Download diseño y construcción de conversor dc

PONTIFICIA UNIVERSIDAD CATOLICA DE CHILE
ESCUELA DE INGENIERIA
DISEÑO Y CONSTRUCCIÓN DE
CONVERSOR DC-DC PARA CONTROL
DE ULTRACAPACITORES EN
VEHÍCULO ELÉCTRICO
MICAH ETAN ORTÚZAR DWORSKY
Memoria para optar al título de
Ingeniero Civil industrial, con Diploma en Ingeniería Eléctrica
Profesor Supervisor:
JUAN W. DIXON ROJAS
Santiago de Chile, 2002
PONTIFICIA UNIVERSIDAD CATOLICA DE CHILE
ESCUELA DE INGENIERIA
Departamento de (departamento)
DISEÑO Y CONSTRUCCIÓN DE
CONVERSOR DC-DC PARA CONTROL
DE ULTRACAPACITORES EN
VEHÍCULO ELÉCTRICO
MICAH ETAN ORTÚZAR DWORSKY
Memoria presentada a la Comisión integrada por los profesores:
JUAN W. DIXON ROJAS
ÁNGEL ABUSLEME
JOSÉ RODRÍGUEZ
Para completar las exigencias del título de
Ingeniero Civil industrial, con Diploma en Ingeniería Eléctrica
Santiago de Chile, 2002
A mis Familia, especialmente a mis
Padres, que creyeron en mí.
ii
AGRADECIMIENTOS
Quiero agradecer a mi Familia por el apoyo brindado en estos años de
estudio.
Una mención especial merece el profesor Juan Dixon por su guía y apoyo
en todos los proyectos que hemos emprendido juntos.
También agradezco la disposición de los funcionarios del departamento
de ingeniería eléctrica, que brindaron su apoyo incondicional en todo momento.
Entre ellos menciono a Betty Andonaegui, Eduardo Cea,
Virginia Meza y don Carlos Álvarez.
iii
Elena Garrido, Sra.
INDICE GENERAL
Pág.
AGRADECIMIENTOS ............................................................................................iii
INDICE DE TABLAS .............................................................................................vii
INDICE DE FIGURAS...........................................................................................viii
RESUMEN................................................................................................................xi
ABSTRACT.............................................................................................................xii
I.
Introducción.................................................................................................... 13
II.
Diseño del Circuito de Potencia ..................................................................... 21
2.1. Introducción ........................................................................................... 21
2.2. Convertidor DC-DC tipo Buck Boost..................................................... 21
2.2.1. Operación Buck............................................................................ 22
2.2.2. Operación Boost........................................................................... 26
2.3. Selección de los Ultracapacitores .......................................................... 30
2.4. Selección del Semiconductor de Potencia (IGBT) ................................ 33
2.5. Selección del Condensador C para el Circuito Buck Boost................... 34
2.6. Diseño de los Conductores en el Circuito de Potencia .......................... 39
2.7. Configuración de las Mallas de Protección del IGBT (Mallas
Snubber) ................................................................................................. 40
2.8. Diseño de la Inductancia Ls del Circuito Buck-Boost............................ 44
III.
Diseño Térmico .............................................................................................. 48
3.1. Introducción ........................................................................................... 48
3.2. Cálculo de Temperaturas........................................................................ 48
3.3. Diseño del Disipador.............................................................................. 51
IV.
Transductores.................................................................................................. 54
4.1. Introducción ........................................................................................... 54
4.2. Transductor de Corriente (LEM) ........................................................... 54
iv
4.3. Transductor de Tensión.......................................................................... 57
4.4. Transductor de Temperatura .................................................................. 59
V.
Sistemas de Seguridad y Protecciones............................................................ 61
5.1. Introducción ........................................................................................... 61
5.2. Fusibles .................................................................................................. 61
5.2.1. Fusible 1....................................................................................... 62
5.2.2. Fusible 2....................................................................................... 63
5.3. Detector de Falla en Fusible y Diodo..................................................... 64
5.4. Supervisión de Tensión de Control ........................................................ 65
VI.
Diseño de la Caja Protectora y Distribución de Componentes....................... 67
6.1. Introducción ........................................................................................... 67
6.2. Distribución de Componentes ................................................................ 67
6.3. Caja Protectora ....................................................................................... 68
VII. Resultados Expreimentales............................................................................. 71
VIII. Conclusiones................................................................................................... 74
BIBLIOGRAFIA...................................................................................................... 76
A N E X O S............................................................................................................. 78
Anexo A: Cálculo Simbólico de Valores de Rizado de Corriente en
Configuraciones Buck-Boost .......................................................................... 80
Anexo B: Cálculo de la Energía Disipada en Calor................................................. 83
Anexo B: Cálculo de la Energía Disipada en Calor................................................. 84
Anexo C: Calculo de la Resistencia Térmica del Disipador.................................... 88
Anexo D: Curvas de Corrientes de Ruptura de Fusibles ......................................... 96
Anexo E: Hoja de Datos del INTELLIMOD ........................................................... 98
Anexo F: Hoja de Datos de Snubbers .................................................................... 105
v
Anexo G: Hoja de Datos de Ultracapacitores ........................................................ 111
Anexo H: Hoja de Datos de Barniz Aislante ......................................................... 114
Anexo I: Hoja de Datos de Papel Aislante............................................................. 116
Anexo J: Hoja de Datos de Sensor LEM LT 100-S............................................... 126
Anexo K: Hoja de Datos de Sensor LEM LV 100................................................. 129
Anexo L: Hoja de Datos de OP-AMP LF-353....................................................... 132
Anexo M: Hoja de Datos de OP-AMP TLV-7441 ................................................ 136
Anexo N: Hoja de Datos de Supervisor de Tensión TL7705B.............................. 144
vi
INDICE DE TABLAS
Pág.
Tabla 1.1: Comparación de densidades de energía entre gasolina y distintas baterías... 14
Tabla 2.1: Configuración y valores sugeridos para los Snubber. ................................... 42
Tabla 4.1: Características del Transductor de corriente.................................................. 54
Tabla 4.2: Características del Transductor de tensión. ................................................... 57
Tabla B.1: Cálculo de las pérdidas en los semiconductores. .......................................... 86
Tabla C.1: Simbología. ................................................................................................... 90
Tabla C.2: Simbología. ................................................................................................... 94
Tabla C.3: Resultados de las resistencias térmicas en el disipador. ............................... 94
vii
INDICE DE FIGURAS
Pág.
Figura 1.1: Camioneta Chevrolet LUV transformada en vehículo eléctrico. ................... 16
Figura 1.2: Circuito de potencia del vehículo eléctrico. ................................................... 17
Figura 1.3: Esquema del circuito de potencia con sistema de almacenaje auxiliar de
energía. .................................................................................................................... 18
Figura 2.1: Diagrama de topología Buck-Boost. ............................................................... 22
Figura 2.2: formas de onda de corrientes, operación Buck. a) corriente por Vdc (Ibat),
b) corriente por V2 (Ib)............................................................................................ 23
Figura 2.3: formas de onda de corrientes, operación Buck. a) corriente por T2 (Ia), b)
corriente por condensador C, c) corriente por diodo D1, d) Señal de disparo
aplicada a T2............................................................................................................ 24
Figura 2.4: formas de onda de corrientes, operación Boost. a) corriente por Vdc
(Ibat), b) corriente por V2 (Ib)................................................................................ 27
Figura 2.5: Formas de onda de corriente, operación Boost. a) corriente Ia,
b)
corriente por condensador C, c) corriente por T1, d) PWM Aplicado en T1. ........ 28
Figura 2.6: Configuración Buck-Boost del sistema de almacenaje de energía, baterías
en el lado Buck y ultracapacitores en el lado Boost................................................. 30
Figura 2.7: Ultracapacitor 2700F(S) de Epcos. Su capacidad es de 2700 F, Voltaje
nominal de 2.3 V, ESR = 0.001Ohm. ...................................................................... 33
Figura 2.8: módulo de potencia INTELLIMOD PM400DSA060 de POWEREX. .......... 34
Figura 2.9: Circuito de potencia incluyendo inductancias parásitas Lp1 y Lp2. .............. 35
Figura 2.10: Condensador marca NIPPON CHEMI-CON de 3300 uF y 450 V. ............ 38
viii
Figura 2.11: Conductores instalados en el convertidor Buck-Bosst. ................................ 40
Figura 2.12: distintas configuraciones de mallas Snubber................................................ 41
Figura 2.13: Snubber instalado en el circuito de potencia. ............................................... 43
Figura 2.14: Condensador y conjunto Condensador-Diodo con resistencia para
mallas Snubber tipo A y B. ...................................................................................... 44
Figura 2.15: Diseño de Bobina L para circuito de potencia.............................................. 46
Figura 2.16: Bobina Ls terminada..................................................................................... 47
Figura 3.1: Modelo térmico para el INTELLIMOD PM400DSA060. ............................. 49
Figura 3.2: Gráfico de resistencias térmicas del disipador para mantener temperaturas
nominales................................................................................................................. 50
Figura 3.2: Diseño del disipador de calor. ........................................................................ 51
Figura 3.2: Fotografía de las piezas terminadas del disipador de calor. ........................... 52
Figura 3.3: Fotografía del equipo armado sin la tapa. ...................................................... 53
Figura 4.1: Circuito de alimentación y de manipulación de señal del transductor de
corriente, Módulo LEM LT 100-S. ......................................................................... 56
Figura 4.2: Transductor de corriente LT 100-S instalado en el convertidor BuckBoost. ....................................................................................................................... 57
Figura 4.3: Circuito de alimentación y manipulación de señal de salida del
transductor de tensión LV 100................................................................................. 58
Figura 4.4: Transductor de tensión LV 100 instalado en el paquete de
ultracapacitores........................................................................................................ 59
Figura 4.5: Circuito del termistor para medir temperatura. .............................................. 60
Figura 5.1: Circuito de potencia con Fusibles. ................................................................. 62
ix
Figura 5.2: Fusible 1, ubicado dentro de la caja del convertidor DC-DC. ....................... 63
Figura 5.3: Ubicación del Fusible 2. ................................................................................. 64
Figura 5.4: Circuito supervisor de voltaje......................................................................... 66
Figura 6.1: Esquema de la distribución deseada de los componentes. ............................. 67
Figura 6.2: Ubicación deseada del equipo en compartimento delantero del vehículo...... 68
Figura 6.3: Componentes ensamblados en la caja protectora. .......................................... 69
Figura 6.4: Conexiones del circuito de agua y de los cables de potencia......................... 70
Figura 6.5: Convertidor Buck-Boost instalado en el vehículo. ......................................... 70
Figura 7.1: Forma de onda del rizado de la corriente por los ultrapacacitores para
operación Buck y Boost. .......................................................................................... 71
Figura 7.2: Respuesta al escalón de un esquema de control bajo prueba. ........................ 72
Figura 7.3: Tensión en ultracapacitores durante pruebas de corriente continua para
determinar el valor de la resistencia serie equivalente (ESR). ................................ 73
Figura A.1: Circuito Buck-Boost....................................................................................... 80
Figura A.2: Rizado de la corriente por Ls......................................................................... 81
Figura C.1: Esquema de aleta disipadora en superficie de temperatura constante. .......... 90
Figura C.2: a) parte interna del disipador. b) disipador cerrado con el INTELLIMOD
instalado sobre él. c) Esquema simplificado del disipador para análisis de
transferencia de calor............................................................................................... 92
Figura C.3: modelo para calcular resistencia térmica total del disipador. ........................ 95
x
RESUMEN
Los ultracapacitores son elementos de última tecnología que permiten
almacenar energía suficiente, en cortos períodos de tiempo, para controlar
fenómenos de potencia de punta como la aceleración o el frenado repentino de un
vehículo eléctrico. Ello permite entregar y recuperar energía que las baterías no
serían capaces de manejar bajo circunstancias extremas, como una frenada muy
violenta, o una aceleración muy exigida. Dentro del contexto de utilizar
ultracapacitores para el propósito mencionado, se diseñó y construyó un conversor
DC-DC para controlar la carga y descarga de un banco de ultracapacitores en un
vehículo eléctrico.
El conversor diseñado es capaz de manejar corrientes de más de 200 A,
con voltajes de hasta 400 Vdc, y puede transferir cantidades significativas de energía
(aproximadamente 200 Wh) desde los ultracapacitores al banco de baterías y
viceversa, en pocos segundos (5 a 10 segundos). Para llevar a cabo este proceso, se
midieron y controlaron una serie de variables, por lo que el conversor incluye los
sensores necesarios para estas tareas. Otra restricción de diseño era el tamaño, ya que
este aparato debía ir montado en un espacio muy reducido dentro del lugar donde iba
instalado el motor original del vehículo convertido a eléctrico. Por esto hubo que
desarrollar un sistema de refrigeración por agua de reducidas dimensiones, diseñando
un disipador especial y utilizando el circuito de enfriamiento por agua ya existente
en el vehículo eléctrico transformado. También hubo que diseñar un sistema de
protecciones contra fallas y una caja para aislar del agua y el polvo ambiental.
En síntesis, en esta Memoria se describe el proceso de diseño y
fabricación del conversor DC-DC, el cual es el propósito fundamental de este
trabajo. Una vez terminado y probado, satisfizo todos los requerimientos
especificados.
xi
ABSTRACT
Ultracapcitors are state of the art devices that are capable of storing
enough energy (in short periods of time) to control peak power phenomenon, like
electric vehicle acceleration or regenerative braking. This allows to deliver and
recover energy which batteries would not be able to manage under extreme
circumstances, like a fierce braking or a rapid acceleration. In the context of using
ultracapacitors for the mentioned purpose, a DC-DC converter to control the state of
charge of an ultracapacitor bank in an electric vehicle was designed and constructed.
The converter is capable of managing currents of more than 200 A, with
voltages up to 400 Vdc, and transferring considerable amounts of energy (200 Wh
approximately) from the ultracapacitors to the batteries and vice versa, in short
periods of time (5 to 10 seconds). To accomplish this, a series of variables are
measured and controlled, and that is why sensors had to be integrated to the
converter. Size is another design restriction that was considered, because the
equipment had to be mounted in a reduced space together with the main inverter and
electric motor, where originally the engine was mounted in the converted electric
vehicle. For this reason, a reduced size water cooling system, consisting in the
integration of a specially designed water heatsink and the existing water circuit in the
vehicle, was developed. A failure protection system and a water and dust protective
box were also considered in the design.
This report describes the DC-DC converter design and construction
process, which has been the purpose of this work. The constructed and tested
prototype satisfied all the mentioned requirements.
xii
13
I.
INTRODUCCIÓN
Los vehículos eléctricos, en los inicios de su desarrollo a fines del siglo
XIX y comienzos del siglo XX, compitieron en forma casi paralela con los vehículos
de combustión interna, siendo incluso la Electric Carriage & Wagon Company la
primera compañía de vehículos eléctricos y servicios motorizados en 1897 [Kirs96].
Sin embargo, los vehículos eléctricos, debido a su menor relación potencia peso y
escasa autonomía, fueron rápidamente desplazados por los de combustión interna.
Esto derivó rápidamente en el abandono de esta tecnología ya que no se vislumbraba
en aquel tiempo ninguna solución que hiciera a los vehículos eléctricos competitivos,
aun cuando éstos eran más confiables y seguros.
En la segunda mitad del siglo XX se vio renacer la idea de utilizar
vehículos con propulsión eléctrica por varios motivos, entre éstos la crisis del
petróleo, los problemas ambientales y los avances tecnológicos. Por los años ’70,
hubo grandes perfeccionamientos en semiconductores de potencia, con lo que surgió
la posibilidad de fabricar convertidores de frecuencia (inversores) y utilizar motores
de corriente alterna (síncronos o de inducción), de mayor potencia específica que los
motores de corriente continua. Posteriormente, durante los ’80 y ‘90, apareció el
motor Brushless DC, una versión del motor síncrono que utiliza imanes permanentes
para producir el flujo de excitación, el que puede ser controlado como motor de
corriente continua, presentando un alto torque de partida y excelente respuesta
dinámica. Con estos avances el problema de la potencia específica y densidad de
potencia (kW por unidad de peso y por unidad de volumen respectivamente) de los
motores de tracción, se presentaba muy optimizado.
