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ESCUELA POLITÉCNICA NACIONAL FACULTAD DE INGENIERÍA ELÉCTRICA DISEÑO Y CONSTRUCION DE UN CONVERTIDOR DE FRECUENCIA DE 6 0 - 4 0 0 Hz TRIFÁSICO DE 200 V 600 W PARA CARGA RESISTIVA LUIS MARCELO ACONDA GUAMANZARA TESIS PREVIA LA OBTENCIÓN DEL TITULO DE INGENIERO EN LA ESPECIALIZACION ELECTRÓNICA Y CONTROL Certifico que que el presente trabajo ha sido realizado en su totalidad por el Sr. Luis Marcelo Aconda G. /gol Banda" Gamboa DIRECTOR DE TESIS A MI QUERIDO PADRE AGRADECIMIENTO A la Escuela Politécnica Nacional, sus profesores y Autoridades, por la formación científica y tecnológica que me brindaron ÍNDICE 1. CAPITULO I . GENERALIDADES 1.1. 1.1.1. 1.1.2. 1.1.3. 1.1.4. 1.1.5. 1.1.6. INTRODUCCIÓN Fundamentos del transistor bipolar de juntura (BJT) Características capacitivas del BJT .................................................. Encendido del BJT Apagado del BJT Área de operación segura Transistor darlington de potencia 1 1 1 2 3 3 4 1.2. MODOS DE FUNCIONAMIENTO DEL SISTEMA 5 1.3. DIAGRAMA 1.4. 1.4.1. 1.4.2. 1.4.2.1. 1.4.2.2. 1.4.3. 1.4.4. 1.4.5. 1.4.6. 1.4.7. 1.4.7.1. 1.4.7.2. 1.4.7.3. 1.5. 1.5.1 1.5.2 1.5.3 1.5.4 1.5.5 1.5.6 .............................. EN BLOQUES ANÁLISIS DE LOS BLOQUES FUNCIONALES Inversor DC - AC trifárico de potencia Operación básica del circuito transistorizado 'Onda cuasi-senoidal de cuatro niveles. Onda cuasi-senoidal de tres niveles. Transformador trifásico 600VA-400Hz. Rectificador monofásico tipo puente semicontrolado. ..................... Circuitos de control de rectificador puente semicontrolado. .............. Transformador monofásico de potencia. Generador de pulsos para el puente trifásico transisíorizado. ......... Circuito generador de pulsos. Disparo de dos transistores simultáneos del circuito puente. Disparo de tres transistores simultáneos del circuito puente ............ CIRCUITOS AUX. DE PROTECCIÓN - POLARIZACIÓN. Circuito snubber de encendido. Snubber de apagado. Circuito snubber de s&bre corriente Snubber para configuración tipo puente. Protección de sobre corriente Circuitos rectificadores de polarización 6 6 6 7 8 9 10 12 14 16 17 17 18 19 19 20 21 22 24 24 24 CAPITULO II . DISEÑO Y COSTRUCCION DE UN CONVERTIDOR TRIFÁSICO DE 600W 200V 400 Hz. 2.1 Requerimientos técnicos del sistema. 26 2.2 2.2.1 . 2.2.2 2.2.3 2.2.4 2.2.5 2.2.6 2.2.6.1 2.2.6.2 2.2.7. 2.2.8. 2.2.9. 2.3. 2.4. 2.4.1. 2.4.2. Diseño del inversor trifásico tipo puente transistorizado Construcción de un transformador trifásico de 400 Hz. Generación de la onda cuatro niveles con carga L . Generación de la onda tres niveles carga L . Determinación de los elementos de potencia del puente ............ transistorizado . Diseño de los circuitos de disparo y control de los transistores de potencia Protección de los transistores, contra sobre corrientes. Apagar el transistor de potencia Q1. Suspender las fuentes de alimentación Red Snubber para el circuito tipo puente. Protección de sobre voltaje Disipador de calor DISEÑO DEL CIRCUITO GENERADOR DE PULSOS PARA EL DISPARO DE 2 Y 3 TRANSISTORES DE POTENCIA. 26 27 34 36 38 39 41 41 42 44 45 45 46 DISEÑO DEL CIRCUITO RECTIFICADOR MONOFÁSICO TIPO 50 PUENTE SEMICONTROLADO. Diseno del circuito de control de disparo. 52 Encendido del puente transistorizado y fijación del voltaje nominal del sistema. 53 2.5. DISEÑO DEL TRANSFORMADOR MONOFÁSICO DE POT. ......... 55 2.6 2.6.1. 2.6.2. 2.6.3. 2.6.3.1 2.6.3.2 2.6.3.3 CIRCUITOS AUXILIARES. Protección de sobre corriente a la salida Circuito ON-OFF del circuito Fuentes de polarización de los circuitos de control Polarización del circuito de control de disparo trifásico. Polarización del circuito de control del puente semicontrolado Fuente de polarización de los circuitos manejadores de base de los transistores de potencia. 63 63 64 65 65 68 69 CAPITULO ill .- PRUEBAS EXPERIMENTALES. 3.1 RENDIMIENTO DEL TRANSFORMADOR MONOFÁSICO DE POTENCIA 72 3.2 PRUEBAS DEL RECTIFICADOR SEMICONTROLADO . 73 3.3 3.3.1 3.3.2 PRUEBAS DEL PUENTE TRANSISTORIZADO TRIFÁSICO Onda 4 NIVELES Onda 3 NIVELES 75 3.4 3.4.1 3.4.2 PRUEBAS DE RENDIMIENTO DEL EQUiPO . Onda 4 NIVELES . Onda 3 NIVELES . 76 3.5 FORMAS DE ONDA DEL INVERSOR. 78 CAPITULO IV .- EVALUACIÓN DE LOS RESULTADOS OBTENIDOS. 4.1 4.2 4.3 4.4 4.5 4.6 ANÁLISIS DE LOS RESULTADOS EXPERIMENTALES. DESCRIPCIÓN DE LOS ELEMENTOS DE OPERACIÓN Y PROTECCIÓN DEL EQUIPO. OPERACIÓN DEL EQUIPO CONDICIONES DE INSTALACIÓN DEL EQUIPO. ESPECIFICACIONES DEFINITIVAS. ANÁLISIS TÉCNICO ECONÓMICO. 86 87 88 88 89 89 CAPITULO V.- CONCLUSIONES Y RECOMENDACIONES. 5.1. 5.2. Conclusiones Recomendaciones 92 93 REFERENCIAS BIBLIOGRÁFICAS 95 ANEXO N° 1 . - Diagramas circuitaies y placas impresas. 96 ANEXO N° 2 .- Especificaciones técnicas 97 PROLOGO Como antecedente se debe destacar que en un importante centro de mantenimiento aéreo del país, debido a las actividades que allí se efectúan, requiere la utilización de generadores trifásicos de 400 Hz 200V como por ejemplo el equipo "HOBART BROTHERS COMPANY" de 60KVA. Este convertidor es del tipo motor - generador con un motor eléctrico trifásico de 480V 60Hz y una potencia de 75 KW ; cuando funciona en vacío consumen 15A por fase y en el encendido ocasiona una corriente de arranque de 125A. El citado generador tienen como cargas : una sección de motores , bancos de prueba, laboratorios de instrumentación, electricidad y electrónica . Normalmente el suministro de energía con 400Hz a los laboratorios no es continuo sino periódico, donde se efectúa el chequeo y reparación de partes eléctricas o electrónicas del avión, con baja potencia en el orden de 20W a 100W. Económicamente, e! costo de operación de este tipo por la potencia del motor eléctrico , mientras que eléctrico para estos laboratorios el rendimiento del relacionando el suministro de energía eléctrica que consumo de los motores de 60Hz. de convertidor es muy alto desde el punto de vista generador es muy bajo, requiere la carga y el Luego de haber descrito esta realidad y como una aplicación de la electrónica de potencia , se decide trazar como objetivo de esta tesis, el diseño y construcción de un convertidor electrónico de frecuencia de 60Hz a 400Hz para el uso apropiado en los laboratorios señalados, con una salida trifásica de 200V mas el neutro y una potencia de 600W, con la opción de obtener dos tipos de onda cuasi senoidal de tres y cuatro niveles. Inicialmente se plantea los fundamentos teóricos indispensables para la mejor comprensión del conversor implementado, así como de la técnica empleada y se explica de manera detallada la obtención de los dos tipos de onda. Luego se explica ei diseño de la parte de ' potencia y de los circuitos de mando para la conducción de los transistores , que se usan como switches del inversor, poniendo especial interés en las protecciones del mismo. A continuación se presentan los resultados experimentales obtenidos a partir de la operación del equipo, lo cual sirve de base para las conclusiones y recomendaciones generales sobre el tema. CAPITULO GENERALIDADES 1.1 INTRODUCCIÓN 1.1.1.FUNDAMENTOS IMPORTANTES JUNTURA (BJT) [1 ] DEL TRANSISTOR BIPOLAR DE Los transistores pueden ser del tipo PNP o NPN, siendo el segundo el más común y que lo vamos a utilizar en este diseño, aprovechando su característica de trabajo en la región de saturación o como switch electrónico. Estructuralmente podemos mencionar que existen dos diferencias importantes con el resto de transistores: • • El espesor de su e base es mayor, por lo que se determina que la ganancia de corriente p es pequeño (menor a 15). El colector de un transistor NPN está compuesto de dos capas con dopaje de portadores perfectamente identificados N- y N+, llamando a la zona negativa como "Región de Drift". Base Y Emisor N- Colector Región Driñ T Figura 1.1 Estructura de un BJT de potencia NPN 1.1.2. CARACTERÍSTICAS CAPACITIVAS DEL BJT. Debido a las características eléctricas se determinan unas capacitancias, principalmente entre el emisor colector y la base emisor, que no permite que se encienda y apague instantáneamente el transistor. En el proceso de encendido se produce un retardo porque primero se debe cargar las capacitancias CBE para que fluya la IB requerida y luego obtener una subida de la corriente del colector a su valor de encendido, todo esto en un tiempo que depende de la CC-E- Para el apagado, al transistor se le debe remover las cargas de la base que mantiene la corriente de saturación lc en un tiempo mínimo de almacenamiento ts y luego la corriente del colector descenderá en un lapso .que depende de la constante de tiempo, determinada por la capacitancia de la juntura B~E. 1.1.3. ENCENDIDO DEL BJT [1] De la magnitud de la corriente del colector depende el valor de la corriente mínima de base o la menor cantidad de carga almacenada, que debe ser mantenida en el BJT a fin de ser encendido, con estos antecedente en la figura 1.2 se muestra la secuencia de encendido y apagado de un transistor de potencia. Encendido IB(OKF) VBE t'BE (ON) VBE (OFF) 'CE td (on) trí tfvl t fv 2 Figura 1.2 ts t rvl t |v2 t Encendido y Apagado del BJT El primer tiempo parcial td(on) se produce al acumularse las cargas en la base hasta obtener un voltaje VBE aproximado a 0,6 V, instante en el cual la corriente de colector sube, alcanzando su valor de encendido en un tiempo de retraso trí y al mismo instante el VCE empieza a descender. En ttvi se produce la cuasi saturación a medida que la inyección de portadores en la región Drift se incrementa desde la base. En tfv2 el descenso de VCE es lenta debido a que desciende la ganancia de corriente (3, entrando así a la región de dura saturación y por último se llega a la región de saturación completa del transistor. 1.1.4. APAGADO DEL BJT [1] Se desearía que al disminuir la corriente de base se apague el BJT, pero esto no sucede, porque el voltaje VBE se mantiene hasta cuando duren las cargas almacenadas en la base, a pesar que IB = O . En la práctica, las cargas de la base deben ser extraídas abruptamente por medio de una corriente negativa controlada por un circuito manejador de base, cuyo funcionamiento se explica posteriormente. Con este circuito, el proceso de apagado se inicia cuando el VBE es cambiado a un valor negativo y en consecuencia se produce una circulación inversa de IB durante un tiempo de almacenamiento ts, la lc permanece en su valor de estado de encendido; luego de este tiempo el transistor entra en cuasi saturación cuando el voltaje VCE empieza a decrecer, como se aprecia en la figura 1.2 Cuando la distribución de carga almacenada y reducida a O en la juntura C-B al final de la región draift, el voltaje VCE sube lentamente en trvl y el transistor entra en la región activa normal. El incremento de la ganancia p hace que el VCE llegue a un valor igual que el de la fuente con mayor rapidez cuando la lc carga la capacitancia de la juntura C-B en un tiempo trv2 y la le empieza a caer. Después de un intervalo de tiempo de caída de corriente en tfl, el neto de la carga almacenada es removida y la lc = 0. El BJT entra en corto y la capacitancia de la juntura B-E se carga negativamente con el circuito manejador de base y estaría listo para el siguiente período de encendido. 1.1.5. ÁREA DE OPERACIÓN SEGURA[1]. Es ía capacidad que tiene un BJT para disipar potencia, cuando por su base fluye una corriente determinada con el objeto de mantenerlo encendido. Tenemos dos áreas de operación: Directa e Inversa. La primera en régimen de conducción se representa en el área de subrayado de la figura 1.3 y ésta puede ampliarse si el transistor trabaja en pulsos de muy corta duración. Dentro de esta área de disipación, el BJT puede trabajar en forma segura la misma que es limitada por los parámetros lc y VCE que determinan valores de potencia establecidos por el fabricante. Tj maax los lo / IcM O.OOOOU1- s Segunda ^^ ruptura 0.00001 s . _ — _ — - — ^ : V1» ' 0.0001 s ¿VCR ^ logVce BV ceo Figura 1.3 Área de Operación Segura Directa La curva de operación segura inversa determina la capacidad de manejar corrientes y voltajes con la juntura B-E polarizados inversamente. 1.1.6. TRANSISTOR DARLINGTON DE POTENCIA En esta tesis se emplean transistores darlington cuya configuración consta en la figura 1.4, que se caracteriza por tener ganancias de corriente hpe en saturación muy baja, en consecuencia se necesita una corriente de base muy alta en el orden de unidades de amperios. D2 Ql R2 Figura 1.4 .01 R1 Conexión Darlington En esta estructura, el transistor auxiliar QD es el que proporciona la corriente necesaria a la base del transistor principal QI para su activado y el factor de amplificación (3 equivalente es igual al producto de los factores de los dos transistores. El transistor principa! es eí que actúa directamente con la carga y esta configuración es encendida y apagada con un circuito que maneja su terminal de base, semejante al control que se efectúa con un BJT de potencia convencional. La presencia de las resistencias R-i y R2 disminuyen el tiempo de apagado de los transistores al descargar las capacitancias existentes B~E y adicional D2 sirve como un camino directo de la IB negativo para el apagado de QD y en consecuencia QI. D1 es un diodo de protección en anti-paralelo incorporado en el transistor para cargas inductivas. 1.2. MODOS DE FUNCIONAMIENTO DEL SISTEMA Este equipo puede generar dos tipos de onda que son escogidas por medio de un selector ubicado en el panel frontal. Una de las ondas es cuasi-senoidal trifásica de cuatro niveles con una potencia máxima de 600VA 200V a 400 Hz, cuyas aplicaciones son diversas en aviación. Figura 1:5 Onda cuasi-senoidal de cuatro niveles. Con el mismo selector podemos escoger la generación de una onda trifásica cuasi-senoidal de tres niveles 600VA, 200V, 400Hz. Como se presenta en la figura 1.6. Figura 1.6 Onda cuasi-senoidal de tres niveles 1.3. DIAGRAMA EN BLOQUES El sistema está conformado principalmente de cinco bloques que se describen según la figura 1.7 y como se detalla a continuación ; • • • • Transformador monofásico de potencia . Fuente de polarización de los circuitos de control. Circuito rectificador monofásico tipo puente semi-controlado . Circuito generador de pulsos que activan un circuito puente transistorizado de potencia. • Inversor DC - AC trifásico de potencia. FIJADOR DE VOLTAJE FUENTE DE POLARIZACIÓN Figura 1.7 Diagrama en bloques del sistema 1.4. ANÁLISIS DE LOS BLOQUES FUNCIONALES. 1.4.1. INVERSOR D C - A C TRIFÁSICO DE POTENCIA. Consiste básicamente de un circuito puente transistorizado como el de la figura 1.8, cuya carga es un transformador trifásico D -Y. Este puente está compuesto de tres ramales, cada uno tiene un transistor ubicado en la parte superior y otro en la parte inferior al cual se le aplica un voltaje rectificado E. E (VDC) Figura 1.8 Puente trifásico transistorizado 1.4.2. OPERACIÓN BÁSICA DEL CIRCUITO TRANSISTORIZADO. La manera como se activa los transistores es importante para obtener la forma de onda en la carga. Con la ayuda gráfica se lo puede explicar de la siguiente manera: 1.4.2.1. ONDA CUASI-SENOIDAL DE CUATRO NIVELES [3]. En la figura 1.9 se puede apreciar tos siguientes gráficos : Figura 1,9a: En cualquier instante se activan simultáneamente dos transistores del puente, controlados desde sus bases, eliminándose por completo la posibilidad de que se activen dos transistores del mismo ramal, por lo que se produciría un corto circuito franco. Se tiene un problema en los instantes de conmutación localizados en ios tiempos : [ O, 1/6, 2/6, 3/6, 4/6, 5/6, 1] T, por lo que se pondrá énfasis en ¡mplementar circuitos que controlen el inicio y el final de estos pulsos. En la figura 1.9b : Para los tres primeros pulsos de reloj que compone la onda ; asociando valores de voltaje y flujos de corrientes, se obtiene un circuito equivalente de la carga para esos instantes. Figura 1.9c: Se presentan las formas de onda de voltaje que se obtienen en la carga trifásica del circuito, en base al punto anterior. CLR V En el circuito generador de pulsos CLK B, B4 B6 1/6T 2/6T 3/6T 4/óT 5/6T T Figura 1.9a Diagrama de pulsos aplicados a los transistores de potencia. t : O - T7S VAB = '/* VBC = -'/,£ Figura 1.9 b Circuito equivalente de la carga. -J5. E/2 -E/21 -E VBC Ve-CA 3/6T Figura 1.9c Forma de Onda de voltaje en la Carga. Figura 1.9 Obtención de la onda cuasi-senoidal de 4 niveles 1.4.2.2. ONDA CUASI-SENOIDAL DE TRES NIVELES [3] . En el gráfico 1.10 se aprecia que en el mismo instante se activan tres transistores, uno de cada ramal y secuencialmente dos de la posición superior y uno inferior o viceversa. Al igual que en el caso anterior, en la Figura 1.6 se presenta el análisis para la obtención de esta onda. v O 1/6T 2/6T 3/6T 4/6T 5/óT Mu ci circuito ¡iuncmOür ikpulsos T Figura 1.10a Diagrama de tiempo de pulsos aplicados a los transistores de Potencia. i: O a T-6 T : 2TV6 a 3t/6 t : Tj6 a 2T/6 VBC = - VBC = V=-E Figura 1.10 b Circuito equivalente en la carga. VAB E -E VBC E J. 