Y
𝐶𝑉𝐹 =
1
4𝜋 𝑓 𝑙 𝑅𝑉𝐼 𝐺𝑉𝐴
= 123𝑝𝐹.
(36)
La frecuencia del lazo de tensión es
𝑓𝑉𝐼 =
𝑃𝑜
4 𝑉𝑜 𝑅𝑉𝐼 𝐶𝑂 𝐶𝑉𝐹 (2𝜋 )2
= 1534,1𝐻𝑧.
Fig. 7: Fotografía del PFC Elevador implementado.
(37)
4. RESULTADOS DE SIMULACIÓN Y
EXPERIMENTALES
Se calcula 𝑅𝑉𝐹 con la siguiente ecuación:
𝐶𝑉𝐹 =
1
2𝜋 𝑓 𝑉𝐼 𝐶𝑉𝐹
= 843𝑘Ω ≅ 820𝑘Ω.
(38)
Los capacitores 𝐶𝐹𝐹1 y 𝐶𝐹𝐹2 , típicamente tienen
valores de 0,1µF y 0,47µF respectivamente.
3.2 Implementación.
Se diseñó la placa de circuito impreso basándose en
el circuito de la Fig. 6. La placa se realizó en doble
capa para reducir el tamaño y tener mayor comodidad
para ordenar los elementos sobre la misma. En la Fig.
7 se muestra una fotografía del PFC Elevador
implementado, la placa de circuito impreso se divide
en tres sectores fundamentales; la entrada de la línea
junto a un filtro de EMI, el rectificador junto al
convertidor Boost, y el circuito de control.
4.1 Resultados de simulación.
Con el fin de evaluar el desempeño del PFC, se
realizaron simulaciones utilizando SimPower System
de Matlab.
Se seleccionaron los componentes que constituyen el
convertidor de potencia y se configuraron sus
parámetros de acuerdo a los resultados obtenidos en
la sección anterior. El UC3854N se simuló aplicando
la estrategia de control por corriente promedio
mediante bloques de control. Con todo esto se
lograron reproducir condiciones cercanas a las reales
para realizar las simulaciones.
En la Fig. 8 se muestra la tensión de salida. Se puede
observar que la misma posee un valor medio de
400V, y contiene un ripple de aproximadamente 6V
con una frecuencia igual al doble de la frecuencia
fundamental de la línea.
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En la Fig. 9 y 10 se presentan las gráficas de la
tensión y la corriente de entrada, sin aplicar y
aplicando PFC respectivamente, es decir, sin activar
la llave de potencia o conmutándola aplicando el
control. Las mismas están expresadas en valores por
unidad (p.u.) para poder compararlas mejor. Se
concluye que cuando se utiliza un PFC las formas de
onda están en fase y la forma de la corriente posee
baja distorsión.
En la Fig. 11 se observa la FFT de la corriente de
entrada sin PFC, con la cual obtenemos un
THD=148,37% y un PF=0,56. En la Fig. 12 se
muestra la FFT de la corriente de entrada con PFC,
en la cual la fundamental se encuentra a 50Hz, y a
través de la misma obtenemos un THD=23,52% y un
PF=0,9755.
500
Amplitud [V]
450
Mag [% de Fundamental]
3 al 5 de Octubre de 2012 – Buenos Aires, Argentina.
THD= 23.52% - FP= 0,9755
100
50
0
0
500
1000
Frequencia [Hz]
1500
2000
Fig. 12: FFT de la Corriente de entrada con PFC.
4.2 Resultados experimentales.
Para obtener resultados experimentales se construyó
el prototipo del sistema que se muestra en la Fig. 7 y
a través de un osciloscopio digital, Tektronik
THS710, se obtuvieron las formas de onda de la
tensión de salida, y de la tensión y corriente de
entrada. Para graficar la FFT y obtener el valor de
THD de la corriente de entrada se utilizo un software
desarrollado en Matlab. Para determinar el valor del
PF se utilizo la ecuación (5).
400
350
300
0
0.01
0.02
0.03
Tiempo [s]
0.04
0.05
Amplitud [p.u.]
Fig. 8: Tensión de salida del PFC Boost.
Tensión de Entrada
Corriente de Entrada
1
0
-1
0
0.01
0.02
0.03
Tiempo [s]
0.04
0.05
Amplitud [p.u.]
Fig. 9: Formas de onda de la Tensión y Corriente de
Entrada sin PFC.
Tensión de Entrada
Corriente de Entrada
1
0
-1
0
0.01
0.02
0.03
Tiempo [s]
0.04
0.05
Fig. 10: Formas de onda de la Tensión y Corriente de
Entrada con PFC.
En la Fig. 14 y 15 se presentan las gráficas de la
tensión y la corriente de entrada, sin aplicar y
aplicando PFC, respectivamente. Las mismas están
expresadas en valores por unidad (p.u.) con el
objetivo de compararlas. De la misma manera que en
simulación, se concluye que cuando se utiliza PFC
las ondas están en fase y la forma de la corriente
tiende a parecerse a la forma de la tensión.
En la Fig. 16 se muestra la FFT de la corriente de
entrada sin PFC, con la cual obtenemos un
THD=283,64% y un PF=0,3325. En la Fig. 17 se
muestra la FFT de la corriente de entrada con PFC,
en la cual la fundamental se encuentra a 50Hz, y de la
misma obtenemos un THD=13,8% y un PF=0,9906.
