Download generadores de barrido de corriente - U. T. F. S. M.

GENERADORES DE BARRIDO DE CORRIENTE
En el capitulo anterior se han considerado métodos y
circuitos mediante los cuales es posible conseguir una tensión
que varia linealmente con el tiempo. Esta tensión se puede,
desde luego, aplicar a una resistencia, obteniéndose una
corriente que aumenta linealmente con el tiempo. En este
capítulo vamos a analizar varios métodos de lograr una corriente
variable linealmente con el tiempo que circula por una bobina.
Una inductancia interesante es una bobina que se utiliza para
crear un campo magnético, el cual sirve para desviar el haz
electrónico de un tubo de rayos catódicos. La bobina o juego de
bobinas, denominado yugo, se monta en la parte exterior del
tubo, cerca del cañón electrónico, y proporciona un campo
magnético que es perpendicular a la dirección del haz. Esta
deflexión magnética se aplica principalmente en relación con
presentación de imágenes de tubos en radar y televisión con
grandes pantallas, pues la deflexión electrostática requeriría
tensiones de desviación excesivamente grandes. Para estas
aplicaciones de deflexión magnética son necesarias en el yugo
unas corrientes que varíen linealmente con el tiempo de forma
nominal, produciendo estas corrientes unas desviaciones que
varían también sensiblemente de un modo lineal con el tiempo.
SENCILLO CIRCUITO DE BARRIDO DE CORRIENTE
Si se aplica una tensión V, en el instante t = 0, a una bobina
de inductancia L en la que la corriente inicialmente era nula, la
corriente iL en la bobina aumentara linealmente con el tiempo de
acuerdo con la expresión i L = (V / L)t (este resultado es el que
corresponde aquí dualmente al visto en el capítulo anterior
según el cual la tensión VC = ( I / C )t ), un circuito de barrido que
utiliza este principio elemental se muestra en la figura 21. Una
bobina en serie con un transistor, que se emplea como
conmutador, se colocan a través de la tensión de alimentación.
La onda puerta en la base del transistor opera entre dos
niveles. El nivel inferior mantiene el transistor cortado, mientras
que el superior lleva al mismo a la saturación. Cuando el
transistor de conmutación conduce y despreciando el efecto de
la pequeña resistencia de saturación del transistor, la corriente
iL aumenta linealmente con el tiempo. Durante este intervalo de
barrido el diodo D no conduce, puesto que esta inversamente
polarizado. El barrido se termina para t = TS cuando la onda
puerta lleva al transistor al corte. La corriente de la bobina
sigue entonces pasando por el diodo D y la resistencia RD hasta
que cae a cero. Esta caída es del tipo exponencial con una
constante de tiempo t = L / RD donde se supone que RD representa
la suma de la resistencia de amortiguamiento y la resistencia
directa del diodo.
Vcc
iL
+
-
Rd
D
+
VB
-
Figura 21. Circuito de Barrido de Corriente.
Vs
t=0
Ts
t
-R
iL
iL=iLe d(t-Ts)/L
IL
iL =(VCC/l)t
t
Vce
IL*Rd
Vcc
Vce(sat)
Figura 22. Formas de onda del circuito anterior.
La onda de corriente de la bobina se representa en la figura
22, donde se ve que la duración TS del pulso puerta es tal que la
corriente alcanza un valor máximo iL. También es interesante la
onda de tensión Vce a través del transistor. Antes de que este
conduzca y algún tiempo después de haberse cortado, Vce =
Vcc. Cuando conduce, la tensión Vce es bastante baja, del
orden de algunas decenas de milivoltios para un transistor de
germanio que se encuentre en plena saturación. En el momento
que el transistor se corta aparece un pico de tensión con una
amplitud iL*Rd a través de la bobina L.
Este pico debe limitarse de manera que el transistor se
encuentre por debajo de la tensión de ruptura colector-base. Ya
que iL puede muy bien determinarse según los requisitos de
deflexión, existe un claro limite superior para el valor de RD. El
pico de tensión cae con la misma constante de tiempo que la
corriente de la bobina.
Nótese, sin embargo, que mientras la duración de este pico
de tensión depende de la inductancia L, su amplitud no.
