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ESCUELA POLITÉCNICA NACIONAL
FACULTAD DE INGENIERÍA ELÉCTRICA
DISEÑO Y CONSTRUCION DE UN CONVERTIDOR DE
FRECUENCIA DE 6 0 - 4 0 0 Hz TRIFÁSICO DE 200 V 600 W
PARA CARGA RESISTIVA
LUIS MARCELO ACONDA GUAMANZARA
TESIS PREVIA LA OBTENCIÓN DEL TITULO DE INGENIERO EN
LA ESPECIALIZACION ELECTRÓNICA Y CONTROL
Certifico que que el presente
trabajo ha sido realizado en
su totalidad por el Sr. Luis
Marcelo Aconda G.
/gol Banda" Gamboa
DIRECTOR DE TESIS
A MI QUERIDO
PADRE
AGRADECIMIENTO
A la
Escuela
Politécnica
Nacional, sus
profesores y
Autoridades, por la formación
científica y tecnológica que me
brindaron
ÍNDICE
1. CAPITULO I . GENERALIDADES
1.1.
1.1.1.
1.1.2.
1.1.3.
1.1.4.
1.1.5.
1.1.6.
INTRODUCCIÓN
Fundamentos del transistor bipolar de juntura (BJT)
Características capacitivas del BJT ..................................................
Encendido del BJT
Apagado del BJT
Área de operación segura
Transistor darlington de potencia
1
1
1
2
3
3
4
1.2.
MODOS DE FUNCIONAMIENTO DEL SISTEMA
5
1.3.
DIAGRAMA
1.4.
1.4.1.
1.4.2.
1.4.2.1.
1.4.2.2.
1.4.3.
1.4.4.
1.4.5.
1.4.6.
1.4.7.
1.4.7.1.
1.4.7.2.
1.4.7.3.
1.5.
1.5.1
1.5.2
1.5.3
1.5.4
1.5.5
1.5.6
..............................
EN BLOQUES
ANÁLISIS DE LOS BLOQUES FUNCIONALES
Inversor DC - AC trifárico de potencia
Operación básica del circuito transistorizado
'Onda cuasi-senoidal de cuatro niveles.
Onda cuasi-senoidal de tres niveles.
Transformador trifásico 600VA-400Hz.
Rectificador monofásico tipo puente semicontrolado. .....................
Circuitos de control de rectificador puente semicontrolado. ..............
Transformador monofásico de potencia.
Generador de pulsos para el puente trifásico transisíorizado. .........
Circuito generador de pulsos.
Disparo de dos transistores simultáneos del circuito puente.
Disparo de tres transistores simultáneos del circuito puente ............
CIRCUITOS AUX. DE PROTECCIÓN - POLARIZACIÓN.
Circuito snubber de encendido.
Snubber de apagado.
Circuito snubber de s&bre corriente
Snubber para configuración tipo puente.
Protección de sobre corriente
Circuitos rectificadores de polarización
6
6
6
7
8
9
10
12
14
16
17
17
18
19
19
20
21
22
24
24
24
CAPITULO II . DISEÑO Y COSTRUCCION DE UN CONVERTIDOR
TRIFÁSICO DE 600W 200V 400 Hz.
2.1
Requerimientos técnicos del sistema.
26
2.2
2.2.1 .
2.2.2
2.2.3
2.2.4
2.2.5
2.2.6
2.2.6.1
2.2.6.2
2.2.7.
2.2.8.
2.2.9.
2.3.
2.4.
2.4.1.
2.4.2.
Diseño del inversor trifásico tipo puente transistorizado
Construcción de un transformador trifásico de 400 Hz.
Generación de la onda cuatro niveles con carga L .
Generación de la onda tres niveles carga L .
Determinación de los elementos de potencia del puente ............
transistorizado .
Diseño de los circuitos de disparo y control de los transistores de
potencia
Protección de los transistores, contra sobre corrientes.
Apagar el transistor de potencia Q1.
Suspender las fuentes de alimentación
Red Snubber para el circuito tipo puente.
Protección de sobre voltaje
Disipador de calor
DISEÑO DEL CIRCUITO GENERADOR DE PULSOS PARA EL
DISPARO DE 2 Y 3 TRANSISTORES DE POTENCIA.
26
27
34
36
38
39
41
41
42
44
45
45
46
DISEÑO DEL CIRCUITO RECTIFICADOR MONOFÁSICO TIPO
50
PUENTE SEMICONTROLADO.
Diseno del circuito de control de disparo.
52
Encendido del puente transistorizado y fijación del voltaje nominal del
sistema.
53
2.5.
DISEÑO DEL TRANSFORMADOR MONOFÁSICO DE POT. .........
55
2.6
2.6.1.
2.6.2.
2.6.3.
2.6.3.1
2.6.3.2
2.6.3.3
CIRCUITOS AUXILIARES.
Protección de sobre corriente a la salida
Circuito ON-OFF del circuito
Fuentes de polarización de los circuitos de control
Polarización del circuito de control de disparo trifásico.
Polarización del circuito de control del puente semicontrolado
Fuente de polarización de los circuitos manejadores de base de los
transistores de potencia.
63
63
64
65
65
68
69
CAPITULO ill .- PRUEBAS EXPERIMENTALES.
3.1
RENDIMIENTO DEL TRANSFORMADOR MONOFÁSICO DE
POTENCIA
72
3.2
PRUEBAS DEL RECTIFICADOR SEMICONTROLADO .
73
3.3
3.3.1
3.3.2
PRUEBAS DEL PUENTE TRANSISTORIZADO TRIFÁSICO
Onda 4 NIVELES
Onda 3 NIVELES
75
3.4
3.4.1
3.4.2
PRUEBAS DE RENDIMIENTO DEL EQUiPO .
Onda 4 NIVELES .
Onda 3 NIVELES .
76
3.5
FORMAS DE ONDA DEL INVERSOR.
78
CAPITULO IV .- EVALUACIÓN DE LOS RESULTADOS OBTENIDOS.
4.1
4.2
4.3
4.4
4.5
4.6
ANÁLISIS DE LOS RESULTADOS EXPERIMENTALES.
DESCRIPCIÓN DE LOS ELEMENTOS DE OPERACIÓN Y
PROTECCIÓN
DEL EQUIPO.
OPERACIÓN DEL EQUIPO
CONDICIONES DE INSTALACIÓN DEL EQUIPO.
ESPECIFICACIONES DEFINITIVAS.
ANÁLISIS TÉCNICO ECONÓMICO.
86
87
88
88
89
89
CAPITULO V.- CONCLUSIONES Y RECOMENDACIONES.
5.1.
5.2.
Conclusiones
Recomendaciones
92
93
REFERENCIAS BIBLIOGRÁFICAS
95
ANEXO N° 1 . -
Diagramas circuitaies y placas impresas.