A pesar de lo anterior, el vehículo eléctrico seguía siendo un pobre
competidor para los propulsados por motores de combustión interna, debido
principalmente al inconveniente del almacenaje de la energía. Esta desventaja
aunque se mantiene, va disminuyendo con los avances en nuevas tecnologías
(baterías de alta energía específica y celdas de combustible). Hoy en día las
eficiencias totales de los sistemas de propulsión eléctrica son mucho mayores,
superando el 90%, contra un máximo de 25% para los sistemas convencionales de
combustión a gasolina y un 45% para los vehículos Diesel más modernos. Sin
14
embargo, la densidad de energía y energía específica para los combustibles fósiles se
mantienen muy por sobre las de las baterías convencionales y aún superior a la de las
baterías más avanzadas[Amer88], [Ddti02]. Esto se muestra en la siguiente tabla.
Tabla 1.1: Comparación de densidades de energía entre gasolina y
distintas baterías.
Gasolina 97
octanos
Baterías
Plomo ácido
NiMH
Li-ion
Densidad
de
energía [Wh/Lt]
9.662
80
135
136
Energía específica
[Wh/Kg]
12.146
35
52
100
Esto implica que, en igualdad de condiciones, la energía utilizable
contenida en un estanque de combustible es varias veces mayor que un paquete de
razonables dimensiones de las baterías más eficientes, lo que permite tener una
mayor autonomía. Lo anterior, junto a la baja potencia de algunas baterías,
conforman, después de los problemas de costo, los mayores obstáculos para
introducir masivamente al vehículo eléctrico como medio de transporte público y
privado.
La solución a este inconveniente pasa por desarrollar baterías mucho más
avanzadas (inversión en investigación) o integrar almacenaje de energía en
hidrocarburos con las ventajas de los motores eléctricos (eficiencia, menos ruido y
considerable menor impacto ambiental). Para esto último ya se han creado distintas
soluciones que combinan almacenaje de la energía en hidrocarburos con
transformadores de energía (celdas de combustible, turbinas de gas, motores Diesel
de alta eficiencia, etc.) y motores eléctricos. Estos sistemas logran mayores
autonomías que los sistemas basados en almacenaje en baterías, manteniendo altas
eficiencias. Sin embargo, la configuración de sistemas donde la energía se transfiere
directamente desde alguno de estos transformadores, sin etapas intermedias, se
considera ineficiente, ya que para satisfacer las potencias de punta deben estar muy
15
sobredimensionados en relación con la potencia media, y a que no pueden regenerar
en las etapas de frenado, disminuyendo su eficiencia con respecto a los sistemas
eléctricos basados en baterías.
Por lo anterior se ha adoptado el uso de almacenadores intermedios o
auxiliares, los cuales son elementos de alta potencia específica, alta densidad de
potencia, alta eficiencia y media o baja densidad de energía, los que se usan en
combinación con almacenadores de mayor energía específica pero menor potencia
específica. Los sistemas que combinan distintos tipos de almacenadores se
denominan híbridos. Dentro de los almacenadores intermedios se pueden mencionar
los volantes de inercia y los ultracapacitores. Estos, al integrarse a los sistemas
mencionados, permiten dimensionar los componentes principales (turbina de gas,
celda de combustible o motor) según la potencia media requerida y no
necesariamente según la potencia de punta. También permiten bajar el peso, el
volumen y el costo de estos componentes, aunque esta ventaja es relativa porque se
compensa introduciendo un nuevo componente. Sin embargo, la mayoría de las
veces el balance es positivo. Por otro lado, la principal ventaja de estos sistemas es el
aumento en la eficiencia que se logra al poder recuperar la energía del frenado
regenerativo. Esto es particularmente significativo en vehículos pesados que realizan
muchas paradas y aceleraciones, como microbuses urbanos o vehículos que se
mueven por ciudades congestionadas. El uso de estos almacenadores intermedios
también se está implementando en combinación con baterías, que de otra forma
presentan bajas eficiencias a altas potencias y que ven disminuida su vida útil cuando
se les exige ciclos de carga-descarga muy violentos, como por ejemplo las baterías
de plomo-ácido.
En el departamento de Ingeniería Eléctrica de la Pontificia Universidad
Católica de Chile, como parte de un programa de investigación en vehículos
eléctricos, se ha transformado una camioneta Chevrolet LUV convencional en un
vehículo eléctrico. La figura 1.1 muestra una fotografía del vehículo en cuestión.
16
Figura 1.1: Camioneta Chevrolet LUV transformada en vehículo eléctrico.
El vehículo cuenta con un motor tipo Brushless DC con imanes
permanentes de última generación, el cual puede desarrollar una potencia de punta de
53 kW, presenta eficiencias entre 90% y 94%, pesa 47.6 Kg y tiene un volumen de
13.3 Lts. Este motor se alimenta de un inversor trifásico controlado por
microprocesador, el cual obtiene la energía de un paquete de 26 baterías de plomoácido conectadas en serie, con 50 Ah de capacidad cada una, de los cuales el
fabricante (Sonnenschein) recomienda utilizar un 60%, es decir sólo 30 Ah. Con este
porcentaje de la carga, la autonomía del vehículo es de aproximadamente 50 Km. La
tensión nominal del paquete de baterías es de 312 V, pero puede llegar hasta 400 V
en casos de sobrecarga extrema durante los frenados regenerativos. La eficiencia de
estas baterías disminuye en forma cuadrática conforme aumenta la corriente (debido
a la resistencia interna), haciéndose muy ineficiente al extraerse más de 200 A en las
aceleraciones. También se producen problemas al activar el frenado regenerativo
cuando las baterías se encuentran recién cargadas, ya que en estas condiciones no
17
aceptan carga y por esto el voltaje sube rápida y peligrosamente, disminuyendo
además la vida útil de éstas por la evaporación de hidrógeno generado en el
electrolito en estas situaciones. La figura 1.2 muestra un esquema del circuito de
potencia del vehículo.
_
Motor de
Tracción
Brushless
DC
Invesor de
Potencia
CA40 300
+
26 BATERÍAS DE
TRACCIÓN
_
Plomo-Acido
Fusible
400 A
+
Figura 1.2: Circuito de potencia del vehículo eléctrico.
Como parte del programa de investigación mencionado, se ha propuesto
agregar al vehículo un sistema de almacenaje auxiliar basado en los anteriormente
mencionados ultracapacitores. Al agregarse este sistema, se eliminan los problemas
descritos en el párrafo anterior y se aumenta la eficiencia. Con ello, mejora la
autonomía, recuperando la energía que no se puede regenerar cuando las baterías
están llenas y acercando la potencia exigida de éstas a la potencia media y por tanto a
zonas de operación más eficientes.
La figura 1.3 muestra como quedaría el circuito de potencia al agregarse
el equipo de almacenaje auxiliar basado en ultracapacitores.
18
_
_
Motor de
Tracción
Brushless
DC
Invesor de
Potencia
Convertidor
DC-DC tipo
Buck-Boost
Diodo
CA40 300
+
Fusible
125 A
Fusible
160 A
+
Inductor Ls
26 BATERÍAS DE
TRACCIÓN
_
Plomo-Acido
Fusible
400 A
Paquete de
Ultracapacitores
+
Figura 1.3: Esquema del circuito de potencia con sistema de almacenaje
auxiliar de energía.
El sistema de almacenaje auxiliar propuesto se basa en el uso de
ultracapacitores conectados al bus principal de energía, en paralelo con las baterías.
El sistema requiere de un paquete de ultracapacitores capaz de almacenar suficiente
energía para acelerar el vehículo hasta una velocidad crucero con muy poca o nula
ayuda de las baterías. De forma similar, este paquete debe ser capaz de absorber la
energía del frenado con mínima participación de las baterías. Dicho de otro modo, el
paquete de ultracapacitores debe suplir la mayor parte de la potencia de punta
requerida en la aceleración y en el frenado.
Para llevar a cabo esa labor, se requiere de un equipo convertidor de
potencia que transfiera energía desde y hacia los ultracapacitores, es decir, un equipo
de corriente continua que maneje el contenido de energía de acuerdo a las
condiciones explicadas anteriormente.
Esta memoria trata sobre el diseño y construcción de dicho equipo
(encerrado en línea punteada en la figura 1.3), el que estará a cargo de manejar los
flujos de energía desde las baterías al ultracapacitor, junto con sus sistemas de
19
seguridad y sensores. Esto incluye el diseño de este equipo, la selección (y
fabricación si es necesario) de sus componentes y el ensamblaje final e instalación en
el vehículo para su uso y pruebas futuras. La elaboración e implementación de los
algoritmos de control, así como las pruebas de eficiencia y otras, quedan fuera del
alcance de esta memoria, dejándose como propuestas para otro trabajo de
investigación.
En concreto, se diseñó un conversor DC-DC del tipo Buck-Boost, el cual
se encarga de transferir energía desde las baterías a los ultracapacitores y viceversa.
Este tipo de convertidor transfiere energía entre dos fuentes, donde una siempre tiene
una tensión menor que la otra. En este caso, es el paquete de ultracapacitores el que
siempre tiene una tensión inferior a las baterías. El sistema tiene dos modos de
operación: el modo Buck y el modo Boost. En la operación Buck se transfiere energía
desde la fuente de mayor tensión (en este caso la batería) a los ultracapacitores. Esto
se hace modulando la tensión mayor a un valor inferior, controlable según una
modulación de ancho de pulso (PWM). Con esto se puede controlar la corriente
transferida hacia la fuente de menor tensión (ultracapacitores). La operación Boost
consiste en elevar artificialmente la tensión menor para poder transferir energía a la
fuente de mayor tensión. Esto se hace cargando energía en una inductancia desde la
fuente de menor tensión (ultracapacitores), la que luego es descargada en la fuente de
mayor tensión. Para esto la inductancia juega un rol fundamental ya que es la
encargada de elevar la tensión haciendo posible la transferencia. En este conversor
DC-DC el valor de la tensión modulada se controla con PWM (Pulse Width
Modulation), siendo posible, si es que se conocen los valores de las tensiones en
ambas fuentes, controlar también la corriente transferida a la fuente de mayor tensión
(baterías).
El convertidor debe ser capaz de transferir hasta 200 A en ambos
sentidos para satisfacer los requerimientos. También debe contar con una serie de
elementos para funcionar correctamente, entre los que se destacan:
1)
Una inductancia adecuada para limitar las corrientes de rizado y capaz de
almacenar energía durante las transferencias de energía.
20
2)
Un disipador de calor capaz de mantener los semiconductores por debajo de
su temperatura de destrucción.
3)
Dispositivos de protección ante posibles fallas (fusibles y protecciones
electrónicas).
4)
Elementos que controlen las sobretensiones (mallas snubber) que puedan
producirse durante las conmutaciones.
El sistema además debe contar con una estructura y caja protectora que
sostengan y cubran los componentes del equipo.
El objetivo central de esta memoria es describir el proceso de diseño,
construcción y ensamblaje de todos estos elementos que componen el equipo de
potencia que controla los flujos de energía batería-ultracapacitor y viceversa, es
decir, el conversor DC-DC. La capacidad de potencia de este conversor está dada
por los límites de corriente y voltaje en el lado del ultracapacitor, los cuales son 200
Adc y 300 Vdc respectivamente. Desde el lado de la batería, estos límites son 150
Adc y 400 Vdc, es decir, el conversor DC-DC tiene una potencia neta de punta de 60
kW.
21
II.
2.1.
DISEÑO DEL CIRCUITO DE POTENCIA
Introducción
Para implementar el equipo electrónico que controlaría los flujos de
energía auxiliar en el vehículo eléctrico, fue necesario definir una topología de
potencia adecuada para la aplicación. Como el sistema debería trabajar al mismo
tiempo que las baterías, pero en forma independiente, se requería una configuración
en paralelo. Además la topología debía ser capaz de transferir energía desde y hacia
las baterías en todo momento, a una potencia máxima cercana a la del motor, para así
poder entregar (o recibir) en ciertos momentos toda la potencia desde el sistema
auxiliar. Los ultracapacitores varían su tensión (desde un valor mínimo hasta su
tensión máxima) de acuerdo a la carga que contienen, mientras la tensión de entrada
del inversor de potencia del vehículo se mantiene cercana a los 312 V (tensión
nominal de las baterías), por lo que se necesita una topología que pueda transferir
potencia bajo estas condiciones en todo momento. Por esto se decidió utilizar una
configuración Buck-Boost para la interconexión entre las baterías y el conjunto de
ultracapacitores, los cuales nunca podrán sobrepasar la tensión de las baterías.
El diseño de este convertidor, así como los criterios de selección de los
distintos componentes y el proceso de fabricación del equipo son descritos en detalle
en este capítulo.
2.2.
Convertidor DC-DC tipo Buck Boost
Una topología Buck-Boost permite transferir energía en ambos sentidos
entre dos fuentes de tensión, donde una de las dos fuentes (la del lado Buck) siempre
debe tener mayor tensión que la otra (lado Boost). Dadas estas características, una
configuración como la mencionada parece adecuada para la aplicación que se quiere
implementar.
En la Figura 2.1 se puede apreciar la interconexión de los distintos
componentes en una configuración Buck-Boost. En este circuito, los ultracapacitores
no han sido incluidos, pero su ubicación física corresponde a los bornes de la tensión
V2.
22
Ibat
Vc
Ia
Ic
Vs
Ib
Id1
Lado Buck
Lado boost
Figura 2.1: Diagrama de topología Buck-Boost.
Si la condición de mayor tensión en la fuente Buck no se cumpliera, la
fuente del lado Boost (V2) se descargaría hacia la fuente del lado Buck (Vdc) a través
del diodo D2. En esta configuración de potencia, los semiconductores siempre se
operan en corte o conducción, nunca en la zona activa, ya que se trata de disipar la
menor cantidad posible de potencia.
2.2.1. Operación Buck
La operación Buck consiste en conmutar el semiconductor T2,
transfiriendo así energía desde la fuente Vdc (de mayor tensión) a la fuente V2 (que
en este circuito reemplaza a los ultracapacitores). Al cerrarse T2 pasa corriente a
través de éste y de la inductancia Ls en el sentido de las flechas (como aparece en la
Figura 2.1); en ese instante parte de la energía se transfiere a la fuente V2, una
pequeña fracción se disipa en R2 y otra parte se carga en la inductancia Ls. Cuando
se abre T2 la energía que se cargó en la inductancia Ls se descarga en V2, a través
del diodo D1, obligando a la corriente a continuar en la dirección de Ib. En las
Figuras 2.2 y 2.3 se muestra un diagrama con las corrientes para el caso de la
operación Buck.
En la Figura 2.2 se puede apreciar la forma de onda de la corriente en la
fuente Vdc y en V2. Esta simulación se hizo con una tensión de 312 V en Vdc y 100V
23
en V2. Si se calculan las potencias transferidas en cada fuente estas deben coincidir
(con alguna diferencia por pérdidas en las resistencias, que son pequeñas). Se puede
apreciar que las corrientes medias multiplicadas por sus respectivas tensiones dan
aproximadamente 700 W en ambos casos.
a)
b)
Figura 2.2: formas de onda de corrientes, operación Buck. a) corriente por Vdc
(Ibat), b) corriente por V2 (Ib).
En la figura 2.3 se puede apreciar que la corriente en el condensador C
tiene un valor medio igual a 0 en régimen permanente, ya que su única función es la
de suavizar la corriente que se extrae de la fuente Vdc (lugar donde iría el banco de
baterías). Si el condensador C no existiera, la corriente por Vdc tendría la forma de
Ia, que tiene un rizado de amplitud igual a la diferencia entre el valor de punta de la
corriente y cero. También se ve cómo la corriente que pasa por T2 más la corriente
por D1 conforman la corriente Ib mostrada en la Figura 2.2, ya que como se dijo
anteriormente parte de la energía se carga en la inductancia Ls para luego
descargarse en V2 (lugar donde iría el ultracapacitor) a través del diodo D1. Además
24
se puede apreciar cómo las formas de onda están coordinadas con el PWM aplicado
en T2.
a)
14.00
9.00
4.00
-1.00
b)
8.00
4.00
0.00
-4.00
10.00
c)
6.00
2.00
-2.00
d)
1.30
0.90
0.50
0.10
50.00
50.40
Time (ms)
50.80
Figura 2.3: formas de onda de corrientes, operación Buck. a) corriente por T2
(Ia), b) corriente por condensador C, c) corriente por diodo D1, d) Señal de disparo
aplicada a T2.