'CA 1/61 2/6T 3/6 F 4/6T 5/6T T Figura l.lOc Forma de onda de voltaje en la carga. Figura 1.10 : Obtención de la onda cuasi-senoidal de tres niveles. 1.4.3. TRANSFORMADOR TRIFÁSICO 600VA - 400 HZ Un transformador para 400 Hz se puede construir tomando en cuenta las siguientes consideraciones : 10 1.- Relacionando la cuantificación de Neuman de la Ley de Faraday ; establece que la fem media inducida en una bobina N espiras es : Emed = f ecuación 1.4 N0 B 1CTV F* = Factor de forma Esto significa que no se puede dejar de tomar en cuenta la frecuencia, debido a que se establece el flujo mutuo máximo admisible para la frecuencia o una tensión dada. Así, los transformadores proyectados para funcionar a una frecuencia establecida, no pueden funcionar con otra frecuencia sin las correspondientes variaciones de tensión [4] como se deduce a continuación : F = 400 Hz EP ES S IP ls f = 60 Hz Voltaje Primario Voltaje Secundario Potencia Corriente Primaria Corriente Secundaria EP' Es' S1 IP' Is' EP'= EP ce 60/400 ecuación ecuación ecuación ecuación IP' = s/Ep IP - Ip' Sí i r— i — Ip tp : 1-5 : 1-6 ; 1-7 : 1-8 Con esta aclaración podemos construir transformadores a diferentes frecuencias de trabajo, en base de procedimientos conocidos para aquellos que funcionan a 60Hz. CONSIDERACIONES GENERALES PARA LA CONSTRUCCIÓN DE UN TRANSFORMADOR .Se mencionan los siguientes aspectos [4] : Frecuencias .La velocidad de variación del flujo en el circuito magnético 30 I d\. tiene una influencia predominante en la forma del ciclo de histéresis dinámico. Cuanto más elevado es el termino dH / dt o de inducción, mas elevada deberá ser la intensidad • magnetizante. El campo magnético debe ser más elevado para compensar el efecto de las comentes de Foucault. 11 Espesor de las chapas .Si para una frecuencia de utilización impuesta se desea reducir las corrientes de Foucalt, es necesario aumentar la resistencia a la circulación de estas corrientes, o sea elegir un material con reluctancia más elevada o utilizar chapas magnéticas de menor espesor. Tensión aplicada .Cuanto más elevada es la tensión de alimentación, mayor es la velocidad de la variación del flujo y por consiguiente las corrientes de Foucault son más intensas y el ciclo de histéresis dinámico es más ancho, Temperatura .Una elevación de la temperatura tiene por consecuencia la disminución de la inducción de saturación y el aumento de la resistividad eléctrica del material magnético. Pérdidas en el circuito magnético .Para magnetizar un núcleo es necesario suministrar cierta energía, debido a que los materiales ferromagnéticos se oponen a un cambio de estado, hay sensibles pérdidas de energía que se disipan en calor. Además, por efecto joule las corrientes de Foucault engendra pérdidas adicionales. Para un ciclo de histéresis dinámico no podemos afirmar lo que era válido en el caso del estudio del ciclo de histéresis de un material "estático" ya que la intensidad del campo en el núcleo es igual en todo instante a la del campo creado por arrollamiento. Esta última es más elevada ya que la corriente que recorre el arrollamiento es necesaria no solo para magnetizar sino también para compensar la producción de las corrientes parásitos de Foucault. Todas estas pérdidas en conjunto toman el nombre de "pérdidas en el núcleo". 1.4.4. RECTIFICADOR MONOFÁSICO TIPO PUENTE SEMICONTROLADO. Se elige la construcción de este tipo de rectificador por las siguientes razones : • Este equipo va a trabajar solamente con 110-120V - 1 Ph • Es necesario una regulación de voltaje o mantener el valor E indicado en la figura 1.8 , por posibles variaciones de voltaje de la red de alimentación o sobrecarga del equipo. 12 CIRCUITO DE DISPARO fusible G2 G1 - Cs(td) C1 220V 60H2 Vr Co CF D2 DI OV Figura 1.11 Rectificador monofásico semicontrolado tipo puente. En el diseño de los conversones estáticos se requiere tomar en cuanta los siguientes aspectos básicos y especificaciones del equipo [5] ; • Diseño de las redes supresoras de transistores • Elección apropiada de los disipadores de calor • Dimensionamiento de ios fusibles y/o disyuntores. Suponiendo que la corriente media que necesita el puente transistorizado es id, cada elemento del conversor conducirá esa corriente Id durante medio período de línea y e! otro medio período permanecerá bloqueado. En consecuencia las corrientes de cada elemento serán : ecuación : 1 - 9 ecuación : 1 -10 ecuación : 1 - 11 media — Id / 2 rms =IdV2 m¿v = Irms x "V2 El valor máximo de voltaje que deberá soportar cada elemento en estado de bloqueo es igual ai valor pico máximo de voltaje entre las líneas de alimentación entregado por el secundario del transformador monofásico de potencia. Por ejemplo : Con un 10% de seguridad 2 0 0 x V 2 x 1.1 = 31 Ov Es importante limitar la velocidad de subida del voltaje aplicado al SCR colocando una red R-C en paralelo [6]. Un método sencillo para determinar los valores R1 y C1 sin necesidad de conocer los valores de impedancia del circuito, sino tan solo 13 las características y la corriente que circula por cada tiristor [6]. Se basa en las siguientes ecuaciones : C' = 2,5 nF It A R' = 2/3 VDRM ecuación : 1 - 12 ecuación : 1 - 13 ITM IT = Corriente media del tiristor VDRM = Voltaje máximo repetitivo del tiristor ITM - Corriente máxima en el tiristor Con estos resultados y en base a las recomendaciones se puede calcular los valores R y C para las distintas configuraciones del conversor AC - DC [6]. C 1 = 2C' R2= R ' / 2 ecuación ; 1 - 14 ecuación: 1 - 15 1,4.5. CIRCUITO DE CONTROL DEL RECTIFICADOR PUENTE SEMiCONTROLADO. A este circuito están acoplados otros que cumplen las siguientes funciones : * Un circuito que precise exactamente el valor E , fijando un ángulo de disparo a los SCR. • Un circuito temporizado que en el encendido del equipo no permite que se polarice a este controlador sino en un tiempo mayor a 2.5 m. seg. , con el objeto de que los pulsos sincronizados que llegan a los transistores de potencia cumplan al menos un ciclo completo antes de ser aplicados a éstos, debido a que no sabemos en que condiciones iniciales se encienden los F-F al momento del activado t < 0. • Un generador de función rampa que trabaja luego de que es polarizado este circuito, para que el voltaje rectificado se incremente desde O hasta E, con el fin de disminuir el 3V / 5t de los transistores de potencia, en el instante de encendido del equipo. Este circuito tiene las siguientes características : 7. Circuito de disparo tipo cosenoidal .Con este circuito efectuamos un control lineal de voltaje a la salida del rectificador, al realizar la comparación de la parte más lineal de la función coseno, comprendida en el rango de 40° a 140° con un valor de la variable 14 Ve, obteniéndose un pulso positivo para el disparo de los SCRs con un tiempo de duración o ángulo de disparo que puede variar también en forma lineal. Estas funciones se pueden apreciaren la figura 1.12. Este circuito comparador es un compensador de fase (figura 1.13) cuya función de transferencia es la siguiente [7]: _RxP2-XcP2 R(P\Donde R<P2 -lOv lOy V Cos Wt -lOv < V c < lOv Ve O Wt -lOv Yo Wt Gl L Wt Figura 1.12 Variación del voltaje con referencia cosenoidal. 15 VIN = VS£fS WT Figura 1.13 Circuito de disparo La amplitud de Av es la unidad en todo el margen de frecuencias y el retraso de fase D viene dado por la fase de Av respecto a la frecuencia [7]. D(w) = - 2 d I dw [arctang (Xw) / P,] 0= 2arctang27ifCP 1 PI = tang (6/2) 2 TI FG ecuación : 1 -16 En e! circuito anterior se compara la función de muestreo V Cos wt con el valor de Ve que va a variar de - 10V< Vc< OV . 2- Variable de control Vc.Es importante por las siguientes razones : • Fija exactamente ei valor de E . • Como variable sirve para realizar una realimentación de voltaje de la salida del sistema a la entrada, para mantener constante el valor de E . • En el encendido del equipo, podemos .variar este parámetro como una función rampa. 1.4.6 TRANSFORMADOR MONOFÁSICO DE POTENCIA . Se requiere un transformador cuyo devanado primario se energice a I20v - 60Hz con una potencia mayor 600 VA. Debe tener un número de devanados secundarios todos aislados eléctricamente según la figura (1.14), los que se alimentarán a circuitos rectificadores de voltaje que polarizan a todos los circuitos que a continuación se detalla : 16 ¡I ) ! i >— ' - Generdor de pulsos "* - Control de disparo rectf. semicontld : Disparo transistor Q1 Disparo transistor Q3 120V-60 H ¡ £ ;•-.• Disparo transistor Q5 ! \o transistores Q2-Q4-Q6 Al rectificador semícontralado Figura 1.14 Transformador monofásico de potencia y control 1.4.7 GENERADOR DE PULSOS PARA EL PUENTE TRIFÁSICO TRANSISTORIZADO . De este circuito depende la obtención de las dos formas de onda objeto de esta tesis , el mismo que consta de los bloques detallados en la figura 1.15. 1.4.7.1 CIRCUITO GENERADOR DE PULSOS . • Circuito contador en anillo programado .Es un tipo de contador que debe iniciar a la salida de uno de sus F-Fs en estado 1L y resto de F-Fs en O L [ 8 ] , Esta condición debe cumplirse cuando se energice inícialmente el circuito, así que es necesario aplicar un preset al contador en el estado inicial requerido antes de aplicar pulsos al reloj. Una manera sencilla de hacerlo es aplicando un pulso momentáneo a la entrada DC SET de uno de los F- F [8] y otra entrada DC Clear del resto de F-Fs. • Generador de onda controlada por voltaje VCO.Para obtener exactamente la frecuencia deseada , se opta por la posibilidad de trabajar un generador de pulsos cuadrados controlada por voltaje VCO como es el SN74LS 629 que se lo calibra a una f - 2400 Hz, puesto que en cada período de la f = 400 Hz necesitamos 6 pulsos, como se aprecia en las figuras : (1.9) y (1.10). 17 Q1 Figura 1.15 Generador de pulsos para el puente transistorizado trifásico. Este tren de pulsos se aplican a los relojes de los F-Fs y a un divisor de la frecuencia para 6, este último pulso obtenido va a la entrada de un circuito estable que presenta un pulso de Reset mínimo, que sirve para restablecer las condiciones iniciales del contador de anillo en cada período de la f = 400 Hz. • Circuitos amplificadores y opto acopladores .La señal de salida de los seis F-F van circuitos seguidores de voltaje y entregados individualmente a un opto acoplador. Este elemento permite acoplar la señal de este circuito que está a nivel de TTL con otros que trabajan a niveles de voltaje diferentes y altas potencias. 1.4.7.2. DISPARO DE DOS TRANSISTORES SIMULTÁNEOS DEL CIRCUITO PUENTE. Asociando el diagrama de tiempo de la figura (1.9a) y el de la figura (1.15) se precisa la utilización del F-F SN 74 LS74A, que se caracteriza por tener las siguientes condiciones de operación [9] : 18 PNÍP1 ÍT COND. PRE 1 2 3 4 5 6 L H L H H H OT rr CLR CLK H L L H H H X X X t t L D X X X R L X Q H L H t H L Qo Q L H H t L H Qo Es necesario que el pulso obtenido a la salida de un F-F debe estar en fase con el que llega a la base de su respectivo transistor de potencia. Al activar dos transistores simultáneamente para obtener la onda de 4 niveles en la carga, se puede apreciar que la alternativa N° 2 es la única para establecer las condiciones iniciales de funcionamiento del contador en anillo con CLR = OL En las alternativas 4 y 5 el contador trabajará normalmente con CLR = 1L. 1.4.7.3. PUENTE DISPARO DE TRES TRANSISTORES SIMULTÁNEOS DEL CIRCUITO PUENTE. Como en el numeral anterior, se asocian los diagramas (1.10a) y (1.15) con el mismo circuito lógico y otras condiciones adicionales que se explicarán en un próximo tema ; se puede asegurar las condiciones iniciales con CLR = O y una operación de desarrollo del contador con CLR = 1. 1.5 CIRCUITOS AUXILARES DE PROTECCIÓN Y POLARIZACIÓN La protección de los BJT en régimen de conmutación es importante, ya que es el instante crítico de los elementos de potencia, por esta razón se debe utilizar los circuitos o red Snubber de: encendido, apagado y sobre voltaje, y complementariamente las protecciones de sobre-corriente y elementos disipadores de temperatura ; la información ampliada de gráficos y resolución matemática se la encuentra en la referencia [1 ]. El BJT trabajando con ondas cuadradas y altas frecuencias obligadamente está conectado a inductancias parásitas y en especial a! de la carga, que afectan en el instante de encendido y apagado. Este fenómeno se aprecia en figura (1.16). 19 L1 u a 'Le L1: INDUCTAWCIA PARÁSITA L1 Le: INDUCTAMCIA DE CARGA Figura 1.16 Inductancias parásitas de un transistor de potencia trabajando a alta frecuencia. ic Encendido switcheo ideal • VApagado K VCE Figura 1.17 Curvas de encendido y apagado de los transistores sin protección Snubber 1.5.1 CIRCUITO SNUBBER DE ENCENDIDO [1]. El propósito de este circuito es reducir el 8i / di del transistor al encendido y además el VCE se reduce al menor valor y en consecuencia su disipación. Esto se aprecia mejor en los siguientes gráficos : Figura 1.18 Circuito Snubber de Encendido 20 En la figura (1.16) se presenta los voltajes y corrientes para valores pequeños y grandes de las inductancias Ls. Ls grande Ls pequeño le E VCE tñ trf Figura 1.19 Formas de onda de voltaje y corriente con Snubber de encendido Para seleccionar el valor RLS se debe considerar el apagado en la que se genera un sobre voltaje del transistor en un valor igual a : = 0,1 E. ecuación : 1-17 RT.S = 0.1 E Ir Para obtener el valor Ls se debe considerar el apagado, la corriente en la inductancia debe tender a cero de modo que la energía se elimine y el circuito esté listo para el siguiente encendido. Para este objetivo es importante la constante de tiempo. Ls / RLS -» t apagado min>2,3 l_s / RLS ecuación : 1 - 18 1.5.2 SNUBBER DE APAGADO [1]. Este circuito asegura que el voltaje VcE sig,q en.cero en el transitorio de apagado, mientras la corriente disminuye, para ello se utiliza el siguiente circuito. -N Figura 1.20 Circuito Snubber de apagado 21 Para el diseño de sus elementos se debe considerar previamente que antes del apagado, la corriente I0 del transistor esta altamente inductiva y el voltaje VCE - 0. .-4 Al momento del apagado, la lc del BJT decrece con una ai / St, mientras que la corriente por el capacitor es (I 0 - le), de acuerdo a las siguientes expresiones : les = lo t 0<t<tfi tfi Ves = I Jo' les di Ves = lo t2 2 Cs tfi Si: t = tfi Ves = E Cs = lo tfi 2E ecuación: 1 - 19 Por medio de la figura (1.21) podemos visualizar el tipo de capacitor que debemos escoger: le RBSQA lo Vce Vd Figura 1.21 Formas de onda y trayectorias durante el apagado 22 Si escoge un valor pequeño a Csi el voltaje del capacitor alcanza el valor de E antes que la le del transistor sea cero. Pero si Cs > Cs-t el tiempo que se demora en cargarse hasta- E es mayor que tf¡. La presencia del capacitor alcanza el tiempo de caída de voltaje de modo que aparece una energía adicional a ser disipada por el transistor durante el período de descarga del capacitor. Esta situación se corrige mediante el uso de una Rs en la cual se disipa la energía acumulada en el capacitor en los instantes de encendido del transistor. WR = Ce E¿ ecuación : 1 - 20 Af escoger la resistencia se debe ver que el pico de corriente que lo atraviesa sea menor que la corriente de recuperación reversa del diodo (Irr) la cual puede limitar a 0,2 I0. ecuación : 1 - 21 Ro 0.2 lo 1.5.3 CIRCUITO SNUBBER DE SoBRÉV'OLTÁTE [ 1 ]. Figura 1.22 Circuito Snubber de sobre voltaje En este caso asumimos que es .posible agrupar todas las inductancias en Lo. Inicialmente el transistor está conduciendo el voltaje en el capacitor Cov es igual a E y la corriente a través de Ls es I0. Durante el apagado el transistor se abre a la energía almacenada en L0 se transfiere a C0v por medio de D0v- Igualando energías se obtiene: Cpy Ay CE.-max - 2 23 Lp le 2 Si tenemos un sobre voltaje de AVCEmax = 0,1 E Coy = 100 LolnEz ^ ^ ecuación : 1 -22 y en términos de _ = CSi CQV = /^2QQ x Lo In^Csi ecuación : 1 - 23 1.5.4 SNUBBER PARA CONFIGURACIÓN TIPO PUENTE [1]. Figura 1.23 Ramal del inversor tipo puente con Snubber Este circuito contiene en una misma configuración los tres tipos de circuitos analizados anteriormente y protege a los dos transistores y diodos de recuperación de cada ramal. El diseño del circuito Snubber para un ramal del conversor DC - AC tipo puente se realiza como si se tratara de un Snubber independiente. 1.5.5 PROTECCIÓN DE SOBRE CORRIENTE Para proteger a los transistores de potencia trabajando a alta frecuencia se necesita que sea por medios electrónicos y se descarta el uso de fusibles. Este trabajo lo realiza el circuito de la figura (1.24) en base a la resistencia Re que es el censor de corriente de carga donde se produce una caída de tensión . Este valor es comparado con un voltaje de referencia fijado, tomando como base a la corriente máxima que se permitiría circular por el transistor de potencia. 