No hemos considerado el hecho de que el yugo realizado
prácticamente puede tener perfectamente asociado con el una
resistencia RL que es demasiado grande para que se pueda
despreciar. Si RCS es la resistencia de saturación de colector del
transistor encontramos que la corriente aumenta de acuerdo
con la ecuación:
iL =
V
VCC
(1 − e −( RL + RCS )t / L ) ≈ CC
L
R L + RCS
 1 ( R L + RCS )t 
t 1 −

L
 2

Esta ecuación es enteramente análoga a la ecuación
anterior, para un circuito de barrido de tensión. La corriente se
desvía de un aumento lineal con el tiempo, como era el caso de
un barrido de tensión. Por consiguiente, si la corriente aumenta
hasta un valor iL, el error de pendiente, en correspondencia con
la ecuación, será:
eS =
VCC
( R + RCS ) * I L
IL
= ( R L + RCS ) = L
Vcc
/( Rl + RCS )
Para mantener la linealidad, la tensión ( R L + RCS ) * i L a través
de la resistencia total del circuito debe ser pequeña en
comparación con la tensión de alimentación Vcc. Este requisito
corresponde, refiriéndonos al caso de tensiones en rampa, a la
necesidad de mantener la tensión del condensador pequeña en
comparación con la tensión en la resistencia.
Un método de corrección de linealidad para vencer el efecto
de la resistencia R L + RCS que se ha utilizado eficazmente en el
generador de barrido de un sistema de radar corresponde a la
utilización de una bobina de compensación de linealidad. Esta
bobina que no se usa para desviar el haz electrónico, se coloca
en serie con el yugo de deflexión en el circuito de la figura 21.
La bobina de compensación consiste en el arrollamiento
montado sobre un núcleo magnético. Se calcula el núcleo y se
ajusta el entrehierro de manera que la bobina se sature algo al
aumentar la corriente. Debido a esta saturación, la inductancia
de la bobina compensadora disminuye. Una disminución de la
inductancia total aumenta el régimen de variación de la
corriente y tiene, por tanto, un sentido tal que compensa la
disminución en el régimen de variación de la misma debido a la
resistencia. En la práctica, la linealidad óptima se obtiene
experimentalmente, ajustando el entrehierro en la bobina de
compensación.
CORRECCIÓN DE LINEALIDAD MEDIANTE AJUSTE DE LA ONDA
EXCITADORA
La falta de linealidad que se presenta en el circuito de la
figura 21 se debe a que, al aumentar la corriente del yugo,
aumenta también la corriente en la resistencia en serie. En
consecuencia, la caída de tensión en el yugo disminuye y lo
mismo le sucede al régimen de variación de la corriente. Se
puede compensar la caída de tensión que se desarrolla en la
resistencia de la forma indicada en la figura 24. La fuente
excitadora de tensión tiene una resistencia Thevenin RS y la
resistencia total del circuito es RS + RL, si la corriente se quiere
que sea iL = Kt la onda de tensión de la fuente tendrá que ser:
VS =
Ldi
+ ( RS + RL )i = Lk + ( RS + R L )kt
dt
Figura 23. Circuito de Barrido con salida del tipo Trapezoidal.
Vs
kL
K(RL+Rs)t
t=0
t
Figura 24. Corriente del tipo lineal en la salida del circuito
anterior.
Puede ser más conveniente utilizar la representación Norton
para la fuente de excitación, como se muestra en la figura 25.
En este caso la fuente de corriente debe suministrar una
corriente:
iS =
 R 
VS
k
L + kt 1 + L 
=
RS RS
 RS 
La forma de onda de la fuente de corriente es también
trapezoidal, es decir, un escalón seguido de una rampa.
Al final del
exponencialmente
barrido la
con
una
corriente vuelve
constante
de
a
cero
tiempo
T = L /( R S + R L ) a menudo se tiene que RS >> R L de manera que τ
es casi L / R S si RS es pequeña, la corriente caerá lentamente y,
por consiguiente, transcurrirá un periodo de tiempo grande
antes de que sea posible comenzar otro barrido. Pero, como
compensación, el pico de tensión que aparece a través de la
fuente de corriente (que puede muy bien ser un transistor) será
menor. Por otro lado, si RS es grande, la corriente caerá
rápidamente, pero aparecerá un notable pico de tensión a través
de la fuente. Generalmente se busca una solución intermedia, la
cual nos lleva muchas veces a la necesidad de colocar en
paralelo con el yugo una resistencia de amortiguación RD como
se ve en la figura 21, a fin de limitar el pico de tensión.