La amplitud de rizado de la corriente por V2 depende exclusivamente de
la frecuencia de conmutación, del valor de la inductancia Ls, del índice de
modulación δ y de la tensión en Vdc. La fórmula para este valor se expresa en la
ecuación 2.1. Esta ecuación se deduce en el Anexo A.
Rizado =
Vdc ⋅ δ ⋅ (1 − δ )
Ls ⋅ f
(2.1)
Rizado es el valor punta-punta de la corriente por el ultracapacitor (en
este ejemplo por la fuente de tensión V2), f es la frecuencia de conmutación, Vdc es
la tensión en la batería, Ls es el valor de la inductancia serie de la fig. 2.1 y δ es el
25
“índice de modulación” que representa el porcentaje de tiempo que permanece
cerrado T2 durante cada ciclo de conmutación. Los valores de cada componente se
discuten en los próximos capítulos.
Lo ideal es tener un rizado lo más pequeño posible en la corriente ya que
produce problemas de ruido electromagnético que pueden llegar a causar graves
interferencias con otros equipos. Además los valores de punta de la corriente podrían
llegar a ser muy altos y por lo tanto quemar algún componente. Para calcular el valor
máximo de rizado se deriva la formula anterior con respecto a δ y se iguala a cero.
Con esto se obtiene el valor δ = 0.5 , el que reemplazado en la ecuación 2.1 da lo
indicado en la fórmula 2.2.
RizadoMax =
Vdc
4 ⋅ f ⋅ Ls
(2.2)
Este rizado máximo se producirá cuando la tensión V2<Vdc/2. Se puede
apreciar que las únicas variables manipulables que influyen en el valor del rizado
máximo son la frecuencia de conmutación f y el valor de la inductancia Ls. Estos se
tomarán en cuenta más adelante como criterio de diseño.
Las formulas para calcular el rizado y el rizado máximo en la operación
Boost son las mismas, por lo que no será necesario hacer el cálculo nuevamente para
ese caso.
El control de la transferencia de la energía se logra controlando la
corriente a través de la modulación de ancho de pulso, aunque lo que realmente se
controla es la tensión modulada en el punto Vs de la fig. 2.1. En este punto se
modulará una tensión determinada por la expresión 2.3.
V s = δ ⋅ Vc
(2.3)
Donde Vc es la tensión en el condensador C.
Si la tensión modulada es menor que V2 no circulará corriente ya que
ésta no puede pasar por el diodo D1 (sentido inverso) ni por T1 (está apagado). Si la
tensión modulada es mayor que V2 la corriente que circule dependerá de estas
26
tensiones y de la resistencia R2. La siguiente expresión establece este valor en forma
simbólica.
Ib =
(Vc ⋅ δ − V 2)
R2
(2.4)
Como la tensión Vc varía dependiendo de la corriente por Vdc y su
resistencia interna, hay que introducir esos elementos y calcular la corriente según
las tensiones conocidas.
I b = (Vdc ⋅ δ − Ib ⋅ R int⋅ δ 2 − V 2) / R 2
(2.5)
Despejando queda:
Ib =
(Vdc ⋅ δ − V 2)
(R2 + R int⋅ δ )
2
(2.6)
De la ecuación 2.6 se desprende que la corriente será cero cuando
Vdc·δ sea igual a V2; en caso que Vdc·δ sea menor que V2 tampoco circulará
corriente como ya se mencionó. Por lo tanto, se necesita que el índice de modulación
δ sea mayor que V2/Vdc para poder transferir energía a V2.
2.2.2. Operación Boost
La operación Boost consiste en conmutar el semiconductor T1 para
transferir energía desde V2 a Vdc. Esto se logra cargando la inductancia Ls al
producir un cortocircuito de corta duración a través de ésta cuando se cierra T1.
Luego se abre T1 y la energía contenida en la inductancia pasa a través del diodo D2
y se descarga en las baterías. La transferencia de energía se logra debido a que, al
interrumpir violentamente la corriente por la inductancia, el alto di/dt induce una
tensión en ésta, que sumada a la tensión de V2 superan la tensión en Vdc haciendo
entrar en conducción al diodo D2. Las formas de onda de corriente por Vdc y V2 en
esta operación se pueden apreciar en la Figura 2.4. Las convenciones de signo de
corriente se invierten con respecto a las flechas de la Figura 2.1 para mayor
simplicidad.
27
La simulación con que se obtuvieron las formas de onda de la Figura 2.4
se hizo con los mismos valores de tensión en Vdc y en V2 que en el caso de la
operación Buck. En este caso también coinciden las potencias de salida en V2 y de
entrada en Vdc. Este valor de potencia es aproximadamente 690 W.
2.00
a)
1.00
0.00
12.00
b)
8.00
4.00
0.00
140.00
140.80
140.40
Time (ms)
Figura 2.4: formas de onda de corrientes, operación Boost. a) corriente por
Vdc (Ibat), b) corriente por V2 (Ib).
En la Figura 2.5 se puede apreciar nuevamente que la corriente por el
condensador C tiene un valor medio igual a cero. Durante la operación Boost la
corriente por el semiconductor T1, sumada a la corriente Ia (de la figura 2.4)
conforman la corriente Ib.
28
a)
10.00
6.00
2.00
-2.00
b)
8.00
4.00
0.00
-4.00
c)
11.00
7.00
3.00
-1.00
d)
11.00
0.70
0.30
-0.10
140.00
140.80
140.40
Time (ms)
Figura 2.5: Formas de onda de corriente, operación Boost. a) corriente Ia,
b) corriente por condensador C, c) corriente por T1, d) PWM Aplicado en T1.
Como se dijo anteriormente, el valor del rizado de la corriente es el
mismo que el calculado para la operación Buck. Las fórmulas 2.1 y 2.2 entregan los
valores simbólicos del rizado y el rizado máximo por la fuente Boost. Aunque el
valor del rizado en la corriente Ib se puede controlar con un diseño adecuado, el
rizado en la corriente Ia y en las corrientes por los diodos y por los semiconductores
no se puede minimizar por diseño. Por lo anterior, al momento de implementar este
tipo de circuito, se debe tratar de hacer uniones eléctricas lo más cortas posibles, ya
que de lo contrario se producen inductancias parásitas que producen altas tensiones
durante las conmutaciones debido a los altos di/dt. Estas inductancias parásitas
también son las responsables de las interferencias electromagnéticas que el equipo
podría emitir, por lo que además de minimizar las posibles inductancias parásitas se
debe instalar una “jaula de Faraday”, o trampa electromagnética adecuada alrededor
del equipo.
Al igual que en el caso de la operación Buck, la operación Boost se
controla a través de una tensión modulada con el método de modulación de ancho de
29
pulso (PWM). Con esto se pueden controlar las corrientes si se conocen las tensiones
relevantes.
La tensión modulada en el punto Vc durante la operación Boost se
muestra en la expresión 2.7.
Vc =
Vs
(1 − δ )
(2.7)
Realizando una operación análoga a la realizada para el caso Buck, se
puede calcular el valor de la corriente en la fuente Vdc durante la operación Boost en
función de los valores conocidos.
I bat =
 V2


− Vdc 
 (1 − δ )


R2
 R int +

(1 − δ )2





(2.8)
Si se adecua esta topología a la aplicación del sistema de
almacenamiento auxiliar de energía, el circuito quedaría compuesto por las baterías
como fuente de tensión mayor (Vdc) y el conjunto de ultracapacitores como fuente
de tensión menor (V2). Se asume que la capacidad del conjunto de ultracapacitores
es suficientemente grande como para ser considerada como una fuente de tensión
ideal en periodos cortos; la única diferencia es que la tensión en esta fuente variará
lentamente conforme varía la carga en los ultracapacitores. Cuando la tensión es
igual en ambas fuentes no es posible transferir energía desde la fuente del lado Buck
al lado Boost, por lo que nunca se producirá el caso en que los ultracapacitores sean
cargados a una tensión mayor que la de las baterías.
La Figura 2.6 muestra la configuración con los elementos con que se
implementará el sistema
30
Figura 2.6: Configuración Buck-Boost del sistema de almacenaje de energía,
baterías en el lado Buck y ultracapacitores en el lado Boost.
2.3.
Selección de los Ultracapacitores
Para seleccionar la cantidad de ultracapacitores a utilizar, se debieron
considerar varios aspectos. Los más importantes son la capacidad, la tensión nominal
y máxima, la resistencia interna y las dimensiones y peso de cada unidad. Estos datos
se evaluaron considerando las limitaciones del vehículo, las tensiones con que se
trabaja y la capacidad que se requiere para lograr el objetivo planteado para el
equipo.
La cantidad de energía que se puede almacenar en un condensador
depende de su capacidad y la tensión máxima que este soporta (E=1/2·C·V2).
Además, para el manejo de altas potencias, lo ideal es trabajar con las mayores
tensiones que se pueda en los ultracapacitores, de modo de evitar las pérdidas por la
resistencia interna equivalente en serie (ESR). Estas dos condiciones hacen deseable
que se conforme un paquete de ultracapacitores de la más alta tensión que se pueda
manejar.
Debido a que los ultracapacitores tienen una enorme superficie molecular
con la que logran sus altas capacidades, la distancia entre ánodo y cátodo es
infinitesimal y por esto las tensiones internas que pueden manejar sin tener
31
problemas de aislación son pequeñas. Lo anterior se refleja en las reducidas
tensiones nominales y máximas de cada elemento, que están entre los 2.3 V y 2.7 V
respectivamente. Esta característica limita la capacidad de almacenaje de energía
(1/2·C·V2) y las tensiones con que se puede trabajar. Prácticamente todos los
modelos, incluso de distintas capacidades, tienen las mismas tensiones nominales y
máximas, mencionadas anteriormente.
La tensión nominal del paquete de baterías es de 312 V, y como se
explicó anteriormente, debido a las características de la topología, nunca se podrá
cargar el paquete de ultracapacitores a una tensión mayor que la de las baterías. Por
lo tanto, no tiene objeto instalar un banco de ultracapacitores con una tensión
nominal mayor que el voltaje de las baterías, porque parte de su capacidad de
almacenar energía siempre permanecerá ociosa. Por otro lado, si la tensión máxima
del paquete de ultracapacitores es despreciable o demasiado pequeña en relación a la
de las baterías, se corre el riesgo de sobrecargar los primeros con su consiguiente
destrucción. Entonces es deseable que la tensión máxima de los ultracapacitores sea
similar a la tensión mínima de las baterías para tener la menor capacidad ociosa
posible. Las tensiones en el paquete de baterías durante una descarga normal pueden
alcanzar aproximadamente los 300 V; la tensión máxima de un ultracapacitor es
aproximadamente 2.7 V (independiente de su capacidad) y su tensión nominal es de
2.3 V. Por lo tanto se calculó que con una cantidad de 132 condensadores se
resguardan las tensiones máximas y no se mantiene capacidad ociosa, ya que con su
tensión nominal 2.3 V es posible llegar a 303 V.
En cuanto a la capacidad de los ultracapacitores, lo óptimo es adquirir
condensadores de capacidad similar a la que se necesita utilizar debido al alto costo
de éstos. Sin embargo la capacidad óptima es uno de los puntos a estudiar en este
proyecto de investigación, por lo que no es un dato que se conozca con precisión. Por
otro lado, se puede calcular teóricamente la cantidad de energía que se necesitaría
para llevar al vehículo a un estado de velocidad crucero. Esta cantidad de energía
podría considerarse como la máxima cantidad que deberían entregar los
ultracapacitores en un período de potencia de punta por sobre la energía media que
entrega la batería. Este valor se calcula como la energía cinética que lleva el vehículo
a su velocidad crucero, expresado en la ecuación 2.9.
32
Ecinética[J ] =
 m2 
1
⋅ M [Kg ]⋅ V 2  2 
2
s 
(2.9)
Donde M es la masa del vehículo y V es su velocidad. Si la velocidad
crucero del vehículo es de 60 Km/h y su masa de 1700 Kg, entonces el valor de la
energía cinética a esta velocidad es de 236.111,1 J. Si se asume que la tensión
nominal de los ultracapacitores (132 unidades en serie) es de 303 V, entonces la
capacidad que debe tener el paquete para almacenar esa cantidad energía es de 5,14
F, y por lo tanto cada unidad debe tener 678 F. Sin embargo, ellos no se utilizan a su
plena capacidad, ya que esto involucra descargar el paquete desde sus 303 V
iniciales a cero. Lo recomendado por los fabricantes es descargarlos sólo hasta un
tercio de su tensión nominal, ya que en estas condiciones se aprovecha un 89% de su
capacidad y descargarlos más es ineficiente. Además hay que considerar que la
velocidad del vehículo podría ser mayor, lo que implica una capacidad mayor en el
banco de ultracapacitores. En el caso de la LUV, la velocidad máxima es de 120
km/h.
Por las razones dadas anteriormente, se utilizó un banco de
ultracapacitores que considerara las limitaciones mencionadas. El ultracapacitor
seleccionado fue el modelo 2700F(S) de la compañía EPCOS (ver Anexo G). Este
tiene una capacidad de 2700 F, una resistencia en serie equivalente (ESR) de 0,001 Ω
y sus características de volumen y peso se ajustan a los requerimientos del vehículo.
La capacidad total del paquete es de 20,45 F y es capaz de almacenar 938.747 J. Con
esta capacidad se garantiza que se podrá almacenar la cantidad de energía que se
necesita para acelerar al vehículo desde cero a su velocidad crucero y sobra
capacidad para experimentar con distintas estrategias de manejo de energía.
La figura 2.7 muestra la fotografía de una de las unidades que componen
el paquete de 132 Ultracapacitores y sus medidas físicas.
33
Figura 2.7: Ultracapacitor 2700F(S) de Epcos. Su capacidad es de 2700 F,
Voltaje nominal de 2.3 V, ESR = 0.001Ohm.
2.4.
Selección del Semiconductor de Potencia (IGBT)
Para implementar la topología de potencia propuesta en este capítulo, es
necesario contar con un semiconductor de potencia que sea capaz de trabajar con
tensiones de 400 V y con corrientes de más de 200 A. Además se deben considerar
las posibles sobretensiones producidas durante las conmutaciones para agregar un
margen de seguridad a los valores mencionados.
Se seleccionó el IGBT modelo PM400DSA060 de POWEREX (ver
Anexo E), el cual está diseñado para conducir una corriente de hasta 400 A y
soportar una tensión de hasta 600 V entre colector y emisor. Es importante hacer
notar que es necesario sobredimensionar la corriente debido a los valores de punta
que ésta toma, que pueden llegar a varias veces la corriente media. Además este
IGBT presenta otras ventajas como son el hecho de que su circuito de disparo
requiere de solo 15 V y que cuenta con sistemas de protección contra sobretensiones,
sobrecorrientes, corrientes de cortocircuito y sobretemperaturas. Este sistema de
protección reacciona ante cualquiera de estos eventos apagando el aparato y
enviando una señal de falla. Esta característica es muy útil en un equipo prototipo
donde la ocurrencia de fallas es bastante probable, evitando así destrucción de
equipos o accidentes.
34
La figura 2.8 muestra una fotografía del IGBT modelo PM400DSA060
de POWEREX, seleccionado para la aplicación.
Figura 2.8: módulo de potencia INTELLIMOD PM400DSA060 de
POWEREX.
2.5.
Selección del Condensador C para el Circuito Buck Boost
En la operación de semiconductores de potencia, como los IGBT que
operan en corte y conducción, se producen situaciones durante las conmutaciones en
las que la tensión instantánea en el semiconductor puede alcanzar valores muy altos
si no se toman las precauciones necesarias. Esto se debe a la presencia de
inductancias parásitas en partes del circuito de potencia. Estas inductancias parásitas
se encuentran distribuidas en todos los conductores y es especialmente significativa
en los conductores largos.
En la figura 2.9 se muestra el mismo circuito de potencia de la figura 2.1,
pero se le ha introducido un elemento que no forma parte del diseño y que sin
embargo no es posible eliminar. Este elemento es la inductancia parásita distribuida,
la que se divide en Lp1 y Lp2. En la realidad estas inductancias se encuentran
35
distribuidas en todo el circuito, pero para el análisis se consideran como elementos
concentrados.