24 Q4 Figura 1.24 Circuito de protección de sobre corriente en el transistor de potencia. Si el valor de VRE > Vc, el circuito bloquea al transistor driver , aplicando un voltaje negativo a la base-con la que dejaría fuera de operación al BJT en caso de sobre corriente. 1.5.6.- CIRCUITOS RECTIFICADORES DE POLARIZACIÓN .De la figura 1.14, se observa que el transformador monofásico de potencia entrega voltajes reducidos por medio de los bobinados secundarios que tienen tap center, el cual será procesado en rectificadores de onda completa , filtrados y fijados los voltajes por medio de diodos zener. Dependiendo de la necesidad de los circuitos a los cuales se polarizará se obtendrán voltajes positivos+Vcc y voltajes negativos-Vcc con referencia a GND. En este diseño se requiere cierto número de estos circuitos con voltajes y corrientes diferentes, por lo son físicamente independientes y aislados eléctricamente. 25 CAPITULO II DISEÑO Y CONSTRUCCIÓN DE UN COVERTIDOR TRIFÁSICO DE 600 VA 200V - 400 Hz 2.1 REQUERIMIENTOS TÉCNICOS DEL SISTEMA .El objetivo de este trabajo es obtener un convertidor de frecuencia trifásico con ondas cuasi senoidal de tres y cuatro niveles de amplitud, bajo las siguientes condiciones y objetivos : CONDICIONES: OBJETIVOS PARA CARGA V in F in No fases = 1 1 0 - 120v = 6 0 Hz = 1 : Vout F out N° fases Potencia Forma de onda = = = = = Clase de onda = : 200 v 400 Hz 3 600 VA Cuasi senoidal - cuatro niveles - tres niveles Tipo Resistivo 2.2 DISEÑO DEL INVERSOR DE POTENCIA TRIFÁSICO TIPO PUENTE TRANSISTORIZADO . En referencia al gráfico (1.7), este circuito consta de los siguientes bloques como son : * Transformador trifásico de potencia. * Puente trifásico íransistorizado. * Circuitos de mando y control de los transistores de potencia * Circuitos y elementos de protección 2.2.] CONSTRUCCIÓN DE UN TRANSFORMADOR TRIFÁSICO DE 400 HZ La conexión apropiada que podemos dar al transformador trifásico es del tipo D-Y para acoplar al puente transistorizado. 26 En nuestro medio no existen textos en los que se encuentre procedimiento para e! escogimiento específico del material construcción de un transformador monofásico o trifásico potencia. Por esta razón, se optó por pedir asistencia técnica de transformadores "ECUATRAN" ( ciudad de Ambato ) y que procedimiento muy práctico como es el siguiente : establecido un y métodos de de muy baja en la empresa consiste de un • Tomar en cuenta todos los requerimientos del numeral 1.4.3 • Para transformar una fuente de tensión trifásica, se necesita un banco de tres transformadores como presenta la figura 2.1 . Estos transformadores individuales tienen los mismos valores nominales de potencia y de tensión en alta y baja. • Es muy importante que cada una de sus bobinados sean identificados y marcados adecuadamente, de manera que el subíndice de número impar presenta polaridad instantánea positiva en ambos lados de baja y alta tensión. hU H2 Hi H2 Hi H2 xi Fig. 2.1 Tres transformadores monofásicos idénticos y perfectamente marcados Conexión del transformador trifásico D-Yo Según la figura 2.1 y con la polaridad establecida se procede a conectar los tres transformadores monofásicos de acuerdo al esquema de la fig. 2.2 NEUTRO ia. 2.2 Conexión de un transformador trifásico DYo El puente trifásico transistorizado entrega un voltaje de 115VRMS al bobinado primario en configuración delta y con una relación de transformación de 1 ;1 se obtendrá en el bobinado secundario conectado en estrella, un voltaje trifásico de 200 VRMS con neutro . Este paso se puede representar vectorialmente de la siguiente manera . PRIMARIO : SECUNDARIO : VAB = 115 LO° VXY = 200 L-30° V DC = 115 Ll20° V YZ = 200 L 90° V YN = V CA = 115 L-120 0 V zx 200 L 150° V ZN = 115 L-120 0 = V XN = 115 L 0° 115 L 120° Importancia del neutro [10].• Por la configuración estrella del secundario, se puede producir una distorsión en la forma de onda de tensión cuando esté en vacío o sin carga, ya que la corriente del tercer armónico se hace preponderante. Esta situación se corrige proporcionando una línea neutro a tierra. • Un camino para las corrientes desequilibradas. • Un medio por el cual puede proporcionarse un servicio eléctrico doble, tanto la tensión trifásica superior para las potencias y cargas de motores mayores como una tensión monofásica inferior para las cargas monofásicas. • Un medio por el cual las tensiones de fase se equilibran las tensiones de línea. en relación con En función del voltaje rectificado E, se determinan los voltajes eficaces para los dos tipos de onda : VRMS (ONDA 4 NIVELES) - (1 / \'2) E VRMS (ONDA 3 NIVELES) = (V2 / V3) E Para el caso extremo : E = E La potencia • = Vmax = 162,6 V * 115V * V 2 163V de cada transformador monofásico será : Ejemplo el transformador monofásico A: 28 600VA SA - — = 200 VA 1.- La fuerza contra electromotriz es: £ = K E medio £ = K ( 4 f N B A 1 0 K : Factor de forma de la onda K = E a f ic a x ! E m e d io 8 ) ecuación : 2.1 • ecuación : 2.2 1/ \ Para la onda 4 niveles: K = Para la onda 4 niveles : K = = 1.066 2 / 3 De los dos valores se escoge 1.066 para obtener el mayor valor de A Luego: £ = 4.264 f N B A 10 8 2.- En la Empresa "Ecuatran " se consigue el material para el núcleo del tipo "Numetal" cuyas características se presentan en el Anexo 2.1 y se recomienda que B = 6.650 Gaus, W = 6.75 g r / c c y una relación V / vueltas = 1.6 El área del núcleo es : E ! N A = ~ 4,264 xfx B •1.6 A = = 14.2 cirr 4,264 x 400 x 6650 3.- El tipo de construcción del núcleo, se decide por el acorazado que es el más conveniente para el caso y fácil de construir por el tipo de láminas obtenidas , según se muestra en la figura 2.3 Figura 2.3 Núcleo tipo acorazado 4,- Para este tipo de transformadores se' acostumbra concéntricos como el de la siguiente figura: Ns Np Np usar arrollamientos Ns bt Figura 2.4 .- Disposición física concéntrica de los bobinados Los datos constructivos del transformador Input Output Potencia Conexión Tipo V/vuelta 115 VRMS 200 VRMS 600 VA D-Y estructura tipo núcleo 1.6 V/ vuelta 30 son : 5.- Número de espiras del primario Np = 1 1 5 / 1 . 6 = 72 vueltas 6,- Número de espiras del secundario Ns = 2 0 0 / V 3 = 72 vueltas 1.6 Del anexo N° 2.2 se aprecia que J = 2.8A/cm 2 7.- Corriente del primario: 3 x Ip x115V = 600 VA ip = 1,739 A 8.- Corriente del secundario : ^3 x Is x 200 V = 600 VA Is = 1,739 A 9,- Área de! conductor primario - secundario ; Secc = 1,739 / 2.8 =0,62 mm2 Este dato determina el calibre del alambre N° 21 AWG , cobre esmaltado. 10,-Area ocupada por el bobinado primario: 0,4105 mm"x72 - 29,55 mm2 11.- Espesor del molde de la bobina: 4.5 mm 12.-Altitud déla bobina: 72x0,7229x1,03 ~ 53,61 mm 13.-Altura de! núcleo : 53,61 + 4,5 14.- Número de capas del primario: 1 15.- Perímetro de cada bobina 2x7 = 16. Pérdidas en el Cu del Primario y = 58,11 mm + 2 x 2 = 18 cm Secundario Resistencia del alambre N°21 AWG : R = (1.7241X 106x 1 8 x 7 2 ) / 0,04105 PR = ! 2 x R = (1,74) 2 x 0.54W PR = 1.633W 17. Pérdidas total de Cu en las tres fases : 3 x 1,633x2 = 9,798 W 18. Dimensiones del núcleo : A = 8p cm B = 3 cm C = 2 cm D = 7 cm E = 2 cm 19. Pérdidas en el núcleo; Volumen del núcleo = 3 x 0,95 x (14,2) x 8,15 = 329,709 cm3 Peso = 329,709x6,75 = 2.225,53 g = 2,22 Kg Del Anexo No. 2.1 se obtiene que para 7.000 gaus => 2,54 W / Kg a ; Potencia Hierro = 5,652 W Pérdidas en las placas del yugo : V = 2 x 7 x 1 x 0,95(20 + 8,5) cm3 Peso = 379,05x6,75 Peso = 2558,6 g Peso = 2,558 Kg Flujo en las chapas del yugo: 7000 x — = 3450g¿n¿y 14,2 6 Del anexo No.2.1 se obtiene que para 3450 gaus Potencia = 2,56 x 2,38 W Potencia = 6,098 W b ) Pérdida total del Núcleo: P = 5,652+ 6,098 W P = 11,75 W 32 @ 2,38 W/Kg Añadiendo un 10 % por pérdidas = 12,92 W 20. Pérdida Total Cu + Hierro: Pérdida Total Cu + Hierro = 9,798 + 12,92 = 22,718 W 21. Eficiencia: Eficiencia = ( 6 0 0 ) 7 ( 6 0 0 + 2 2 , 7 1 8 ) = 96,3% %Pruebas del transformador Las pruebas se realizan Individualmente para cada transformador monofásico , como son básicamente las pruebas de cortocircuito y circuito abierto trabajando a 60 Hz. Se obtuvo los siguientes resultados referidos al secundario de cada transformador: . PRUEBA ler. TRANSISTOR 2do. TRANSISTOR 3er. TRANSISTOR Circuito abierto V p =10,7V P = 13W 1 = 0,1 A P = 13W 1 = 0,11 A P=12W Corto circuito P=10,7W P=11,3W P=11,2W V= 3V 1 = 3,1 A I = 3,4 A I = 3,3 A Z=— i = 0,96Q 3 I = 0,9 A \e estos datos obtenemos los siguientes parám e = arcCo¿\^=- =73,04° = ZSen73,04° = 0, Xe = wLe 2x60 Ip 2.2.2 23S9 GENERACIÓN DE LA ONDA CUATRO NIVELES CON. CARGA L En el gráfico N° 1.8 se observa el flujo de corriente hacia el tranformador conectado como carga del puente transistorizado, para obtener los gráficos de la figura 2.5 con los cuales podemos realizar el siguiente análisis : Vms(pnda cuatro niveles)——¿= E V2 VRMS = H5V ecuación. 2.4 E = V2x115V = 163V La corriente de fase que se alimenta desde el puente transistorizado a la carga inductiva conectada en delta, se expresa así: IRMS (cada carga) = 600 / 3x115 = 1,74 A Por definición general tenemos : i = Et L Observando la figura 2.5 , para t - 2T/6 y reemplazando en la ecuación de! segundo lapaso, tenemos que : lAB = Imáx = E/ 2L [ 2T/6 +T/6 ] Luego : E = = E X / 4L T - 1/F 4 L F Imáx La corriente IAB en cada uno de los seis lapso componentes del periodo será : IAB = E t/L O IAB « E/2L [ t+ 1T/6 ] -T-^6 6 IAB -E/2L [t- 5 T / 6 ] 34 -T 6 IAB = - E / L [ t - 4 T / 6 ] -T~>-T IAB = - E / 2 L [ t - 4 T / 6 ] -T^-T 6 6 IAB = E / 2L [t- T] -T-+T 6 Se determinó que : Imáx = E / 4LF ecuación : 2.5 Consecuentemente el valor RMS de la corriente IAB , será la siguiente expresión : IRMS(AB) = íj;( 8 / 2 7 ) Imáx Sabemos que : IRMS = 1,74 A Luego; l MA x = 3,196 A L = E / 4 F Imáx L = ecuación : 2.6 ecuación; 2.7 163 / 4 x 4 0 0 x 3 . 1 9 6 L = 31,87 mH La corriente de fase "A" que ingresa a la carga inductiva es ¡A = ¡AB — ¡CA, determinándose que la IMAX en esta fase es = 3,196 A y la corriente máxima con la que debe abastecer el transistor Q-i trabajamdo en la generación de una onda cuatro niveles será: I/6T 2/6 T 3/6 T 4/6 T ^v. IMAX IBC IMAX IOA f. Figura 2.5 Generación de la Onda cuatro niveles. Carga L 2.2.3. GENERACIÓN DE LA ONDA TRES NIVELES. CARGA L De las curvas del gráfico 2.6 se obtiene los siguientes valores: \ ecuación :2.8 tres niveles) = —~ E 36 Si el voltaje RMS a la salida del puente transistorizado es 115 V E = Corriente en la carga es 115 V(3/2) I RMS = = 141 VDC 600 3 x 115 = 1,74 A Con referencia al gráfico 1,8 y a las figuras del gráfico 2.6, la función de la corriente IAB en todo ei periodo, está expresada así: lAB = (E/L)t - lomáx IAB = O -» 2/6 T lo máx 2/6 T ~> 3/6T IAB = - (E /L) t + lo máx 3/6 T -> 5/6T IAB = - lo máx 5/6 T -* 6/6T Donde para t - 2T / 6, la IAB = lo máx y reemplazando en su ecuación témenos : lAB = lo máx = CE/L)2T/6 - lomáx lo máx = E / 6 LF ecuación ; 2.9 ecuación : 2.10 loMAX - 2,34 A L = E / ( 6 F lomáx) L = ecuación : 2.11 141 25,1 mH 6x400x2.34 La corriente máxima que debe circular por un transistor del puente trifásico para este tipo de onda y en un determinado lapso , es la suma de las corrientes que circulan por los otros dos transistores ubicados en el lado opuesto de los otros ramales, entoces para ei transistor Q1 tenemos que ; I CQI = 2 Imáx = 4,68 A 37 1/fiT 2/ííT 3/6 T 4/6 T :'6T T >MA.\1 IBC Uu ~ UB - MAN ~ 'MAX Figura 2.6 O Generación de la onda tres niveles. Carca L. C3 2.2.4. DETERMINACIÓN DE LOS ELEMENTOS DE POTENCIA DEL PUENTE TRANSISTOR1ZADO. Para dimensionar los elementos de potencia se toma como referencia los valores máximos de corrientes y voltajes determinados anteriormente. De la generación de onda de tres niveles carga L concluimos que la corriente máxima que deben soportar los transistores de potencia y diodos de conmutación es de 4.66 A, por lo que con fines de dimensionamiento, el elemento debe soportar por lo menos tres veces más de lo indicado. Con respecto al voltaje, el peor de los casos se da para cuando los capacitores de los circuitos Snubber se cargan hasta el doble de la fuente DC de voltaje E, por lo 38 que se recomienda escoger un transistor y diodo para un valor de 2,5 E por seguridad. Estos elementos deben tener tiempos de respuesta mucho mayores a 2,5 mseg para una relación de trabajo de 0,33. Luego de lo establecido los transistores de potencia BJT son de configuración Darlington, por lo que se elige a NTE98 y como diodo de conmutación a! NTE506, cuyas características y especificaciones técnicas se adjuntan en los Anexos 2.3 y 2.4 respectivamente. 2.2.5. DISEÑO DE LOS CIRCUITOS DE DISPARO Y CONTROL DE LOS TRANSISTORES DE POTENCIA. En el Diagrama N°1 se presenta : el circuito de disparo del puente do de potencia. En este diagrama se describe transistoriza- las siguientes características ; • Cada transistor de potencia tiene un circuito de control y polarización individual con voltajes : + 12 V , - 3 V , GND • Amplifica ía señal enviada desde e! circuito generador de pulsos por medio de opto acopladores y lo procesa con fines de control. • Tiene un circuito driver manejador de base. • Se puede controlar la relación de trabajo para evitar cortocircuitos en los puntos de conmutación explicados en el numeral (1.4.2.) • Se ejerce un control de sobrecorriente. En el Anexo 2.5 tenemos las características opto acoplador NTE3044 y se determinó que para ld - 40 mA , lc = 30 mA , VCE = 0,6 V T = 390 Q , 1/2 W Variación de la Relación de Trabajo del Pulso de Control, Aprovechando la característica capacitiva C - E del opto transistor que en vez de producirse un flanco (-) del pulso V¡ se da una curvatura de descarga con un tiempo de demora de 0,02 m seg, el cual se puede comparar con el valor Vs que es regulado con el potenciómetro P1 y se consigue disminuir la relación dve trabajo del pulso en la salida V-i , en un tiempo máximo Td que es suficiente para evitar 39 cruces de conducción entre los transistores que operan en la misma rama del puente trifásico. En otras palabras se crea "un tiempo muerto" Td de la onda V-j como se presenta en la figura 2.7 Vd 12V Vi 0,6 td 12V VI -3 V Figura 2.7 ' Control de tiempo de activado del BJT Circuito Manejador de Base del BJT La señal V-j se obtiene de un comparador LM324 (sus características las encontramos en el Anexo 2.6), del cual se puede obtener ondas cuadradas con flancos positivos y negativos perpendiculares. Esta señal se aplica a un circuito amplificador de corriente del tipo par complementario, funcionando en región activa norma! conformado por los transistores J-\ T2 que manejan el encendido y apagado del transistor darlintong Q-i (este circuito es tomado de la referencia [ 1 ]). Por recomendaciones específicas en [1], la corriente de base mínima para que un transistor de potencia trabaje en la región de saturación debe ser igual a : (1,5*2)^- ecuación : 2-12 Observando las especificaciones de! transistor dariingtong NTE98 del Anexo 2.3 tenemos que : 40 Los transistores T-i y T2 son respectivamente el ECG1 especificaciones técnicas ubicadas en el Anexo N° 2. 7 y ECG193 con Dr " - VCE(TI} en el encendido = 2 V. en el encendido - 1.2V. 12 — 2K — 1 2K - 8,8F Rc = --—:— Normalizado : R = En el instante en el que V1 pasa a ser negativo, el transistor Q-i debería apagarse en ese mismo instante, pero no sucede así por existir la característica capacitiva BE, como se explicó en el numeral ( 1.4.2 ) . Luego es necesario que se produzca una extracción abrupta de estas cargas, que se io puede realizar por medio del transistor T2 que en ese instante está activado y es llevado a una fuente negativa de un valor inferior al VBE especificado en Q-j. 2.2.6. PROTECCIÓN DE LOS TRANSISTORES SOBRE CORRIENTES. DE POTENCIA CONTRA Básicamente el funcionamiento de esta protección se efectúa a partir de un circuito operaciona! U^ que compara el voltaje de referencia V2 cuyo valor es determinado por la caída de tensión que se produce en una resistencia de sondeo Re al circular una corriente máxima que podemos permitir pasar por el transistor de potencia . Por io que. si VRe > V2 , a la salida del comparador U3 tenemos un nivel positivo. A partir del cual se aplica dos circuitos de protección de sobre corriente con los siguientes criterios : 2.2.6.1 APAGAR EL TRANSISTOR DE POTENCIA Q1. La amplitud de esta señal se controla con un potenciómetro R3 y es invertida en el amplificador U2, para tener un voltaje V6 y V7 negativo en la bases de T1 y Q1 respectivamente, logrando su apagado instantáneo. Se precisa que : 7r(^n/;zox = 5 A Re = 0.18 El divisor de voltaje conformado por R4 y RS esta tomando de la fuente -3V, ya que la referencia (GND) de este circuito está ubicada en el emisor del transistor Q-j. Para los circuitos que activan los transistores de potencia Q2) Q4 y Q6 según el diagrama citado el divisor se lo toma de la fuente +12V. VRE = 0.18x5 = 0.9 0,9 = Rx3l' R4 = 2 . 