THD= 148.37% - PF=0.56
100
450
Amplitud [V]
Mag (% de Fundamental)
En la Fig. 13 se presenta la tensión de salida. Se
puede observar que la misma posee un valor medio
de 377 V, y contiene un ripple de aproximadamente
8V con una frecuencia igual al doble de la frecuencia
fundamental de la línea. La reducción del valor
medio de la tensión de salida con respecto al valor
obtenido por simulación se debe a que se utilizó un
valor de resistencia comercial mayor que el valor de
RVD, que se calculó en la sección 3. El pequeño
incremento en el ripple se debe al uso de un capacitor
comercial de 16,5 µF, de menor valor que el
calculado y utilizado en simulación.
50
0
0
500
1000
Frequencia [Hz]
1500
400
350
2000
300
Fig. 11: FFT de la Corriente de entrada sin PFC.
0
0.01
0.02
0.03
Tiempo [s]
Fig. 13: Tensión de salida del PFC Boost.
Área Estudiantil
0.04
0.05
AADECA 2012 – Semana del Control Automático –23º Congreso Argentino de Control Automático
3 al 5 de Octubre de 2012 – Buenos Aires, Argentina.
Amplitud [p.u.]
2
Tensión de Entrada
Corriente de Entrada
1
0
-1
-2
0
0.01
0.02
0.03
Tiempo [s]
0.04
0.05
PF = 0,9906. De esta forma se logró cumplir con la
Resolución ENRE Nº99/97 que se aplica en
Argentina.
Como trabajo futuro se pretende probar el PFC con
otro tipo de cargas lineales y no lineales para evaluar
mejor su funcionamiento. Luego se intentará elevar la
potencia del PFC al orden de los kilowatts para su
posterior integración a un nuevo proyecto del LCA.
Fig. 14: Formas de onda de la Tensión y Corriente de
Entrada sin PFC.
Tensión de Entrada
Corriente de Entrada
1
Amplitud [p.u.]
REFERENCIAS
0
-1
0
0.01
0.02
0.03
Tiempo [s]
0.04
0.05
Fig. 15: Formas de onda de la Tensión y Corriente de
Entrada con PFC.
THD =283,64% PF=0,3325
Amplitud [p.u.]
0.06
0.04
0.02
0
0
500
1000
Frecuencia (Hz)
1500
2000
Fig. 16: FFT de la Corriente de entrada sin PFC.
THD=13,8% - FP=0,9906
Amplitud [p.u.]
0.4
0.3
0.2
0.1
0
0
500
1000
Frecuencia [Hz]
1500
2000
Fig. 17: FFT de la Corriente de entrada con PFC.
5. CONCLUSIONES Y TRABAJOS FUTUROS
En este trabajo se implementó un PFC, utilizando un
convertidor elevador con una estrategia de control
por corriente promedio, para obtener un alto PF y
bajo THD en la corriente de entrada.
Bosso, J.E., G.N. González, F.M. Serra, G.R.
Catuogno (2011). Corrector de Factor de Potencia
monofásico utilizando un convertidor Elevador,
Reunión de Trabajo en Procesamiento de la
Información y Control, RPIC.
López, V.M., F.J. Azcondo, A. de Castro, O. García
(2009). Corrección de Factor de Potencia, sin
medida de corriente, mediante implementación en
FPGA de One-Cycle Control, SAAEI.
Mohan, N., T. Undeland, and W. Robbins (2002).
Power Electronics: Converters, Applications, and
Design, Wiley.
ON semiconductor, 2012. Data Sheet MUR3060PT.
Rashid, M.H. (1995), Electrónica de Potencia,
Circuitos, Dispositivos y Aplicaciones, Prentice
Hall.
Rashid, M.H. (2007). Power Electronics Handbook,
Elsevier Inc., 2da edición, USA.
Rivero Rodríguez, N. (2004). Control de
Convertidores Boost con PFC, Mod. y Control de
Conv. Electrónicos de Potencia, UDELAR.
Skanda, V. (2007). Application Note AN1106,
“Power Factor Correction in Power Conversion
Applications Using the dsPIC DSC”, Microchip.
ST, 2001. Data Sheet IRFP460.
Texas Instruments, 2011. Data Sheet UC3854N.
Todd, P.C. (1999). Application Note U-134
“UC3854 Controlled Power Factor Correction
Circuit Design”, Unitrode.
Van de Sype, D.M., K. De Gussemé, A.P. Van den
Bossche, J.A.A. Melkebeek (2004). A Sampling
Algorithm for Digitally Controlled Boost PFC
Converters, IEEE Transactions on Power
Electronics, vol.19, pp. 649–617.
Vannoy, D.B., M.F. McGranagham, S.M. Halpin,
W.A. Moncrief, D.D. Sabin (2007). Roadmap for
Power-Quality Standards Development, IEEE
Transactions on Industry Applications, vol.43,
no.2.
Se utilizo el UC3854N, de la empresa Texas
Instruments. Este IC es una opción económica,
compacta y robusta. Además contiene todas las
funciones necesarias para implementar el control por
corriente promedio.
Los resultados de simulación y experimentales son
favorables. Se pudo corregir el PF y el THD de la
corriente de entrada, logrando un THD = 13,8% y un
Área Estudiantil