Figura 2.9: Circuito de potencia incluyendo inductancias parásitas Lp1 y Lp2.
La presencia de esta inductancia parásita provoca situaciones no
deseadas para el semiconductor, principalmente sobretensiones. Una de las
situaciones que revisten peligro para los semiconductores es la sobretensión que se
aplica a los IGBT cuando éstos son apagados. Por ejemplo, si el IGBT T1 se
encuentra en conducción y es apagado, la corriente que se encontraba circulando por
éste y que está contenida en Ls encontrará su escape por D2; entonces, entre colector
y emisor de T1, aparecerá una tensión igual a la tensión en el condensador C más la
caída en D2 y la caída en Lp2, igual a Lp2*di/dt. Si Lp2 fuese cero, como en el caso
ideal, entonces no habría problema, pero como esto no es así, esta tensión puede
llegar a ser enorme debido a los altos valores de di/dt. Lo mismo ocurre sobre T2
cuando éste se encuentra conduciendo y se interrumpe su corriente al ser apagado
por la señal de control.
Otra situación que se produce en este tipo de circuito de potencia es la
sobretensión por la recuperación de los diodos. A modo de ejemplo, supongamos que
se encuentra conduciendo el diodo D2 durante una operación boost; cuando T1 se
enciende como parte de la secuencia correspondiente a esta operación, la corriente
contenida en Ls se redirige hacia T1, y D2 se apaga. Sin embargo, para apagar D2,
debe circular por éste una corriente inversa de recuperación. Durante el apagado de
36
D2 su corriente disminuye hasta hacerse cero y luego se hace negativa hasta apagar
el diodo, entonces vuelve a cero. La tensión inversa en el diodo es la tensión en C
menos la tensión colector-emisor en T1, por lo que mientras el diodo no se apague la
corriente inversa por éste puede llegar a ser bastante alta. Los diodos utilizados en
este tipo de circuitos de potencia son de recuperación rápida, lo que significa que una
vez que se empiezan a recuperar, su corriente inversa se interrumpe violentamente.
Entonces el valor de di/dt de la corriente de recuperación es muy alto y por lo tanto
durante el apagado de un diodo aparece una tensión elevada en Lp2, la que sumada a
la tensión del condensador C se aplica sobre el diodo en cuestión y su IGBT
correspondiente.
Para minimizar estos problemas se toman tres medidas: se instala el
condensador C lo más cerca posible del semiconductor para así minimizar el valor de
Lp2; se disminuye lo más posible Lp2 con un diseño adecuado de los conductores
entre C y el semiconductor (este diseño se encuentra en el acápite 2.5); también se
introducen elementos externos, llamados mallas Snubber (la incorporación de estos
elementos se discute en el acápite 2.6) para amortiguar las tensiones transitorias en
Lp2.
El propósito del condensador C en el circuito de potencia es proporcionar
una fuente de baja impedancia lo más cerca posible del semiconductor, para así
minimizar la inductancia parásita que hay entre los semiconductores y la fuente de
energía, pues como ya se explicó, los altos valores de di/dt en la inductancia parásita
distribuida producen tensiones transitorias de punta muy altas, las que aparecen
sumadas a la tensión de C en los semiconductores.
Para encontrar un valor adecuado del tamaño de C es necesario calcular
qué tensión máxima será permitida en sus bornes y por lo tanto en bornes del
semiconductor. Luego se necesita calcular el valor aproximado de la energía que
contendrá la inductancia parásita Lp1, ya que ésta se traspasará al condensador C y
hará subir su tensión al interrumpirse la corriente por el semiconductor. Para que no
se superen los límites de tensión, la capacidad de C debe ser suficientemente grande
para aceptar esta energía.
37
Como a la tensión que aparece en el IGBT será la suma de la tensión en
C y la tensión transitoria en Lp2, se debe fijar un valor conservador de la tensión
máxima en C. Considerando que la tensión máxima que soporta el INTELLIMOD es
de 600 V, se fijó el valor de la tensión máxima en C en 350 V, para así dejar un
holgado margen de 250 V al valor que pueda tomar la tensión en Lp2 durante la
transición de apagado del semiconductor.
La energía contenida en Lp1 se expresa en la fórmula 2.10.
E=
1
⋅ Lp1 ⋅ I 2
2
(2.10)
Para calcular el cambio en la tensión de un condensador al inyectarle
(extraerle) una cantidad determinada de energía se utiliza la fórmula 2.11.
∆E =
(
1
⋅ C ⋅ V22 − V12
2
)
(2.11)
En esta fórmula, ∆E representa la energía inyectada (extraída) al
condensador, V1 es la tensión que existía en el condensador antes del cambio en la
corriente y V 2 es la nueva tensión en C luego que se le inyecta (extrae) la energía
∆E .
Si se asume que la tensión en C antes de la interrupción en la corriente
era la tensión nominal en las baterías, es decir 312 V, se puede calcular la capacidad
requerida de C para que al entregarle la máxima cantidad de energía que podría
contener Lp1 en condiciones normales, su tensión quedaría igual a la máxima tensión
(350 V). Esta capacidad se calcula en la formula 2.12.
C=
∆E ⋅ 2
350 2 − 312 2
(
)
(2.12)
Para calcular C se estimará el valor máximo que podría tomar ∆E según
la corriente máxima de 200 A. La inductancia parásita Lp1 real se midió con un
puente digital, arrojando un valor de 7,5 uH. Con estos valores se calcula que, bajo
estas condiciones, ∆E sería igual a 0,15 J. Si introducimos este valor a la fórmula
2.12 queda que la capacidad de C es de 11,9 uF.
38
Aunque un condensador de este tamaño prevendría sobretensiones en el
semiconductor bajo las condiciones más adversas, se considera necesario utilizar un
condensador de mayor tamaño para que actúe como filtro (en conjunto con la
inductancia parásita Lp1) atenuando el rizado de la corriente que se extrae de la
batería, ya que éste es dañino para las baterías de plomo ácido.
Para este condensador es deseable la mayor capacidad posible, pues así
el filtrado es mejor. El único inconveniente de un condensador grande es la corriente
de inrush al conectarlo a las baterías, pero el condensador se encuentra en paralelo
con el inversor de potencia, el cual cuenta con un sistema de “encendido suave” que
limita estas corrientes. Entonces las únicas restricciones para el tamaño del
condensador son el espacio físico y la tensión máxima que debe soportar, que se fijó
en 450 V. Se adquirió un condensador marca NIPPON CHEMI-CON de 3300 uF
que soporta 450 V. La figura 2.10 muestra una fotografía del condensador utilizado.
Figura 2.10: Condensador marca NIPPON CHEMI-CON de 3300 uF y 450 V.
39
Se hicieron simulaciones con la herramienta computacional Psim para
corrientes de 200 A obteniendo rizado de menos de 4 A en las baterías al utilizar un
condensador de 3300 uF, lo que se consideró aceptable.
2.6.
Diseño de los Conductores en el Circuito de Potencia
La energía que produce los transitorios de tensión en los circuitos de
potencia que utilizan IGBT es proporcional a ½·Lp2·I2, por lo que mientras mayor es
la corriente que circula por el circuito mucho menor debe ser la inductancia parásita
si se quiere minimizar el efecto de estos transitorios en la tensión aplicada al IGBT.
Como ya se explicó en el capítulo 2.4, la inductancia Lp2 depende de lo
cerca que esté el condensador C del semiconductor y del diseño del conductor
(específicamente del largo del conductor). Para minimizar esta inductancia se deben
diseñar conductores lo más cortos posibles tal que se ajusten a la distribución de los
componentes en la caja que los contiene y de una sección apropiada para minimizar
las pérdidas.
Una forma de minimizar la inductancia de un conductor es fabricarlo a
base de láminas de cobre, con lo que se distribuye espacialmente la corriente
haciendo más largo el camino electromagnético por el aire y por lo tanto aumentando
la reluctancia del núcleo parásito [Rote99]. También se debe considerar el efecto
pelicular por la alta frecuencia de conmutación [Saez98] al definir el espesor de la
lámina a utilizar.
Al circular una corriente alterna con frecuencia de 12 kHz por un
conductor, la penetración de la corriente es de 0.6 mm, entonces para que la sección
de una lámina conductora se utilice efectivamente a esta frecuencia su espesor debe
ser igual o menor a 1.2 mm. Si es así se puede calcular la conductividad del material
del conductor multiplicando su sección por el factor de conductividad y dividiendo
por la longitud de éste.
En este caso se seleccionó una lámina de cobre de 0.75 mm de espesor y
se definió un ancho de 2.5 cm promedio para el conductor. Además se estimó que el
largo total de éste sería de unos 20 cm. Para estos valores se calculó una resistencia
40
total de 0.192 mΩ (la resistividad del cobre es aproximadamente 0.018 Ωmm 2 m
[Chap74]), la que significaría pérdidas de 7.68 W al conducir 200 A RMS. Lo
anterior significa que a su máxima potencia, las pérdidas en este tramo de los
conductores serán equivalentes a un 0.012% de la potencia total. Esto se puede
considerar como despreciable, y por lo tanto las dimensiones del conductor son
apropiadas en cuanto a las pérdidas por resistencia. En la Figura 2.11 se pueden
apreciar las conexiones entre los distintos componentes del convertidor Buck-Boost
hechas con conductores de cobre laminado.
Conductores
Figura 2.11: Conductores instalados en el convertidor Buck-Bosst.
2.7.
Configuración de las Mallas de Protección del IGBT (Mallas
Snubber)
Como ya se mencionó, la inductancia parásita Lp2 de la figura 2.9 se
minimizó por medio de un diseño adecuado con conductores laminados. Sin embargo
esta inductancia es imposible de eliminar por completo, por lo que se insertan
elementos externos llamados mallas Snubber. Estas mallas siempre incluyen
condensadores para recibir la energía contenida en Lp2 al cortar la corriente por el
semiconductor.
41
En la figura 2.12 se presentan cuatro tipos de mallas Snubber, que son
elementos que se instalan directamente sobre los semiconductores. Por lo general las
mallas Snubber están compuestas por una combinación de condensadores, diodos y
resistencias, cuya configuración depende del tipo de aplicación y niveles de potencia
que se manejen.
a)
b)
c)
d)
Figura 2.12: distintas configuraciones de mallas Snubber.
El tipo de malla a) indicado en la figura 2.12 puede ser efectivo en
aplicaciones de baja potencia y es muy conveniente por su bajo costo, ya que solo
consiste en un condensador de baja inductancia. Sin embargo, a medida que la
potencia del circuito aumenta, es posible que este condensador oscile con la
inductancia parásita Lp2. Por esto el Snubber tipo b) incorpora un diodo de
recuperación rápida para bloquear las oscilaciones y una resistencia para
amortiguarlas. En este caso la constante de tiempo debe ser aproximadamente un
tercio del período de conmutación del semiconductor. En aplicaciones con IGBT’s
grandes, operando a altas potencias, la inductancia parásita del Snubber tipo b) puede
ser demasiado grande para controlar efectivamente los transitorios de tensión. Para
estas aplicaciones de grandes corrientes se puede utilizar el Snubber tipo c). Esta
configuración es prácticamente igual al tipo b), pero su ventaja es que al estar
conectado directamente al emisor y colector de cada IGBT su inductancia parásita es
42
menor. El Snubber tipo d) se utiliza para controlar transientes de tensión,
oscilaciones parásitas y ruido causado por el valor de dv/dt. Lamentablemente las
pérdidas de esta configuración Snubber no son despreciables, por lo que no es
adecuado para aplicaciones con alta frecuencia de conmutación [Powe94].
La tabla 2.1 indica las sugerencias del fabricante del IGBT usado
(POWEREX) en cuanto al tipo de Snubber a utilizar y los valores de sus
componentes según el tipo de IGBT y su aplicación. Esta tabla considera que la
tensión admitida por el semiconductor es de 100 V por sobre la tensión del bus DC.
Tabla 2.1: Configuración y valores sugeridos para los Snubber.
Valores de Diseño Sugeridos
Tipo de
Módulo
Inductancia
Parásita del Bus
Tipo de
Snubber
Inductancia del
Snubber
Capacidad del
Snubber
Módulo Dual
50 A-200 A
<100 nH
A
20 nH
0.47-2.0 uF
Módulo Dual
300 A-600 A
<50 nH
B
20 nH
3.0-6.0 uF
En el caso de esta aplicación se utiliza un módulo IGBT Dual modelo
PM400DSA060, el cual soporta hasta 600 V entre colector y emisor. Como en este
diseño se trabaja con tensión en el bus de entre 300 V y 400 V, una sobretensión de
100 V está dentro los límites nominales del semiconductor. Por lo tanto los valores
sugeridos en esta tabla se aplican.
Como es difícil predecir la inductancia parásita de un diseño previo a su
fabricación y prueba, ésta no era conocida de antemano. Por lo tanto, para utilizar los
valores de referencia de la tabla 2.1, se supuso que una vez fabricados los
conductores, esta inductancia estaría dentro del rango indicado en la tabla. Para que
esto fuese efectivo, en el proceso de diseño de los conductores (descrito en el acápite
2.5) se tomó como primera prioridad minimizar esta inductancia, por métodos que
son descritos en el capítulo correspondiente.
43
En el caso de esta aplicación, las corrientes en los ultracapacitores
pueden llegar a 200 A, por lo que se deberían seguir las recomendaciones para el
primer caso expuesto en la tabla, es decir, instalar un Snubber tipo A cuyo
condensador sea de entre 0.47 y 2 uF. Sin embargo, como las tensiones son de más
de 300 V, el fabricante recomienda utilizar este Snubber en combinación con uno
tipo B.
Finalmente se instaló una combinación de estos dos tipos. Los valores
utilizados se muestran en la figura 2.13.
Snubber tipo B
Snubber tipo A
Figura 2.13: Snubber instalado en el circuito de potencia.
De la combinación anterior, el fabricante del IGBT recomienda que el
Snubber tipo B tenga una constante de tiempo RC cercana a un tercio del período
( τ ) de conmutación (en este caso τ = 1/12.000 s). El Snubber tipo B que se utilizó
tiene una constante de tiempo RC = 16·10-6 s, la que se encuentra cercana al valor de
τ / 3 = 27·10-6 s.
44
La figura 2.14 muestra una fotografía de los elementos de la malla
Snubber instalada (ver Anexo F).
Snubber tipo A
Snubber tipo B
Figura 2.14: Condensador y conjunto Condensador-Diodo con resistencia para
mallas Snubber tipo A y B.
2.8.
Diseño de la Inductancia Ls del Circuito Buck-Boost
El propósito de la inductancia Ls es almacenar temporalmente energía en
forma de corriente para lograr la transferencia de ésta en ambos sentidos. Este
proceso se explicó en la descripción del circuito Buck-Boost en 2.2.1 y 2.2.2.
Como se mostró en el comienzo de este capítulo, la corriente resultante
por los ultracapacitores tiene una forma de corriente continua con rizado. El rizado
máximo depende de la tensión de las baterías, la frecuencia de conmutación y el
valor de Ls (ecuación 2.2). Se busca minimizar el rizado de la corriente pues éste
causa problemas de ruido audible, pérdidas por calentamiento, vibraciones
mecánicas y ruido electromagnético que puede provocar fallas en los sistemas de
control (principalmente en las etapas análogas). Para minimizar el rizado se puede
utilizar una frecuencia de conmutación alta, una inductancia Ls grande o ambas.
Aunque la frecuencia máxima de operación de los IGBT utilizados es de 20 kHz, en
45
este caso se decidió utilizar una frecuencia de conmutación de 12 kHz, pues por cada
conmutación se pierde una cierta cantidad de energía [Powe94], y al aumentar la
frecuencia, aumentan las pérdidas por este concepto. Se consideró un valor de 12kHz
una frecuencia lo suficientemente alta para no tener que utilizar una inductancia muy
grande y sin aumentar mucho las pérdidas.
Se tomó como valor arbitrario de rizado máximo 5 A equivalente a un
2.5% de la corriente máxima. Según la ecuación 2.2, para tener un rizado máximo de
5 A a una frecuencia de conmutación 12 kHz y con 312 V de tensión en las baterías,
se necesita una inductancia de 1.3 mH, la que debe ser capaz de conducir 200 A con
pocas pérdidas y baja emisión de ruidos. Además se debe tratar de minimizar el peso
y volumen del elemento.