96
ANEXO N° 2 .-
Especificaciones técnicas
97
PROLOGO
Como antecedente se debe destacar que en un importante centro de
mantenimiento aéreo del país, debido a las actividades que allí se efectúan,
requiere la utilización de generadores trifásicos de 400 Hz 200V como por
ejemplo el equipo "HOBART BROTHERS COMPANY" de 60KVA. Este convertidor
es del tipo motor - generador con un motor eléctrico trifásico de 480V 60Hz y
una potencia de 75 KW ; cuando funciona en vacío consumen 15A por fase y
en el encendido ocasiona una corriente de arranque de 125A.
El citado generador tienen como cargas : una sección de motores , bancos de
prueba, laboratorios de instrumentación, electricidad y electrónica . Normalmente el
suministro de energía con 400Hz a los laboratorios no es continuo sino
periódico, donde se efectúa el chequeo y reparación de partes eléctricas o
electrónicas del avión, con baja potencia en el orden de 20W a 100W.
Económicamente, e! costo de operación de este tipo
por la potencia del motor eléctrico , mientras que
eléctrico para estos laboratorios el rendimiento del
relacionando el suministro de energía eléctrica que
consumo de los motores de 60Hz.
de convertidor es muy alto
desde el punto de vista
generador es muy bajo,
requiere la carga y el
Luego de haber descrito esta realidad y como una aplicación de la electrónica
de potencia , se decide trazar como objetivo de esta tesis, el diseño y
construcción de un convertidor electrónico de frecuencia de 60Hz a 400Hz
para el uso apropiado en los laboratorios señalados, con una salida trifásica
de 200V mas el neutro y una potencia de 600W, con la opción de obtener
dos tipos de onda cuasi senoidal de tres y cuatro niveles.
Inicialmente se plantea los fundamentos teóricos indispensables para la mejor
comprensión del conversor implementado, así como de la técnica empleada y
se explica de manera detallada la obtención de los dos tipos de onda.
Luego se explica ei diseño de la parte de ' potencia y de los circuitos de
mando para la conducción de los transistores , que se usan como switches del
inversor, poniendo especial interés en las protecciones del mismo. A
continuación se presentan los resultados experimentales obtenidos a partir de la
operación del equipo, lo cual sirve de base para las conclusiones y recomendaciones generales sobre el tema.
CAPITULO
GENERALIDADES
1.1 INTRODUCCIÓN
1.1.1.FUNDAMENTOS IMPORTANTES
JUNTURA (BJT) [1 ]
DEL
TRANSISTOR
BIPOLAR
DE
Los transistores pueden ser del tipo PNP o NPN, siendo el segundo el más común
y que lo vamos a utilizar en este diseño, aprovechando su característica de trabajo
en la región de saturación o como switch electrónico.
Estructuralmente podemos mencionar que existen dos diferencias importantes con
el resto de transistores:
•
•
El espesor de su e base es mayor, por lo que se determina que la ganancia de
corriente p es pequeño (menor a 15).
El colector de un transistor NPN está compuesto de dos capas con dopaje de
portadores perfectamente identificados N- y N+, llamando a la zona negativa
como "Región de Drift".
Base Y Emisor
N-
Colector
Región Driñ
T
Figura 1.1 Estructura de un BJT de potencia NPN
1.1.2. CARACTERÍSTICAS CAPACITIVAS DEL BJT.
Debido a las características eléctricas se determinan unas capacitancias, principalmente entre el emisor colector y la base emisor, que no permite que se
encienda y apague instantáneamente el transistor. En el proceso de encendido se
produce un retardo porque primero se debe cargar las capacitancias CBE para que
fluya la IB requerida y luego obtener una subida de la corriente del colector a su
valor de encendido, todo esto en un tiempo que depende de la CC-E-
Para el apagado, al transistor se le debe remover las cargas de la base que
mantiene la corriente de saturación lc en un tiempo mínimo de almacenamiento ts y
luego la corriente del colector descenderá en un lapso .que depende de la constante
de tiempo, determinada por la capacitancia de la juntura B~E.
1.1.3. ENCENDIDO DEL BJT [1]
De la magnitud de la corriente del colector depende el valor de la corriente mínima
de base o la menor cantidad de carga almacenada, que debe ser mantenida en el
BJT a fin de ser encendido, con estos antecedente en la figura 1.2 se muestra la
secuencia de encendido y apagado de un transistor de potencia.
Encendido
IB(OKF)
VBE
t'BE
(ON)
VBE (OFF)
'CE
td (on)
trí
tfvl t fv 2
Figura 1.2
ts
t rvl t |v2 t
Encendido y Apagado del BJT
El primer tiempo parcial td(on) se produce al acumularse las cargas en la base hasta
obtener un voltaje VBE aproximado a 0,6 V, instante en el cual la corriente de colector
sube, alcanzando su valor de encendido en un tiempo de retraso trí y al mismo
instante el VCE empieza a descender.
En ttvi se produce la cuasi saturación a medida que la inyección de portadores en la
región Drift se incrementa desde la base. En tfv2 el descenso de VCE es lenta
debido a que desciende la ganancia de corriente (3, entrando así a la región de dura
saturación y por último se llega a la región de saturación completa del transistor.
1.1.4. APAGADO DEL BJT [1]
Se desearía que al disminuir la corriente de base se apague el BJT, pero esto no
sucede, porque el voltaje VBE se mantiene hasta cuando duren las cargas
almacenadas en la base, a pesar que IB = O .
En la práctica, las cargas de la base deben ser extraídas abruptamente por medio
de una corriente negativa controlada por un circuito manejador de base, cuyo
funcionamiento se explica posteriormente. Con este circuito, el proceso de apagado
se inicia cuando el VBE es cambiado a un valor negativo y en consecuencia se
produce una circulación inversa de IB durante un tiempo de almacenamiento ts, la lc
permanece en su valor de estado de encendido; luego de este tiempo el transistor
entra en cuasi saturación cuando el voltaje VCE empieza a decrecer, como se
aprecia en la figura 1.2
Cuando la distribución de carga almacenada y reducida a O en la juntura C-B al final
de la región draift, el voltaje VCE sube lentamente en trvl y el transistor entra en la
región activa normal.
El incremento de la ganancia p hace que el VCE llegue a un valor igual que el de la
fuente con mayor rapidez cuando la lc carga la capacitancia de la juntura C-B en un
tiempo trv2 y la le empieza a caer.
Después de un intervalo de tiempo de caída de corriente en tfl, el neto de la carga
almacenada es removida y la lc = 0. El BJT entra en corto y la capacitancia de la
juntura B-E se carga negativamente con el circuito manejador de base y estaría listo
para el siguiente período de encendido.
1.1.5. ÁREA DE OPERACIÓN SEGURA[1].