Supongamos que R es la resistencia equivalente a las RS y RD en
paralelo. Entonces, la constante de tiempo de retroceso es
T = L/ R.
La onda trapezoidal necesaria se genera mediante un
circuito de barrido de tensión, modificado por la edición de la
resistencia R1 en serie con el condensador de barrido C1.
Figura 25. Onda de Corriente trapezoidal produce una corriente
lineal en la bobina del circuito.
Como se indica en la figura 26. Si el interruptor S se abre en
el instante t = 0, la salida R0 esta dada por:
Vo = V −
R2V
e −t /( R1 + R2 )C1
R1 + R2
Puesto que generalmente sucede que
desarrollando la exponencial, encontramos:
Vo ≈
R2
>>
R1,
R1V
V 
1 

+ 1 1 −
R2
R2 C1  2 R2 C1 
Siempre que t / 2 R2 C1 << 1 la onda V0 será trapezoidal, la cual
consta de un escalón de amplitud R1V / R2 sobre el que se
superpone una rampa de pendiente V / R2 C1 .
En la figura 27 se presenta una forma más general para un
generador de onda trapezoidal. En este circuito se ha incluido la
resistencia r del interruptor y este ultimo y el condensador C1 se
han conectado a las tensiones arbitrarias V y V”,
respectivamente. Con tal que V sea la tensión de reposo a
través de R2 y que V0 se interprete como el punto de partida de
la tensión de salida desde su valor de reposo.
Si la bobina se conectase directamente a los terminales de
salida de la figura 27, la señal R0 no estaría, por consiguiente, la
señal producida por el circuito de esta figura no debe aplicarse
directamente al yugo, sino más bien a través de un elemento
activo, por ejemplo, un transistor. Si la impedancia de entrada
del elemento es Ri, se puede establecer un equivalente de
Thevenin para V1, R2 y Ri. Se comprueba entonces que la
ecuación antes descrita sigue siendo válida, excepto que el
segundo término del paréntesis debe cambiarse por:
1  R2 
1 +

R1 
2 R2 C 
Por tanto, Ri tiene que ser mucho mayor que RZ si no se
quiere comprometer la linealidad de la onda trapezoidal
apreciablemente.
Figura 26. Circuito Generador de Onda Trapezoidal.
Figura 27. Circuito General Generador de Señal Trapezoidal.
GENERADOR DE BASE DE TIEMPOS DE CORRIENTE CON
TRANSISTORES
El circuito de barrido de corriente en la figura 28
corresponde a los principios que acaban de establecerse en la
sección precedente. El transistor de conmutación Q1 opera
como el interruptor S de la figura 28. Este transistor permanece
en estado de saturación como resultado de conectar su base a
VCC1 a través de RB. Se forma el barrido cuando la señal puerta
de entrada corta Q1 y aparece una onda de tensión de forma
trapezoidal en la base de Q2. Los transistores Q2 y Q3 están
conectados como en una configuración Darlington de tal manera
que la impedancia de entrada en la base de Q2 sea tan elevada
que no sobrecargue al generador de onda trapezoidal. Una tal
sobrecarga originaria una falta de linealidad en la parte en
rampa de la onda trapezoidal.
La resistencia de emisor Re introduce una realimentación de
corriente negativa en la etapa de salida y, de esta forma, mejora
la linealidad con la cual la corriente de colector responde a la
tensión de base. Para conseguir una linealidad es necesario que
esta resistencia de emisor sea lo mayor posible, de acuerdo con
la tensión de alimentación disponible.
Como es característico en un transistor, la curva de
corriente de colector en función de la tensión base-emisor
presenta una acusada falta de linealidad para corrientes de
colector pequeñas. Para esa zona de funcionamiento es
conveniente establecer una corriente de reposo en el transistor
de salida que sea comparable a (supongamos un 25 por 100 de)
la corriente de pico para excitación del yugo. Por esta razón se
ha incluido la resistencia r que proporcionara alguna
polarización directa para Q2 y, por tanto, para Q3.