Las principales variables de decisión en este caso son: material del
conductor, forma del conductor, número de vueltas, material del núcleo y área del
núcleo.
Luego de analizar varias alternativas se decidió utilizar núcleo de aire
(para evitar la saturación y disminuir peso), y como conductor se utilizó una lámina
de aluminio de 0.5 mm de espesor y 12 cm de ancho.
La resistividad del cobre es 0.667 veces la del aluminio, pero la densidad
del cobre es 3.32 veces la del aluminio [Chap74]. Entonces, el peso de una lámina de
cobre es 2.213 veces el peso de la lámina de aluminio para una misma resistencia por
unidad de longitud. Por esta razón se utilizó conductor de aluminio.
La resistividad de un material que conduce corrientes a altas frecuencias
cambia con la distancia a la superficie (es el denominado efecto pelicular) [Saez98].
La profundidad de penetración es una medida que indica a qué distancia de la
superficie se mantiene la resistividad natural del material a una frecuencia dada. A
12 kHz la profundidad de penetración es aproximadamente de 0.6 mm [Saez98]. Por
lo tanto la lámina utilizada en este caso es suficientemente delgada para que no se
presenten cambios en la resistividad debido a la frecuencia en ninguna zona de su
sección.
46
En la figura 2.15 se muestra el diseño de la inductancia, la que consta de
dos enrollados con circulación de corriente en el mismo sentido. Los enrollados están
unidos en la parte exterior y los contactos externos están en la base de los enrollados.
Cada rollo tiene 130 vueltas y el núcleo, conformado por un tubo hueco de fibra de
vidrio, tiene un diámetro de 7 cm y su largo es de 26 cm.
Figura 2.15: Diseño de Bobina L para circuito de potencia.
Al enrollar la lámina de aluminio sobre la base de fibra de vidrio, se
intercaló entre las vueltas un film aislante marca DuPont, tipo NOMEX (ver Anexo
I), de uso industrial en la fabricación de transformadores. Finalmente, para evitar
vibraciones producidas por las fuerzas electromagnéticas que se inducen entre las
espiras, la inductancia completa fue bañada en una resina aislante marca Royal
Diamond, tipo Royalac 158/4 (ver Anexo H).
De las ecuaciones 2.13 y 2.14 [Hall88], donde N es el número total de
vueltas, R es la reluctancia del núcleo, l es el largo y A la sección del núcleo, se
desprende que el valor teórico de la inductancia es de 1.26 mH.
R=
l
µ0 ⋅ A
(2.13)
47
L=
N2
R
(2.14)
El valor real de la inductancia obtenido con un puente de medidas digital
fue de 1.3 mH, muy cercano al valor teórico de 1.26 mH.
La figura 2.16 muestra una fotografía de la bobina terminada, la que fue
montada en una base de madera con estructura de aluminio y tubo de PVC.
Finalmente se incorporó una cubierta aislante de PVC.
Figura 2.16: Bobina Ls terminada.
48
III.
DISEÑO TÉRMICO
3.1.
Introducción
Durante la operación de semiconductores de potencia siempre se
producen pérdidas en la conmutación y conducción. Estas pérdidas se materializan
como calor eliminado desde las junturas del semiconductor hacia el ambiente. Si el
calor no encuentra una ruta expedita para transitar hacia el ambiente, la temperatura
del semiconductor se elevará, pudiendo incluso destruirse por este motivo.
El IGBT utilizado en este caso, un INTELLIMOD PM400DSA060 de
POWEREX, cuenta con un sistema de seguridad que interrumpe automáticamente la
operación cuando se sobrepasa un límite de seguridad establecido para la
temperatura del semiconductor. Sin embargo este sistema de protección solo se debe
considerar como una medida de seguridad de respaldo. Por ello se hace necesario
calcular la potencia disipada por el dispositivo y diseñar un disipador de calor capaz
de extraer esta potencia, manteniendo la temperatura del semiconductor dentro de los
límites establecidos por el fabricante.
3.2.
Cálculo de Temperaturas
Para evitar la destrucción del semiconductor es imprescindible que
nunca se sobrepase la temperatura de juntura máxima especificada por el fabricante
(150 ºC). Sin embargo, la protección de sobretemperatura incorporada en el aparato
se activa cuando la temperatura de juntura sobrepasa los 110 ºC. Por lo tanto, para
asegurar un funcionamiento correcto y sin interrupciones se debe resguardar que,
bajo condiciones normales de operación, la temperatura de juntura nunca llegue a
110 ºC.
El modelo de temperaturas se confecciona con las resistencias térmicas
especificadas por el fabricante, la resistencia térmica del disipador y la temperatura
ambiente. Para el aparato en cuestión se confeccionó el modelo que se muestra en la
figura 3.1.
49
INTELLIMOD PM400DSA060
PQ
TjQ
Rth(j-c)Q
Tc
Rth(c-f)
Tf
Rth(f-amb)
Tamb
PF
TjF
Rth(j-c)F
Figura 3.1: Modelo térmico para el INTELLIMOD PM400DSA060.
En el modelo PQ y PF representan las potencias de pérdida del IGBT y
diodo respectivamente. Rth(j-c)Q representa la resistencia térmica entre la juntura del
IGBT y la carcasa del aparato. Rth(j-c)F representa la resistencia térmica entre la
juntura del diodo y la carcasa del aparato. Rth(c-f) representa la resistencia térmica
entre la carcasa del aparato y el disipador de calor. TjQ y TjF representan las
temperaturas de la juntura del IGBT y del diodo respectivamente. Tc es la
temperatura de la carcasa, Tf es la temperatura del disipador y Tamb es la temperatura
ambiente.
Las temperaturas de la carcasa y de las junturas del IGBT y del diodo se
calculan en función de las resistencias térmicas y las potencias de pérdidas. Estas
temperaturas se calculan en forma simbólica en las ecuaciones 3.1, 3.2 y 3.3.
Tc = Tamb + (Rth ( c− f ) + Rth ( f −amb ) )⋅ (PQ + PF )
(3.1)
T jQ = Tamb + (Rth ( c − f ) + Rth ( f −amb ) )⋅ (PQ + PF ) + Rth ( j −c )Q ⋅ PQ
(3.2)
T j F = Tamb + (Rth ( c − f ) + Rth ( f −amb ) )⋅ (PQ + PF ) + Rth ( j −c )F ⋅ PF
(3.3)
50
Del porcentaje de pérdidas calculado en el Anexo B y, asumiendo una
potencia media en el convertidor de 12 kW (esto es suponiendo una operación
intensiva, con pulsos de 36 kW de 20 segundos de duración por cada minuto de
funcionamiento), se desprende una potencia media de pérdidas de 240 W, de los
cuales 187.2 W provienen del IGBT en conmutación y 52.8 W del diodo opuesto o
complementario.
En la figura 3.2 se muestra un gráfico con los valores que debería tener la
resistencia térmica del disipador para mantener las temperaturas en las junturas del
diodo y del IGBT en 110 ºC y la temperatura de la caja del dispositivo en 100 ºC, en
función de distintos valores de potencias a disipar. Estos valores fueron calculados
utilizando las ecuaciones 3.1, 3.2 y 3.3; asumiendo una temperatura del ambiente de
60 ºC.
Resistencia Térmica del disipador v/s potencia a disipar
Resistencia del disipador [ºC/W]
0,300
0,250
0,200
Asegurar
IGBT
Tº en IGBTTº= en
110ºC
0,150
Tº en diodoTº= en
110ºC
Asegurar
diodo
Tº en caja Tº
= 100ºC
Asegurar
en caja
0,100
0,050
0,000
125
145
165
185
205
225
245
265
285
Potencia [W]
Figura 3.2: Gráfico de resistencias térmicas del disipador para mantener
temperaturas nominales.
51
Del gráfico anterior se puede ver que la resistencia del disipador de calor
debe ser menor que 0.05 ºC/W, para poder mantener todas las temperaturas dentro de
los niveles establecidos por el fabricante.
3.3.
Diseño del Disipador
Dentro de los objetivos de la construcción del convertidor Buck-Boost se
encuentra el hacer el disipador lo más pequeño y eficiente posible. Como el vehículo
eléctrico en cuestión cuenta con un circuito de agua, compuesto por una bomba y
radiador, se decidió fabricar un disipador de calor por convección forzada con agua,
utilizando el mismo circuito.
El material empleado fue aluminio maquinado con ranuras y canales
principales. En la figura 3.2 se muestra el diseño de disipador y en la figura 3.3 se
muestra una foto de sus piezas terminadas.
φ1/2”
20 mm
40 mm
10 mm
49 mm
20 mm
4 mm
3 mm
3 mm
3 mm
3 mm
41,25 mm
3 mm
3 mm
3 mm
3 mm
87 mm
110 mm
185 mm
3 mm
3 mm
3 mm
3 mm
3 mm
3 mm
3 mm
52 mm
24,5 mm
64 mm
180 mm
Figura 3.2: Diseño del disipador de calor.
52
a)
b)
Figura 3.2: a) Fotografía de las piezas terminadas del disipador de calor; b)
Fotografía del disipador ensamblado con IGBT sobre éste.
El diseño se compone de dos piezas. La primera en forma de “tina”, con
dos orificios para acoplar los conductos de agua (entrada y salida del fluido), donde
se inserta la segunda pieza en forma de tapa, con ranuras para la disipación del calor
mediante el contacto con el agua. El semiconductor se atornilla a la pieza que
contiene las ranuras para lograr una transmisión del calor directa al fluido.
53
La ventaja que este tipo de disipador presenta es lo compacto de su
tamaño. Su desventaja es que necesita un circuito de agua con intercambiador de
calor, problema que en este caso se podía obviar pues se contaba con el sistema de
enfriamiento por agua del motor de tracción. Esto permitió diseñar una distribución
de componentes con menos restricciones, obteniendo un equipo de alta potencia en
un espacio reducido.
Lo anterior se puede apreciar en la fotografía de la figura 3.3, que
muestra el equipo armado sin la tapa, donde se puede observar el pequeño espacio
que ocupa el disipador.
Disipador de calor
Figura 3.3: Fotografía del equipo armado sin la tapa.
La resistencia térmica teórica del disipador, calculada en el Anexo C, es
de 0.01023 ºC/W. Este valor es mucho menor que la resistencia mínima de 0.05
ºC/W calculada anteriormente, lo que asegura el mantenimiento de la temperatura de
los componentes dentro de los márgenes establecidos por el fabricante.
54
IV.
TRANSDUCTORES
4.1.
Introducción
Para poder aplicar un sistema de control al convertidor Buck-Boost y
manejar el flujo de energía según un algoritmo predefinido, es necesario adquirir un
conjunto de señales. Entre estas se cuentan la corriente y tensión en el ultracapacitor,
la tensión en las baterías, la velocidad del vehículo, el estado de carga de las baterías
y la corriente del sistema de tracción. Algunas de estas señales están disponibles
como salidas del microcomputador que controla el sistema de tracción. Sin embargo,
las que tienen relación con los ultracapacitores deben ser sensadas por separado. Por
esto se instaló un transductor de tensión y uno de corriente en los ultrapacitores.
Además se incorporó un transductor de temperatura en el disipador de calor del
convertidor para poder monitorear esta variable.
4.2.
Transductor de Corriente (LEM)
Para medir la corriente en los ultracapacitores (que están conectados en
serie, por lo que su corriente es la misma para todos) se instaló un sensor de efecto
hall marca LEM, modelo LT 100-S (ver Anexo J). Las especificaciones de este
aparato se muestran en la tabla 4.1.
Tabla 4.1: Características del Transductor de corriente.
Característica
Valor
Unidad
LT 100-S
-
Corriente nominal
100
A rms
Rango de medidas
+ 200
A rms
Razón de vueltas
1:1000
-
+12 a +18
V
Modelo
Alimentación
El sensor en cuestión funciona óptimamente con una alimentación de
+15 V, para lo que se utilizó una fuente conmutada aislada marca Nemic Lambda,
55
modelo PM20-12D15. Esta fuente se alimenta de los 12 V provenientes de la
alimentación general para los circuitos de control, y genera dos salidas : +15 Vdc y –
15 Vdc, con una corriente máxima de 670 mA por cada una. El consumo del sensor
es de 28 mA más la corriente de medida (cuyo valor máximo es de 200 mA).
Entonces, el consumo máximo de éste es de 228 mA.
El sensor LEM tiene una relación de espiras 1:1000, por lo que la señal
de salida de este transductor es una señal de corriente de magnitud 1000 veces menor
que la corriente medida. Para utilizar esta señal en el control, es necesario
transformarla a voltaje y adecuarla a los niveles de tensión que maneja el conversor
Análogo/Digital del microprocesador. Este conversor adquiere señales de tensión
entre 0 V y 5 V.
En la figura 4.1 se muestra el circuito de alimentación del transductor o
sensor, y la forma en que se manipula la señal para entregarla al microprocesador.
56
Icap
LEM
LT 100-S
-15 OUT +15
+12
GND
+15 GND -15
PM20-12D15
20 kΩ
20 kΩ
20 kΩ
10 kΩ
LF 353
+
0.1 uF
R medida
27 Ohm
10 kΩ
0.1 uF
10 kΩ
-
20 kΩ
10 kΩ
LF 353
10 kΩ
+
LF 353
+
5[V]
100 kΩ
Figura 4.1: Circuito de alimentación y de manipulación de señal del
transductor de corriente, Módulo LEM LT 100-S.
En la figura anterior se puede apreciar una etapa de alimentación, un
filtro pasabajos, un amplificador sumador para ajustar la ganancia y el corrimiento, y
finalmente un amplificador inversor para entregar señales positivas al conversor
A/D.
La figura 4.2 muestra una fotografía del transductor mencionado,
instalado en la caja del convertidor.
57
LT 100-S-
Figura 4.2: Transductor de corriente LT 100-S instalado en el convertidor
Buck-Boost.
4.3.
Transductor de Tensión
La carga en los ultracapacitores depende directamente de la tensión que
hay en éstos. Para poder calcular esta carga se instaló en el paquete de
ultracapacitores un transductor de tensión marca LEM, modelo LV 100 (ver Anexo
K). Algunos datos de este instrumento se muestran en la tabla 4.2.
Tabla 4.2: Características del Transductor de tensión.
Característica
Valor
Unidad
Modelo
LV 100
-
Corriente nominal
10
mA
Rango de medidas
+ 20
mA
Razón de vueltas
10000:2000
-
Alimentación
+15
V
58
Este transductor se alimenta con la misma fuente conmutada utilizada
para alimentar el transductor de corriente. El circuito de alimentación y
manipulación de la señal de salida de este transductor se muestra en la figura 4.3.
-
TLV 7441
+
100 kΩ
-
TLV 7441
+
R medida
75 Ohm
+12
GND
-15 GND +15
PM20-12D15
-15 OUT +15
LEM
LV 100
32 kOhm
Tensión a medir
Figura 4.3: Circuito de alimentación y manipulación de señal de salida del
transductor de tensión LV 100.
Como se puede ver en la figura 4.3, este transductor en realidad mide la
corriente que pasa por una resistencia entre los bornes de la tensión a medir. En la
figura se puede distinguir la etapa de alimentación, luego un amplificador seguidor
de tensión, un divisor de tensión y un segundo amplificador seguidor de tensión. La
señal resultante va al conversor A/D del microprocesador que efectúa el control.
El consumo máximo de este transductor es de 10 mA más la corriente de
medida. Si se asume 300 V como la tensión máxima en los ultracapacitores, la
corriente de medida máxima será de 47 mA. Por lo tanto la máxima corriente
consumida por el LV 100 será de 57 mA.
59
El transductor de corriente tiene un consumo máximo de 228 mA, por lo
tanto la corriente total consumida por ambos transductores es de 285 mA. Este valor
esta muy por debajo de la corriente máxima (670 mA) que la fuente conmutada
puede entregar, sin embargo se decidió utilizar una fuente con esa potencia para
tener la posibilidad de medir corrientes mucho mayores.
La figura 4.4 muestra una fotografía del transductor de tensión, instalado
en los bornes del paquete de ultracapacitores..
Bornes del paquete
de Ultracapacitores
LV 100
Figura 4.4: Transductor de tensión LV 100 instalado en el paquete de
ultracapacitores.
4.4.