Es ía capacidad que tiene un BJT para disipar potencia, cuando por su base fluye
una corriente determinada con el objeto de mantenerlo encendido. Tenemos dos
áreas de operación: Directa e Inversa. La primera en régimen de conducción se
representa en el área de subrayado de la figura 1.3 y ésta puede ampliarse si el
transistor trabaja en pulsos de muy corta duración.
Dentro de esta área de
disipación, el BJT puede trabajar en forma segura la misma que es limitada por los
parámetros lc y VCE que determinan valores de potencia establecidos por el
fabricante.
Tj maax
los
lo
/
IcM
O.OOOOU1- s
Segunda
^^
ruptura
0.00001 s
.
_
—
_ —
-
— ^
:
V1» '
0.0001 s
¿VCR ^ logVce
BV ceo
Figura 1.3 Área de Operación Segura Directa
La curva de operación segura inversa determina la capacidad de manejar
corrientes y voltajes con la juntura B-E polarizados inversamente.
1.1.6. TRANSISTOR DARLINGTON DE POTENCIA
En esta tesis se emplean transistores darlington cuya configuración consta en la
figura 1.4, que se caracteriza por tener ganancias de corriente hpe en saturación
muy baja, en consecuencia se necesita una corriente de base muy alta en el orden
de unidades de amperios.
D2
Ql
R2
Figura 1.4
.01
R1
Conexión Darlington
En esta estructura, el transistor auxiliar QD es el que proporciona la corriente
necesaria a la base del transistor principal QI para su activado y el factor de
amplificación (3 equivalente es igual al producto de los factores de los dos
transistores.
El transistor principa! es eí que actúa directamente con la carga y esta
configuración es encendida y apagada con un circuito que maneja su terminal de
base, semejante al control que se efectúa con un BJT de potencia convencional.
La presencia de las resistencias R-i y R2 disminuyen el tiempo de apagado de los
transistores al descargar las capacitancias existentes B~E y adicional D2 sirve
como un camino directo de la IB negativo para el apagado de QD y en
consecuencia QI. D1 es un diodo de protección en anti-paralelo incorporado en el
transistor para cargas inductivas.
1.2.
MODOS DE FUNCIONAMIENTO DEL SISTEMA
Este equipo puede generar dos tipos de onda que son escogidas por medio de un
selector ubicado en el panel frontal. Una de las ondas es cuasi-senoidal trifásica
de cuatro niveles con una potencia máxima de 600VA 200V a 400 Hz, cuyas
aplicaciones son diversas en aviación.
Figura 1:5 Onda cuasi-senoidal de cuatro niveles.
Con el mismo selector podemos escoger la generación de una onda trifásica
cuasi-senoidal de tres niveles 600VA, 200V, 400Hz. Como se presenta en la
figura 1.6.
Figura 1.6
Onda cuasi-senoidal de tres niveles
1.3. DIAGRAMA EN BLOQUES
El sistema está conformado principalmente de cinco bloques que se describen
según la figura 1.7 y como se detalla a continuación ;
•
•
•
•
Transformador monofásico de potencia .
Fuente de polarización de los circuitos de control.
Circuito rectificador monofásico tipo puente semi-controlado .
Circuito generador de pulsos que activan un circuito puente transistorizado
de potencia.
• Inversor DC - AC trifásico de potencia.
FIJADOR DE VOLTAJE
FUENTE DE
POLARIZACIÓN
Figura 1.7 Diagrama en bloques del sistema
1.4. ANÁLISIS DE LOS BLOQUES FUNCIONALES.
1.4.1. INVERSOR D C - A C TRIFÁSICO DE POTENCIA.
Consiste básicamente de un circuito puente transistorizado como el de la figura
1.8, cuya carga es un transformador trifásico D -Y. Este puente está compuesto
de tres ramales, cada uno tiene un transistor ubicado en la parte superior y otro
en la parte inferior al cual se le aplica un voltaje rectificado E.
E (VDC)
Figura 1.8 Puente trifásico transistorizado
1.4.2. OPERACIÓN BÁSICA DEL CIRCUITO TRANSISTORIZADO.
La manera como se activa los transistores es importante para obtener la forma
de onda en la carga. Con la ayuda gráfica se lo puede explicar de la siguiente
manera:
1.4.2.1. ONDA CUASI-SENOIDAL DE CUATRO NIVELES [3].
En la figura 1.9 se puede apreciar tos siguientes gráficos :
Figura 1,9a: En cualquier instante se activan simultáneamente dos transistores
del puente, controlados desde sus bases, eliminándose por completo la posibilidad
de que se activen dos transistores del mismo ramal, por lo que se produciría un
corto circuito franco. Se tiene un problema en los instantes de conmutación
localizados en ios tiempos : [ O, 1/6, 2/6, 3/6, 4/6, 5/6, 1] T, por lo que se pondrá
énfasis en ¡mplementar circuitos que controlen el inicio y el final de estos pulsos.
En la figura 1.9b : Para los tres primeros pulsos de reloj que compone la onda ;
asociando valores de voltaje y flujos de corrientes, se obtiene un circuito equivalente de la carga para esos instantes.
Figura 1.9c: Se presentan las formas de onda de voltaje que se obtienen en la
carga trifásica del circuito, en base al punto anterior.
CLR
V
En el circuito
generador de pulsos
CLK
B,
B4
B6
1/6T 2/6T 3/6T 4/óT 5/6T
T
Figura 1.9a Diagrama de pulsos aplicados a los transistores de potencia.
t : O - T7S
VAB = '/*
VBC = -'/,£
Figura 1.9 b Circuito equivalente de la carga.
-J5.
E/2
-E/21
-E
VBC
Ve-CA
3/6T
Figura 1.9c Forma de Onda de voltaje en la Carga.
Figura 1.9 Obtención de la onda cuasi-senoidal de 4 niveles
1.4.2.2. ONDA CUASI-SENOIDAL DE TRES NIVELES [3] .
En el gráfico 1.10 se aprecia que en el mismo instante se activan tres
transistores, uno de cada ramal y secuencialmente dos de la posición superior y
uno inferior o viceversa. Al igual que en el caso anterior, en la Figura 1.6 se
presenta el análisis para la obtención de esta onda.
v
O
1/6T 2/6T 3/6T 4/6T 5/óT
Mu ci circuito ¡iuncmOür ikpulsos
T
Figura 1.10a Diagrama de tiempo de pulsos aplicados a los transistores de Potencia.
i: O a T-6
T : 2TV6 a 3t/6
t : Tj6 a 2T/6
VBC = -
VBC =
V=-E
Figura 1.10 b Circuito equivalente en la carga.
VAB
E
-E
VBC
E
J.
'CA
1/61
2/6T 3/6 F 4/6T 5/6T
T
Figura l.lOc Forma de onda de voltaje en la carga.
Figura 1.10 : Obtención de la onda cuasi-senoidal de tres niveles.