Los transistores Q2 y Q3 tendrán especificaciones de
corrientes distintas. El transistor Q3 deberá seleccionarse con
un margen adecuado para poder suministrar la necesaria
corriente para el yugo. El transistor Q2 solo tiene que
suministrar la corriente de base de Q3 y esta corriente de base
es igual a la corriente del yugo dividida por la ganancia de
corriente hfe del transistor Q3. Independientemente de ciertas
consideraciones económicas, es conveniente seleccionar para
Q2 un transistor con un margen de corriente al menos de un
orden de magnitud inferior al correspondiente a Q3. En caso
contrario, la corriente de funcionamiento de Q2 seria tan
pequeña en comparación con su valor de régimen que Q2 se
encontraría en la zona característica no lineal para bajas
corrientes.
La impedancia Ri vista en la base de un transistor que
funcione con una resistencia de emisor es Ri casi hfe, con tal que
h fe Re >> hie << 1 en la figura 28 se ve que la resistencia de entrada
en la base de Q3 es la resistencia de emisor de Q2 y se halla
que la resistencia de entrada en la base de Q2 es
aproximadamente hfe2*hfe3*Re, siendo hfe2 y hfe3 las ganancias de
corriente de Q2 y Q3 respectivamente. En un circuito en la que
la tensión de alimentación VCC2 sea solamente del orden de
decenas de voltios y la corriente del yugo de algunos amperios,
Re quedará limitado a unos cuantos ohmios. En este caso la
impedancia de entrada en la base de Q2 puede no ser lo
bastante grande para evitar que se sobrecargue el generador de
tensión trapezoidal y será necesario organizar una configuración
Darlington en cascada con tres transistores. En tal caso, los
regímenes de corriente de los transistores decrecen
progresivamente desde el transistor de salida al de entrada en
la configuración Darlington en cascada.
La resistencia de emisor Re se selecciona de manera que la
caída de tensión en la misma sea comparable a la tensión de
alimentación VCC2. Puesto que la ganancia de tensión entre la
base de Q2 y el emisor de Q3 es del orden de la unidad, la
tensión VBN2 deberá asimismo alcanzar un máximo comparable a
VCC2. Por consiguiente, a fin de que la linealidad de la parte en
rampa de la onda VBN2 no se vea adversamente comprometida,
es preciso que VCC1 sea considerablemente más grande que VCC2.
La máxima tensión que se alcanza en el colector de Q1 quedará
normalmente limitada a un valor no peligroso por efecto de la
duración del pulso de puerta. A título de precaución se puede
colocar en paralelo con el transistor un diodo zener, el cual
fallará antes de que la tensión de colector exceda su límite de
seguridad.
Figura 28. Circuito de Barrido de Corriente con Transistores.
La resistencia de amortiguación Rd esta limitada por el pico
de tensión que puede permitirse desarrollar a través del
excitador de corriente del yugo, el transistor Q3. Puede ser
necesario hacer Rd tan pequeña que soporte, durante el
intervalo del barrido, una corriente comparable a la del yugo. En
tal caso, puede ser aconsejable introducir un diodo en serie con
Rd de manera que ésta última resistencia permita el paso de
corriente únicamente durante el retroceso. De otro modo, Rd
puede omitirse completamente y el transistor protegerse
mediante un diodo zener en paralelo con sí mismo. El diodo
zener debe seleccionarse de forma que pueda soportar
adecuadamente, al menos durante un corto tiempo, el pico de
corriente del yugo. Supongamos, pues, que se han prescindido
de la resistencia de amortiguación Rd o bien que no circula
corriente por Rd durante el intervalo de barrido.
En este caso, si la impedancia de salida RS del transistor
excitador es lo suficientemente elevada de manera que requiere
una corriente despreciable en comparación a la del yugo, no
será necesario el escalón de tensión en la onda trapezoidal de
entrada. Entonces, la resistencia R1 puede omitirse.
Capacidad de la Bobina
Figura 29. Generador de Barrido de Corriente con bobina de
deflexión.