3 R 5 R4 - 23 KQ 0.25W R4 = 10 KQ 025W Para los transistores pares ; R14 = 12.33R15 R14 = 120 KQ 0.25W R15 = 10 KQ 0,25W R2 y R3 = 10 Ka 0.25W Para visualizar el instante de falla se utiliza un diodo Led ECG3003 cuyas características se adjuntan en el Anexo 2. 8. JJ 2.2.6.2. SUSPENDER LAS FUENTES DE ALIMENTACIÓN. Con esta seña! se activa también el opto transistor OT1 con el objetivo de desconectar instantáneamente la fuente continua E, ya que este elemento aplica un pulso positivo en la entrada del circuito mono estable, conformado por un timer 555 (ver el Diagrama N° 2 , que presenta el circuito censor de sobre corriente de los transistores de potencia S.C.) y la salida se obtiene un pulso positivo con un tiempo de duración suficiente con el que se puede activar al transistor T7 y en consecuencia a la bobina del contactor Cs , abriendo un contacto normalmente cerrado ubicado entre la fuente E y el puente transistorizado. En este instante se activa también el contactor C1 que tiene uno de sus contactos NC en el circuito ON - OFF de! sistema, precediéndose a desactivar totalmente el equipo. Esta secuencia es importante , puesto que en el instante de apagado del equipo no podríamos predecir la transición que tomarán los pulsos aplicados al puente de potencia hasta que todas las fuentes lleguen a OV. Por esta razón también se ubica el pulsante de apagado OFF del equipo en paralelo con los opto transistores que llegan a este circuito. Sus valores se determinan de la siguiente manera : Del Anexo 2.5 , e! opto acoplador ECG 3044 se consideran los siguientes: lc(on) = 10mA @ Vcc VCE = OV - VE R50 = le 26V - 5V R50 = 10 mA R50 * 2,2 K c¿ , R51 = R51 R51 * 0.25W VE / IE 5 / 10mA 470a , 0.25 W Rz Rz Rz = = * Vcc - 5 V / iz 26 V- 5 V / 80 mA 220 £ , 2 W R53 R53 R53 = = - Ve- 0.6 V / 1B(T1) 5 V- 0.6 V / 60 mA 69 £ , 2 W 2.2.7. RED SNUBBER PARA EL CIRCUITO TIPO PUENTE. En la figura (1.20) se resumen las protecciones tipo Snubber para un circuito transistotrizado tratados en el numeral 1,5. Para tal efecto, se tomará en cuenta los valores de corriente y voltaje críticos determinados anteriormente. f=400 Hz. Relación de trabajo = 0,5 lo = 4,68 A, E = 163V t off = t (off state)= 0,125 m seg. t f¡ = 2 m seg . De la ecuación 1.17 Rs = 0 , 1 x 1 6 3 7 4,68 Rs = 3,48 Q 76W En nuestro medio se puede conseguir dos resistencias de 8 W - 40 W que se pueden colocar en paralelo y ser equivalentes a! valor especificado para RS. De la ecuación 1.18 toff. x. Rs Ls <2,3 L s < 0,189 mH luego De la ecuación 1.19 CSI = Ls = 95,2 p.H l CS1 = 4 } 6 8 x 2 x 1 0 ' 3 / 2x163 = Csi = 33 uF - 400V De la ecuación 1.2.1 Ro = E / 0,2 x lo Ro = Ro 163 / 0,2 x 4,68 = 150,3 Q •*- RO ~ 44 2 PRO = 0,033 x 1 0 3 x (163) 2 x400 / 2 PRO - 0,25 W R 0 = 150 W, 0,25 W De la ecuación 1.22 C0 = -5— Cs = 7,99 uf C s = 10 uf , 400 V 2.2.8. PROTECCIÓN DE SOBREVOLTAJE VCE. Otra alternativa de protección contra sobre voltaje de los transistores de potencia es colocar un diodo zener de valor (2 a 3) x E conectado ai emisor - colector, con el fin de que todo voltaje excedido al valor máximo especificado por el BJT sea recortado por este semiconductor a un valor de 400 V colocando dos diodos zener ECG 5166 . En el Diagrama N°3 se presenta conjuntamente las protecciones Snubber y sobre voltaje de un ramal del puente trifásico. 2.2.9. DISIPADOR DE CALOR. Los problemas térmicos son los más importantes que afectan a los semiconductores. Puede afirmarse sin temor a exagerar que la mayoría de fallas encontradas son debido a temperatura excesiva en las uniones. A pesar de no existir fórmulas de diseño fijos que proporcionen las especificaciones de los disipadores para determinada aplicación, existen unos puntos que se deben tomar en cuenta [12] para seleccionar el tipo de disipador, que en resumen se refieren a la resistencia térmica del disipador: • La eliminación por conducción desde el material usado que depende de su estructura y de la mayor superficie en contacto con el ambiente. • La eliminación de temperatura por radiación (se aconseja que el acabado del disipador sea de color negro mate). • La eliminación de temperatura por convección pura que depende de la diferencia de temperatura entre el aire y el disipador. La combinación de estos caminos de eliminación del calor es lo que se conoce como coeficientes de expansión térmica (d) que para material de aluminio es : 45 3 mW / cm¿ Luego de la selección de los disipadores térmicos que requieren ios tiristores, diodos y transistores, los que contribuyen a ios conversores estáticos del equipo construido, se ha utilizado las referencias expuestas anteriormente y ciertos resultados experimentales como monogramas necesarios para su dimensionamiento que al contrario nuestro mercado local carece de estos datos. En la práctica, tomando en cuenta cómo se puede ensamblar en la placa del circuito impreso, se ha escogido disipadores de Al con aletas verticales, cuya forma y dimensiones garantizan un adecuado enfriamiento por convección natural y una resistencia térmica razonable de la forma que se presenta en la figura 2.9. Donde : A = 5,8 cm B = 5,1 cm E = 2,9 cm C = 6 cm Figura 2.9 Forma y dimensiones de los disipadores térmicos. 2.3. DISEÑO DEL CIRCUITO GENERADOR DE PULSOS DISPARO DE 2 Y 3 TRANSISTORES DE POTENCIA. PARA EL Con referencia a la figura 1-15 y continuando con lo planteado en el numeral 1.4.7, se necesita que el circuito esté polarizado con una fuente de+5V, yaque trabaja con elementos lógicos TTL. El Diagrama N°4 presenta: el generador de pulsos para el puente transistorizado G.P, en el cual podemos ver el desarrollo de este diseño. En una de las curvas características del VCO 74L5629 de la figura (2-10) podemos determinar por interpolación el valor del capacitor ( C21 = 0,02 pF ) que hace que genere pulsos cuadrados a una frecuencia cercana a 2.400 Hz ; pero al 46 conectar un potenciómetro de 50 Ko a! pin CONT FREC, se logra precisar con exactitud esta frecuencia y con 2,8 V como señal de control. 'LM24. '[.M2P., 'LS6M OUTIMJT PREOUPNCY vi EXTEBNAL CAPACITANCF .-.L.,-I_ K I - H jo-? 10-6 10 5 •"' Cnnacitaiicrí - T Figura 2-10 Función F(C) La frecuencia obtenida es aplicada directamente a los relojes de los F-F y dividida por 6 en el c.i. ECG4022 con características indicadas en e! anexo N° 2.10. Los pulsos de 400 Hz pasan por el circuito aestable, obteniéndose un pulso con flanco (-) que se aplica a los CLR del anillo, asegurándose las condiciones iniciales con las que deben trabajar los F-Fs en (t = 0) en cada período de la f = 4 0 0 H z como se aprecia en la Figura2.11. VCO (out) F=2400 Hz. -5-6 r 5V5t Figura 2-11 Ondas obtenidas a l a salida del VCO, divisor de frecuencia y circuito aestabie. 47 El "Selector N°2" permite cambiar la estructura del anillo de F-Fs haciendo activar dos o tres transistores de potencia y en cada caso las condiciones iniciales (c.i) son diferentes . Para este propósito se utiliza ei flip flop SN74LS74A con características establecidas en el Anexo 2.11. Cuando el CLR = 1 y PRE = Vcc se produce una transferencia de datos desde la salida de cada F-F a ía entrada de otro contiguo, de acuerdo a los pulsos de reloj que en este caso son 6 en un tiempo de 2,5 m seg. Como se visualiza en los siguientes cuadros ; • Desplazamiento de pulsos para ei activado de 2 transistores según la figura 1.12. CLK C.I. 1° Oí 3C 4° ?° t = 2,5 mseg. 6° O UT FF3 0 FF4 FF1 1 1 1 0 FF2 0 0 0 0 0 0 0 0 3 1 n 0 0 0 0 0 1 1 0 0 1 ] 0 FF5 0 0 0 0 0 i 1 FF6 1 1 0 0 0 0 1 Figura 2-12 : Estado de los F-Fs para el activado de dos transistores. Cuando CLR = 1 y PRE = Vcc , se observa que cada activado continuamente durante dos pulsos de reloj. F-F se encuentra Si CLR =1 , PRE = Vcc en un tiempo tendiendo a O, se establecen las condiciones iniciales con los FF : 2, 3, 4 y 5, con un nivel OL fijado en la salida Q, mientras que el F-F 1 y 6 con un nivel 1L en su salida Q. Para cerrar el Lazo desde el FF6 al FF1 se lo hace por medio de un inversor lógico para igualarlos a los otros F-F, que tienen normalizada la entrada D y salida Q. • Desplazamiento de pulsos para el activado de 3 transistores. El análisis anterior se aplica para este caso, y lo más importante es que para los dos casos se utiliza todos los elementos del circuito y los cambios circuitales que se requieren, se efectúan por medio de un switch de dos posiciones "SELECT 2" instalado en ei circuito selector de onda y encendido "S.O.", por estar ubicado en la parte frontal del equipo. 48 OUT CLK C.I. 1° 2° 3° 4° t = 2,5 m seg. KF1 1 1 1 1 KF2 0 0 1 0 0 0 FF4 1 1 .1 1 1 0 0 5° 6° FF3 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 1 FF5 0 1 0 0 0 1 1 FF6 1 1 1 0 0 0 1 Figura 2-13 : Estado de los FFs para el activado de tres transistores. De la salida de cada F-F pasa a un circuito amplificador de comente que alimenta al diodo de un opto transistor en serie con un led que permite visualizar el funcionamiento de las F-F(s). Con el propósito de prueba y para visualizar el funcionamiento del circuito se ubica un selector "SELECT3" al cual se le puede aplicar en uno de sus contactos un generedor de pulsos de 10Hz. Délos Anexos 2.5 y 2.8 se consideran los siguientes valores : Led ECG3003 VF = 2.2V @ IF = 35 mA Opto NTE3044 VF = 2V @ IF = 40 mA Puesto que estos dos elementos están enserie y para asegurar el activado del opto acoplador se considera que: I = 30 mA , VF (led) -1.2V y VF(opt) = 2V VCC - R21 VF(led)- VF(opt) = 30 mA 5V - 1.2 V - 2V R21 = 30 mA 68 Q R21 0.25 W VCC - R22 VCE(ON) = 14 mA 5V - 0.2 V R21 = 14 mA 49 R21 = 2.4. 330 Q 0.25 W DISEÑO DEL CIRCUITO RECTIFICADOR MONOFÁSICO TIPO PUENTE SEMICONTROLADO. En ios numerales 2.2.2. y 2.2.3 se determinó la I máxima que va a circular por un transistor a plena carga es de 4,68 A, pero por motivo de diseño, a este valor debemos darle un margen de seguridad, y es así que la fuente entregará una corriente directa Id =10Á, con la que procedemos a dimensionar los elementos del puente rectificador semicontrolador presentado en la Figura 1.11. La corriente de cada elemento es ; Id — = 5AId I max= 10 A. E! voltaje a la salida de! rectificador es : E = Va = Vdo(1 - Cos a) Vdo = Vs V 2 x (2/n) ecuación : 2-13 ecuación : 2-14 Va= 163 V Vs = Voltaje RMS en el secundario del transformador 163 = Vs x 0,9 x (1 - Cos a ) Ecuación : 2-15 El valor del ángulo para el disparo lo tomamos dentro de un rango en el que la función coseno tiende a ser linea!, esto es desde 40° a 140°. a = 80° 163 0,9(1-(,tty.80°) Vs = 220 V. 50 Los elementos semi conductores deben tener las características mínimas VoRM-311 V x 1 , 1 - 342,1 v. Por seguridad se escogen los siguientes elementos ; El tiristor ECG 59 25 20 A - 600 V El diodo ECG 55 59 20 A - 600 V ver Anexo 2.12 De la ecuación 1-12 : nF Id A 2 C = 2,5x—-x—C'= 12,5 nF C322 - 0,02 uF-600 V De la ecuación 1-13 R=- I max 2 342,1 R=-x ~ 3 10 R'= R322 = 22,80 Q R322 = 1 1 0 R322 - 1 0 Q - 0 , 25 W El filtro capacitor CF se dimensiona de la siguiente relación c= E 163 = - = - = 16,30 r = % en rizado = 5% f= 120 Hz 51 r~< , 2^3*163*120*0,05(1 + 0, C = C F = 2.716,5 uF, Luego : C F = 3.300 uF - 500 V DC Paralelo a CF se conecta una resistencia de 5.200 Q - 5 W en paralelo, con el propósito de que la energía almacenada pueda disiparse adecuadamente en R cuando el equipo se apague. 2.4.1. DISEÑO DEL CIRCUITO DE CONTROL DE DISPARO DE LOS SCR. El circuito es alimentado por una fuente de ± 12 V y su referencia GND está conectado al terminal positivo E y su funcionamiento es según se presenta en el Diagrama N°5 ( Del circuito de disparo del puente rectificador semicontrolado R.S.) T° 1 / ¿D ' O "\e la ecuación 1-16 R= 27r.fC} d = C31 = 0,1 uf C = 80° f=6GHz. P! = R305 = 22.255 Q PI es un potenciómetro de 50 K Q con el que se fijará exactamente el desfasaje en 90° de la seña! de entrada y salida del operacional U1A. VJN es una señal de muestreo del voltaje secundario del transformador (220 V) en el circuito de disparo : V|N = 10 Sen Wt. R302 * 18V Por tanto; 10V = R301 + R302 R302 = 10 Ka - 0,25 W R301 = 15 Ka - 0,25 W. 52 De la salida de U2 se aplica al Gate del SCR por medio de un amplificador de corriente : IG = 40 mA. VGj=1,5V. 12 -0.6 - 1.5 Por tanto ; RG = 40mA R G = R313 s 270 a - 0,5 W La resistencia dei emisor de T1 Re = 0.036,4 = 40 9 = R314 = 47 a - 0 , 5 W En este diagrama tenemos el selector "SELEC4" cuya presencia es por motivo de prueba , para fijar manualmente el valor de E por medio del potenciómetro R325 . En la otra posición permite el paso de Ve con variación tipo rampa . En relación a la ecuación 2-13 podemos decir que en el encendido de los SCRs inicia en ( a = 0 ° ) y el valor de E crece de O V a 163 V en un tiempo determinado. 2.4.2. ENCENDIDO DEL PUENTE TRANSISTORIZADO Y FIJACIÓN DEL VOLTAJE NOMINAL DEL SISTEMA. La aplicación deí voltaje E a! puente transistorizado debe ser tomando en cuenta dos detalles : • Dando un tiempo de espera o asegurando que los pulsos aplicados a los transistores de potencia sean estrictamente los establecidos en los gráficos N°2-12 y N°2-13. • Aplicar e! voltaje E según la variación de una seña! rampa, evitando una activación instantánea y violenta de los transistores de potencia En el Diagrama N°5 se ubica un circuito temporizado , el cual permite aplicar la fuente Vcc-12V a! circuito de disparo luego de 10 segundos de ser encendido e] sistema; por lo que antes de este tiempo el circuito no trabajará, El tiempo es fijado por una red RC en la que R220 = 10Ko y C220 = 100uF que son elementos de un circuito comparador conformado por un c.i. MC 1741 ilega a activar a un relé de 12V. En el Diagrama N° 6 (Circuito de activado del puente transistorizado y selector de onda S.O.) se puede resumir por el diagrama de bloques de la Fig 2-14. REF. •función -FC-t:>= f-ampa -a±t-b VcC-t} / \ -Fijador V norn. del \R OD J . i-f icadar de HDDV Figura 2-14 .- Diagrama en bloques del circuito de encendido del puente transí sí orizado Este circuito también entra a funcionar luego de 10 seg. de activado el sistema , y es así que el amplificador de la función rampa f(t) = - a * t + b genera un voltaje V1 que va de OV a +10VDC en un tiempo determinado por eí condensador C41 = 220 uF y el potenciómetro R403 de 50 kQ . Como se observa el generador de esta función está conformado por tres operacionales en la que U4 con el transistor T41 dan condiciones iniciales a! circuito integrador U3 , mientras que U5 funciona como circuito diferenciador de un lazo realimentado de! integrador y una constante de referencia igual a Vcc. La señal V1 es invertida en U2 e ingresa a un sumador U1 . En este amplificador se puede ver que cuando V1 =0, Ve es igual a cualquiera de los voltajes de referencia, por ejemplo -9V para la onda de tres niveles. Se requiere la presencia de dos valores diferentes de voltajes como referencia, ya que como veremos más adelante para una cierta carga , alimentarlo con 54 200V RMS requiere un voltaje Ve =-1.6V para la onda 4 niveles y Ve = -5.7V para la onda 3 niveles, luego son diferentes situaciones que son escogitadas por el mismo selector" SELECT2". E! incremento lineal de V1 produce una disminución lineal de Ve y de igual manera el incremento del valor de E en el circuito puente transistorizado y en consecuencia en el voltaje de salida del conversor; es por ello que se elabora un circuito fijador de voltaje nominal , a través de una seña! de muestreo tomado por un transformador conectado a la salida del sistema conversor y entregando un voltaje de 4 VRMS a 400Hz y en cualquiera de los dos tipos de onda. Esta señal ingresa a un circuito rectificador de onda completa y su proceso continua al pasar por un circuito que conforma el c.i. U7, donde se determina el valor medio de la onda . En la salida de este circuito se puede fijar con el potenciómetro R430 para que cuando el voltaje a la salida trifásica del generador sea 200V nos de un valor medio de -1.4V a la entrada del comparador V6 y al llegar a este valor se active el relé "C4", con lo que desde ese instante e! valor de V1 se mantiene constante si no existe disminución en el voltaje de muestreo. En este mismo circuito se encuentran montados tres elementos en el panel de operación del equipo : un potenciómetro para ajuste fino del voltaje de salida el cual es habilitado por un selector "ADJ" que esta ubicado junto a este elemento y el selector N° 2 para escogitar el tipo de onda . 