Transductor de Temperatura
El transductor de temperatura tiene como objetivo monitorear la
temperatura del disipador de calor, para así tener una idea de la capacidad real de
extracción de calor de éste. Además, conociendo las potencias de pérdidas
aproximadas, las resistencias térmicas del INTELLIMOD y la temperatura del
disipador, es posible tener una idea aproximada de la temperatura de juntura de los
semiconductores.
60
Como transductor de medida se utilizó un termistor no lineal de
resistencia nominal 2 kΩ. La resistencia de este elemento varía en forma inversa, no
lineal (polinomio de 4º grado) con la temperatura. Para poder adquirir el valor de la
resistencia se hace circular por ésta una corriente fija y se mide la tensión en uno de
sus bornes. El cálculo para determinar la temperatura correspondiente se hace en un
procesamiento posterior. La figura 4.5 muestra un esquema del circuito para obtener
un valor aproximado de la resistencia del termistor.
Termistor (2kOhm nominal)
TLV 7441
+
Al Conversor A/D
+ 5V
Figura 4.5: Circuito del termistor para medir temperatura.
61
V.
5.1.
SISTEMAS DE SEGURIDAD Y PROTECCIONES
Introducción
En el diseño del conversor DC-DC se han incluido algunos sistemas de
seguridad debido a los altos niveles de potencia con los que se trabajará. Estos
sistemas tienen por objeto prevenir situaciones de riesgo para los usuarios o el
equipo. En el caso de los fusibles el objetivo es que, en funcionamiento fuera de
rango, éstos se destruyan antes que otras partes valiosas del equipo o antes que se
produzcan incendios o explosiones.
5.2.
Fusibles
Aunque el INTELLIMOD PM400DSA060 cuenta con protecciones para
cortocircuito y sobrecorriente, el circuito de potencia ha sido dotado de dos fusibles
rápidos, uno en cada lado del convertidor Buck-Boost. Su propósito es evitar
destrucción de equipos, incendio o explosión frente a posibles cortocircuitos o
sobrecargas que el INTELLIMOD no haya detenido. Los fusibles son del tipo rápido
con filamento envuelto en arena para cortar el arco eléctrico.
La figura 5.1 muestra un esquema con la ubicación de los fusibles en el
circuito de potencia.
62
Figura 5.1: Circuito de potencia con Fusibles.
5.2.1. Fusible 1
El fusible del lado de las baterías está diseñado para una corriente
nominal de 125 A. Fuera de este rango puede soportar corrientes de hasta 250 A
durante 2 s. Si la corriente es mayor, el fusible soporta por tiempos cada vez
menores. Esta característica se describe en la curva de corrientes y tiempos de corte
del fusible, expuesta en el Anexo D.
El filamento del fusible se encuentra inserto en un contenedor con arena
de silicio, la cual se funde en caso de producirse un arco eléctrico. Esta misma arena
fundida forma una barrera que corta el arco rápidamente. Por estas características
estos fusibles reciben la denominación de ultra-rápidos.
La figura 5.2 muestra el fusible 1 instalado dentro de la caja del
convertidor Buck-Boost. También se puede apreciar el diodo que aparece en la figura
5.1 y un mecanismo de detección de fusible abierto, el que funciona con un microinterruptor, cuyas funciones se describen más adelante.
63
Diodo
Micro-Interruptor
Fusible 1
Figura 5.2: Fusible 1, ubicado dentro de la caja del convertidor DC-DC.
5.2.2. Fusible 2
Éste tiene las mismas características que el anterior, con la diferencia que
está diseñado para una corriente nominal de 160 A. La curva que describe la relación
entre las corrientes y el tiempo de corte se encuentra en el Anexo D.
El Fusible 2 se encuentra en el circuito del paquete de los
ultracapacitores, separando dos mitades de éste. En la figura 5.3 se puede ver la
ubicación física de este fusible.
64
Fusible 2
Figura 5.3: Ubicación del Fusible 2.
5.3.
Detector de Falla en Fusible y Diodo
Analizando el circuito de potencia de la figura 5.1 se puede identificar
una singularidad en éste, la cual se manifiesta cuando el Fusible 1 se queme dejando
aislado el convertidor DC-DC de las baterías. En ese caso se puede producir una
situación peligrosa si, al no detectar la anomalía, el convertidor sigue funcionando e
intenta traspasar carga desde el ultracapacitor hacia las baterías. Esta situación sería
peligrosa porque al conmutar el IGBT T1, el conversor podría seguir trabajando en el
modo Boost, traspasando energía desde los ultracapacitores hacia el condensador C,
lo que haría subir la tensión en éste hasta destruirlo o hasta destruir el
INTELLIMOD por exceso de tensión en sus terminales.
Para prevenir esta situación se instaló un detector de falla en el Fusible 1.
Este detector, que se puede apreciar en la figura 5.2, consiste en un microinterruptor, el cual es accionado mecánicamente por un botón que salta del fusible
cuando éste se quema. El micro-interruptor aplica una tensión equivalente a un 1
lógico en una de las entradas del microprocesador que maneja la operación del
65
convertidor DC-DC, desencadenando una interrupción de programa que detiene la
operación del convertidor.
También se instaló un diodo de alta corriente para prevenir la destrucción
del condensador C en el caso que se trabe el botón del fusible o éste tarde en saltar.
En ese caso la corriente proveniente del convertidor podría pasar a las baterías sin
dañar el condensador C ni provocar explosiones, pero no se podría volver a traspasar
energía hacia los ultracapacitores mientras no se cambie el fusible.
El diodo aparece en las figuras 5.1 y 5.2 sobre el Fusible 1. Su corriente
máxima es de 140 A.
5.4.
Supervisión de Tensión de Control
Durante el encendido y apagado del equipo, la tensión de alimentación
del circuito de control del convertidor Buck-Boost pasa por estados transitorios de
niveles inferiores al valor mínimo de funcionamiento. Cuando esto sucede el
microprocesador encargado de controlar los IGBT entra en estado de “Reset”, lo que
implica pérdida de control de las salidas, cuyos niveles de tensión se fijan en el
máximo disponible durante este estado. Esto implica que las salidas encargadas de
conmutar los IGBT se encienden simultáneamente, lo que forzaría un cortocircuito.
Para evitar corto circuitos en estas situaciones, se ha incluido un circuito
de supervisión de tensión basado en el componente de Texas Instruments TL7705B
(ver Anexo N), el cual controla un buffer interpuesto entre las salidas del
microprocesador y las entradas al INTELLIMOD.
Este componente está especialmente diseñado para la supervisión de
niveles de tensión e incorpora un temporizador además del comparador con la
tensión umbral. Su funcionamiento consiste básicamente en mantener un cero lógico
en su salida mientras la tensión de alimentación de los circuitos se encuentre bajo el
umbral. Una vez que esta tensión entra a la zona normal, se activa el temporizador
que mantiene en cero lógico la salida por un período predeterminado, luego de lo
cual la salida pasa al uno lógico.
66
La salida del TL7705B habilita o deshabilita al buffer interpuesto entre el
microprocesador y las compuertas del INTELLIMOD.
La figura 5.4 muestra un esquema el circuito supervisor de tensión antes
descrito.
Interruptor
manual
+ 5V
TL7705B
T1
T1
T2
T2
Del Microprocesador
A los IGBT
Figura 5.4: Circuito supervisor de voltaje.
El circuito además está dotado de un interruptor manual para poder
desconectar las compuertas de los IGBT, lo que permite hacer pruebas de programa
con el circuito de potencia deshabilitado.
67
VI.
DISEÑO DE LA CAJA PROTECTORA Y DISTRIBUCIÓN DE
COMPONENTES
6.1.
Introducción
En el presente capítulo se mostrará la distribución de los componentes de
control y de potencia en el interior del compartimiento original del motor de la
camioneta LUV, y la instalación de las cajas protectoras que los contienen.
6.2.
Distribución de Componentes
La distribución de los componentes se realizó pensando en un uso
óptimo del espacio, resguardando las distancias necesarias para los componentes de
potencia. El reducido espacio que ocupa el disipador de calor permitió disminuir el
volumen total del equipo.
En la figura 6.1 se puede apreciar un esquema de la distribución elegida
de los componentes, la que luego se concretó en la construcción de la caja protectora
que contiene al equipo.
Caja para los circuitos de
control y microprocesador
Snnuber
INTELLIMOD
Conectores de potencia
Hacia el banco de
ultracapacitores
Condensador
LEM de corriente
Fusible F1
Terminal positivo
desde la batería
Disipador de calor
Conductos de Agua
Terminal negativo
desde la batería
Figura 6.1: Esquema de la distribución deseada de los componentes.
68
La Figura 6.2 muestra un fotomontaje de la ubicación deseada del equipo
y sus conexiones. El uso de esta herramienta gráfica permitió resolver la ubicación
de conectores sin tener que construir piezas de prueba.
Figura 6.2: Ubicación deseada del equipo en compartimento delantero del
vehículo.
6.3.
Caja Protectora
La caja protectora se fabricó con una base de aluminio de 4 mm de
espesor, un perfil de aluminio para el borde y una tapa hecha de aluminio laminado
de 0.6 mm de espesor. La caja que contiene los circuitos de control y el
microprocesador se obtuvo de un circuito de control anterior, y está hecha
especialmente para contener circuitos impresos con protección electromagnética
(Jaula de Faraday).
69
La figura 6.3 muestra una fotografía del equipo con sus componentes
ensamblados según la distribución predefinida. Para el soporte de la caja de los
circuitos de control se agregó una estructura de perfiles de aluminio.
Figura 6.3: Componentes ensamblados en la caja protectora.
Finalmente
se instaló el equipo en el interior del compartimento
delantero de la camioneta Chevrolet LUV, sobre el inversor de potencia. La caja del
equipo fue asegurada a la estructura del chasis en su parte posterior. Se conectaron
las mangueras de circulación de líquido enfriador y se conectaron los cables del
circuito de potencia con sus respectivas aislaciones.
En la figura 6.4 se muestra una fotografía de las conexiones del circuito
de agua y los cables de potencia. En la figura 6.5 se muestra el Equipo completo
instalado con su tapa protectora.
70
Figura 6.4: Conexiones del circuito de agua y de los cables de potencia.
Figura 6.5: Convertidor Buck-Boost instalado en el vehículo.
71
VII.
RESULTADOS EXPREIMENTALES
El equipo ya ha sido probado en su funcionamiento elemental de
transferencia de potencia con corrientes de hasta 200 A en ambos sentidos. El
sistema de control y manejo de energía aún se encuentra en etapa de desarrollo, por
lo que todavía no se pueden sacar conclusiones sobre la eficiencia total del equipo.
La figura 7.1 muestra la forma de onda del rizado de la corriente por los
ultracapacitores operando como Buck y Boost, con un índice de modulación igual a
0.5 en ambos casos (donde se logra la mayor amplitud del rizado). Se puede apreciar
que el valor punta-punta del rizado es de aproximadamente 4.3 A, lo que supera las
expectativas planteadas en el capítulo 2.7.
Escala: 1 A/div
Escala: 100 us/div
Figura 7.1: Forma de onda del rizado de la corriente por los ultrapacacitores
para operación Buck y Boost.
La figura 7.2 muestra la respuesta al escalón de uno de los esquemas de
control que actualmente están siendo probados en el equipo. En esta prueba se
72
alcanzó una corriente de régimen de 200 A para la operación Boost y –200 A para la
operación Buck.
Boost: 200 Adc
VBAT=330 Vdc
VC=80 Vdc
50 A/div
50 ms/div
Buck: -200 Adc
VBAT=330 Vdc
VC=80 Vdc
50 A/div
50 ms/div
Figura 7.2: Respuesta al escalón de un esquema de control bajo prueba.
Una prueba importante es el cálculo empírico del valor de la resistencia
serie equivalente (Equivalent Series Resistance ó ESR). Esta se realiza aplicando una
corriente de valor constante durante un período de tiempo al paquete de
ultracapacitores, luego se mide gráficamente la desviación de la tensión en el paquete
de ultracapacitores durante la prueba con respecto a una curva de descarga de
condensador ideal (esta curva sería una rampa perfecta con inclinación igual a I/C),
con este valor se calcula el valor de esta resistencia por simple ley de Ohm. .
Una prueba con corriente continua permite determinar el valor de la ESR
para esa condición solamente, ya que el valor de esta resistencia varía con la
frecuencia. Sin embargo, debido a la naturaleza de la aplicación, el equipo operará
con variaciones relativamente lentas en la corriente; por esto, el valor determinado
en esta prueba se considerará válido para el rango de operación del equipo en esta
aplicación específica.
73
La figura 7.3 muestra un gráfico de la tensión en el paquete de
ultracapacitores para una prueba de corriente continua de 200 A en ambos sentidos.
VCOND [V]
VCOND [V]
CARGA
200
DESCARGA
200
27 V
150
I=-200 Adc
150
27 V
100
100
I=200 Adc
50
50
t [s]
t [s]
0
1
3
5
7
9
11
13
0
1
2
3
4
5
6
7
8
9
Figura 7.3: Tensión en ultracapacitores durante pruebas de corriente continua
para determinar el valor de la resistencia serie equivalente (ESR).
En la figura anterior se puede apreciar que la variación en la tensión es
de aproximadamente 27 V, lo que se comprobó mas exactamente promediando los
valores capturados de esta desviación durante la prueba. Con este valor de la
desviación se puede calcular una resistencia serie total de 27V/200A = 0.135Ω.
Como son 132 ultracapacitores en serie se obtiene una resistencia serie aproximada
de 1,023 mΩ para cada uno, muy cercana al valor entregado por el fabricante de 1
mΩ.
74
VIII. CONCLUSIONES
Se diseñó y construyó un conversor de potencia, basado en un
convertidor DC-DC bidireccional del tipo Buck-Boost. Su aplicación está orientada
al uso de un sistema de ultracapacitores para el frenado regenerativo en un vehículo
eléctrico. Este conversor DC-DC debe permitir mover los flujos de energía desde las
baterías y el sistema de tracción, hacia los ultracapacitores y viceversa.
El diseño de este conversor permitió construir un equipo de potencia
compacto y robusto. Este equipo pudo implementarse en forma compacta gracias al
uso de enfriamiento por agua, utilizando un disipador de calor diseñado
especialmente, el cual presenta una resistencia térmica teórica menor que 0.02 ºC/W,
superando todas las expectativas. Dentro del sistema de protecciones del equipo, éste
cuenta con mallas Snubber para evitar condiciones de sobretensión en el
semiconductor, sensores para medir señales específicas del convertidor (cuyas
mediciones serán utilizadas por el sistema de control a implementar en el futuro) y
sistemas redundantes de seguridad para evitar situaciones de riesgo o destrucción de
elementos bajo cualquier condición de operación. Además del conversor, se diseñó y
construyó una bobina de alisamiento (Ls) de 1.3 mH capaz de conducir más de 200 A
sin saturarse y con bajas pérdidas.
Los resultados de las pruebas fueron satisfactorios en todo sentido. Se
obtuvo un rizado máximo en la corriente de menos de 5 A, lo que se logró gracias al
diseño adecuado de la inductancia Ls. En la prueba de respuesta al escalón en
corriente se obtuvo un resultado satisfactorio con control PI, logrando estabilizar la
corriente en menos de 100 ms. Finalmente se determinó experimentalmente el valor
de la resistencia serie equivalente, el que resultó muy cercano al valor de 1 mΩ
entregado por el fabricante.
Se puede concluir que se lograron todos los objetivos planteados para el
desarrollo de este equipo, en cuanto a tamaño, potencia y seguridad de operación.
Por otro lado, los resultados experimentales obtenidos muestran un excelente
comportamiento en todo el rango de operación.
75
Parte del desarrollo de este equipo, que no se consideró dentro del
alcance de esta memoria, queda propuesto como trabajo a realizar en el futuro. En
esta categoría se incluye el desarrollo de los algoritmos de control de flujos de
potencia y manejo de energía en el vehículo eléctrico. También queda propuesto el
estudio del beneficio técnico-económico que implica el uso de estas tecnologías en
vehículos eléctricos o híbridos.
76
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Construcción de un Inversor Compacto de Alta Potencia. Memoria
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octubre, 2001.