La inevitable capacidad parásita que aparece en paralelo en
cualquier bobina real introduce una pequeña complicación en
los circuitos de barrido de corriente que no se presentaba en los
circuitos de barrido de tensión. Hasta este momento se había
despreciado el efecto de esta capacidad, pero ahora se va a
analizar como se debe modificar la onda excitadora para tener
en cuenta dicho efecto. En la figura 29 se presenta una fuente
de corriente alimentando un yugo. Se ve también una capacidad
C en paralelo y R representa, como siempre, la combinación en
paralelo de la impedancia de la fuente y cualquier resistencia
amortiguada adicional. Si se quiere conseguir una base de
tiempos lineal, iL = kt para t > 0 y, por consiguiente, la tensión v
será:
V =L
di
+ R L I L = kL + kRl t
dt
Así, pues la corriente en la resistencia de amortiguamiento
es:
iR =
v kL + kRL t
=
R
R
El barrido ha de comenzar para t = 0. Para t = 0-, el
condensador esta descargado y, su tensión debe saltar al valor
kL para t = 0+. Por tanto el generador debe suministrar una
corriente iC para cargar el condensador hasta la tensión L en un
tiempo nulo. Esta corriente debe ser de valor infinito, pero de
duración infinitesimal, y con la condición de que:
∫i
C
dt = kLC
Figura 30. Diferentes componentes de corrientes para la
generación de un barrido lineal.
En conjunto, el generador de corriente debe suministrar una
corriente que consiste en un impulso, un escalón y una rampa,
como se muestra en la figura 30.
Al final del barrido, la energía almacenada en la bobina tiene
que disiparse. Corrientemente, se desea que el descenso en la
corriente de la bobina no vaya acompañado de oscilaciones del
circuito.
La
resistencia
R
sirve
para
proporcionar
amortiguamiento al circuito y normalmente se ajusta de modo
que
el
circuito
este
críticamente
amortiguado
o
sobreamortiguado. Si despreciamos el efecto que la pequeña
resistencia RL tiene en el amortiguamiento, el valor de R para
amortiguamiento crítico es R=0,5 por la raíz de L / C ≅ Rcr .
Consecuencia de omitir la componente de impulsión de la
corriente
Es físicamente imposible generar exactamente el termino de
impulso de la ecuación vista anteriormente.
Estudiemos el efecto producido al omitirlo completamente.
Si iS está dada por esta ecuación, excepto que falta el término
KLCδ(t), al desarrollar la ecuación diferencial en iL para el
circuito de la figura 29 se halla:
kL + RRL Ck + ( R + RL )kt
Circuito de Amortiguamiento Crítico
En primer lugar, supongamos que R se ha elegido para
amortiguamiento crítico, R = Rcr
Así, R * RL * C << L y también RL << R, con lo cual:
d 2iL
di
RLC 2 + L + RiL = 0
dt
dt
Para t = 0 la corriente iL es cero y la tensión V del
di
V = L + RL i L = 0
las
condensador es cero. Puesto que
dt
condiciones iniciales son iL = 0 y
di
=0.
dt
Se ha dibujado en línea continua en la figura 31, la
desviación máxima entre los barridos real y teórico que es 0,37k
por raíz de L * C y tiene lugar para t que es igual a la raíz de L *
C. El barrido está temporalmente retardado durante un intervalo
de varias veces raíz de L * C.
iL
iL=kt
-t/(LC)e0.5
kt(1-e
)
t
Figura 31. Corriente en la bobina al omitir el término de impulso
de corriente en la ecuación.
Circuito Sobreamortiguado
Consideremos el caso de un gran sobreamortiguamiento.
Puesto que ahora R es menor que RCr, con mayor razón R * RL *
C << L, pero puede que no sea RL << R. Reemplazando el término
RiL por ( R + R L )i L encontramos las raíces:
S=
4( R + R L ) RC
1
1
±
1−
2 RC 2 RC
L
Si R es menor que un décimo de RCR, el segundo término del
radicando es menor que 0,01. Despreciándolo frente a la unidad,
resultan las raíces:
S1 = −
Con las condiciones i L =
1
RC
S2 = 0
di L
= 0 para t = 0, resulta:
dt
(
)
i L = kt + RCk e − t / RC − 1
La corriente iL se ha representado en línea continua en la
figura 32, viéndose que el barrido está permanentemente
retardado en un tiempo R * C. Este retardo será menor que en el
caso de amortiguamiento crítico. Por ejemplo, supongamos que
R se reduce a RCR / 10 = 1900 ohmios. El retardo será entonces
del orden de 0,38 us, en vez de varias veces 7 us. Este resultado
era de esperar, puesto que C se puede ahora cargar a partir de
una fuente de menor impedancia.