1.4.3. TRANSFORMADOR TRIFÁSICO 600VA - 400 HZ
Un transformador para 400 Hz se puede construir tomando en cuenta las
siguientes consideraciones :
10
1.- Relacionando la cuantificación de Neuman de la Ley de Faraday ; establece
que la fem media inducida en una bobina N espiras es :
Emed =
f
ecuación 1.4
N0 B 1CTV
F* = Factor de forma
Esto significa que no se puede dejar de tomar en cuenta la frecuencia, debido a
que se establece el flujo mutuo máximo admisible para la frecuencia o una tensión
dada. Así, los transformadores proyectados para funcionar a una frecuencia
establecida, no pueden funcionar con otra frecuencia sin las correspondientes
variaciones de tensión [4] como se deduce a continuación :
F = 400 Hz
EP
ES
S
IP
ls
f = 60 Hz
Voltaje Primario
Voltaje Secundario
Potencia
Corriente Primaria
Corriente Secundaria
EP'
Es'
S1
IP'
Is'
EP'= EP ce 60/400
ecuación
ecuación
ecuación
ecuación
IP' = s/Ep
IP - Ip'
Sí
i
r— i
— Ip tp
: 1-5
: 1-6
; 1-7
: 1-8
Con esta aclaración podemos construir transformadores a diferentes frecuencias
de trabajo, en base de procedimientos conocidos para aquellos que funcionan a
60Hz.
CONSIDERACIONES GENERALES PARA LA CONSTRUCCIÓN DE UN TRANSFORMADOR .Se mencionan los siguientes aspectos [4] :
Frecuencias .La velocidad de variación del flujo en el circuito magnético 30 I d\. tiene una
influencia predominante en la forma del ciclo de histéresis dinámico. Cuanto más
elevado es el termino dH / dt o de inducción, mas elevada deberá ser la intensidad •
magnetizante. El campo magnético debe ser más elevado para compensar el
efecto de las comentes de Foucault.
11
Espesor de las chapas .Si para una frecuencia de utilización impuesta se desea reducir las corrientes de
Foucalt, es necesario aumentar la resistencia a la circulación de estas corrientes,
o sea elegir un material con reluctancia más elevada o utilizar chapas magnéticas
de menor espesor.
Tensión aplicada .Cuanto más elevada es la tensión de alimentación, mayor es la velocidad de la
variación del flujo y por consiguiente las corrientes de Foucault son más intensas y
el ciclo de histéresis dinámico es más ancho,
Temperatura .Una elevación de la temperatura tiene por consecuencia la disminución de la
inducción de saturación y el aumento de la resistividad eléctrica del material
magnético.
Pérdidas en el circuito magnético .Para magnetizar un núcleo es necesario suministrar cierta energía, debido a que
los materiales ferromagnéticos se oponen a un cambio de estado, hay sensibles
pérdidas de energía que se disipan en calor.
Además, por efecto joule las corrientes de Foucault engendra pérdidas adicionales.
Para un ciclo de histéresis dinámico no podemos afirmar lo que era válido en el
caso del estudio del ciclo de histéresis de un material "estático" ya que la
intensidad del campo en el núcleo es igual en todo instante a la del campo creado
por arrollamiento. Esta última es más elevada ya que la corriente que recorre el
arrollamiento es necesaria no solo para magnetizar sino también para compensar
la producción de las corrientes parásitos de Foucault. Todas estas pérdidas en
conjunto toman el nombre de "pérdidas en el núcleo".
1.4.4. RECTIFICADOR MONOFÁSICO TIPO PUENTE SEMICONTROLADO.
Se elige la construcción de este tipo de rectificador por las siguientes razones :
• Este equipo va a trabajar solamente con 110-120V - 1 Ph
• Es necesario una regulación de voltaje o mantener el valor E indicado en la
figura 1.8 , por posibles variaciones de voltaje de la red de alimentación o
sobrecarga del equipo.
12
CIRCUITO
DE
DISPARO
fusible
G2
G1
-
Cs(td)
C1
220V 60H2
Vr
Co
CF
D2
DI
OV
Figura 1.11 Rectificador monofásico semicontrolado tipo puente.
En el diseño de los conversones estáticos se requiere tomar en cuanta los siguientes aspectos básicos y especificaciones del equipo [5] ;
• Diseño de las redes supresoras de transistores
• Elección apropiada de los disipadores de calor
• Dimensionamiento de ios fusibles y/o disyuntores.
Suponiendo que la corriente media que necesita el puente transistorizado es id,
cada elemento del conversor conducirá esa corriente Id durante medio período de
línea y e! otro medio período permanecerá bloqueado. En consecuencia las
corrientes de cada elemento serán :
ecuación : 1 - 9
ecuación : 1 -10
ecuación : 1 - 11
media — Id / 2
rms
=IdV2
m¿v
= Irms x "V2
El valor máximo de voltaje que deberá soportar cada elemento en estado de
bloqueo es igual ai valor pico máximo de voltaje entre las líneas de alimentación
entregado por el secundario del transformador monofásico de potencia. Por
ejemplo :
Con un 10% de seguridad
2 0 0 x V 2 x 1.1 = 31 Ov
Es importante limitar la velocidad de subida del voltaje aplicado al SCR colocando
una red R-C en paralelo [6]. Un método sencillo para determinar los valores R1 y
C1 sin necesidad de conocer los valores de impedancia del circuito, sino tan solo
13
las características y la corriente que circula por cada tiristor [6]. Se basa en las
siguientes ecuaciones :
C' = 2,5 nF It
A
R' = 2/3 VDRM
ecuación : 1 - 12
ecuación : 1 - 13
ITM
IT
= Corriente media del tiristor
VDRM = Voltaje máximo repetitivo del tiristor
ITM - Corriente máxima en el tiristor
Con estos resultados y en base a las recomendaciones se puede calcular los
valores R y C para las distintas configuraciones del conversor AC - DC [6].
C 1 = 2C'
R2= R ' / 2
ecuación ; 1 - 14
ecuación: 1 - 15
1,4.5. CIRCUITO DE CONTROL DEL RECTIFICADOR PUENTE SEMiCONTROLADO.
A este circuito están acoplados otros que cumplen las siguientes funciones :
* Un circuito
que precise exactamente el valor E , fijando un ángulo de
disparo a los SCR.
• Un circuito temporizado que en el encendido del equipo no permite que se
polarice a este controlador sino en un tiempo mayor a 2.5 m. seg. , con el
objeto de que los pulsos sincronizados que llegan a los transistores de potencia
cumplan al menos un ciclo completo antes de ser aplicados a éstos, debido a
que no sabemos en que condiciones iniciales se encienden los F-F al momento
del activado t < 0.
• Un generador de función rampa que trabaja luego de que es polarizado este
circuito, para que el voltaje rectificado se incremente desde O hasta E, con el
fin de disminuir el 3V / 5t de los transistores de potencia, en el instante de
encendido del equipo.