78
ANEXOS
79
ANEXO A
CÁLCULO SIMBÓLICO DE VALORES DE RIZADO DE CORRIENTE
EN CONFIGURACIONES BUCK-BOOST
80
ANEXO A: CÁLCULO SIMBÓLICO DE VALORES DE RIZADO DE
CORRIENTE EN CONFIGURACIONES BUCK-BOOST
Para la deducción de las ecuaciones de rizado de la corriente en un
circuito configurado como Buck-Boost, se plantea un diagrama del circuito en la
figura A.1.
Ibat
Vc
Ia
Ic
Vs
Ib
Id1
Lado Buck
Lado boost
Figura A.1: Circuito Buck-Boost.
En la ecuación A.1 se define el índice de modulación ( δ ) como el
porcentaje de tiempo que está en conducción el IGBT que está conmutando.
δ=
t0
T
(A.1)
Donde t0 es el tiempo que permanece encendido el IGBT y T es el
período de conmutación.
Si conmuta el IGBT (operación Buck), T2 la tensión Vs es la que se
expresa en la ecuación A.2.
81
Vs =
t0
⋅ Vdc = δ ⋅ Vdc
T
(A.2)
La figura A.2 muestra un gráfico de la corriente por Ls con su rizado,
este gráfico servirá para analizar ecuaciones que describen el comportamiento de la
corriente.
di b
dt
di b
dt
(+ )
t0
(−)
∆ib
T-t0
T
Figura A.2: Rizado de la corriente por Ls.
La pendiente positiva de la corriente se produce cuando el IGBT T2 se
encuentra en conducción. Esta pendiente depende de las tensiones en las fuentes V2
y Vdc, del valor de R2 y de la inductancia Ls. La pendiente negativa depende de la
tensión en V2 y del valor de R2 y Ls. En las ecuaciones A.3 y A.4 se expresan las
relaciones entre estos valores.
di b
dt
(+)
di b
dt
(−)
=
Vdc − V 2 ∆i b
=
t0
Ls
=−
∆i b
V2
=−
Ls
T − t0
(R 2 ≈ 0 , R int ≈ 0)
(R 2 ≈ 0 )
(A.3)
(A.4)
82
Combinando las ecuaciones A.1, A.3 y A.4 se obtiene una expresión para
el rizado de la corriente ( ∆i b ), esta expresión se muestra en la ecuación A.5.
∆i b =
Vdc
⋅ δ ⋅ (1 − δ )
Ls ⋅ f
1

f = 
T

(A.5)
Es importante hacer notar que para que esto se cumpla, la corriente Ib se
debe encontrar en régimen estable en torno a un valor medio, y para que esto ocurra
la tensión en Vs debe ser mayor que V2. Entonces, utilizando la relación de tensiones
expresada en A.2, la relación entre Vdc y V2 debe ser la que se muestra en la
expresión A.6.
V 2 < δ ⋅ Vdc
(A.6)
Si la ecuación A.5 se deriva con respecto a δ y se iguala a cero, se puede
encontrar el valor de δ para el cual el rizado de la corriente ( ∆i b ) es máximo. Este
valor es de 0,5. Si se reemplaza este valor en la ecuación A.5 se encuentra el valor de
rizado máximo para la corriente Ib. Este valor se expresa en la ecuación A.7.
∆i b max =
Vdc
4 ⋅ f ⋅ Ls
(A.7)
Luego, volviendo a aplicar la relación de tensiones expresada en A.6, se
deduce que para la condición de rizado máximo se debe cumplir lo expresado en A.8.
V 2 < 0,5 ⋅ Vdc
(A.8)
83
ANEXO B
CÁLCULO DE LA ENERGÍA DISIPADA EN CALOR
84
ANEXO B: CÁLCULO DE LA ENERGÍA DISIPADA EN CALOR
Las pérdidas en los semiconductores se pueden separar en pérdidas por
conmutación y pérdidas por conducción. Ambos valores se calculan a continuación
en forma separada.
a) Pérdidas por Conmutación
Durante la conmutación (encendido y apagado de un IGBT) las corrientes y
tensiones no varían instantáneamente, por lo tanto existe un período de transición en
que el producto V·I no es cero. La potencia de pérdida instantánea de encendido y
apagado se puede calcular obteniendo las formas de onda de la tensión y corriente
durante estas operaciones, luego se multiplican los valores punto a punto. La energía
perdida por conmutación se obtiene integrando las curvas de potencia de pérdida. Sin
embargo el fabricante entrega una estimación de las pérdidas por conmutación en su
hoja de datos [Powe94]. Al multiplicar esta energía por la frecuencia de conmutación
y se obtiene la potencia de pérdidas por este concepto. En la ecuación B.1 se muestra
como queda el cálculo, donde las unidades resultantes son Watts.
P _ conmut = (E on + E off
)[ j / ciclo] ⋅ 12000[ciclos / seg ]
(B.1)
b) Pérdidas por Conducción
Las pérdidas por conducción se componen de la suma de las pérdidas en
el IGBT y el diodo antiparalelo.
Las pérdidas instantáneas en el IGBT se obtienen multiplicando la
corriente instantánea de colector por la tensión Colector-Emisor. Esta tensión se
obtiene de la hoja de datos del fabricante (ver Anexo E) y depende de la corriente de
colector.
Las pérdidas instantáneas en el diodo se calculan multiplicando la caída
de tensión en conducción por la corriente instantánea. La caída de tensión del diodo
depende de la corriente que pasa por éste y también se encuentra en la hoja de datos.
Dada la configuración del convertidor Buck-Boost, la corriente instantánea máxima
85
por el diodo es igual a la corriente instantánea máxima por el colector del IGBT
opuesto.
A diferencia de los convertidores de corriente alterna trifásica, en el
convertidor Buck-Boost el IGBT que conmuta siempre conduce mientras está
encendido. Además, dadas las características de la carga inductiva y los caminos
posibles para la corriente, cada vez que un IGBT se apaga, entra en conducción el
diodo opuesto con un valor de corriente de punta igual a la corriente de punta de
colector de ese IGBT. Por lo tanto, para calcular las potencias medias disipadas por
conducción en el IGBT y en el diodo, sólo se debe multiplicar las potencias
instantáneas por el factor de servicio y por 1 menos este factor respectivamente.
Entonces la potencia máxima total disipada por conducción en un IGBT y en el
diodo opuesto es la que se deduce de las ecuaciones 3.2 y 3.3, donde δ es el factor
de servicio del IGBT que se encuentra conmutando, mientras las potencias en el
IGBT y el diodo restantes serán cero.
P _ conduφ _ IGBT = VCE [V ]⋅ I C [ A]⋅ δ
(B.2)
P _ conduφ _ diodo = VFD [V ]⋅ I C [ A]⋅ (1 − δ )
(B.3)
La potencia de pérdida máxima total en un IGBT es su potencia de
pérdida por conmutación más su potencia de pérdida por conducción, deducidos en
las ecuaciones B.1 y B.2. La potencia de perdida máxima total en el diodo es solo la
potencia de perdida por conducción ya calculada en la ecuación B.3.
En la tabla B.1 se muestra el cálculo de las pérdidas en los
semiconductores para distintas corrientes de colector. Como el porcentaje de
pérdidas se calcula con respecto a la potencia total entregada y esta depende de la
tensión en el paquete de ultracapacitores, se asumirá una tensión media arbitraria de
180 V (con lo que se asume δ =0.58).
86
Tabla B.1: Cálculo de las pérdidas en los semiconductores.
IC
Potencia [W ]
P _ perdidas _ IGBT [W ]
P _ conduφ _ diodo [W ]
Perdidas _ tot [W ]
η
50
9.000
42+65* δ
50* (1 − δ )
100
98,9%
100
18.000
96+160* δ
120* (1 − δ )
239
98,7%
200
36.000
240+360* δ
300* (1 − δ )
574
98,4%
300
54.000
372+630* δ
525* (1 − δ )
957
98,2%
Como se puede apreciar en la tabla B.1, la eficiencia es siempre mayor
que 98% y se puede aproximar con holgura las pérdidas a un 2% promedio. De las
pérdidas totales, las producidas en el diodo representan aproximadamente el 22% en
promedio.
87
ANEXO C
CALCULO DE LA RESISTENCIA TÉRMICA DEL DISIPADOR
88
ANEXO C: CALCULO DE LA RESISTENCIA TÉRMICA DEL DISIPADOR
El circuito de agua que se utiliza para enfriar el inversor y motor del
sistema de tracción del vehículo fue utilizado para incorporar un disipador de calor
por convección forzada. El circuito cuenta con un radiador instalado al frente del
vehículo y una bomba que hace circular 5 galones por minuto. Por experiencia se
sabe que el motor de tracción y el inversor rara vez llegan a los 55 ºC, ya que cuando
esto sucede se enciende automáticamente un ventilador que aumenta el flujo de aire
por el radiador. Por otro lado las potencias máximas disipadas por el motor e
inversor bordean los 4.3 kW, ya que la eficiencia del conjunto motor/inversor bajo
estas condiciones es de alrededor de 92% y su potencia máxima es de 54 kW.
Entonces se puede calcular la resistencia térmica para el sistema de enfriamiento por
agua y radiador. Si con una potencia disipada de 4.3 kW la temperatura del agua
llega a 55 ºC en verano, con temperatura ambiente de 35 ºC, entonces la resistencia
térmica del sistema es de 0.0047 ºC/W. Para esta resistencia térmica se puede
calcular la temperatura a la que llegaría el agua si se le agrega la potencia máxima
disipada por el convertidor Buck-Boost. De la tabla B.1 en el Anexo B se desprende
que esta potencia máxima es de 574 W, si la corriente máxima es de 200 A. Entonces
con esta potencia más la potencia disipada por el motor y el inversor se puede
calcular que, bajo las mismas condiciones, la temperatura del agua llegaría a 57.9 ºC.
Por margen de seguridad se asumirá la temperatura máxima del agua en 60 ºC.
Entonces aplicando el modelo de la figura 3.1, la temperatura del agua se
puede considerar como la temperatura ambiente y Rth(f-amb) la resistencia térmica
entre el disipador y el agua.
Para calcular teóricamente la resistencia térmica de un sistema de
convección forzada, como el disipador en cuestión, se debe recurrir a modelos de
transferencia de calor. Estos modelos describen el proceso de transferencia de
energía térmica entre cuerpos y fluidos en movimiento, caracterizados por el material
del que está hecho el cuerpo, su geometría y las características del fluido.
En este caso se utilizará dos modelos en particular: el de convección
sobre una superficie plana de temperatura constante y el de convección sobre una
89
aleta adosada a una superficie plana de temperatura constante [Chap74]. El primero
de ellos se describe por las ecuaciones C.1 y C.2.
q = h ⋅ A ⋅ (t s − t f
Rth =
)
(C.1)
1
h⋅ A
(C.2)
Donde q es el calor transferido, ts es la temperatura de la superficie, tf es
la temperatura del fluido, A es el área total de transferencia y h es el coeficiente de
transferencia de calor o de Newton [Chap74]. El coeficiente de Newton describe
variadas características del fluido, entre las que se cuentan la velocidad, viscosidad,
calor específico, etc. Rth es la resistencia térmica resultante entre la superficie y el
fluido.
Para encontrar la resistencia térmica de una aleta adosada a la superficie
se utilizó las formulas C.3, C.4 y C.5. La tabla C.1 y la Figura C.1 ilustran el
significado de las variables expresadas en las ya mencionadas ecuaciones.
q = k ⋅W
L' = L +
Rth =
 2h

2h
tanh
⋅ L'  ⋅ a ⋅ (t s − t f
k ⋅W
 k ⋅W

)
W
2
1
 2h 
W
⋅ L +
k ⋅ W ⋅ 2h ⋅ a ⋅ tanh
2
 k ⋅W 
(C.3)
(C.4)
 


(C.5)
90
Tabla C.1: Simbología.
q
Calor transferido al fluido.
k
Conductividad térmica del material del que está hecho la aleta.
h
Coeficiente de Newton del fluido.
ts
Temperatura de la superficie a la que se adosan las aletas.
tf
Temperatura del fluido.
Rth
Resistencia térmica resultante de la aleta.
ts
a
tf
W
L
Figura C.1: Esquema de aleta disipadora en superficie de temperatura
constante.
Para poder aplicar estos modelos al disipador en cuestión se deberá hacer
algunas simplificaciones, de lo contrario la solución del problema puede ser muy
91
engorrosa. En primer lugar se supondrá que las aletas son rectangulares y
perpendiculares a los canales principales. Se despreciará el efecto de los bordes
laterales de las aletas para poder aplicar las ecuaciones antes expuestas. La velocidad
del fluido en los canales principales se considerará constante, de valor igual al
promedio estimado según flujo volumétrico. La forma de estos canales principales se
aproximará a una rectangular. Se despreciará el efecto de la viscosidad en las
esquinas.
En la figura C.2 se muestra una fotografía del disipador terminado y un
esquema simplificado de éste. El esquema es el que se considerará para aplicar los
modelos de transferencia de calor.
92
a)
b)
2 mm
27 mm
4 mm
145 mm
2.5 mm
18 mm
100 mm
c)
Figura C.2: a) parte interna del disipador. b) disipador cerrado con el
INTELLIMOD instalado sobre él. c) Esquema simplificado del disipador para
análisis de transferencia de calor.
93
En la figura C.2, el esquema simplificado muestra los canales de color
gris claro, mientras que los sólidos de aluminio en gris obscuro. La profundidad de
los canales y aletas es de 20.5 mm.
Para poder aplicar las fórmulas C.2 y C.5, que entregan los valores de
resistencias térmicas que se buscan, es necesario conocer el valor de h (coeficiente
de transferencia de calor o de Newton) para cada canal. En el esquema se puede
identificar dos tipos de canales, los canales principales y los secundarios. Se hace
esta clasificación pues en todos los canales secundarios se tiene las mismas
dimensiones y, por lo tanto, se asume igual caudal en ellos. En los dos canales
principales se asume velocidad constante en toda su extensión, aunque esto sea
imposible dada la configuración geométrica del esquema simplificado. Se hace este
supuesto porque en el disipador real el ancho de estos canales va disminuyendo, con
lo que se obtiene velocidad casi homogénea e todo el canal.
El caudal total que pasa por el disipador es de 5.5 galones por minuto,
equivalente a 20.82 litros por minuto. Con este valor se obtiene una velocidad de
0.94 m/s en los canales principales y 0.45 m/s en los canales secundarios.
La ecuación C.6 entrega el coeficiente de transferencia de calor
promedio ( h ) para un flujo turbulento sobre superficies planas de largo L [Chap74].
Esta ecuación se aplicará a los canales que se pueden considerar como superficies
planas en toda su extensión.
En la tabla C.2 se describe el significado de las variables expresadas en
la ecuación C.6.
0.8
1
4 
1
U
3 
h = 0.0292 ⋅ N Pr ⋅   k ⋅ L 5 
L 
ν 

(C.6)
94
Tabla C.2: Simbología.
L
Largo del canal [m].
NPr
Número de Prandtl del fluido (2.53, para agua a 60ºC).
U
Velocidad del fluido [m/s].
k
Conductividad térmica del fluido (0.6646[W/mºC], para agua a 60ºC).
ν
Viscosidad cinemática (4.103*10^-7[m^2/s], para agua a 60ºC).
Esta ecuación fue evaluada para cada canal, obteniendo un valor de
h =4765.01 W/mºC para los canales principales y h =2847.12 W/mºC para los
canales secundarios.
Luego se evaluó las formulas C.2 y C.5 para encontrar las resistencias
térmicas de los canales y de las aletas disipadoras. Los valores resultantes se
muestran en la tabla C.3.
Tabla C.3: Resultados de las resistencias térmicas en el disipador.
Rth canal principal.
0.0804 ºC/W
Rth canal secundario.
1.405 ºC/W
Rth aleta gruesa.
0.099 ºC/W
Rth aleta delgada.
0.257 ºC/W
Para calcular la resistencia total del disipador se debe incluir la
resistencia térmica de la lámina de aluminio que conforma la tapa del disipador, que
es la misma que sujeta las aletas disipadoras. Este calculo supondrá que toda la
potencia disipada se entrega en forma uniforme a lo largo de la superficie de la tapa
(hasta el borde de los canales, no del disipador completo), lo anterior implica una
tendencia a subestimar el valor de la resistencia calculada respecto de la real, pero
como se verá es un valor muy pequeño por lo que esta imprecisión se puede
despreciar.