2.5. DISEÑO DEL TRANSFORMADOR MONOFÁSICO DE POTENCIA. Es necesario realizar un recuento de todos los voltajes y corrientes para diseñar los bobinados secundarios que alimentan a los diferentes circuitos, y son los siguientes : a) Puente semiconírolado 220 VRMs , 7 ARMs b) Circuito de disparo monofásico DC : (± 12 V , 0,6 A) RMS (15 V , 0,6) c) Circuito generador de pulsos para el disparo del puente trifásico : DC : (5V , 0,6 A) RMS : (15 V , 0,6) d) Manejador de base de los transistores Q-i , Q3 y Q s : DC : (12 V , 1 A, d = 0,5 ) ; ( - 3 V , 0,5 A , d = 0,5 ) RMC: (15 , 1 , 5 ) ; (5 V, 0,5 A) ' e) Manejador de base de los transistores Q2 , CU y Qe : DC : (12 V , 1,5 A ) ; (-3 V , 0,5 A) RMC: (15 , 1 , 5 ) ; (5 V, 0,5 A) Para los tres últimos transistores que tienen sus emisores conectados a la misma referencia (OV) se utiliza un solo circuito de polarización. d = relación de trabajo Para determinar exactamente el valor de corriente en la mayoría de los casos se debería multiplicar por 0,707, pero por seguridad se lo ajusta a la unidad. Luego : PT = (220 x 7) + 2 (15 x 0,6) + (6 x 0,6) + 3 (15 x 1 x 0,5) + 3 (5 x 0,5 x 0,5) +(15x1,5)+ (5x0,5) P T = 1540 + 72,85 P T = 1613 VA El desarrollo del diseño de este transformador se lo hará en base a un método práctico planteado en la referencia [13 ] y [14 ]. DATOS DEL DISEÑO : V P = 120 V Vs = Todos los voltajes especificados en el gráfico (1.14) como 220 V y 30 V con tap center, etc. P = 1.613 VA Enfriamiento - aire Tipo - Estructura tipo núcleo Datos de! núcleo = 10.000 GAUS -1,78W/Kg, w = 7,53 g r / c c Hierro lamido E -I con gramo orientado M4 En la Figura 2.15 se presenta una sugerencia matemática o gráfica con la cual podemos determinar la relación v / vueltas : 56 10 100 1000 ¡0.000 <VA . Figura (2-15) Volt per rara T. kV.A. cnrrc for trinsfonner Relación de los voltios por vuelta de un transformador. 1) Donde ; De la ecuación 1.4 senoidal £ = 4,44 F x N x B x A 10"8 A para la onda E N 4.44*60*9,550 A = 39,9cm ¿ 2) Número de bobinas primarias ; 120 vueltas >) Número de bobinas secundarias : 220 LO I vueltas Nota: Los secundarios S0, S00, $1, S3l S5 y S246 , por las características detalladas deben ser construidos de manera similar tanto en número de vueltas , calibre de alambre y con tap center. 4) N5Q = 30 /1,01 = 30 vueltas de los cuales 15 vueltas se realizan en un sentido y las restantes en el otro. 57 5) Corriente en el primario : IP = 1613 VA/ 120V = 13,44 A 6) Corriente en ios secundarios : - Bobinado para el puente semi controlado : -Bobinado para los circuitos de polarización: 7) Calibre del alambre primario : r Uc = 7 lsc-1,5A = lp / d d = 2,80 mm r = 13,44/2,8 r =4,8 Se escoge convenientemente el calibre de alambre AWG No. 10 cobre esmaltado s = 5,2617 mm2 d = 2,58 mm w = 46,8 gr/m 8) Calibre de alambre secundario : - Bobinado para el puente semi controlado r =7/2,8 r =2,5 Por seguridad se elige alambre AWG No. 13 cobre esmaltado s = 2,624 mm2 d = 1,823 mm w = 23,35 gr/ m - Bobinado para los circuitos de polarización : r = 1,5/2,8 r = 0,536 Calibre AWG No. 19 s = 0,65 mm2 d = 0,11 mm 58 w = 5,8 gr/m 9) Área mínima ocupada por el bobinado primario : A = 5,26 x 119 = 625,94 mm2 A = 6 f 26 cm2 Se recomienda fijar una relación de 1 a 10 entre altura y ancho 10) La longitud del carrete de bobina es : L = 8 cm 11) Número de vueltas que se puede ubicar en cada capa de bobina V 8 B(P} 0,258 V 8 B(AC, V = 31 vueltas para e! primario 0,1823 = 43 vueltas 8 — fí8 — oo vueltas para secundario-163 V para la fuentes de polarización 12) Número de secciones o capas por bobinado : 119 espesor =0,258 x 4 espesor = 10,32 mm 218 N$(AQ = — =6 espesor = 6 x 1,83 espesor = 10,98 mm Número de capas de los bobinados secundarios de polarización 6*30 - =3 88 espesor = 3 x 0,9.1 = 2,73 mm = 0,27 cm 59 13) Dimensiones del núcleo : A = 11,4cm B = 17,1 cm C = ",7 cm D = 2,85cm E = 5,7 cm F = 8,5 cm H = 2,8 cm 14) Disposición física de los bobinados : Ks Np Np ; ; Ns 15) Aislante entre bobinas primarias y secundarias del tipo Kraft 0,05 m. Espesor = 0,15 mm. CALCULO PE PERDIDA8 •16 ) Cálculo de pérdidas en el núcleo ; 60 Vol = 3 9 , 9 x 8 , 5 x 0 , 9 5 cm3 Vol = 322, 19cm 3 Masa = V x ó Masa =322,19x7,5 Masa = 2,255 Kg. Pérdida dei núcleo = 2,255 x 2,2 Pérdida dei núcleo = 4,96 Watios 17 ) Pérdidas en láminas de sujeción : Vol = 2 (25,6 x 2,85 x 7 x 0,85 ) cm3 Vol = 868,224 cm3 Masa = V 5 = 868,2 x 7,5 Kg. Masa = 6,512 Kg. Densidad de flujo = 4775 gauss - 0,2 W / gr Punto de sujeción = 6,512 x 0,2 W Punto de sujeción = 1,302 W 18 ) Sumatoria de pérdidas en el hierro más un 10 % : P F e = (4,96 + 1,302) x 1,1 =6,262 W PFe = 6,262 W PERDIGASEN EL COBRE 19 ) Longitud de una vuelta : 2 (5,7 +7) = 25,4 cm 20 ) Longitud de todo el alambre primario : L = 25,4x119 cm . 6] L = 3044,6 cm. 21 ) Resistencia del primario : R = d (I/A) !,724;cl(r6Jc3Q44,6 0,0526 R = 0,099 Q PR= (13,44)2x 0,099 PR= 17,88 W 22 ) Resistencia secundaria AC : L = 25,4x219cm L = 5562,6 cm I,724;cl0-6;c5562s6 /? = — — 0,0183 R = 0,520 PR. secundaria AC - 72 x 0,52 PR. secundaria - 25,48 W 23 ) Resistencia de los bobinados de polarización : L = 25,4x30cm L = 762 cm 0,0065 R = 0,202 Q P = 0,202 (0,62 + 0,62 x 2 + 12 x 3 + 0,52 x 3 + 1,52 + 0,52) W P = 0,2 (7,33) W Pso=1,4W 62 24 ) Sumatoria de las pérdidas en e! cobre más el 10 % ; Pcu= 1,1 (17,88 + 25,48 +1,4) W Pcu-49,23 W 25 ) Sumatoria de las pérdidas en el hierro y cobre : Pr - Pe + Pcu Pr = 6,26+ 49,23 Pr = 55,496 W 26 ) Eficiencia a plena carga; 1613 1613 + 55,49 = 96.6% 2.6. CIRCUITOS AUXILIARES Dentro de este bloque encontramos aquellos elementos o circuitos que sirven para la protección, operabilidad y polarización de todo el sistema electrónico construido. 2.6.1. PROTECCIÓN DESOBRE CORRIENTE A LA SALIDA En los terminales de salida del transformador de 400 Hz, se conecta un relé de sobrecogiente trifásico, e! cual consta principalmente de un relé térmico con reposición automática, con la factibilidad de regular el rango de corriente máxima permisible desde 0,5 a 4A y un aislamiento de 250 V. El relé es calibrado de acuerdo a la siguiente expresión; &ÜO. \'Á = Í3.T2007 '£00 Fusibles para el cortocircuito del transformador trifásico. • Fusible para el bobinado primario ; Potencia = V3 Ip VA 63 600W = V3 Ipx 115 Ip = 3,015 A Se debe instalar fusibles de 3 A 250v en lastres fases. • Fusible para el bobinado secundario : Potencia = V3 Is Vxy 600W = V3 Isx 200 Is = 1.74 A Los fusibles que corresponde instalar son de 2 A 250v en las tres fases SECUNDARIO RT Figura 2.16 Protección de sobrecorriente a la salida del Sistema. 2.6.2 CIRCUITO ON-OFF DEL EQUIPO. Para el encendido y apagado de! circuito se utilizarán dos pulsantes que conjuntamente con el mecanismo automático de un relé térmico y un switch selector del tipo de onda que se va a generar; actúan la bobina de un contactor y energiza el transformador de potencia. I '^___S_«s«is —S.-.c.ii .\ > J C J C^: KEUTRO Figura 2.17 Circuito automático de encendido y apagado del Sistema. 64 En el gráfico 2.17 se aprecia que cuando está trabajando el equipo y se desea cambiar la generación del tipo de onda a la otra, se produce un apagado total del sistema por lo que se deberá empezar nuevamente con el ciclo de encendido que se detalla de la siguiente manera; • • • Se presiona el pulsante ON. Después de 10 segundos se polariza el circuito de control de disparo del rectificador semicontrolado. Por último el voltaje E crece desde cero voltios después de transcurrido aproximadamente 12 segundos, y es entonces cuando el equipo está generando en condiciones óptimas. 2.6.3 FUENTES DE POLARIZACIÓN DE LOS CIRCUITOS DE CONTROL. De acuerdo a la estructura electrónica establecida se necesita contar con diferentes circuitos de polarización, puesto que ciertos bloques específicos deben trabajar con un aislamiento eléctrico o porque la ubicación del elemento principal a polarizar requiere que se fije un nivel referencial de voltaje distinto. Es así que se tiene los siguientes circuitos de polarización : 2.6.3.1. POLARIZACIÓN DEL TRIFÁSICO: CIRCUITO DE CONTROL DE DISPARO Vcc = 5 V GND=OV I = 0,6 A. Para obtener estos parámetros se requiere del circuito rectificador regulado de la figura 2.18 y se describe de la siguiente manera; DI REGULADOR VI fl h| DE Ci C2. + VI f\2 5 VDC ^ 1 VOLTAJE 4- T Figura 2.18 Rectificador de onda completa con regulación de voltaje 65 C, =—r= donde; /=- ecuación, 2,17 RLi ^Vode/Iodc, VoDC = 20 V loDC = 0,7 A fi = 120 Hz TI = 10% de rizado Q = —r---— = 71 2V3 x 28,57 x 120 x 0,1(1 + 0,W3) C,= 1000^-257 C2 filtra el rezado que se produce al introducir la señal de control de frecuencia que es igual a 2,4 KHz. «R, 1 27TfC2 C7 » 0,6 ecuación > 2,18 , C2 » --- - 7, 2 2^rx 2400x8,33 El regulador de voltaje consiste del siguiente circuito: 66 20 VDC IL. ^ \3 1 v v ~ <> < ¿> RC OH 0.1 W VV— • k! fl / \/ > > sr Rl RS Figura 2.19 Regulador de voltaje de 5V 0,6A TCG272 le Q2: C536E5D le = 500 mA VCE = 80 V = 100 =2A ÍFE = 25 Oí Si; IC2 = 20 mA = 20-30 j,u ,2 1-1 'I 100 5*^* 1 D*l *0¿ h = 1 mA 67 R2 = ,6 + 0,6 ImA 4,2 ImA R2 = 4,7 KQ lL=lci-0,6A -/!+/ = 600 + 1 ha ~ 2500 IBI = 0,24 mA 1 = IBI + Ic2 1 = 0,24+ 10= 10,24 mA ^ 20-6,2 3 " 10,24 Ra = 1500Q -0.5W 2.6.3.2 POLARIZACIÓN DEL CIRCUITO DE CONTROL DEL PUENTE SEMICONTROLADO: V+- 12 V V- = - 12 V GND = 0 I = 0,5 A. Se emplea el circuito de la figura 2.19. Lo, ^ , i -- C2 ií""1 " _i ¿ C3 |j C ^ p _ "^ C-4 - i.z-VOc Figura 2.20 Circuito rectificador 68 de ± 12 V Se utiliza el diodo Zener ECG V z = 12V-0.5 W C1 ... /-N - C3 Si : l z = 10 mA r> ' _ V * IN -V YZ 500+10 R z = 15Q-5W De la ecuación 2.18; 2?rxl20x- 05 2.6.3.3 FUENTE DE POLARIZACIÓN DE LOS CIRCUITOS MANEJADORES DE BASE DE LOS TRANSISTORES DE POTENCIA. Utilizando la misma configuración de la figura 2.19 se tienen tres fuentes iguales de polarización para los transistores de potencia del puente trifásico Q-i , Q3 y Q5 con ios siguientes requerimientos: ^ 12 V v- = -3V !MAX.= 1 A lMAX.= + 0,5A Relación de Trabajo: 5 = 0,5 l = 0,5 5 = 0,5 a 1 = 0,25 A 69 Rzi = 15 Q 5W RZ2 = 68 Q 5W C2 = 47 uF C4 = 10 uF Una última fuente de polarización para el manejo y control de los transistores de potencia Q2 , CU y Qs que deben facilitar los siguientes parámetros: = 12 V V- = -3V 1=1 I = 0,5 A 8=1 5=1 Rzi = 8 Q - 1 0 W - 10 W C4 = 47 Banco de resistencias para la salida en vacío Con el objetivo de obtener la forma de onda que puede generar el equipo a la salida del transformador trifásico cuando está sin carga, se instalan tres resistencias de bajo consumo conectadas a cada una de las fases y el neutro . Estas resistencias son de 1000 Q 10W. • Extractor de calor Los diferentes bloques circuitales producen disipación de calor y especialmente aquellos que se los denominan de potencia que vienen a elevar la temperatura de trabajo de todo el equipo y es por ello que se instala un ventilador para que se produzca la extracción del aire caliente para renovar con aire proveniente del medio exterior y tratar de disminuir la temperatura. 70 Este elemento se ubica estratégicamente junto a los transformadores y puente transistorizado y se caracteriza por ser de 12VDC 0.5 ADC 120 CFM Al igual que se procedió alimentar a circuitos anteriores, en forma independiente se toma de un bobinado secundario , se rectifica y se fija en 12V. 71 CAPITULO PRUEBAS EXPERIMENTALES Una vez comprobado el adecuado funcionamiento del equipo construido y realizado los ajustes de los valores de elementos para cumplir con el objetivo planteado, se procede a las pruebas experimentales. Los instrumentos utilizados en las pruebas son los siguientes : • Multímetro digital TRUE RMS FLUKE 8060 con: Medición de voltaje AC Medición de voltaje DC Medición de frecuencia Medición de resistencias Pinza amperimétrica DC 20 A máx Medición de junturas de semiconductores • Pinza amperimétrica DK PRECISIÓN 350 A Escala de comente 200 A máx. Medición de resistencia 200 OHM Escala de voltaje AC 750 V máx Frecuencia de trabajo 500 Hz máx • Osciloscopio BK PRESICION de dos canales 10 MHz • Multímetro analógico SIMPSON MOD 260 • Fuente rectificada HEWLETT- PACKARD dos fuentes 0-50VDC 1 A máx. • Banco de cargas resistivas. A continuación se realizan las pruebas más importantes tendientes a verificar las características y especificaciones del equipo. 3.1 RENDIMIENTO DEL TRANSFORMADOR MONOFÁSICO DE POTENCIA A partir de esta prueba y en adelante se procede a variar el valor del voltaje rectificado obtenido en el puente semicontrolado "E", por medio del potenciómetro R325 de 50KQ ubicado en la "placa de disparo del rectificador semicontrolado R,S." una vez que el conmutador "SELECT 4 " sea puesto en la posición manual. 72 Con la utilización de una pinza amperimétrica digital DK 350A, el multímetro FLUKE 8060 y el multímetro analógico "Simpson" se procede a medir la corriente y el voltaje a los dos lados del transformador para evaluar su rendimiento como se presentan en la Tabla (3.1) Vp VRMS 110 110 110 110 110 109.8 ip Pp Vs Is Ps ARMS W VRMS ARMS W 0.72 79.2 8.57 ' 942.7 9.62 10.7 12.6 13.2 1058.2 1177 1386 1449.4 0 4.4 5.77 196.68 167.81 137.83 133.98 120.78 7.6 9 10.2 0 865.40 968.25 1047.53 1205.82 1231.96 n 0.918 0.915 0.89 0.87 0.85 Tabla 3.1 Cuadro de rendimiento del transformador monofásico de potencia a 120V ÓOHz 3ÜU 600 900 1200 1500 W Fig. 3.1 Rendimiento del transformador de potencia de entrada 120 V - 60Hz 3.2 PRUEBAS DEL RECTIFICADOR SEMICONTROLADO Con e) uso de dos voltímetros de precisión en DC, se toman lecturas de los valores de la variable Ve del control de disparo y el voltaje de salida del rectificador semicontrolado "E". 73 Tabla 3.2 Vc(V) -12 Ve E VDC VDC -12 -10.5 -9 -7.5 -6 -4.5 -3 -1.5 1 -0.8 I -0.5 0 20 85 110 115 140 155 170 200 230 270 Obtención del voltaje E en función de Ve -lo -8 -6 -4 Fig3.2 Curva E (Ve) Con el puente transistorizado generando una onda de cuatro niveles y luego tres niveles con la condición de alimentar a una misma carga, se procede a obtener la corriente y el voltaje que entrega el puente semicontrolado. 74 4 NIVELES 3 NIVELES E loe E IDC ADC VDC 61 94 129 160 175 ADC VDC 5.74 5.63 5.29 4.65 3.84 61 94 126 153 171 : |DC(3NIV) / lDC{4N!V) 3.88 3.89 3.72 3.14 2.65 r 1.5 1.4 1.4 1.5 1.4 Tabla 3.3 Flujo de corriente DC que debe abastecer el rectificador semicontrolado trabajando el equipo con una de las ondas 3.3 PRUEBAS DEL PUENTE TRANSISTORIZADO TRIFÁSICO. Antes de conectar definitivamente el transformador trifásico de 400Hz y con el objetivo de determinar la potencia activa máxima que puede entregar el puente transistorizado, se conecta una carga resistiva en DELTA a los tres puntos de salida del puente : A- B - C . Esta prueba se realiza para los dos tipos de onda : 3.3.1 ONDA CUATRO NIVELES; Se aplica una carga de 3 x (150W) + 3 x (200W) la Va-b la-b Pa-b ib ARMS VRMS ARMS W ARMS 1.1 39.3 0.61 23.973 2.5 68.4 95.76 2.6 87.6 1.4 1.48 2.7 98.2 3.2 Vb-c Ib-c VRMS ARMS Pb-c W le Vc-a Ic-a ARMS VRMS ARMS Pc-a Ptotal W W 1.2 2.5 40 0.63 25.2 1.3 40 0.6 24 73.17 67.3 1.33 89.51 2.5 67 11.43 951.1 129.65 2.55 87.2 1.45 126.4 2.63 86.4 1.45 1.53 150.25 2.6 97.1 1.52 147.6 2.64 97.3 1.56 765.8 125.3 151.8 110.1 1.79 197.08 3.32 109.3 1.73 189.1 3.22 110.2 1.7 187.3 573.5 3.27 114.3 1.86 212.6 3.2 115 1.82 209.3 3.25 116 1.82 211.1 633 3.61 124 2.93 363.32 3.58 123 2.9 356.7 3.55 124.5 2.9 361.1 1081 381.4 449.6 la : Corriente de línea Va-b : Voltaje de fases la-b : Corriente de fase Pa-b : Potencia monofásica Ptotal : Pab •*• Pbc + fea. Tabla 3.4 Potencia activa obtenida directamente desde el puente transistorizado generando una onda cuasi senoidal de cuatro niveles 75 3.3.2 ONDA TRES NIVELES: Se aplica una carga de 3 x (150W) + 3 x (200W) Va-b la la-b ARMS VRMS ARMS 3.4 3.48 3.57 3.61 3.94 70 90 108 115 125 1.96 2 2.1 2.11 2.26 Pa-b Ib W ARMS 137.2 3.3 180 3.48 3.56 226,8 242.7 282.5 3.6 3.93 Vb-c Ib-c VRMS ARMS 70.3 1.9 90 108 115 124 2.1 2.2 2.16 2.28 Pb-c le Vc-a Ic-a W ARMS VRMS ARMS 3.3 70 1.93 134 189 3.45 89 1.94 238 3.56 109 2.05 249 3.59 114 2.12 283 3.93 126 2.22 Pc-a Ptotal W 135 173 222 242 279 405.9 541.7 686.8 733.4 843.8 W la : Corriente de línea Va-b : Voltaje de fases [a-b : Corriente de fase Pa-b : Potencia monofásica Tabla 3.5 Potencia activa obtenida directamente desde el puente transistorizado generando una onda cuasi senoidal de tres niveles . 3.4 PRUEBAS DE RENDIMIENTO DEL EQUIPO .Finalmente se instala al puente transistorizado el transformador trifásico de 400Hz , esto es conectando desde las salidas del puente A - B - C al bobinado primario en DELTA, mientras que el secundario esta en configuración estrella, y de la misma manera se conecta la carga resistiva . Con los instrumentos de medida adecuados se puede obtener datos para evaluar la potencia activa que se logra obtener finalmente del equipo, partiendo básicamente de la idea del tipo de onda que está generando el puente íransistorizado y esta prueba se lo efectúa para los dos tipos de onda. 3.4.1 ONDA CUATRO NIVELES ; Se instalan c.resistivas conectadas en configuración valores d e 3 x ( 1 5 0 W ) + 3 x ( 200 W ) Ix-y Vx-y Vx-n ARMS VRMS VRMS Px-n W estrella de los siguientes Vy-z Vy-n Py-n Iz-x Vz-x Vz-n Pz-n ARMS VRMS VRMS W ARMS VRMS VRMS W ly-z 1.13 72 40 45.2 1.15 73 1.6 1.7 1.8 1.9 170 180 200 220 97.5 104 114 125 156 176.8 205.2 237.5 1.61 1.72 1.82 1.9 172 183 203 222 40.5 98 106 116 127 76 46.6 158 182 211 241 1.12 1.16 1.65 1.7 1.8 71 169 40 97 175 198 119 103 113 124 44.8 113 170 192 223 Ip Vp ARMS VRMS 5.6 11.9 12,5 12.7 13.1 110 110 110 110 110 Pin W 616 1309 1375 1397 1437 Ptotal n Ix-y : Corriente de fase Vx-y: Voltaje de fases Vx-n : Voltaje fase neutro Px-n : Potencia de fase Pin : Potencia de consumo del equipo Ptotal = Px-n + Py-n + Pz- W 136.6 426.3 529.1 608.4 702 0.222 0.326 0.385 0.436 0.488 Tablas 3.6 Cuadro del-rendimiento del equipo con el puente transistorizado generando una onda cuasi-senoidal de cuatro niveles. 