La capacidad eficaz de una bobina de deflexión debe,
evidentemente, mantenerse tan baja como sea posible, usando
un tipo de devanado que de la mínima capacidad distribuida y
reduciendo al mínimo las capacidades parásitas del circuito. Un
procedimiento muy eficaz consiste en disminuir el número de
espiras de la bobina, pero, en este caso, la deflexión producida
por unidad de corriente en la bobina es, por consiguiente,
pequeña. En aplicaciones que requieren barridos rápidos, no es
raro encontrar transistores de potencia elevada o pequeñas
válvulas transmisoras para suministrar la corriente necesaria.
Figura 32. Similar a la figura 31 pero evaluado para R << RCR.
Figura 33. Generador de tensión para excitar bobina de
deflexión.
También podemos usar el circuito de la figura 33, en el que
el generador Norton de corriente de la figura 29 ha sido
sustituido por el generador Thevenin de tensión VS. Es necesario
que VS = i S R :
VS = kRLCδ (t ) + k ( L + RRL C ) + ( R + RL ) kt
Métodos para mejorar la linealidad
Los circuitos de barrido discutidos anteriormente no dan
barridos completamente lineales por las cuatro razones
esenciales siguientes:
1. Falta el término de impulso.
2. Los transistores que proporcionan corriente a las bobinas
no funcionan con la suficiente linealidad, especialmente con las
grandes corrientes necesarias.
3. La porción nominalmente lineal de la onda trapezoidal
producida por el circuito de la figura 26 es en realidad
exponencial.
4. La inductancia de una bobina de núcleo de hierro varía con
la corriente. Esta falta de linealidad del hierro se evita
empleando una bobina de núcleo de aire. Discutiremos ahora las
tres primeras causa de falta de linealidad apuntadas mas arriba.
Circuitos para generar un impulso
En la figura 34 se muestra un excitador de transistor con la
bobina deflectora situada en el circuito de colector. En el
circuito de emisor se coloca una resistencia Re en paralelo con
un pequeño condensador Ce. La tensión de entrada Vs es
trapezoidal, como se indica en la figura. El efecto degenerativo
de la resistencia del emisor Re no se manifiesta hasta que se
carga Ce. La corriente de salida (i) del transistor es de la forma
mostrada en la figura 35. Durante el aumento relativamente
lento en la parte lineal de la tensión trapezoidal, la presencia de
Ce tendrá poca influencia en la corriente de salida y, por tanto,
su efecto puede ser despreciado. La constante de tiempo Re *
Ce se hace del mismo orden de magnitud que el retardo del
barrido que resulta de la omisión del impulso. Puesto que el pico
de la figura 35 es solo una aproximación grosera de un impulso,
el valor definitivo de Ce, para dar la óptima linealidad, se
obtiene experimentalmente.
En lugar de ajustar el excitador para que de un pico en la
corriente, podemos producirlo en la tensión aplicada al mismo.
Por ejemplo, podemos invertir el pulso puerta de la figura 28,
obtener su derivada con un pequeño circuito R * C y aplicar el
pico positivo resultante al principio del barrido a través de R1.
La tensión en la base de Q2 tendrá la forma dibujada en la figura
35.
Mejora de la linealidad del excitador de corriente para bobina
deflectora
Hemos visto que se puede utilizar una realimentación
negativa de corriente para suprimir el efecto de falta de
linealidad en los elementos activos de un amplificador.
Es independiente de las características del amplificador. La
realimentación negativa de corriente ha transformado el
amplificador en un dispositivo que actúa como un generador de
corriente, cuya corriente de salida es proporcional a la señal de
entrada aplicada VS. La corriente en la bobina variará
linealmente con el tiempo con tal que la tensión de entrada este
dada por Vs = iR f .
Figura 34. Combinación RC para obtener corrientes del tipo
impulsos.
Figura 35. Corriente de Colector de la figura 34.
Figura 36. Amplificador operacional usado para producir una
onda trapezoidal.