95
La ecuación C.7 entrega la resistencia térmica de un sólido de área
frontal A y espesor a atravesar X, cuya conductividad térmica es de k.
Rth =
X ºC 
A ⋅ k  W 
(C.7)
Se evaluó la formula anterior para un área de 0.01972 m^2, un espesor de
0.004 m y una conductividad térmica de 228.47 W/mºC del aluminio. El valor
obtenido para la resistencia térmica de la placa de aluminio es de 8.88*10^-4 ºC/W.
Luego, para calcular el valor total de la resistencia térmica se hace un
modelo de resistencias en paralelo y en serie como el que se muestra en la figura C.3.
ANEXO D
Rth placa Al
CURVAS DE CORRIENTES DE RUPTURA DE FUSIBLES
Κ
Rth canales
principales
Rth aletas
gruesas
Rth 13 aletas
delgadas
Κ
Rth 16 canales
secundarios
Figura C.3: modelo para calcular resistencia térmica total del disipador.
Luego de sumar las resistencias en serie y paralelo se calculó un valor
teórico estimado de la resistencia térmica total para el disipador analizado. El valor
de la resistencia total teórica es de 0.01023 ºC/W.
96
ANEXO D: CURVAS DE CORRIENTES DE RUPTURA DE FUSIBLES
97
ANEXO E
HOJA DE DATOS DEL INTELLIMOD
98
ANEXO E: HOJA DE DATOS DEL INTELLIMOD
99
100
101
102
103
104
ANEXO F
HOJA DE DATOS DE SNUBBERS
105
ANEXO F: HOJA DE DATOS DE SNUBBERS
106
107
108
109
110
ANEXO G
HOJA DE DATOS DE ULTRACAPACITORES
111
ANEXO G: HOJA DE DATOS DE ULTRACAPACITORES
112
113
ANEXO H
HOJA DE DATOS DE BARNIZ AISLANTE
114
ANEXO H: HOJA DE DATOS DE BARNIZ AISLANTE
115
ANEXO I
HOJA DE DATOS DE PAPEL AISLANTE
116
ANEXO I: HOJA DE DATOS DE PAPEL AISLANTE
PAPEL NOMEX*
DuPont
INFORMACION TECNICA
El papel NOMEX* es fabricado a base de fibras cortas (borra) y de pequeñas partículas fibrosas liantes (fibrides) de
aramid (polyamida aromático). Estos componentes (borra y fibrides) son combinados según las técnicas normales de
fabricación de papel. El material resultante es densificado e internamente ligado por medio de calandras a alta
temperatura. Esto produce un papel sintético flexible y sólido que posee las propiedades siguientes:
•
Buena resistencia a la temperatura (hasta la clase C-220ºC).
•
Excelentes propiedades eléctricas.
•
Buena resistencia a los productos químicos (solventes) y radiaciones.
•
Alta resistencia a la tracción y al rasgado.
•
Propiedades de auto-extinción.
•
Buena retención de propiedades a humedad alta.
El papel NOMEX es ampliamente utilizado como:
•
Aislante de espira, capa, barrera, sección y conductor en transformadores y bobinas de reactancia.
•
Aislante de conductor, bobina, ranura, fase, calas y aislante final en motores y generadores.
•
Bandas de potenciómetros, soportes de bobinas para los calentadores de baja potencia.
•
Tubos bobinados en espiral y enrollados para bobinas, anillos e V y gran variedad de partes preformadas
y cortadas con troquel.
•
Aislante de cable y de conductor.
•
Aislamiento de bobinados en balastos, solenoides y bobinados de altavoces.
Además el papel NOMEX puede ser laminado a si mismo o a otros materiales (tales como el film polyester) para
formar compuestos flexibles o rígidos. Puede también ser revestido con resinas para obtener materiales
autoadhesivos. Cuatro tipos de NOMEX son utilizados en la industria eléctrica:
•
Tipo 410 – calandrado, existente en espesores de 0,05 mm (peso específico 0,75) a 0,76 mm (peso
específico 1,1). Este tipo es utilizado en la mayor parte de las aplicaciones de la lista precedente.
•
Tipo 411 – sin calandrar, el precursor del tipo 410, existente en espesores de 0,15 a 0,76mm (peso
específico aproximado 0,30). El tipo 411 es utilizado en aplicaciones requiriendo una especie de «cojín»
relativamente blando y donde no se necesitan resistencias mecánicas o eléctricas especialmente altas.
117
•
Tipo 414 – calandrado, similar al tipo 410 pero algo modificado durante su manufacturación para a
reforzar su resistencia al rasgado y su conformabilidad. Los espesores existentes son de 0,18 a 0,38mm.
Este producto ha sido desarrollado para su utilización como aislamiento de ranura en los motores
bobinados automáticamente.
•
Tipo 418, calandrado, contiene el 50% de partículas de Mica. Este producto se describe en el boletín
NOMEX M papel de Aramida y Mica Tipo 418.
CARACTERISTICAS TERMICAS
El papel NOMEX no funde, ni propaga la combustión. Su adopción generalizada en la industria eléctrica resulta de
esta propiedad y de la capacidad que el papel NOMEX tiene, de conservar su excelente combinación de propiedades
mecánicas y eléctricas durante largos períodos de exposición contínua a las altas temperaturas. Además, el papel
NOMEX resistirá las desviaciones térmicas muy superiores a 300ºC, con sólo una reducción mínima de esas
propiedades.
El papel NOMEX ha sido aprobado como material aislante para operación contínua a temperaturas pudiendo
elevarse hasta la clase C (220ºC) por:
•
Underwriters’ Laboratories
USA
•
Lloyds register of Shipping
Inglaterra
•
American Bureau of Shipping
USA
•
Especificación Militar MIL-I-24204 (USA)
y hasta clase H (180ºC) por:
•
VDE 0530
Alemania
•
Bureau Veritas
Francia
•
Registro Navale Italiano
Italia
PROPIEDADES ELECTRICAS
Los valores tipicos de la rigidez dieléctrica y constante dieléctrica del papel NOMEX, en varios espesores y tipos
son dados en la Tabla I.
118
Tabla I. Propiedades eléctricas del
Papel NOMEX, tipos 410, 414 y 411.
Tipo
410
414
411
•
Espesor
Rigidez dieléctrica*
Constante dieléctrica +
mm
kV/mm
A 10³ Hz
0,05
21
2,0
0,08
23
2,1
0,13
27
2,3
0,18
33
2,5
0,25
34
2,6
0,30
34
2,8
0,38
34
3,0
0,51
30
3,3
0,61
30
3,3
0,76
28
3,4
0,09
25
-
0,18
32
2,5**
0,25
28
2,7**
0,30
29
2,8**
0,38
28
2,8**
0,13
12
1,3
0,18
12
1,3
0,25
13
1,3
0,38
13
1,4
0,58
13
1,4
ASTM D-149, 50,8mm C.A. Aumento rápido, medido a 23ºC Y 50% h.r.
+
ASTM D-150, 25mm, electrodos 140 kPa
** Medido a 60 Hz.
Los propiedades eléctricas del papel NOMEX son prácticamente inalterada por la humedad como lo muestran los
valores típicos dados en la Tabla II.
119
Tabla II.
Propiedades eléctricas del papel NOMEX en relación con la humedad.
Papel NOMEX, tipo 410 – 0,25 mm
Humedad
Rigidez
Constante
Factor
Resistividad
Relativa
Dieléctrica*
Dieléctrica**
de disipación**
Volumétrica**
%
kV/mm
a 10³ Hz.
a 10³ Hz
ohm/cm
Seco
37,8
2,3
0,013
6 x 1016
50
35,4
2,6
0,014
2 x 1016
95
33,8
3,1
0,025
2 x 1014
*ASTM D-149, electrodos de 50,8mm
**ASTM D-150, electrodos de 25,4mm, 1,4kg/cm² de presión.
***ASTM D-257.
La variación de la resistividad volumétrica del papel NOMEX en función de la temperatura, es mostrada en la Figura
II. La buena resistividad volumétrica a alta temperatura (mas alta que 1011 ohm/cm a 250ºC) y alta retención de
la rigidez dieléctrica (5% de perdida a 250ºC) demuestran la capacidad de sobrecarga térmica del papel
NOMEX.
PROPIEDADES MECANICAS
Las propiedades físicas propias del papel NOMEX, medidas a 23ºC y 50% de h.r. son mostradas en la Tabla III.
Como el papel NOMEX es anisotropico, las propiedades son dadas en las dos direcciones; de la máquina y la
transversal (MD y XD). Para su uso es importante asegurarse que el papel NOMEX este orientado correctamente de
manera a obtener las mayores resistencias (a la tracción o al rasgado) donde sean necesarias.
A 200ºC el papel NOMEX conserva aproximadamente 75% de su resistencia a la tracción (a 20ºC) y su elongación a
la ruptura es prácticamente la misma.
El papel NOMEX muestra muy poco encogimiento a alta temperatura. La retención de sus propiedades mecánicas y
dimensionales nos asegura que el papel NOMEX puede soportar todas las fuerzas mecánicas y vibraciones
encontradas durante el servicio en las máquinas eléctricas.
120
Tabla III.
Propiedades Físicas
Papel NOMEX, tipos 410, 414 y 411
Resistencia
Elongación
Resistencia
Encogi-
a la
a la
Finch. a las
Miento
tracción
Ruptura %
Rasgaduras en
A 300ºC
Los bordes
Espesor
Tipo
mm
MD
XD
MD
XD
MD
XD
MD
XD
410
0,05
37
21
8
79
85
49
1,8
1.3
0,08
65
39
11
13
160
85
1,1
0,9
0,13
130
77
15
15
350
180
0,6
0,7
0,18
210
130
18
16
490
260
0,4
0,5
0,25
300
190
19
18
710
320
0,4
0,4
0,30
390
260
21
18
710
360
0,2
0,4
0,38
450
320
21
.18
710
380
0,2
0,4
0,51
680
490
21
18
760
430
0,2
0,4
0,61
880
610
21
16
760
350
0,2
0,4
0,76
1000
670
23
18
1200
580
0,2
0,4
0,09
54
31
9
12
-
-
2,1
1,1
0,18
147
89
13
13
489
245
1,9
-
0,25
235
130
13
14
801
365
1,7
-
0,30
284
172
16
16
956
529
-
-
0,38
364
228
15
16
1157
698
0,8
-
0,13
17
9
3,5
4,8
45
27
1,2
1,5
0,18
28
17
3,5
5,0
76
49
0,9
1,0
0,25
35
21
3,4
5,2
100
62
0,8
0,8
0,38
56
35
3,2
5,2
180
120
0,9
0,8
0,58
80
52
3,2
4,8
250
170
0,9
0,8
414
411*
Referencia
ASTM D828-60
ASTM D827-47
*Encogimiento para el Tipo 410 a 330ºC, Tipo 414 a 300ºC, y Tipo 411 a 240ºC.
121
Los papeles NOMEX Tipo 410 y 414 tienen una resistencia al desgarro periférico relativamente alta, lo que les
permite ser utilizados como rellenos de ranuras en la mayoría de los motores eléctricos bobinados
indiscriminadamente.
En los casos en que se desea una mayor resistencia al desgarro periférico, son preferibles los laminados del papel
NOMEX con película de poliéster. Los laminados de mayor uso constan de tres capas de película de poliéster
colocadas entre dos capas de papel NOMEX Tipo 410 de 0,08 mm. Estos compuestos están calificados en la clase F
(e.g. en VDE 0530).
Los cambios dimensionales debidos al aumento de la humedad relativa son inferiores a 1% a 65% H.R. e inferiores a
2% a 95% H.R. para el papel NOMEX T-410 (Ver Tabla IV).
Tabla IV. Estabilidad dimensional en función de la humedad relativa
Papel NOMEX, tipo 410 – 0,08 y 0,25mm
0,08 mm
0,25 mm
Exparción
Recuperación
Expansión
Humedad
Recuperación de
relativa %
humedad %
Seco
0
0
0
0
50
2,9
0,4
0,5
3,5
0,4
0,5
65
4,9
0,6
0,8
5,1
0,6
0,9
95
7,7
0,9
1,6
8,4
1,1
1,8
MD%
XD% de humedad %
MD%
XD%
0
RESISTENCIA A PRODUCTOS QUIMICOS
La estructura química básica del polimero Aramid que, es responsable de la excelente estabilidad térmica del papel
NOMEX, también le da una resistencia sobresaliente a una gran cantidad de productos químicos. Esta resistencia
está caracterizada por:
•
Prácticamente inerte a todos los solventes utilizados generalmente, a temperatura ambiente, como a
ebullición.
•
Compatible con todos los barnices y resinas generalmente utilizados en la industria eléctrica.
•
Muy poca materia extraible por los líquidos refrigerantes. (Freon* 11, 12 y 22).
•
Compatibles con aceites minerales, bifeniles clorados y aceites de silicona utilizados en los
transformadores enfriados con líquido.
122
La resistencia del papel NOMEX a las radiaciones ß de 2 Me-V se indica en la Table V.
Tabla V. Resistencia a la Radiación de Electrones 2 MeV (Rayos ß)
Papel NOMEX, tipo 410 – 0,25mm
Dosis
Megarads
Resistencia a la tracción retenida en %
MD
Elongación retenida en %
XD
MD
XD
Rigidez dieléctrica
(electrodos de
6,4mm) Kv/mm
0
100
100
100
100
34
400
100
99
96
88
33
1600
87
86
60
47
34
6400
65
69
18
16
31
El efecto de varios productos químicos sobre la resistencia a la tracción del papel NOMEX es mostrado en la Tabla
VI.
123
Tabla VI. Resistencia a los productos químicos
Papel NOMEX, tipo 410 – 0.25mm
Producto
Temp.
Tiempo de
Resistencia residual a
la tracción %
Químico
ºC
Exposición
H2 SO4 - 70%
21
100 h
100
H2 SO4 - 70%
95
8h
50
HNO3 - 70%
21
100 h
50
NaOH –10%
21
100 h
10
NaOH – 10%
95
8h
50
FREON 11
150
150 d
95
FREON 12
150
150 d
100
FREON 22
150
150 d
80
PETROLEO
200
300 h
88
ACEITE SILICONICO
150
84 d
98
PERCLORETILENO
70
7d
99
XILENO
70
7d
97
ALCOHOL ISOPROPILICO
23
7d
100
OZONO
40
7d
85
DIMENSIONES Y PESOS DE LOS ROLLOS STANDARD
124
TIPO 410
Espesor
Mm
Peso del rollo en kg.
Ancho 610 mm
914 mm
Ancho
Largo
Rendimiento
Peso
Espesor
M
m²/kg
g/m²
mm
0,05
27
41
1121
25
40
0,05
0,08
29
44
764
15,9
63
0,08
0,13
33
45
440
9,1
110
0,13
0,18
33
49
315
5,9
170
0,18
0,25
35
53
242
4,2
240
0,25
0,30
34
51
180
3,2
310
0,30
0,38
37
55
163
2,7
370
0,38
0,51
38
57
115
1,9
540
0,51
0,61
42
63
101
1,5
680
0,61
0,76
41
62
83
1,2
820
0,76
Diámetro de los rollos: externo 300 ± 15 mm
± 4 mm
Interno 76mm
914 ± 4 mm
Anchura standard : 610
125
ANEXO J
HOJA DE DATOS DE SENSOR LEM LT-100S
126
ANEXO J: HOJA DE DATOS DE SENSOR LEM LT 100-S
127
128
ANEXO K
HOJA DE DATOS DE SENSOR LEM LV 100
129
ANEXO K: HOJA DE DATOS DE SENSOR LEM LV 100
130
131
ANEXO L
HOJA DE DATOS DE OP-AMP LF-353
132
ANEXO L: HOJA DE DATOS DE OP-AMP LF-353
133
134
135
ANEXO M
HOJA DE DATOS DE OP-AMP TLV-7441
136
ANEXO M: HOJA DE DATOS DE OP-AMP TLV-7441
137
138
139
140
141
142
143
ANEXO N
HOJA DE DATOS DE SUPERVISOR DE TENSIÓN TL7705B
144
ANEXO N: HOJA DE DATOS DE SUPERVISOR DE TENSIÓN TL7705B
145
146
147
148
149
150
151
152
153
154