3.4.2 ONDA TRES NIVELES : Se instalan resistivas conectadas en configuración valores de 3 x ( 60 W ) + 3 x ( 200 W ) Ix-y Vx-y Vx-n ARMS VRMS VRMS 1.2 Vy-z Vy-n Py-n Iz-x Vz-x Vz-n Pz-n ARMS VRMS VRMS W ARMS VRMS VRMS W 1.22 106 61 1.55 1.74 1.95 170 99 199 223 114 129 108 173 200 225 62.4 100 115 130 74.92 162 204.7 256.3 Ip Vp Pin W Ptotaí | 11.3 12.1 12.6 13.1 110 110 110 109 1243 1331 1386 1428 ly-z Px-n W 1.62 1.78 1.97 ARMS VRMS estrella de ios siguientes 1.22 1.6 1.77 1.98 109 173 201 224 63 76.86 101 162.2 113 200 131 259.4 n W 226.2 477.7 603.1 767.2 74.4 153 198 252 0.182 0.359 0.435 0.537 Ix-y : Corriente de fase Vx-y ; Voltaje de fases Vx-n : Voltaje fase neutro Px-n : Potencia monofásica Pin : Potencia de consumo del equipo Píotal = Px-n + Py-n + Pz-n Tablas 3.7 Cuadro del rendimiento del equipo con el puente transístorizado generando una onda cuasi senoidal de tres niveles. 3.5 FORMAS DE ONDA DEL INVERSOR • Las formas de onda de voltaje obtenidas en los principales circuitos componentes de este generador de 400 Hz, se los pudo obtener con la utilización de un osciloscopio BK de dos canales y una cámara fotográfica, como se puede apreciar en los Graf: ( 3.1) , (3.2) (3.3), (3.4), (3.5), (3.6), (3.7). 77 V.RECTFD: PULSO: t -> 0.2 mSeg./div A -> 1 x 1 V/div t -> 0.2 mSegVdiv A-> l O x l O V / d i v Graf. 3.1 Onda del voltaje rectificado obtenido a la salida del puente semicontrolado y el pulso aplicado al Gate del SCR. 78 o VOLTAJE C - E : Graf. 3.2, Voltaje B - E : t -* 0.5 mSeg. / div A-» 10x10 V / d i v Formas de onda de los voltajes C-E y B-E obtenidos en el transistor de potencia Ql del puente transistorizado generando onda cuatro niveles. O VOLTAJE C-E: t -» 0.5 mSeg./div 10x10 V / d i v Graf. 3.3. t -> 0.5 mSeg. / div A -* 5 x 1 V / div Voltaje B-E: t -> 0.5 mSeg. / div A -» 5 x 1 V / div Formas de onda de los voltajes C-E y B-E obtenidos en el transistor de potencia Ql del puente transistorizado generando onda tres niveles. 79 o VOLTAJE A-B: t Graf. 3.4. Formas de onda en la salida A - B del puente transistorizado generando onda cuatro niveles y con carga resistiva. VOLTAJE A - B : Graf. 3.5. 0.5mSeg./div 10x10 Y/div t -> 0.5 mSeg. / div A-* 10 x 10 V / d i v Formas de onda en la salida A - B del puente transistorizado generando onda tres niveles y con carga resistiva. 80 Graf. 3.6 Formas de onda obtenidas a la salida del transformador trifásico de 400 Hz configuración D - Y? cuando el puente transistorizado genera onda cuatro niveles y la carga del equipo es resistiva. VOLTAJE X - N: t -» 0.5 mSeg. / div A-» l O x 10 V / d i v Graf. 3.6a Forma de onda de voltaje obtenido entre la fase X y el neutro del equipo. VOLTAJE X - Y: t A- O.SmSeg./div 10x10 V / d i v Graf. 3.6b Forma de onda de voltaje obtenido en las fases X - Y del equipo. 81 Graf. 3.7 Formas de onda obtenidas a la salida del transformador trifásico de 400 Hz de configuración D - Y, cuando el puente transistorizado genera onda tres niveles y la carga del equipo es resistiva. O VOLTAJE X - N: t -» 0.5 mSeg. / div A~> 1 0 x 1 0 V/div Graf. 3.7a Forma de onda de voltaje obtenido entre la fase X y el neutro del equipo. VOLTAJE A - B : t -» 0.5 mSeg. / div AH> 10x10 V / d i v Graf. 3.7b Forma de onda de voltaje obtenido en las fases X - Y del equipo. 82 Graf. 3.8 Vista frontal del equipo convertidor del frecuencia 60 / 400Hz 83 Graf. 3.9 Vista posterior del equipo convertidor del frecuencia 60 / 400Hz "84' Graf. 3.10 Vistas interiores del' equipo convertidor de frecuencia 60 / 400Hz CAPITULO IV EVALUACIÓN DE LOS RESULTADOS OBTENIDOS 4.1 ANÁLISIS DE LOS RESULTADOS EXPERIMENTALES. Según la Tabla (3.1) y la Figura (3.1), se verifica que el transformador monofásico de potencia para 120 V - 60 Hz es un elemento que puede abastecer a este convertidor con una potencia superior a 1.2 KVA. Adicional se puede observar que al sobrecargar a este transformador, su rendimiento baja alrededor del 85% , debido a que se incrementan a las pérdidas en los bobinados primario y secundario. Respecto al voltaje rectificado "E" entregado por el puente semicontrolado y de acuerdo a la Figura (3.2) podemos ver que este valor tiene una variación casi lineal en el rango de 70 a 170 VDC respecto a la variable Ve. Según la Tabla (3.3), el rectificador semicontrolado entrega mayor corriente continua cuando el puente trifásico transistorizado está generando una onda de tres niveles, respecto al caso en el que se genera una onda de cuatro niveles -en una relación aproximada de 3 a 2 . La Tabla (3.4) presenta valores en el que se verifica que el puente trifásico transistorizado está en capacidad de alimentar a una carga resistiva trifásica máxima de 1000 W , al generar una onda de cuatro niveles Los valores de la Tabla (3.5) certifica que, cuando el puente transistorizado trifásico genera una onda de tres niveles , éste esta en capacidad de suministrar a la carga resistiva una potencia máxima de 842 W. Con el puente transistorizado generando una onda de cuatro niveles a la entrada del transformador D Y de 400Hz, se puede abastecer en el lado del secundario una carga resistiva máxima de 700 W conectada en configuración estrella según se observa en la Tabla (3.6) y estableciéndose un rendimiento total del equipo del 48%. Valor determinado por esta potencia y el consumo de energía que demanda a la entrada el transformador de potencia de 60 Hz. En el caso en que el puente transistorizado alimenta al transformador trifásico con una onda de tres niveles por el lado del primario, en el secundario se puede energizar una carga resistiva máxima de 767 W y conectado en configuración de estrella. El rendimiento total del equipo es el 53.7%. Observando la imagen del Graf (3.6) en el que el puente transistorizado entrega una onda de cuatro niveles al transformador trifásico, en el lado del secundario se obtiene una onda cuasi-senoidal de tres niveles entre dos fases por ejemplo X-Y, mientras que entre cualquiera de las fases y neutro se obtiene la onda cuasi - senoidal de cuatro niveles. Al contrario de lo indicado anteriormente en el Graf (3.7) en el que el puente transistorizado genera la onda tres niveles, a la salida del transformador trifásico se obtiene una onda cuasi - senoidal de cuatro niveles entre las fases, mientras que entre fase y neutro tenemos la onda cuasi - senoidal tres niveles. 4.2 DESCRIPCIÓN DE LOS ELEMENTOS DE OPERACIÓN Y PROTECCIÓN DEL EQUIPO. Según el Graf (3.8), en la parte frontal del equipo constan los siguientes elementos : • Un voltímetro con una escala máxima de 300VRMS y una frecuencia de trabajo de 400 Hz, que permite medir el voltaje entre fases. • Una botonera incorporada ON-OFF para e! encendido y apagado del equipo y adjunto un indicador luminoso cuando el sistema está activado. • Un conmutador trifásico que selecciona el voltaje de dos fases y conecta a los bornes del voltímetro mencionado. • Un selector que permite establecer el tipo de onda que se puede obtener a la salida del generador es así que según lo señalizado se debe tomar las siguientes consideraciones de trabajo : CUATRO NIVELES : En vista que el equipo esta regulado para entregar una frecuencia de 400 Hz y con voltajes nominales establecidos, para este caso entre FASE NEUTRO se obtiene la onda cuasi - senoidal de cuatro niveles con un voltaje de 115 VRMS y entre FASES se obtiene la onda cuasi - senoidal de tres niveles de 200 VRMS . TRES NIVELES: Para esta alternativa el convertidor entrega entre FASE- NEUTRO una onda cuasi - senoidal de tres niveles con un voltaje nominal de 115 VRMS . Mientras que entre fases se obtiene una onda cuasi - senoidal de cuatro niveles de 200 VRMS . • Se tiene un selector que nos da dos alternativas para obtener en la salida del equipo el voltaje nominal entre fases, uno que es automático y otro manual con el que se puede realizar un ajuste fino del voltaje nominal observando en el voltímetro. 87 • Ubicado al costado derecho del equipo encontramos una regleta de contactos, en la que se señaliza de donde se puede tomar los voltajes de las fases X-YZ, el neutro y la conexión de la puesta tierra del sistema a energizar, En el Graf (3.9) se observa la ubicación de tres porta fusibles que sirve para los siguientes efectos: • Fusible de 15A 250V tipo cilindrico, de crista!, que protege de sobre corrientes producidas a la entrada del transformador monofásico de 60Hz. • Fusible de 10A 250V tipo cilindrico, ubicado a la salida del bobinado secundario de 220V y que alimenta al puente rectificador semicontrolado. • Fusible de 10A 250V tipo cilindrico de acción rápida, ubicado a la salida del rectificador semicontrolado y que alimenta al puente transistorizado 4.3 OPERACIÓN DEL EQUIPO 1. Instalar en la regleta indicada, la carga resistiva trifásica que no sobrepase los 600W de consumo, caso contrario las protecciones del equipo no permitirán su funcionamiento. 2. Determinar el tipo de onda que se desea obtener a la salida del convertidor entre fases o entre fase - neutro como se destacó en el punto anterior, 3. Para el encendido se procede a activar el pulsante ON y luego de 10 segundos la aguja del medidor de voltaje deflexionará desde el valor de OV hasta 200 V en un lapso adicional de 15 segundos. 4. El apagado se lo efectúa presionando el pulsante OFF. 4.4 CONDICIONES DE INSTALACIÓN DEL EQUIPO. El equipo requiere los siguientes requerimientos físicos y eléctricos efectivo funcionamiento : para su * El sitio de trabajo debe ser sobre una base que pueda soportar el peso del equipo (45 Ib ). * Se lo debe ubicar en un ambiente que tenga facilidad de ventilación . * Por ser un punto de generación, aparte de las protecciones impíementadas en el equipo se debe instalar un centro de protecciones con fusibles de un 88 tiempo de respuesta lo mínimo posible antes de ser aplicado a las cargas eléctricas. La toma de energía de 120V 60Hz que va alimentar a! equipo se la debe hacer desde un tomacorriente polarizado con capacidad de abastecer un flujo de corriente de 20 A . Se requiere de una conexión puesta a tierra con una diferencia de voltaje con neutro de 1.8VRMS como máximo. 4.5 ESPECIFICACIONES DEFINITIVAS. Detalle del equipo : Convertidor trifásico tipo sólido de 60Hz a 400 Hz. Voltaje Nominal : - Voltaje entre fases 200 VRMS. -Voltaje entre fase y neutro 115 VRMS. Potencia Nominal : 600 W • tipos de Onda : Onda cuasi - senoidal de tres y cuatro Niveles. • Voltaje de entrada : 95 a 130 VRMS. • Rendimiento : 48 % para onda 4 Niveles y 53 % para tres niveles. • Frecuencia de entrada : "59 a 61 Hz. • Frecuencia de salida : Se puede variar manualmente de 3 5 0 H z a 4 2 0 H z . • Tipo de carga : Solamente tipo RESISTIVO. • Sobrecarga admisible : 116 %. Temperatura de tra bajo O a 35° centígrados. Dimensiones Ancho Alto Profundidad Peso 40 cm 23 cm 58 cm 45 Lb. 4.6 ANÁLISIS TÉCNICO ECONÓMICO. A continuación se lista los materiales utilizados en la fabricación del prototipo con los respectivos precios. PRECIOS EN SUCRES DE LOS MATERIALES UTILIZADOS EN LA CONSTRUCCIÓN. ÍTEM 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20' 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 ELEMENTOS Filtro capacitivo de 3000 uF 500 V Filtro capacitivo de 220 uF 16 V Filtro capacitivo de 10 uF 400 V Filtro capacitivo de 100 uF 16 V Filtro capacitivo de 3300 uF 35 V Filtro capacitivo de 2200 uF 35 V Capacitor 0.1 uF50V Capacitor 0.02 pF 50 V Capacitor 0.01 uF 50 V Capacitor 0.03 uF 50 V C.l. SN74LS629 C.l. 74 LS 74 A C.l. ECG4022 C.l. LM555 C.l. SN5404 C.l LM324 C.l M.C1741 C Contactor trifásico - 5A - 250V Diodo zener 3 V 1 W Diodo zener 8 V 1 W Diodo zener 12 V 0.5 W Diodo zener 9 V 0.5 W Diodo zener 5 V 0.5 W Inductancias 97 uH Opto acoplador NTE 3044 Resistencia 10K 0.25 W Resistencia 390 0.25 W Resistencia 23 K 0.25 W Resistencia 100 0.25 W Resistencia 120 0.25 W Resistencia 1 K 0.25 W Resistencia 1.2 K 0.25 W Resistencia 5.1 K 0.25 W Resistencia 1.0 0.25 W Resistencia 220 0.25 W Resistencia 270 0.25 W Resistencia 68 0.25 W Resistencia 15 15 W Resistencia 4.7K 5 W Resistencia 10 40 W Resistencia 150 0.25 W Potenciómetro de 50 Kohm Relé de 12VDC 1A Transistor NTE 98 Transistor ECG 273 Transistor ECG 288 Transistor ECG 85 Transformador 120V / 220V 1500W 60Hz CANTO UNID. 1 4 3 5 15 3 4 1 2 6 1 2 1 2 1 13 1 1 4 4 1 1 1 3 12 42 6 3 10 6 3 3 1 2 2 4 6 4 1 6 3 11 3 6 6 6 10 1 90 Ud Ud Ud Ud Ud Ud Ud Ud Ud Ud Ud Ud Ud Ud Ud Ud Ud Ud Ud Ud Ud Ud Ud Ud Ud Ud Ud Ud Ud Ud Ud Ud Ud Ud Ud Ud Ud Ud Ud Ud Ud Ud Ud Ud Ud Ud Ud Ud V/UNIT 60000.0 1200.0 1100.0 1200.0 1700.0 1500.0 500.0 500.0 500.0 500.0 55000.0 22000.0 28000.0 7000.0 4500.0 6500.0 8200.0 80000.0 2200.0 2200.0 1100.0 1100.0 1100.0 8500.0 6000.0 800.0 800.0 800.0 800.0 800.0 800.0 800.0 800.0 800.0 800.0 800.0 800.0 11000.0 2200.0 2200.0 800.0 4200.0 4500.0 200000.0 30000.0 1500.0 1500.0 250000.0 V/TOTAL 60000.0 4800.0 3300.0 6000.0 25500.0 4500.0 2000.0 500.0 1000.0 3000.0 55000.0 44000.0 28000.0 14000.0 4500.0 84500.0 8200.0 80000.0 8800.0 8800.0 1100.0 1100.0 1100.0 25500.0 72000.0 33600.0 4800.0 2400.0 8000.0 4800.0 2400.0 2400.0 800.0 1600.0 1600.0 3200.0 4800.0 44000.0 2200.0 13200.0 2400.0 46200.0 13500.0 1200000.0 180000.0 9000.0 15000.0 250000.0 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 Ud Transformador 3PH - 400Hz -1 1 5V 1 600W Disipadores térmicos 6 Ud Voltímetro de 300 V máx. 400 HZ Ud 1 Conmutador 3Ph de medida 0.5 A 500V 1 Ud Ud Ventilador de aire de 200 CFM 1 6 Ud Someras de 12 contactos Fusibles de 5A 24VDC 8 Ud Impresión de placas de baquelita 6 Ud Ud Estructura metálica 1 Ud 1 Botonera ON-OFF Selector 2 posiciones Ud 2 Cable flexible N° 1 8 AWG 1 Glb Tornillos 1 Glb V A L OR T 3TAL 91 400000.0 400000.0 12000.0 80000.0 60000.0 60000.0 15000.0 500.0 .30000.0 70000.0 25000.0 12000.0 70000.0 15000.0 72000.0 80000.0 60000.0 60000.0 90000.0 4000.0 180000.0 70000.0 25000.0 24000.0 70000.0 15000.0 3483100.0 CAPITULO V CONCLUSIONES Y RECOMENDACIONES 5.1 CONCLUSIONES .- AI concluir la construcción de este convertidor, objeto de estudio de la presente tesis se resalta las siguientes conclusiones ; En base a! análisis de las pruebas realizadas y los resultados obtenidos, se pudo confirmar que se ha conseguido construir un convertidor de estado sólido de 400 Hz , que puede alimentar a una carga de 600W trifásica con una salida en conexión estrella que permite obtener un voltaje entre fases de 200 VRMS y entre fase y neutro 115 VRMS, con ondas cuasi senoidal de cuatro y tres ni veles. Parámetros eléctricos normalizados dentro de la actividad del man tenimiento aéreo. La simplicidad de operación conseguida y los sistemas de protección implementados permiten afirmar que el equipo está en el mismo nivel técnico de cualquier generador estático de energía alterna. El equipo está diseñado para ser utilizado electricidad, electrónica e instrumentación trabajo, en las que se deben tomar muy abastecimiento y el tipo de carga que debe principalmente en laboratorios de ; para alimentar a las mesas de en cuenta la potencia máxima de ser conectada. Por ser un generador trifásico y al utilizar un transformador de 400 Hz a la salida del sistema en configuración D-Y, las ondas cuasi-senoidal de cuatro y tres niveles son necesariamente complementarias, puesto que en cualquier opción que se puede escoger con el selector ubicado en el panel de operación, se obtendrá las dos ondas con diferentes valores de voltaje, es así que si el selector esta en "4 NIV" se obtiene una onda de cuatro niveles entre la Fase - Neutro y tres niveles entre Fases. Para la opción "3 NIV" se obtiene una onda de tres niveles entre Fase - Neutro y cuatro niveles entre Fases. En la Tabla 3.1 señala que e! equipo al no tener carga instalada ( en vacío ) durante una hora, produciría un consumo de 0.079 KW-H, por lo que se debería pagar una planilla de consumo eléctrico de S/. 18,56.oo ( 235*S/./KWH ). Si el equipo trabaja a plena carga durante una hora, la suma por tal concepto será de SI. 141.oo que es sumamente inferior a lo que se debe pagar por alimentar la misma carga con el convertidor HOBART, descrito al inicio de este texto. 