Este circuito tiene
las siguientes características :
7. Circuito de disparo tipo cosenoidal .Con este circuito efectuamos un control lineal de voltaje a la salida del
rectificador, al realizar la comparación de la parte más lineal de la función
coseno, comprendida en el rango de 40° a 140° con un valor de la variable
14
Ve, obteniéndose un pulso positivo para el disparo de los SCRs con un tiempo de
duración o ángulo de disparo que puede variar también en forma lineal. Estas
funciones se pueden apreciaren la figura 1.12.
Este circuito comparador es un compensador de fase (figura 1.13) cuya función de
transferencia es la siguiente [7]:
_RxP2-XcP2
R(P\Donde R<P2
-lOv
lOy
V Cos Wt
-lOv < V c < lOv
Ve
O
Wt
-lOv
Yo
Wt
Gl
L
Wt
Figura 1.12 Variación del voltaje con referencia cosenoidal.
15
VIN = VS£fS
WT
Figura 1.13 Circuito de disparo
La amplitud de Av es la unidad en todo el margen de frecuencias y el retraso de
fase D viene dado por la fase de Av respecto a la frecuencia [7].
D(w) = - 2 d I dw [arctang (Xw) / P,]
0= 2arctang27ifCP 1
PI = tang (6/2)
2 TI FG
ecuación : 1 -16
En e! circuito anterior se compara la función de muestreo V Cos wt con el valor de Ve que va a variar de - 10V< Vc< OV .
2- Variable de control Vc.Es importante por las siguientes razones :
• Fija exactamente ei valor de E .
• Como variable sirve para realizar una realimentación de voltaje de la salida
del sistema a la entrada, para mantener constante el valor de E .
• En el encendido del equipo, podemos .variar este parámetro como una función
rampa.
1.4.6 TRANSFORMADOR MONOFÁSICO DE POTENCIA .
Se requiere un transformador cuyo devanado primario se energice a I20v - 60Hz
con una potencia mayor 600 VA.
Debe tener un número de devanados
secundarios todos aislados eléctricamente según la figura (1.14), los que se
alimentarán a circuitos rectificadores de voltaje que polarizan a todos los
circuitos que a continuación se detalla :
16
¡I )
! i >—
' -
Generdor de pulsos
"* -
Control de disparo rectf. semicontld
:
Disparo transistor Q1
Disparo transistor Q3
120V-60 H
¡ £
;•-.•
Disparo transistor
Q5
! \o transistores Q2-Q4-Q6
Al rectificador semícontralado
Figura 1.14 Transformador monofásico de potencia y control
1.4.7 GENERADOR DE PULSOS PARA EL PUENTE TRIFÁSICO TRANSISTORIZADO .
De este circuito depende la obtención de las dos formas de onda objeto de esta
tesis , el mismo que consta de los bloques detallados en la figura 1.15.
1.4.7.1 CIRCUITO GENERADOR DE PULSOS .
• Circuito contador en anillo programado .Es un tipo de contador que debe iniciar a la salida de uno de sus F-Fs en
estado 1L y resto de F-Fs en O L [ 8 ] , Esta condición debe cumplirse cuando se
energice inícialmente el circuito, así que es necesario aplicar un preset al contador
en el estado inicial requerido antes de aplicar pulsos al reloj. Una manera sencilla
de hacerlo es aplicando un pulso momentáneo a la entrada DC SET de uno de los
F- F [8] y otra entrada DC Clear del resto de F-Fs.
• Generador de onda controlada por voltaje VCO.Para obtener exactamente la frecuencia deseada , se opta por la posibilidad de
trabajar un generador de pulsos cuadrados controlada por voltaje VCO como es
el SN74LS 629 que se lo calibra a una f - 2400 Hz, puesto que en cada período
de la f = 400 Hz necesitamos 6 pulsos, como se aprecia en las figuras : (1.9) y
(1.10).
17
Q1
Figura 1.15 Generador de pulsos para el puente transistorizado trifásico.
Este tren de pulsos se aplican a los relojes de los F-Fs y a un divisor de la
frecuencia para 6, este último pulso obtenido va a la entrada de un circuito
estable que presenta un pulso de Reset mínimo, que sirve para restablecer las
condiciones iniciales del contador de anillo en cada período de la f = 400 Hz.
• Circuitos amplificadores y opto acopladores .La señal de salida de los seis F-F van circuitos seguidores de voltaje y
entregados individualmente a un opto acoplador. Este elemento permite acoplar
la señal de este circuito que está a nivel de TTL con otros que trabajan a niveles
de voltaje diferentes y altas potencias.
1.4.7.2. DISPARO DE DOS TRANSISTORES SIMULTÁNEOS DEL CIRCUITO
PUENTE.
Asociando el diagrama de tiempo de la figura (1.9a) y el de la figura (1.15) se
precisa la utilización del F-F SN 74 LS74A, que se caracteriza por tener las
siguientes condiciones de operación [9] :
18
PNÍP1 ÍT
COND. PRE
1
2
3
4
5
6
L
H
L
H
H
H
OT rr
CLR
CLK
H
L
L
H
H
H
X
X
X
t
t
L
D
X
X
X
R
L
X
Q
H
L
H t
H
L
Qo
Q
L
H
H t
L
H
Qo
Es necesario que el pulso obtenido a la salida de un F-F debe estar
en fase
con el que llega a la base de su respectivo transistor de potencia. Al activar
dos transistores simultáneamente para obtener la onda de 4 niveles en la carga,
se puede apreciar que la alternativa N° 2 es la única para establecer las
condiciones iniciales de funcionamiento del contador en anillo con CLR = OL
En las alternativas 4 y 5 el contador trabajará normalmente con CLR = 1L.
1.4.7.3. PUENTE DISPARO DE TRES TRANSISTORES SIMULTÁNEOS DEL
CIRCUITO PUENTE.
Como en el numeral anterior, se asocian los diagramas (1.10a) y (1.15) con
el mismo circuito lógico y otras condiciones adicionales que se explicarán
en un próximo tema ; se puede asegurar las condiciones iniciales con CLR = O
y una operación de desarrollo del contador con CLR = 1.
1.5
CIRCUITOS AUXILARES DE PROTECCIÓN Y POLARIZACIÓN
La protección de los BJT en régimen de conmutación es importante, ya que es el
instante crítico de los elementos de potencia, por esta razón se debe utilizar los
circuitos o red Snubber de: encendido, apagado y sobre voltaje, y complementariamente las protecciones de sobre-corriente y elementos disipadores de
temperatura ; la información ampliada de gráficos y resolución matemática se la
encuentra en la referencia [1 ].
El BJT trabajando con ondas cuadradas y altas frecuencias obligadamente está
conectado a inductancias parásitas y en especial a! de la carga, que afectan en el
instante de encendido y apagado. Este fenómeno se aprecia en figura (1.16).