En el circuito de la figura 28 se utiliza una realimentación
negativa de corriente, siendo la resistencia del emisor Re de la
etapa excitadora Q3 la resistencia de alimentación Rf.
También se puede emplear una realimentación negativa de
tensión para suprimir la falta de linealidad en los elementos
activos de un amplificador.
Linealidad de tensión trapezoidal
Con referencia a la figura 26 es evidente que se desarrollará
una onda trapezoidal perfecta si la corriente se mantiene
constante en el valor V/RZ si la parte superior de R2 se conecta,
como el circuito Bootstrap, a la tensión de salida Vo. Esta
conexión tipo Bootstrap se lleva a cabo convenientemente en el
caso de un amplificador con realimentación de corriente. La
caída de tensión en la resistencia de realimentación es R f i = Vs y
puesto que la tensión de salida en la figura 26 es V0=VS, es
preciso realizar dicha conexión solamente desde la parte
superior de R2 a la caída de tensión en la resistencia de
realimentación.
Un segundo método de mejorar la linealidad de la onda
trapezoidal es usar un amplificador operacional o un integrador
Miller, como muestra la figura 36. Cuando se abre el interruptor
S para t = 0, la salida es:
VO = −
R1
V
V−
R2
R2 C1
Como se deseaba, siendo preciso solamente que la ganancia
A del amplificador sea muy grande.
Un tercer método para obtener un barrido de tensión lineal
consiste en cargar el condensador a partir de una fuente de
corriente constante, como en una configuración de transistor de
base común.
Circuitos de barrido de corriente típicos
Debido a la realimentación, el circuito de la figura 36 no solo
proporciona una salida correcta, sino que, en el caso de A
grande, esa salida es independiente de las características del
elemento, etc. Por consiguiente, la bobina de deflexión puede
conectarse directamente entre los terminales de salida. Puesto
que la impedancia de salida es nominalmente cero, la tensión de
corriente requerida es:
VO = kL + R L kt
Siendo V la tensión de reposo en R2 un circuito práctico,
deducido del circuito ideal de la figura 36, se puede obtener de
la figura 26 cambiando una sola conexión: el terminal a masa de
C1 se une ahora el colector de Q3. Esta modificación coloca R1
y C1 en serie entre la entrada y la salida del amplificador
consistente en Q2 y Q3 en cascada, de manera que el circuito
funciona ahora como un amplificador operacional.
En la figura 37 se muestra un circuito de barrido de corriente
más complicado provisto de realimentación negativa de
corriente. Este circuito corresponde a la configuración de la
figura 28, modificada para incorporar una etapa amplificadora
Q4 y Q5 en el camino que va a la base de Q2. A causa de la
ganancia adicional proporcionada por el amplificador Q4-Q5, la
linealidad del excitador de la bobina deflectora mejora un tanto
en comparación con la alcanzada con el sencillo circuito de la
figura 28. En un sistema de deflexión de alta corriente, en el
cual Re es muy pequeña, es necesaria la ganancia adicional
proporcionada por el circuito de la figura 37 a fin de satisfacer
la restricción A * Re >> Ro, el amplificador Q4 y Q5 se utiliza
para combinar la tensión de realimentación aplicada a la base
de Q5 con la onda trapezoidal aplicada en Q4. El diodo Zener es
un elemento de acoplamiento entre el colector de Q5 y la base
de Q2, que funcionan a tensiones de reposo diferentes. Puesto
que la tensión trapezoidal que aparece a través de R1 * C1 se
amplifica por la etapa Q4 – Q5 antes de aplicarse a la base de
Q2,
la
onda
trapezoidal
puede
tener
una
amplitud
considerablemente más pequeña.
Figura 37. Circuito de barrido de corriente con realimentación de
corriente para mejorar la linealidad.
Por esta razón no es ahora necesario alimentar el transistor
Q1 a partir de una fuente de tensión apreciablemente mas
elevada que la utilizada en el resto del circuito.
Es posible conseguir una mejora en la linealidad de la onda
trapezoidal si C1 se carga, no a través de R2, sino colocándolo
en el colector de un transistor que funcione en configuración de
base común. La linealidad del circuito de barrido de corriente se
puede mejorar considerablemente si se utiliza una configuración
en push - pull para excitar el yugo.