92 Las ondas cuasi senoidal . de tres y cuatro niveles son dos alternativas importantes para ser utilizadas en pruebas de partes o elementos eléctricos de un avión , pero es un requisito fundamental el valor del voltaje eficaz y su frecuencia de trabajo. En cuanto a! rendimiento propio del equipo, se pudo definir que cuando el puente transistorizado genera una onda de tres niveles se produce mayor pérdida de energía en las etapas del sistema electrónico implementado. Es necesario aclarar que un limitante de este equipo es el de ser capaz de alimentar solamente cargas resistivas. El trabajo realizado debe ser considerado como el punto de partida para mejorar diseños similares y optimizar los costos, para lo cua! la experiencia detallada en este texto puede resultar de enorme interés. Todo el equipo ha sido construido con materiales y elementos que pueden ser adquiridos en el mercado local y si no se lo consiguió de acuerdo a las condiciones técnico - física, se procedió a adaptarlos, tomando en cuenta siempre su aislamiento eléctrico. 5.2 RECOMENDACIONES.• Los aspectos puramente tecnológicos en el montaje del equipo como son : el cableado, las conexiones, la ubicación de los elementos , etc. deben ser realizados con mucho cuidado, tratando de conseguir un acabado similar ai de cualquier equipo industrial y sobre todo considerando que se debe dar facilidad para la reparación y mantenimiento del equipo en base a una distribución y utilización de los elementos de conexión apropiada para el efecto. • En lo que se refiere a la técnica en el diseño de las diferentes etapas del sistema, se recomienda estudiar la posibilidad de implementar un circuito de realimentación de corriente desde la salida del sistema hacia el circuito de disparo del puente semicontrolado y realizar diferentes ajustes de los circuitos, para que el sistema quede apropiado para alimentar también a cargas inductivas. • El circuito de control de disparo del rectificador semi controlado, es un diseño que puede ser utilizado en otras aplicaciones prácticas como para la variación de la velocidad de motores DC, iluminación, etc., por tener en determinado rango un control lineal. • El generador de pulsos implementado para el activado de los transistores de potencia del puente trifásico, puede ser modificado con el mejor criterio al 93 aumentar el número de F-Fs o determinar cuántos o que elementos de retención pueden activarse para obtener por ejemplo un sistema exafásico. 94 REFERENCIAS BIBLIOGRÁFICAS [1] Mohán N. / undeland T.M. / Robbins W.P. POWER ELECTRONICS : CONVERTERS, APPLICATIONS AND DESING JHON WILEY. NEW YORK 1989. [2] POWER SEMI CONDUCTOR Pensylvania, 1987. [3] Guía de prácticas de laboratorio 1989. DATA BOOK, VOLUME 1, powerex, Inc u Universidad de Sao Paulo - Brasil " [4] Amplificateur Magnetique et thyratron de Siiicun Dnas L' industri INOSBON / Marcombo 1974 2a edición [5] Tesis de Grado del ING. BOLÍVAR LEDESMA/ Diseño y construcción de un sistema didáctico de control de un motor DC. 1987 [6] Siemens " Power Semiconductor thyristers, triacs, Siemens AKTIENGESELL S CHALT 1.974 [7] Jacob Milman PH D y Christor C Halkias "Integrated Electronics11 1976 Colombia University. [8] Ronald J. TOCCI. Sistemas digitales 1980 [9] Diacs Data book TEXAS INSTRUMET the TTL Data Book Volumen 2-1985 [10] IRVING L . KOSOW PHD. Máquinas eléctricas y transformadores. Staten Island Conmunity Coliege City University of New York. [11] Amplificadores Operacionales de DRISCOLL 1986. [12] M. AGUDRY Rectificadores tíristores y TRIASS , Tercera Edición, Biblioteca Técnica PHILIPS 1976. [13] OGATA Katsuhiko ¡"Ingeniería de Control Moderna I Parte" ¡University of Minessota 1974. [14] CoLone! Wm T. Me Lyman, transformer and inductor Desnig Hand book . 95 ANEXO 1 DIAGRAMAS CIRCUITALES Y PLACAS IMPRESAS. 96 VCC E = 163 5»^» : Rbverrfc :»ocum*nt DE LOS POLITÉCNICO NACIONAL DIRGRftMA No 1 Í5, Numb»r CIRCUITO DE DISPARO TRANSISTORES DE POTENCIA ESCUELA REV. POR:DR. HUGO BANDA c. ELAB, POR:MARCELO OCONDft G. VOC iM DE POTENCIA SC 1 VftC > SC 2 VftC ^ • 26 SC 10 •<££! SC 9 SC 12 SC 11 P0fe-12 > se s JPQ5-11 _ SC 11 OTl -W- C31 22OO uF OT3 26 :K R37 470O 24v DR. BANDA G. NACIONAL DIAGRAMA No 2 Docuimnt Numb«r CIRCUITO CENSOR DE _._ . SOBRECORRIENTE EN LOS T R A N S T . POTEN. SC POLITÉCNICA HUSO MARCELO ACONDA = ESCUELA REV.POR: ELftB.POR: VCC ; SE APLICA. EL. VOLTAJE E : CNP DE SUS FUENTES DE POLARIZACIÓN SN4 : PUNTO DE CONECCION DE LA CfiRGñ £N3 Y SNfc SN2 Y SNS ; LLEGAN LOS PULSOS DE DISPARO SN1 Y SN7 • Ni 5 > 5 .^4 t 4 | ü DZ2 ^ _D2 DZ1 ^ c -N- DS2 DSi Ro -M- Ro POLITÉCNICA NACIONAL Docum«nt Numb«rPROTECCIÓN SNUBBER Y DE SOBREVOLTAJE E-C ESCUELA REV.POR: DR. HUGO BANDA G. Cov lOuF 4OOV R» 4 OHM BOH S.N DIAGRAMA No 3 150 OHM O.25H ELAB.POR: MARCELO ACONDA C. ri»-4r O2 1 i DI DZ1 L_m 9S,2uF 1FC OSC CND OSC VCC 14 2RNC 1J.2CX2 12. 2CX1 1A.2EN CND POLITÉCNICA R21 R2i DIPGRftMA No NACIONAL PUL505 AL PUENTE TRN^T. TRIFflSTCO Docurrwnt Number- CIRCUITO GENERADOR DE ESCUELA L-*^ L<O11 PLACA IMPRESA DEL CIRCUITO GENERADOR DE PULSOS PARA EL DISPARO DEL CIRCUITO PUENTE TRAHSISTORIZADO RS4 3 118 VAC RS e RS VDC RS2 <tJV~ [=12 I12VDC "RsT" ?o~5~ JOv ftC R3O1 12 VCC ""MUESTREO V'in = Km«nut RAMPA DE9 O . iuF U C3, 1OK R3O3 50K R3O 3 2 = 10 SEG TEMPORIZADO ENCENDIDO t CIRCUITO DE s~n POLITÉCNICA DIAGRAMA NACIONAL No Docum«n-t Numb*r CIRCUITO DE DISPARO DEL RECTIFICADOR SEMI CONTROLADO ECUELA > RS 5 PLACA IMPRESA DEL CIRCUITO DÉ CONTROL DE PULSOS PARA EL 7 DISPARO DEL CIRCUITO RECTIFICADOR SEMICONTROLADO ESCUELft POLITÉCNICA PLACA IMPRESA DEL CIRCUITO DE ENCENDIDO DEL PUENTE TRANSISTORIZADO 11OV/18V / 3t " T! + ci -+-VIN 5u REG.VOL 1+ Cl ^-y^ -WIN M 33OOuF SOV RZ1 ÍSOHM 5W RZ2 l_ Z2 ,' " " NTES065A L_ Z2 \+ C3 ^C X R Z 2 ^T— C4 i NTES188A | I " " i *=" B -*- 12VDC - 12VDC -"T-* C4 I T=- lOohm IOW i_ Zl --T-- C2 _J±. Cl ^¿] -+-VIN -VIN X 16V -»- 12VDC 1 47 uF r±r C2 j_ V OUT . -t- 5VDC „ i_ Zi --p- C2 ^C S5 uF NTESJ.27A 1SOHM 5H RZ1 --p. iOOOuF SOV 2200uF SOV A tk i i r A k! jv 3k. ^1^. f) ^^ / ,} (_ ^ T1 1 1 1 ,, 5k 3^ ^D : ^k C~ C JÉ 1AOV/18V 1 nov/iev / Oí DÍAGRAMA No 7 CIRCUITOS FÍECTIFI. REV POLITÉCNICA NACIONAL 51z* Document Number ESCUELA REV . POR ; DR . HUGO BANDA G. ELAB. POR: MARCELO ACONDA G. Y CO2. Q4 . OÉ D NOTA: IGUAL CIRCUITO SIRVE PARA LOS TRANST. Q3 , QS DEL TRANSISTOR DE POTENCIA RECTIFICADOR PARA EL CIRCUITO MANEJADOR DE RECTIFICADOR SEMICONTROLADO DE BASE C- DEL C, RECTIFICADOR PARA EL CIRCUITO DE DISPARO TRIFÁSICOS C. RECTIFICADOR PARA EL CIRCUITO GENERADOR DE PULSOS PLACA IMPRESA DE LOS CIRCUITOS RECTIFICADORES QUE POLARIZAN A TODOS LOS BLOQUES CÍRCUITALES ANEXO 2 CUADRO DE ANEXOS DE INFORMACIÓN Anexo &;! r 2. 1 se debe utilizar Calibre de cables para la construcción de transformadores. Anexo 2.3 NTE98 Anexo 2.4 NTE 506. DIODO DE CONMUTACIÓN Anexo 2. 5 ECG 3044 OPTO ACOPLADOR Anexo 2. 6 LM 324 CIRCUITO OPERACIONAL Anexo 2.7 ECG188-ECC TRANSISTORES Anexo 2.8 Led ECG3003 TRANSISTOR DE POTENCIA NPN PNF LED INDICADOR VERDE SN74LS629 VCO Anexo 2.10 HFE4022 DIVISOR PARA 6 Anexo 2.11 74LS74 A FLIP FLOP Anexo 2.12 EGG 5925 DIODO RECT. INDUSTRIAL Anexo 2.13 ECG5529 SCR Anexo 2.9 fl Sf w N ••' . i *! '» 1 -'i en Anexo 2.2 á¿ 9yt Gráfico del tipo de material que construcción de un transformador. TÉCNICA >4 ¿ ¡C 97 la .M¡dum:ui}¡ O'.- p:iNí¡t.,'.n. OO":';Oí* fr* -£• 11 'sí -•»' • (5Í t";* i»* ' ,«!— ^ f*^X - ,'- "^ W frj ; .o -O W *o'-;ví''C?-.VÍ.-VJ,.;.", W O íj **;!'SO (D C T-* JV " »J .-""rK) Ctí 1.1 ' o o o" •''••'"'; o o o ' .'". "Ó C* 'O . *,A ¡3* O O '* "^5 O í&A T'-O O O ! t^- tfl ' O ¿a Ü-. " ' •"'.t &• OT íií W *— .?<> ..: .- *C-S¡ Jt- '- ~¿" ^ ¡ ,; '. OH Jíi> I _• CÓ '..•"Ór.í/í S4"1." ?%?**"'•> ^ i &• .M'O.' ¡O (>* ¡ <? 'O O • ; -'• Ó .O' >•*;'... M p- ÜJ VI w tg O U " <Ñ ^O O ¿J- t/1 M v v *-3 r.i *« M 1> sa -t¿ «o v 'i- > • r ''.' » * » »-* t** ,p» O V » ^ V.V Cí <&• •si W Q O Irl O '•Q A * !'M "K" |n Mi' rCG numl'-í íiír colllinlf c'jnnncl^iJ In ilud. Hit ECG lypi numl>*ri ilinvíii Invf o ilfiftílnní InlnmnC" ío' til" Zniltf Vollagn of 1 5%. ^ Vil lino- ( $ - . M..Ifnt 721 un. t I-.. ,'ü 5 Wntt Í/2 Wntt ... 75 SiudMntiiil ÜO-Í ¡n ?73 10 W n t t GO Wnlt — — -- — — — — __ — 7.' 7.2 7.7 ecosowv eco 5(íoi A r co :-on?A CCO í 063 A —. — — 3.0 rco<omA eC05W3A ™ -- 3.3 3,6 CCO5003A ecoiWóA 3.V [COMHVA ECO5WYÍA ir:or»(Xí?A CCOÍ047A ecO 3040 A CCG3I HA CCG5I17A ECO3II3A CCG5IMA CCO51I5A CCG 51 77 A ICC 517^1A CCC35I7-ÍA ICO5175A eCíi5!7AA ECG 52 W tCO'.UlOA ICO 5011 A eCO50l7A ICf.i50l3A rCÓ.IOlM ec0133A E COIMA EC05070A fC1." 137A 1X05 1// A ECG57Í1A er'*io7iA eCO5l!6A ECG3I17A ECG51IBA CCG5II9A CCG5l7tV\A ICG50I5A LCO30IAA tCO 301 M fC'í 3UIBA rroíoi^A rC'.'130A tC,'.* 3 0/7 A f (.'-' 50/3 A [ t '.'-UVA fí.OHOA CCG5I77A ECG5173A ECG 5 1 7< A ECG5175A (W5070A C'.".Í'J07<A ECG5I76A (;t''.; 1 4 7 A rcojtfXjA rn ^.7 5.1 5.6 (>. U ó.? 6.fl ;5 f).? 8 / V.l 10.0 11.U 1 1 .5 17.0 n.o H.O M.O 16.0 17.0 IC.Q 1?. 0 70.0 7?. 0 7 * .(> 7 '. . 0 7/. 0 t.C'5 13-^A rc'oswíA CCO5I07A ECG3I01A ECG jtn<A ECP5103A ECC5I1AA CCÜJÍ^A CCCf 57 CM I COÜ75lV\A i:< '*• M<A ECG3I27A ECG5I70A ECG5I7PA CC05KJ7A -ecosiooA ECC3I87A FCO.1IVÍW FCCr5753A — eCC 525 <A KC05735A CCO32MA I'f OM5A tL050/3A rí..'-3076A E'. ' - 5 0 7 7 A TÍ '-5073A ECG513t\ CCG3I3IA ICG5I37A ECO5I33A CCG3I3-ÍA tCG5l?lA f CG517/A ICO 5 ¡9-1 A eCG5l?M. TCG5I95A eCC5757A e CG 57 51 A LCG5757A C CG 5? ACIA FCG5?/,1A eC'-3077A IC05077A Ei.'í fCO5030-\O 5031 A 5COOA CCG3133A CCG5I36A CCG5I37A C-CG5I30A eCG513?A eCG3I7ó> CCG319/A eCGSlTDA rCG.'il?7A ecn57on\O ECO 5U7. 1A í CO 5U< 3A CCO30MA ec0507M rr'n';')7riA r c '.*• M 1 A Tí 'i I-UA ere- 5oo i A IC.O50J7A rr.n'.roTA fr.'; i jfyj?A l'f í ' M A A f.O503'<A fLC/OO'JSA i r.(í joy^A, TLÍJ5UJ/A 10 Jl T( i'^n jnA no r/v;',fri?A 'ir í-.ltn/A rr f »íífiuv\- F < / '.ii.nnA 31.0 ?ó . 0 -- <5.0 •í .' . 0 .*!» 0 '•'.') rrrnndA 3?.0 ÍVí) ._ - Au 0 A? n [ '..'.Í5017A l '..<;i(UTA f f (-.IHUA v, o AH U 75 U 07 1.1 n; n '1 .() i'.to o 17!) 0 1 10 . n MU. U 1 r»M (1 110.0 i?o o ion 'J ITtJ U 71*1.0 ECG5H7A ECG5M3A FCG5M-ÍA CCO5M5A -TCG3 _ _ 1 -Í/'A [' f.UflVA CCO5MM -- -"- [' f í 1 1I1A f f.lOVC^ FCO5I <i'\A i. «-.MOA ECO.'¡15IV\A r • • : ^n i A ECG5777A ECGÜI'íTA rc.'.-305<A eco 3'jr'?A f,t.'O30'>4- A rr/yWA [•••;507?A (.•;'*.5It>'iA f'i'iSIQIA eCO5!4CVA ECG5I4IA CCG 5 1 50 A ECO 5 16? A E3 CA1II C t g . 7.23 Cii. 7.27 tIO 1- Id'ij'i' 'o II In-lbi mm; PUM Ibi trifn DO" ^'lolq'J JU'n-lbi.rnii. ecf7r-7;;A -. _. f"(ííi717A CCCÍ 5? HA FíIíílJHA LCO57."[)A CCG'-?'VA rcor^ndA ÍCG515AA -ECG5IWA [' ' '. 1(í?llA ceion pAH" tCÓ5775A fCf5.r'77/.A eco 5?o IA ['.'•-I5IA E ' . ' í JUTA J rcoi?/iA rcr í ''7 • ' A CCO07H/A ( C f ^ J n 5lA reo v)3?A r i" '•• 'O'iíA -- fCO'iJIlA e CG 5M 7 A LC057ÜGA E CO 57ÓVA TCG57/IIA rCO577lA eco 57 1 -¡A r- •;-(«/, A [ • ''.-¡IfTÍA ec;G37ív,A eCO570/A £CO5? f "<! A tf;(!5;fi?A ÍCí'-'iíKiA 1 EC05747A eCG57-'i'3A ECO574M eCC57/.5A 5201 r C { *Ar ' 7 A A A tC(.« "i? 1 ó A ro^moA f •-. l'JdA ( ' '^ÜV-IA EC03707A tf.t-'j70'JA CCG5201A fCOWOíA (? L E A O S ) eCO5757A CCO5I3?A ECG5I 5*3 A ECG51 r> ' A CCGSlí'íA [CíííOCíA 1 L'í 50^iA f C O T'íH.'A LC'í ÍUCIA J f f t VM9A V »i 5077 A [ • ". r-'/'^ A l('Vn ii «: o e C C 5 H O \A I.'O" eco 52 u A LCG5745A ICG52 (AA FCG57-1/A — IXG5071A ECO 507 VA [VO-Í073A ñ LCO524IA £CO57^?A LCC3I/7A CCG5IQOA LCü5iniA erí-.SüelA f i". 5/<)<A f ' C.M7A E''t-5W5A f f c:-íw»4A 71. ü 3').0 CCG 5 1 /U A n ( ,.'z2i uc>_p e ct * 5? 1 7 A £r.(.;'»7fl3A ff;r:f)2l?A CCG570-ÍA NPN - SI, Hfgh Vollngc/High Specd fC05270A ICO 5771 A fCf, "3Í27A IC05771A rf:fí5??'A ECG57n7A CCG57n,U CCG5ÍH7A rco < i70fjA CCO.r)7n?A P o w e r Dnrllnglon wilh S p e o d UP D f o d e ICO 577 5A [-CO57VÓA ICO 322 7A ECO5270A ECG 5771 A ECO5777A eco 5? IRA ECG5I61A — '"V_"'"'% rrn?779A ernsiriA 1 1 . ' ". 5 J í/" 1 A fCGM/,1A 1 f,/-. SM'ÍIA CCG5I45A f (,'*50'i7A 1 1;-." 5KHA fCGM/,AA [f'-.-ilO^A ern-iímv\ Wntt l^J37-JOA I.C0573IA eCOS717A rC037,7/A flCG32?5A . rr°5"6A P n - 175 W nV rn() -700V Ic-PÜA I" - 7-5 A I, - . íi/íS T y p RVrro-GOÜ V HVrno" O V h,r - 40 Min i Ir - .2//S Typ : TOH ncplncos: ECG90. S K a i 11 -U Diodes and Rectifiers (General Purpose) Peak Reverse Vollage ECG Type Deicriplloo ECG109 ECG110MP ECG 112 PRV Max V Averaye Reclified Forword Currenl IQ Forward Currenl Reptílítive Peak 'FRM Max MaX Gen Purp Ge 100 200 mA — Malched Díode Paír Ge 30 100 H A — UHF Mixer Sí 5 25 mA Furword Vullage Dicp /vV.xV p Revene RtiCtiver/ Tiniti Irr - 1. ,1 ArC — ~ Gen Puip Fail KL-(..I-.I;I/ ~ n • i* ,5ot — 1 'Í • 4» í ÓOn.A ECGI13A ECG 114 ECG115 ECG116 Common Calhode Dual Diode, Cenler Tap, TV Horíz Si Series Dual Diodei, TV Horíz Se Common Anode, Dual Diode, TV Hortz AFC Se Gen Purp Recl SÍ 100 ' • 20 . Í.5 A __ . min 1.1 mA 20 — min 1 . 1 mA 000 — — 1 A 0.95 V oí 1 A 1— • • • • • • — • " ECG 120 ECG 125 ECG 156 SI Color TV Convg Rect Se 18 -Gen Purp Rect SI 1000 Gen Purp Recl s¡ ._ -- ~ • 2, 5 A (ffi 25°C Leod Tonip — — 0.8 V ni I A • 3A ~ 1.1 V cit 1.5 A • 65 mA ' 1000 ! TV Damper Si 5000 300 mA -1 A 4 ui 4.4 V a l 500 mA ECG177- Fajl Sw, Del, e t c . Si 200 160 mA 250 niA 50 m 1.0 Val 100 mA Matched Diodo Pair, S! 50 75 mA 100 mA , Sí Gen Purp Recl, Goling, Centc-ríng SÍ Sw, Fasf Recovar/, SCR Dcfl Clamp Si ECG519 Fají Svt DuxJe SI. 100 (BRVÍ 200 mA ECG525 Sw, Foil R e c o v e r y , SI 2000 1 A ECG 507 ECG515 1400 50 800 1 A 250 mA 3.5 A 500 ni ' . 3 A 1 : ECG552 ECG558 . Sw, Fajt Recovery, Damper, Metal Caie SÍ Gen Purp Rcct, Fail P.ícow-ry Si Gen Purp Recl , Fail Recovery, HV Si 1500 600 1500 IA 1 A 1.3 H j 1 A 1.3 V oí 4 A — 500 m ' 2 Val 2 A • 200 m 250 i» 21 '¿6 U • • ai 2 A • • 1.5 V a l 250 mA * • • • • • 1.5 V ]Hi '¿t /a * 1.0 V ot 10 mA — • • 4 ni ~ / 4» 450 mA — /ó • 1.0 V al 1 A Damper ECG551 /U <• 1.0 V "at 1 A 3 ut 9 A /. / at 5 mA Sw, Fail Recoverv, B(t Damper, SJantíIng '¿ 1.0 V — AFC, A F T , e t c . ECG50Ó A • ECG173BP ECGI78MP /• • — — ¿ '¿ o.e v ™ ~ '1 A 000 Gen Purp R e c t , Melal Coie i — ul 1 A ECG117 ¿ /.t / /i ~¿ 1.2 Forward Recovery Time PIN Diodes Max. Power ECG Type Deicrípríon and Appllcallon (mWJ V (BR) R Min, (Vulti) IR Max. CT (nA) M°x. (p|) 1-, r«. lllll) RS M.JX. íOlirní) F N ECG 553 SI PIN Diadc, UHF, VHF Swlrch 200 ' 30 150 2 V.5 1.? 2 ECG 555 SI PIN Diode, Gen Purp and VHF Swlrch 4QQ 35 ICO 1 3 0 0.7 2 Paclcogc Oulllnoi - S«e Page 56 • ^ I 5 • _j -í ; •^ i •¿ ' -s. i N T' N [Lí.:i24F| _U.! 124 i.orag: i err.Dífatur: HíngLí)¿ T-mnr-ai-j-e (SDiaertí;. 10 sec' O-Jtpu: Short-Circüi; to GN'D (Note 2) v'~ < ¡5 V'0£: and T - = 25:C Ooíra;ir.g Tsmorraiure Rs-ig; Fui P*ck Powtr Duiípjtion [Noli I) Molded DIP ÍLÍ.'.2?J;.'i C j v i t v D l P ' ÍL1/.1240. L:.'.22 !-.3ul VoüJSt Coniinuou: 800 m'.V 570 rn\ 900 mW 32 V-,,. ~ C 3 U B= ia-32'.v. 32 V D - o'¿16 V D C ' & LM324D) absolute máximum ratings Supo'V C u f i r n l RIIKJ 1J- 7J IMi JJ I_MIOUEI:TIHI¡ U It i y p i c a i p e r f o r m a n c e charactsrístics 1 !_ Op*n Loop Frequtney Rtiponvr 1 rhf .pow«r,.HJppJv curren! drsin, the _ A ouiput it»9t for im»U it^rtí to clin 8 in a Urge the amplifieri to both : CRÍtput currenu. Therelore íl cvrreni booit trin. ITO'etítmdth« pcrtvír capibíhiy ' tn^1>*ifc"1¡mpJIf»eTí. The output vp)t»ge rwedi, 1 ntí>t:>pg(oxíf»ttiriY 1 dtode drop <bo»e youtxl volugn an be easily diMtrtnii»! -voltige »re not necd*d. na \ng* inpui mutt-írom bfge diífercntiil tnpui volt- _ ínput volt»9* may be larget ih* dtvice. Proitction prpvfdvd to preven! the input voltages _ñtyfí}vt'rnort itian -O.3VDC (al 2G a C). «nput d»mp ooniiitmg of a diode-connectcd ^ w*n«ítOt-ÍC-B-ihort| can tx uicd. bí'taken to insure that the -io»--tb* tntegrited circuil nevé: ¡n pot>fíty or-that the unil is not imulkd twckwardi ¡n a ten socket . *o uñlimitcd currcnt turye. through the r eiulttng ÍLTnrtlxfiodc within rh* IC could cauíc íusing oí Tl*cJntmwi-a>fxJuctorí'in<J-r«u)t \n a destroycd - . rTie~piñcnrti of the p*cfc»ge h»ve been designed to T^rnpílfy'PC bo*rd Uyouu, ln»erting ¡nputs are "'J>*o»f?t- to outpuu fof «II oí the amplifiers and 't'ifoutputi h*v< »lio b«n placed al tht comen ~f th* pMfc'ágc (pini 1. 7. 