19
L1
u a
'Le
L1: INDUCTAWCIA PARÁSITA
L1
Le: INDUCTAMCIA DE CARGA
Figura 1.16 Inductancias parásitas de un transistor de potencia trabajando a alta
frecuencia.
ic
Encendido
switcheo ideal
• VApagado
K
VCE
Figura 1.17 Curvas de encendido y apagado de los transistores sin protección Snubber
1.5.1 CIRCUITO SNUBBER DE ENCENDIDO [1].
El propósito de este circuito es reducir el 8i / di del transistor al encendido y
además el VCE se reduce al menor valor y en consecuencia su disipación. Esto se
aprecia mejor en los siguientes gráficos :
Figura 1.18 Circuito Snubber de Encendido
20
En la figura (1.16) se presenta los voltajes y corrientes para valores pequeños y
grandes de las inductancias Ls.
Ls grande
Ls pequeño
le
E
VCE
tñ
trf
Figura 1.19 Formas de onda de voltaje y corriente con Snubber de encendido
Para seleccionar el valor RLS se debe considerar el apagado en la que se genera
un sobre voltaje del transistor en un valor igual a :
= 0,1 E.
ecuación : 1-17
RT.S = 0.1 E
Ir
Para obtener el valor Ls se debe considerar el apagado, la corriente en la
inductancia debe tender a cero de modo que la energía se elimine y el circuito esté
listo para el siguiente encendido. Para este objetivo es importante la constante de
tiempo.
Ls / RLS -»
t apagado min>2,3 l_s / RLS
ecuación : 1 - 18
1.5.2 SNUBBER DE APAGADO [1].
Este circuito asegura que el voltaje VcE sig,q en.cero en el transitorio de apagado,
mientras la corriente disminuye, para ello se utiliza el siguiente circuito.
-N
Figura 1.20 Circuito Snubber de apagado
21
Para el diseño de sus elementos se debe considerar previamente que antes del
apagado, la corriente I0 del transistor esta altamente inductiva y el voltaje VCE - 0.
.-4
Al momento del apagado, la lc del BJT decrece con una ai / St, mientras que la
corriente por el capacitor es (I 0 - le), de acuerdo a las siguientes expresiones :
les = lo t
0<t<tfi
tfi
Ves = I Jo' les di
Ves =
lo t2
2 Cs tfi
Si: t = tfi
Ves = E
Cs = lo tfi
2E
ecuación: 1 - 19
Por medio de la figura (1.21) podemos visualizar el tipo de capacitor que debemos
escoger:
le
RBSQA
lo
Vce
Vd
Figura 1.21 Formas de onda y trayectorias durante el apagado
22
Si escoge un valor pequeño a Csi el voltaje del capacitor alcanza el valor de E
antes que la le del transistor sea cero. Pero si Cs > Cs-t el tiempo que se demora
en cargarse hasta- E es mayor que tf¡.
La presencia del capacitor alcanza el tiempo de caída de voltaje de modo que
aparece una energía adicional a ser disipada por el transistor durante el período
de descarga del capacitor. Esta situación se corrige mediante el uso de una Rs en
la cual se disipa la energía acumulada en el capacitor en los instantes de
encendido del transistor.
WR = Ce E¿
ecuación : 1 - 20
Af escoger la resistencia se debe ver que el pico de corriente que lo atraviesa sea
menor que la corriente de recuperación reversa del diodo (Irr) la cual puede limitar
a 0,2 I0.
ecuación : 1 - 21
Ro 0.2 lo
1.5.3 CIRCUITO SNUBBER DE SoBRÉV'OLTÁTE [ 1 ].
Figura 1.22 Circuito Snubber de sobre voltaje
En este caso asumimos que es .posible agrupar todas las inductancias en Lo.
Inicialmente el transistor está conduciendo el voltaje en el capacitor Cov es igual a
E y la corriente a través de Ls es I0. Durante el apagado el transistor se abre a la
energía almacenada en L0 se transfiere a C0v por medio de D0v- Igualando
energías se obtiene:
Cpy Ay
CE.-max -
2
23
Lp le
2
Si tenemos un sobre voltaje de AVCEmax = 0,1 E
Coy = 100 LolnEz ^ ^
ecuación : 1 -22
y en términos de _ = CSi
CQV = /^2QQ x Lo In^Csi
ecuación : 1 - 23
1.5.4 SNUBBER PARA CONFIGURACIÓN TIPO PUENTE [1].
Figura 1.23
Ramal del inversor tipo puente con Snubber
Este circuito contiene en una misma configuración los tres tipos de circuitos
analizados anteriormente y protege a los dos transistores y diodos de recuperación
de cada ramal.
El diseño del circuito Snubber para un ramal del conversor DC - AC tipo puente se
realiza como si se tratara de un Snubber independiente.
1.5.5 PROTECCIÓN DE SOBRE CORRIENTE
Para proteger a los transistores de potencia trabajando a alta frecuencia se
necesita que sea por medios electrónicos y se descarta el uso de fusibles. Este
trabajo lo realiza el circuito de la figura (1.24) en base a la resistencia Re que
es el censor de corriente de carga donde se produce una caída de tensión . Este
valor es comparado con un voltaje de referencia fijado, tomando como base a
la corriente máxima que se permitiría circular por el transistor de potencia.
24
Q4
Figura 1.24 Circuito de protección de sobre corriente en el transistor de potencia.
Si el valor de VRE > Vc, el circuito bloquea al transistor driver , aplicando un
voltaje negativo a la base-con la que dejaría fuera de operación al BJT en caso de
sobre corriente.
1.5.6.- CIRCUITOS RECTIFICADORES DE POLARIZACIÓN .De la figura 1.14, se observa que el transformador monofásico de potencia
entrega voltajes reducidos por medio de los bobinados secundarios que tienen
tap center, el cual será procesado en rectificadores de onda completa ,
filtrados y fijados los voltajes por medio de diodos zener. Dependiendo de la
necesidad de los circuitos a los cuales se polarizará se obtendrán voltajes
positivos+Vcc y voltajes negativos-Vcc con referencia a GND.
En este diseño se requiere cierto número de estos circuitos con voltajes y
corrientes diferentes, por lo son físicamente independientes y aislados
eléctricamente.
25
CAPITULO
II
DISEÑO Y CONSTRUCCIÓN DE UN COVERTIDOR TRIFÁSICO
DE 600 VA 200V - 400 Hz
2.1 REQUERIMIENTOS TÉCNICOS DEL SISTEMA .El objetivo de este trabajo es obtener un convertidor de frecuencia trifásico
con ondas cuasi senoidal de tres y cuatro niveles de amplitud, bajo las
siguientes condiciones y objetivos :
CONDICIONES:
OBJETIVOS
PARA CARGA
V in
F in
No fases
=
1 1 0 - 120v
= 6 0 Hz
=
1
:
Vout
F out
N° fases
Potencia
Forma de onda
=
=
=
=
=
Clase de onda
=
:
200 v
400 Hz
3
600 VA
Cuasi senoidal
- cuatro niveles
- tres niveles
Tipo Resistivo
2.2 DISEÑO DEL INVERSOR DE POTENCIA TRIFÁSICO TIPO PUENTE
TRANSISTORIZADO .