8. and 14). ' TSÍHJrlf24 *efiei iré op *mpí which qocra'e w¡th f] fírSiyvf^ jingl* powor íuppíy voltage, have trucI- 'Sflrrtíitií} ínpuii, md remain in ihc linear mode J™ fñttv »n-input common-mode voltagi oí OV D C . í'¿'Tíwi* *mpíifterí opérate over a wide range of •f.' rww-wppty 'voltig* vrith Irttle charle ín per„, for*i*n» c*Mr*ci«riitici. At 2S°C ampltfier opera™"í^on Íi DOMiWr down to a mínimum suppJy voltaje '¿71 The circuid prtjenietí ¡n íhr icction on lypical applications empriaitís cpcraiio.T on omy a ungí» povrcr jupply vottac-:. t¡ ca^c'sfnintafv pov/e.suppliei are avaiiaoie. a" o' :ne stancarc oo smc arcurts can be use tí if gríis.'ji. mtrooucing a picuao-grounc; U b;a; v3::aat rt:e'-nce oí VY21 vnl! allow owfittoi abo ve ans Miow !hn viiuí in ungU- pow-er suppiv iyitcrrii. Many aoCHicaticn círcuits are inown whtcn ;aV.c advantia: oí íh: wit5« input commoii-mode voliwe ran?: íocfudti 9round, In mosí caseí. snpu: bia nat retjwiixí *nd input voltage; which ."' vntly b* accommodalíC Output shor! c'rC'JUi eiíher to ground or to the posilivt power suppiy inc-jid bí of sh^rt time oVjfatton. Units cdn os oeifoyed. not a; a resull of ihe ihort circuí! currtnt cnusing metal (using, bul rathef due [O tn: iarge incrcast in IC cíiip diüipatior. which wilí cauíe eventual íaiiurc due 10 rxcesiive juncuon tempera tures. Putling direc: ihon-circuits on mo'E tnan one ampliíieí at a time wíl! increaie Ine total IC power dissipation to • destructive Icveli. if not prcptrly protected with external diisipatior; iirr..tir>g resiílors in ieries v,ith the output k-ads oí tn; ampisher:. The larger valué oí outpul sourctí cjfíen: wmc.i ii available at 25 C provides a larger outoi," cjrrent capability at «íevatedTemperaiure; íiec ívyiCd. pc-'ÍDrmance c-iaracterisiicil Inan a ::ansa;c! IC op arnp. The biai networfc o( the LM124 estabhsnes a drain currenl vrfíich ii independent oí the magnitud: oí the po*vcr supplv voltagc over the ranoe of (rom 3V DC lo 30V DC . Capacmvc !oad; which jre applied dircctly to the outpu; oí the arr.püner reduce the loop Jtabilíty margin. Valúes oí 50 pF car. tx accommodated úsing th» «orst-case non-inveritng unity giin'conrveciion. Largf closed loop gaini or rtiistive ¡solation ihould be uietí Ü largsr ioad capacitance muit be drwen by tn- ampliíiei. ifiOuld üe uicd. ifüfr: me ou;put oí tnc aniDÜÍier to ground tci mercóse ths ciass A bias cunent and pfevent cfossovcf drstortion. Where the load Íl dtrcctív coupled. ai in OC applicatíans, therc ¡j no CíDSiover di;tor-ior.. DC lmtrument»noti Ampíüwr High Input 2 Adju>Ubl»;C»in HigK tnpul 2. OC Oilf"f»flliil Vo!t»ic-CtÍl A ducí Inpui Cuírenl (G»n«»l Cor>c«ptl Udng SymnwUicíl AmpIHnn to typical single-suppiy appllcations (con't) ÍV A = sv oc ) ¡Transistors Bi-Polar Types Máximum Ratings At 25° C Ambient Unless Otherwise Noted ECG Type Descríption and Application Collector To Base Volts Collector To Emitter Volts Base to Emitter Volts BVCBO BVCEO BVEBO Max. Max. Coi lector Current [,- Amps Collector Diss.P D Freq. in MHz Currenl Gain f» hFE Watts Cas ECG70 NPN-SÍ, HV Pwr Amp, Swítch 180 150 6 50 250 30 mín 30 min TO-6 ECG71 NPN-SÍ, HÍ Currenr Amp, Fasf Swítch 150 90 7 20 200 20 20 min TO-6 ECG72 NPN-SÍ, H! Current Amp, Fast Switch 120 100 6 10 115 30 30 mín TO-6 (Isola ECG73 NPN-Si, HVAmp, Switch 220 200 8 10 85 40 15 mín TO-ó ECG74 NPN-SÍ, Gen Purp Amp, Switch 100 100 6 7 60 30 60 min TO-5 ECG75 NPN-SÍ, HÍ Pwr Amp, Switch 100 80 8 5 50 , 50 min 40 min TO-1 ECG76 NPN-Si, CATV Brcodband Amp 50 30 5 .4 5 1800 30 mín TO-11 ECG77 .NPN-Si, CATV Broadbond Amp 50 30 5 .4 3.5 1800 30 min TO-39 ECG78 NPN-Si, RF PO, CB, 27 MHz, 3 W 36 18 4 ,6 5 -- 5 min TO-20 ECG79 NPN-SI, RF PO, CB, 27 MHz, 9 W 36 18 4 2 10 — 5 min TO-20 ECG80 NPN-Si, HV Sw, Horiz Driver 700 300 12 1 8 ÍTC 25°C) 1 (TA 25°C) 13 SOTyp TO-20 ECGS1 Dual NPN-Si, Swítch, DC to VHF Amp 75 40 6 .6 2 rotal 250 min 100 min TO-78 ECG82 Dual PNP-Si, Switch, DC to VHF Amp 60 60 5 .6 2 total 200 min 100 mtn TO-78 ECG83 Dual NPN-Si, Hi Speed Sw, Gen Purp Amp 60 30 5 .5 .2 250 ISOTyp TO78 ECG84 Dual PNP-Si, Hi Speed Sw, Gen Purp Amp 60 30 5 .5 .2 200 1 SOTyp TO-78 ECG 85 NPN-SÍ, Switch, Gen Purp Amp 70 70 (CES) 4 .4 .6 200 min 120 min TO-92 ECG86 NPN-Si, HÍ Gain DC Regulotor, Amp 200 150 6 5 50 15 400 min TO-3 ECGB7 ECG87MP* NPN-Hi Pwr Linear Amp (Compl to ECG88) 250 250 (CEX) 5 10 200 3 20 min TO-3 T 1 ECG88 ECG88MP- 'PNP-HÍ Pwr Linear Amp (Compl to ECG87) 250 250 (CEX) 5 10 200 3 20 min TO-3 ECG89 NPN-SÍ, Horíz Output with DAMPER DIODE - Circuí! pacje 47 1500 600 6 7 50 — 5 min TO-3 ECG90 NPN-SÍ, Hi Goin, Gen Purp Amp (Compl to ECG91) 120 120 5 .05 .75 350 400 min TO-92 ECG9I PNP-SI, Hi Gain, Gen Purp Amp (Compl ro ECG90) 120 120 5 .05 .75 150 400 min TO-92M ECG92 NPN-Si, Audio Pwr Amp (Comp! to ECG93) 160 160 5 15 150 80 120 min TB-34 ECG93 PNP-SÍ, Audio Pwr Amp (Compí ro ECG92) 160 i 60 5 15 150 60 120 min TB-3¿ ECG74 NPN-Si, Gen Purp Pwr DC Regulator 300 300 5. 5 100 2.5 mín 90Typ TO-3 ECG 75 NPN-SÍ, Hi Voltage Amp, Sw, Isoloted Stud 250 250 6 3 70 40 90 min TO-59 Isolate Notes: * MP - Motched potr ' Frequency at whích common emitter current gaín \i 70.0% oF low frequency goin c Moy be lupaliird in altérnate pcckoge - lee toble ín deiianated ficure Packag* Outlinei - Díscrete LED Indicator Quilines Fíg . ECG Pl Fía. P2 Fy. P3 CCG 3000 3001 ^ nrTí rHj7-r\T''" 1 (2 3 « t ' .035II «01 H .013' _ /"* (solí T— r/_ i » . .;r => c=- ( »-0 «U ?=7 \ T\ 1 \é -4oJ V_!_/ brt^i=J ' U— II / 1 C-III«« Rl ÜIQ' J tZHI ti * °1 1 1 i Pó ECG30IÓ Ff u . P7 ECG raí "Fiy. I'S ( V/í)fA .'«!! 1 ^NN \M \0" ( // „ |Í13|X Oí!' .13 • " {* .OO| , \r ( , \"~' Oí*' 10 £ 1 .... n nn 1 - flMI)' u IÍOJ) «ij'-J-i i 0/1" J-Ml' I9ÍM1 _í ip .w-f— /f; <..>i.j..$.í .. 1 130- NI •»! .v^_-^y 0?D' (í 311 . »WOÍ(«0] t ^ OHO*t»il"* 110!) .-: L- <l Slmn.lU*" ittt'rj* - M rol J™-i£"¿ HUA I . L , . {>«;• 1 J / i ii • , art" 1? (Mlt 1 C*TK«X r 'A 1 í-1 i , 1- (1 0?] J. _ . lOd* \'¿->* 1 11 /«j"u IK II m\i Bílíl" UIM 1 1 í J I.I1-Í 'M.r-'vi r r\~ u cr KI--:Í [ U T 1" U.* -, [3 ^•(ll-J f } 1 !'•- i a i. * i r 1 . J / "' /TÍ (( !j * i: ^±-.¿s I 11 J f -, I1 Un' U . Ji i l.'i lí M t ^ 1) J - T,.•:.' i¡ :>¡ ( P«llk Min • Power Ouiput Max Foiwurd Vnlíoye Reverle Vollct.jc VR (V) DC 3 50 75 900 611 ID Forword Ciitiení Ip ()..A) Power Din P -'Gu e ff n\ ) Ennuíoii V/ovirldiijlíi > !' íi^U ECG Txpe DeiCfiplioil o v,. (vt ECG30Q5 PN Gollium Afjenidc 550 HW 1.5 ECG300Ó PN Gollíutn Aricnído 8 }>V1 1.8 3 50 75 9-10 5 100 150 9UQ ECG 3 027 PN Golliurn Ancriide \W 1.5 ÍCG302B PN Gollium Apenido 200 PW 1.5 3 150 2CK) 9fkl 1CG3029' PN Golllum Aricnido 50 pW 1.5 3 100 215 9iX) 1 -i H íOi 13 . fl *1 MK1 Infrared Emitting Diodes • 2 P.r Pkg •i 1 .1- . 1 1 lí 1*1 Í31. 1 .". 1 1 H í.-. O.'O I.ÜSIm.B ISt»»^£] U 3*1 l'l.l 1 IIM1A • a ' I.J. - ^L A^ ' i ilí-l „ \WH)*l"-'. lltU'U' Mu"III J S*r™ J (ío n (1 ?/l "Af 1 0 0/ (v '• in • II ' -^"'iNdL't MdICM 1071 i *nif,< .!•[ fHlltt.1 f la t 41 mu" . ' fm) [ llll.'n /OlÍT-li .> - n ^« n - I.' j Í -—3.} HJiu K-M tXM*O4| ni t f , i i, r ". i , /"~~ 3« iHIlIlo fl «Hl I" , , ICG.Íil.' 30V2 3023 lonn.».J rw vi* [200] n\¡ r 1 j*r f H •i "I' i a /i7 j/ 1 ii tidi-oOlH Oí l.'H) ( •un ni -ii4 3020 ÜíO" 1 V; .2 ?^ Uí. LL "TTTorg- TTII 3018 3019 /' V. i ,fsg;-' 'Fig , D * i'"o DU ' l'> t I 1 II - i r-'T --" f i •j^jnt ,---. 'wí1! ' iwr 11 0, o>r "'! ' t5TiLc.-.Wr.)w.:t L (1 jf V '"> ION rA H ?} niíi .IÍO-I2-OU / i:l ~ [-* -^\- 1 -^r\N Aí. 161 H 1 ^ 11 3010 3011 "MÓM I / ' _ '«»' u:c „.. i'^1 E:'i _ 300/ 3000 300? C*IMOP£ , ...OÍSTt.e*} Ir-in L L~7 CAih x*-!j 3001 • CCG 3005 3002 ,-.;;o- u >n 1 (6jsi / Z HCí, N F¡9 Ji'iV (Jfftl no VM no y*> Y** no no no "... .: no • no Y»» IWUT RANOE 03WI. JANUARY IÍBO - - SN54LS824 thru SN54LS629 ave chaJactefiíed lar operalion ov«r Iha (ull militar/ t»mp«atufB runtt« oí - ^ 5: 'C lo '• C TU SN74LS624 ihru SN74LS629 ato charactarized lot opwatioo fiorn 0-C 10 70"C. • iMiltíj-synchronliiítion-oaiinB t«cúon enturai thal iha lint ouiput pulse lí neithar clipp«d no* a^iaiuiwd. Tliu iJul> •• oí thu »qubíe-wav« oulpul » lixed at appfoxiniaiety BO percent. M,uia fi-volt tajpply can b«'utad: hcfwavef, orw M! ot supply uoltaflo and giound pini IVcC anc' GND[ U piovided lut --la, •ynchronlialkxi-gaiing, and outpul ittcllons. and a Mpáfate M! |OSC Vcc ^d OSC GND) !• pjovided luí Ihe íj,uoí and at*ociat»d (r»quancY~conirol citcuiu *o thal eHeclfv» Uolatíoo can txi accompli*!^ In lh« ayn*m. Foi L,p«*a,! .¡I irequenciea gíMler than 10 MHi, it u recommeoded Üwt two Indapendanlfcuppííesba u*ed. Di»*b4ing «ilhuí VCÜ o) ! i 5C2L ¿nd '1.B625 and 'LS627 can 1>« achieved by lemoving the appioptiale OSC V^Q, An emtbU inpul U providod on i 5624. 'LS626, 'LS628, anú 'LSG29. Wh«n ll« «nabla inpui U low. tha outpul U tmablad; wtmi th« onablu inpul ii> high, Miurnal otcJIUlor it diublad, Y li high, and Zii low. Coutionl CíosMalk may occiir úi ÜM du*J d«vic«« ('LE62B. 'LS626, ''.27 «nd 'LS6291 whan boih VCO's are ope*ated simultaneóos!y. -.í 3 «nd Figura 6. conlain tha n«ce*sarv infotmaliofi lo choow tho prop^r c&pacnoi valuó to obtum Iho 'MJrvg Irequoncy. ''' 'IS628 ofiar* more precisa temperaturt compansalion ihan'itt 'LS624 counldipart. The 'LS624 f»aluffi* • 80Ü íihtn i,,al líming remíloi. The 'LS628 feqgims i liming resiílof lo b« connecied «xtumally ación» R»xl pin». TemptuíiHir* i-cuiiution will be improvm] d^s to iht- («mparalurc coüíÜciünl of Ih» EX la nial luüslDf. rfl vollao»-ccntrollad oucJUalori. (VCO'ú «te lmprov«d voiwoni oí lh« origin»! VCO limilv: SN54LS124.SN54L £."¿-1 I SNB4LS327, SN74LS.I.24, .»nd SN74LS324 Ihru SN74LS327. Th»tt PBW ddvicu luatuí» lmíMov«d VOÍIBHC iu iv«incY l¡n»oritY. V»ng«, and compenwiion. Wilh ihu exception ol'th* 'LS624 and 'LS62B. »H D( thww d«vic»t Iti.iiuK itidopondünl VCO'* In • »¡n01« monolilhic chlp. Tha 'I.S624. 'LS625, 'LS626 «nd 'LS628 h*v» compl*nwnui r ¿ txtis. The oulpul (requancy loi each VCO is «slabluhad by a ungítt Mxiarnal c*pacilo( In combifUttOíi wnti volu.ju iiiivo inpula uw-d lew )r«quency conuol und liequency runga. Each duvica ha» u vcJugo-wn^iiv» inpul luí lt*qi.«in.y uiol; howaver, ]ho 'LS624, 'LS628, and 'LS629 duvlces also havo one fur ítequoncy jangá. (S»« Fiflutafc 1 ihru Bi ri|>Hnn DEVICE SIMILAR NUMBER COMP'L ENABLE TYPE TO VCD'. 20UT, ungí. y«i 'LS&H 'LB32^ 1 Y«t 'LSS25. 'LS376 - no ' i 'LS32G dul| Y*t '. áatt no • 'L.S327 nü •LSfiZÍ .Hnoj.' ' Y» •LS628 'LS334 !• YIH' . no 'LS629 'LS124 du^l V*l ilgltly Stable Oparotlon over Specífied Iflinpuratura and/or Supply Voltage Ranflas Itpnrat* Supply Vpltago Pjn» íor Uolatíon of '(nf)uoncy Control Input* «nd Oscillaiore ir"M Output Cifcultry TYPES SN&4LS624 THRU SN54LS629 ;'" SN74LS624THRUSN74LS62Í' VOLTAGE-CONTROLLEDOSCILLATOKS : Q UJ M ' ;*!»• r [' t In^jt h »i»vktod • RNQ A FREO CONT 1 UJ V Jir _i u "••^ 26° C FIGURE 7 Y 100 ttttti R 2 H 10 20 40 I0 - Output Ffio^uíncy - MHí ^ ' ' -1 r*-»«n - 1.3 y — ' _ "* ----vcc TA - ENABLETIME : vi -FREQUENCY -- ss — 3 V ._t.3 V — 0 V-- > ' TYPICAL APPLICATIONS DATA 10 100 • . TYPICAL C^ARACTERISTICS "t VCO C,.i FHEQ TYPES SN54LS624 TtíRU SN54LS829, SN74LS624 THRU SN74LS629 VOLTAGE-CONTROLLED OSCILLATORS o d4-7 _ F!g. 3 Logic diagram. jJNjjjli^^ *^M". Í3 P ' |*| O tñ X —B " O .í Í S O 1 S O í iñ£ X | ?íl Q° X Q O 0^, 5° 0 /-í 0 X. Q| O 0 * 5 0! • f- — ñ X . ü 0 ' 5" ÍQU 3 uiptn m o u i o i o u i - u i o m ui o ui m o u i m o m o X x x r- v % x x , < (Jiotn oí o tJi 2 r~ f— r~ r~ r~ f- X ¿ S o •¿ 1 ~o O Pj r- S x x r- S x .«o? a • z 2z z npo o o o o 9 o o S íl (í S re S g_--J S eo a E fí ™ CH Dcration Q T3 £ ? I 1 1 I _. -» K)COC1 KJWO) W-t*-* -tkUlW oo é O>K) -ffcWM aí;o -JcOÍO --1OOT ooo t/iOSo 3 3 3 3 3 3 3 3 3 3 3 3 3 3 2 Ü 3 3 3 3 3 en t£> o Oí «J o Cí -p. íj K> E ü Í3 S ü KJ £ Q K) ta co ro E co M i. ¿S 3 3 3 3 3 3 3 3 3 4 4 4 - + 4 + 4 + + O(5o c3oo tíitJio ouio _* 3 O" o_ I' E f _* KJ fj _. 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DependobleTerxa» InstfumftntB Quality and t fUtjibiliry • (TüpVlEW] i UiOvcc 1 CLR 1 - ? ' UJ'^CTR H32D JIC.LKC a iPFfEC 1 • n J2CLK IQC 5 ' uOlP'RE ItiC & •) "120 GNÓF í a j ?5 —' ' ' • T ' 1 D.C : :'--' !. PMM A¡viC</i conlain two índepentittnt D-lyp* . ••^Qihívtf'»düu-lfKíyBitjd (|i[J llops. A knv levet Q[ th« : ' ; tvottf pt cleítr iiiputí wíis ot rejeit tl\ ouipuu •' '' . •; • '.(lidiáis c'( il.e kvtils Cií iht oihwínpuu Whon píese t r " (''tioJcíeJiaiu maHive (hioh!. daid -fli'ihe D inf-ut mtctina .• "' (/! 1 l , • '.,!jí*. Wup linve r*q(jit«nt«fiib ait tunsfefied la [(«-. ; _ ' . t :'i . D( the dock pulí* • . . ., ' SfJ5474, SN54HÍ4 . . i , , r— i"í"' "Tfit ,-. CLR" '"CLK . L H i j-,_ • : . . M Ir-::-":' L (/ : N H 1 ':. - D "Q Q X i H X X L L "* < Ht r n M .H (' M H H H »i < L ífjVr '••ÍÍL' \ , . í íO^Ü ri U ? P H E —-r1 u . • ÍHS-US74A. Efi&*£74 tr- HACKAÜE ¡ SN74iS74A.fcN74S74 FN PACtíAGE OU Tpurs !>JfUTS ¡,Jíi: 1Í i 1 ~1 (íNU b ' nt ' L L L. X QQ ' L H QO i » ML •f¡-¡;— M.!.m".,im-,r1.--.'.nV0h,l,n.ia^. ,,-«., •'. »-<4»~ •'• f««' V ( l i-i-nmun, fnnh ••mol* tli-i ccjt> ri ; . '' t^,)(i ai, i i«j|iii*l|l* Uní il il mil nal r . Mlk*. t^i.il 1,1 (\it< (f luí ni lü iti fi.tclit * ih.unt lr.*i (T -J 10. <j y u^j .- Z > rj Wl.J J 1 70 18 :. NC í 7 ' '.' 'Q^8 \ ' V i i»C2Ü ICLKO4. NC ] * l'P"RÉ]fi j ' ITOP VIEWI a U[NC >«C 2CLK Ibf NC HLj^ttt 10 n iz o / ir o u ia a ^¿ l tpt wtTvbol ,, • logic diugram : 10 1'^SfeF •[ i.. , 81 ifc'-ifí^ioUZLl ?;/'.'. ''j^ 1 ^ ; ^ ¿|i 'ji^üií^- 2Ü 1 , íi 20 !_„ . n1 1r:.;:; i.Lo- s . W^-i' - • - , . , - . tlr- .i J ui H fu.U.wg«* íM'f'" '• s'f!ii¿aÜ»_.; _ CLK-. ' . . . . . . . ¡ ") [_— ,-•• 'r|-p^L „ t:Í;' r - • ' ijí '¿-, ¡ - .{-i—^ J- j- r—*~ •• 1 .' < . . .. '_„ .„.. 'c:-: - .«„ _ . «... ..- :- ' . '-i'jlÜ ' -O li'l ' .f-UNCTION T A B L E /•'- WPÁCKAGE . UlOlPflE •> 2Ctfi'r 2D(/2CLK[ - '•• " ' -; - •. • ''•;•' - r'—r- —i 1CLKC 1 1üC 1 1 CLR 1—3 01 «*qit7o«c. j '; ; [TOPViEiW! !•" Üoct trt^geiing occurs ai ¡j v&liü(ju ^^ ^f^1 « iot rí'ikwctly rdlált^d lo ihe nw: lime oí ihe d-uck piílwj -,.í;ok>wtrvg ihtf huid tinx: iniorva , aait. ai itw D inpui ín¿y p_,'b* chífiflud wiifvoul attrtclifij ihti loveb al Uvu outiniu .}'• . ' |'./«fW^N54 lüimlyi». chardCleciod le» iil^fdlwnüvínihB fciiKil rruVu:v itruperdluic ranou al - 65"C 10 125UC. L?¿' ' fl'l.Th* - SN7< UtnUy i¿ cí\ataci«i ibd o, opei-tion |,um FM 9'.:- •: ' EM741.S74Á, SN7tó74 . .. D J O K N P A C K . A G E ' fcyiption ': -. J H AGUACE ^^^r -.^ZZtr — ; Industrial Rectifiers Note: Stondord polorlty !i cafhod» fo caí*. * Indícate! polanty íi anode to caía. Avetogr R p c l i f r e d Forwotd Curren! l _ In Amperes rtiv ICG5H30 ECG5üni* ECG5851' LCG5801 TCG5832 ECG5852 ECG5B33* ELG5H02 LCG5834 too 200 ECG5B50 EC.G5B03 300 400 ECG5005 500 ECO5B06 600 6UO 800 EC.G5808 HOO 1000 ECG5893* ECG5913' ECG5894 ECG59I4 ECG5853* ECG5B73' ECG5943* ECG5895* ECG5915' ECG5854 ECG5874 ECG5944 E.CG5896 ECG5916 ECG5855' ECG5875* ECG5945* ECG5897' ECG5917* ECG583Ó ECG5B56 ECG5876 ECG5946 ECG5898 ECG5918 HCG5B37'. ECG5857- ECG5B77* ECG5947* ECG5899* EC.G59Í?* ECG5878 ECG5948 ECG5900 ECG5920 ECG5839* ECG585?' ECG5879* ECG5949* ECG5901* ECG5921* tCG5B40 ECGS860 ECG5BBO ECG5950 ECG5902 ECG5922 fCG584|* ECG5861* ECG588I* ECG595I* ECG5903* ECG5923* ECG5924 ECG5925- FCG5Í142 ECG58Ó2 ECG5B82 ' ECG5952 ECG5904 F.CG5843' ECG58Ó3- ECG5S83* ECG5953' ECG5905* . ICG5B46 ECG5866 ECG588Ó _ECG58A7- ECG5887* ECG5908 ECG5909* ECG5928 fCG5J147' ECG5932 ECG5933' ECG5B90 ECG5910 ECG5891* I50Á"' ECG5869* " 150 A 400 A 250 A ECG5911* 300 A M50 Sce ' Nolr )• 1 50 M50 +•150 730 7.33 40 A M50 Ity-fJM,,* Z33 ' 2 ciro U fí t x-!i * lo ' tt A v/Ilh Pf B-xtnlMi. ., 60"C; IQ " 22 A, Fast R ecovery ítllf ,'nn 1 1. /'.• i 12 A ) 10 A ¿cr./.óóó /fio fíin ccr./.óóo" /.ñu I, ..] !>..).•. I i ( 1 i " < >;.'-,. 200 Á 350 A ' :" i 1 00 1 10" Mq. !k-. r.,.1.,,,» Z3! ho-l DO- 5 X w Í' A..J Ai ' 0 . IIM '"'"'" ECG5BI5 ECG58Ó8~" ~"ECG5¡T7~' l'Ig. 1 !•-. n»v -i'-. ECG5814 Lf-GriBO? l'r r,l P,,l,,l 20 A ECG59I2 ECG594I* luñn 4. 16 A ECG5B92 ECG5942 ECG5812 ECG5858 500 15 A ECG5940 ECG587I* tCGSBlW 400 12 A ECG5B70 ECG5872 200 300 6 A/22 A ECG5BOO 50 'loo 6 A ' 3A Vn lis 50 'f 1/8" Irads, TL •- 60"C 250 A ÜO-i . 234 ÜO-5 S5 Jif ' ECG5929' 400 A M50 233 00-4 ¥ 'í Packoge Oullhe Commutating (Cont'd) L RMS A-Vjx Forv/aicí Coirrnl fAII Conduction Angleí) Ampcrcí V L>PM DC '.- t'\. VnlM 10 A 16 A 35 A 25 A 20. A 25"" EX'.-WOO ECG5520 30 50 ' ' ?'( •.'-.ÜOÍ" ECG5571 EC.GS502 IX 05503 ECG5522 ECG5540 fCG5550 ECG554I 60 " ioo f*C GM 9Í " 150 ¡xol^r 700 ECO5504 250 EC.G5505 300 E(.C.5506 [CGS.194 400 E 0.05507 ECG55U [C;G5496 600 ECO 550? ECG5524 . ECG5552 ECG5543 ECG5517 ECG5562 ECG5518 ECG55Ó4 ECG55I9 ECG5566 40 mA ECG5525 ECG55I5 ECG552Ó ECG5527 ECG5544 ECG555'! ECG5528 CCG5508 500 ECG5542 ECG5523 ECG5516 ECG5529 ECG55-1Ó ECG5556 ECG5530 700 ECG55-15 ECG55^7 . ECG5531 ECG555B ECG554B IGTMox» 1!) ni A 25 ,nA 15 mA 40 mA 40mA •10 mA 40 mA VGT MriX (V) 7.0 2.5 2.0 2 1.5 2,0 1.6 1 Sufflfl //nx (Al IDO 125 200 150 1.5 300 325 350 350 THÜidMax (inAÍ 2Ü ?.':•' ' 20 . 50 40 50 50 50 VGfM (V) U) 10 10 10 10 10 'V'GRM (vi lo' "" 5 5-.0 5 10 __ VF 011 (VJ 2.5 ' ?.íi 8ÜO - '0 10 10 10 2:4 2.0 1.8 1-5 1.85 1.4 nfl. N». 250 Z48 Z50 Z46 250 Z48 25 1 PorVnq« lO-in 1/2» Pr«n Til TO-4fl FO-220 TO-18 1/2" liolalcd Slud Fren Fil f. 1 •f^ j T«wnJ Wl ÍJF?J I, RMS />Aix Foiwoití Cutronl (Al[ Conduclloil A n g l e s ) A m p c r e í rx m rt v-i _300_A_ BO A ECG5575 l.'T | S..HT- /.'O- 120 ECG5594 ECG "ECG5591 ECG5587 ECG5595 H.G55.M "ECG5592 ECG5589 ECG559Ó ECG 15n,,,A ' 150 niA 150 150 mA 200 10,000 10,000 27,0 2.2 255 2.0 257 258 5F-75 HT-23 HT- LÓ55/7 V'.-l 550 A 350 A "ÉCG559Ü"" "ECG5577" I'. 1 5500_ IA. T l'.j./ /.'.i- ii-iA VÍI-M í.'l 4 " "J J_,5_ _ l i l i . 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