En referencia al gráfico (1.7), este circuito consta de los siguientes bloques
como son :
* Transformador trifásico de potencia.
* Puente trifásico íransistorizado.
* Circuitos de mando y control de los transistores de potencia
* Circuitos y elementos de protección
2.2.] CONSTRUCCIÓN DE UN TRANSFORMADOR TRIFÁSICO DE 400 HZ
La conexión apropiada que podemos dar al transformador trifásico es del
tipo D-Y para acoplar al puente transistorizado.
26
En nuestro medio no existen textos en los que se encuentre
procedimiento para e! escogimiento específico del material
construcción de un transformador monofásico o trifásico
potencia. Por esta razón, se optó por pedir asistencia técnica
de transformadores "ECUATRAN" ( ciudad de Ambato ) y que
procedimiento muy práctico como es el siguiente :
establecido un
y métodos de
de muy baja
en la empresa
consiste de un
• Tomar en cuenta todos los requerimientos del numeral 1.4.3
• Para transformar una fuente de tensión trifásica, se necesita un banco de
tres transformadores como presenta la figura 2.1 . Estos transformadores
individuales tienen los mismos valores nominales de potencia y de tensión
en alta y baja.
• Es muy importante que cada una de sus bobinados sean identificados y
marcados adecuadamente, de manera que el subíndice de número impar
presenta polaridad instantánea positiva en ambos lados de baja y alta
tensión.
hU
H2
Hi
H2
Hi
H2
xi
Fig. 2.1 Tres transformadores monofásicos idénticos y perfectamente marcados
Conexión del transformador trifásico D-Yo
Según la figura 2.1 y con la polaridad establecida se procede a conectar
los tres transformadores monofásicos de acuerdo al esquema de la fig. 2.2
NEUTRO
ia. 2.2 Conexión de un transformador trifásico DYo
El puente trifásico transistorizado entrega un voltaje de 115VRMS al
bobinado primario en configuración
delta
y con una relación de
transformación de 1 ;1 se obtendrá en el bobinado secundario conectado
en estrella, un voltaje trifásico de 200 VRMS con neutro . Este paso se
puede representar vectorialmente de la siguiente manera .
PRIMARIO :
SECUNDARIO :
VAB
=
115
LO°
VXY
=
200 L-30°
V DC
=
115
Ll20°
V YZ =
200 L 90°
V YN =
V CA =
115
L-120 0
V zx
200 L 150°
V ZN = 115 L-120 0
=
V XN
= 115 L 0°
115 L 120°
Importancia del neutro [10].• Por la configuración
estrella del secundario, se puede producir una
distorsión en la forma de onda de tensión cuando esté en vacío o sin
carga, ya que la corriente del tercer armónico se hace preponderante. Esta
situación se corrige proporcionando una línea neutro a tierra.
• Un camino para las corrientes desequilibradas.
• Un medio por el cual puede proporcionarse un servicio eléctrico doble,
tanto la tensión trifásica superior para las potencias y cargas de motores
mayores como una tensión
monofásica inferior para las cargas
monofásicas.
• Un medio por el cual las tensiones de fase se equilibran
las tensiones de línea.
en relación con
En función del voltaje rectificado E, se determinan los voltajes eficaces para
los dos tipos de onda :
VRMS (ONDA 4 NIVELES) - (1 / \'2) E
VRMS (ONDA 3 NIVELES) = (V2 / V3) E
Para el caso extremo :
E =
E
La potencia
•
=
Vmax
=
162,6 V *
115V * V 2
163V
de cada transformador monofásico será :
Ejemplo el transformador monofásico A:
28
600VA
SA - —
=
200 VA
1.- La fuerza contra electromotriz es:
£
=
K E medio
£ =
K ( 4 f N B A 1 0
K : Factor de forma de la onda
K
=
E a f ic a x
!
E m e d io
8
)
ecuación : 2.1
•
ecuación : 2.2
1/ \
Para la onda 4 niveles:
K =
Para la onda 4 niveles :
K =
=
1.066
2 / 3
De los dos valores se escoge 1.066 para obtener el mayor valor de A
Luego:
£ =
4.264 f
N B A
10 8
2.- En la Empresa "Ecuatran " se consigue el material para el núcleo del
tipo "Numetal" cuyas características se presentan en el Anexo 2.1 y se
recomienda que B = 6.650 Gaus, W = 6.75 g r / c c y una relación V /
vueltas = 1.6
El área del núcleo es :
E ! N
A =
~
4,264 xfx B
•1.6
A =
=
14.2
cirr
4,264 x 400 x 6650
3.- El tipo de construcción del núcleo, se decide por el acorazado que
es el más conveniente para el caso y fácil de construir por el tipo de
láminas obtenidas , según se muestra en la figura 2.3
Figura 2.3 Núcleo tipo acorazado
4,-
Para este tipo de transformadores se' acostumbra
concéntricos como el de la siguiente figura:
Ns
Np
Np
usar arrollamientos
Ns
bt
Figura 2.4 .- Disposición física concéntrica de los bobinados
Los datos constructivos del transformador
Input
Output
Potencia
Conexión
Tipo
V/vuelta
115 VRMS
200 VRMS
600 VA
D-Y
estructura tipo núcleo
1.6 V/ vuelta
30
son :
5.- Número de espiras del primario
Np = 1 1 5 / 1 . 6 = 72 vueltas
6,- Número de espiras del secundario
Ns = 2 0 0 / V 3 = 72 vueltas
1.6
Del anexo N° 2.2 se aprecia que J = 2.8A/cm 2
7.- Corriente del primario:
3 x Ip x115V = 600 VA
ip
=
1,739 A
8.- Corriente del secundario :
^3 x Is x 200 V = 600 VA
Is
= 1,739 A
9,- Área de! conductor primario - secundario ;
Secc = 1,739 / 2.8
=0,62 mm2
Este dato determina el calibre del alambre N° 21 AWG , cobre esmaltado.
10,-Area ocupada por el bobinado primario: 0,4105 mm"x72 -
29,55 mm2
11.- Espesor del molde de la bobina: 4.5 mm
12.-Altitud déla bobina: 72x0,7229x1,03 ~ 53,61 mm
13.-Altura de! núcleo
:
53,61 + 4,5
14.- Número de capas del primario:
1
15.- Perímetro de cada bobina
2x7
=
16. Pérdidas en el Cu del Primario y
=
58,11 mm
+ 2 x 2 =
18 cm
Secundario
Resistencia del alambre N°21 AWG :
R = (1.7241X 106x 1 8 x 7 2 ) / 0,04105
PR = ! 2 x R = (1,74) 2 x 0.54W
PR = 1.633W
17. Pérdidas total de Cu en las tres fases :
3 x 1,633x2 = 9,798 W
18. Dimensiones del núcleo :
A = 8p cm
B = 3 cm
C = 2 cm
D = 7 cm
E = 2 cm
19. Pérdidas en el núcleo;
Volumen del núcleo = 3 x 0,95 x (14,2) x 8,15 = 329,709 cm3
Peso = 329,709x6,75 = 2.225,53 g = 2,22 Kg
Del Anexo No. 2.1 se obtiene que para 7.000 gaus => 2,54 W / Kg
a ; Potencia Hierro = 5,652 W
Pérdidas en las placas del yugo :
V = 2 x 7 x 1 x 0,95(20 + 8,5) cm3
Peso = 379,05x6,75
Peso = 2558,6 g
Peso = 2,558 Kg
Flujo en las chapas del yugo:
7000 x — = 3450g¿n¿y
14,2
6
Del anexo No.2.1 se obtiene que para 3450 gaus
Potencia = 2,56 x 2,38 W
Potencia = 6,098 W
b ) Pérdida total del Núcleo:
P = 5,652+ 6,098 W
P = 11,75 W
32
@ 2,38 W/Kg
Añadiendo un 10 % por pérdidas = 12,92 W
20. Pérdida Total Cu + Hierro:
Pérdida Total Cu + Hierro = 9,798 + 12,92 = 22,718 W
21. Eficiencia:
Eficiencia =
( 6 0 0 ) 7 ( 6 0 0 + 2 2 , 7 1 8 ) = 96,3%
%Pruebas del transformador
Las pruebas se realizan Individualmente para cada transformador monofásico ,
como son básicamente las pruebas de cortocircuito y circuito abierto trabajando a
60 Hz.
Se obtuvo los siguientes resultados referidos al secundario de cada transformador:
.
PRUEBA
ler. TRANSISTOR
2do. TRANSISTOR
3er. TRANSISTOR
Circuito abierto
V p =10,7V
P = 13W
1 = 0,1 A
P = 13W
1 = 0,11 A
P=12W
Corto circuito
P=10,7W
P=11,3W
P=11,2W
V= 3V
1 = 3,1 A
I = 3,4 A
I = 3,3 A
Z=—
i = 0,96Q
3
I = 0,9 A
\e estos datos obtenemos los siguientes parám
e = arcCo¿\^=- =73,04°
= ZSen73,04° = 0,
Xe = wLe
2x60
Ip
2.2.2
23S9
GENERACIÓN DE LA ONDA CUATRO NIVELES CON. CARGA L
En el gráfico N° 1.8 se observa el flujo de corriente hacia el tranformador
conectado como carga del puente transistorizado, para obtener los gráficos de
la figura 2.5 con los cuales podemos realizar el siguiente análisis :
Vms(pnda
cuatro niveles)——¿= E
V2
VRMS = H5V
ecuación. 2.4
E = V2x115V = 163V
La corriente de fase que se alimenta desde el puente transistorizado a la carga
inductiva conectada en delta, se expresa así:
IRMS (cada carga) = 600 / 3x115 = 1,74 A
Por definición general tenemos : i = Et
L
Observando la figura 2.5 , para t - 2T/6 y reemplazando en la ecuación de!
segundo lapaso, tenemos que :
lAB = Imáx = E/ 2L [ 2T/6 +T/6 ]
Luego :
E =
= E X / 4L
T - 1/F
4 L F Imáx
La corriente IAB en cada uno de los seis lapso componentes del periodo será :
IAB = E t/L
O
IAB « E/2L [ t+ 1T/6 ]
-T-^6
6
IAB
-E/2L [t- 5 T / 6 ]
34
-T
6
IAB = - E / L [ t - 4 T / 6 ]
-T~>-T
IAB = - E / 2 L [ t - 4 T / 6 ]
-T^-T
6
6
IAB = E / 2L [t- T]
-T-+T
6
Se determinó que :
Imáx = E / 4LF
ecuación : 2.5
Consecuentemente el valor RMS de la corriente IAB , será la siguiente expresión :
IRMS(AB)
= íj;( 8 / 2 7 ) Imáx
Sabemos que :
IRMS =
1,74 A
Luego;
l MA x =
3,196 A
L = E / 4 F Imáx
L =
ecuación : 2.6
ecuación; 2.7
163 / 4 x 4 0 0 x 3 . 1 9 6
L = 31,87 mH
La corriente de fase "A" que ingresa a la carga inductiva es ¡A = ¡AB — ¡CA,
determinándose que la IMAX en esta fase es = 3,196 A y la corriente máxima con la
que debe abastecer el transistor Q-i trabajamdo en la generación de una onda
cuatro niveles será:
I/6T
2/6 T
3/6 T
4/6 T
^v.
IMAX
IBC
IMAX
IOA
f.
Figura 2.5
Generación de la Onda cuatro niveles. Carga L
2.2.3. GENERACIÓN DE LA ONDA TRES NIVELES. CARGA L
De las curvas del gráfico 2.6 se obtiene los siguientes valores:
\
ecuación :2.8
tres niveles) = —~ E
36
Si el voltaje RMS a la salida del puente transistorizado es 115 V
E =
Corriente en la carga es
115 V(3/2)
I RMS =
= 141 VDC
600
3 x 115
=
1,74 A
Con referencia al gráfico 1,8 y a las figuras del gráfico 2.6, la función de la corriente
IAB en todo ei periodo, está expresada así:
lAB = (E/L)t - lomáx
IAB =
O -» 2/6 T
lo máx
2/6 T ~> 3/6T
IAB = - (E /L) t + lo máx
3/6 T -> 5/6T
IAB = - lo máx
5/6 T -* 6/6T
Donde para t - 2T / 6, la IAB = lo máx y reemplazando en su ecuación témenos :
lAB = lo máx = CE/L)2T/6 - lomáx
lo máx = E / 6 LF
ecuación ; 2.9
ecuación : 2.10
loMAX - 2,34 A
L = E / ( 6 F lomáx)
L =
ecuación : 2.11
141
25,1 mH
6x400x2.34
La corriente máxima que debe circular por un transistor del puente trifásico para
este tipo de onda y en un determinado lapso , es la suma de las corrientes que
circulan por los otros dos transistores ubicados en el lado opuesto de los otros
ramales, entoces para ei transistor Q1 tenemos que ;
I CQI = 2 Imáx = 4,68 A
37
1/fiT
2/ííT
3/6 T
4/6 T
:'6T
T
>MA.\1
IBC
Uu ~ UB -
MAN
~ 'MAX
Figura
2.6
O
Generación de la onda tres niveles. Carca
L.
C3
2.2.4. DETERMINACIÓN DE LOS ELEMENTOS DE POTENCIA DEL PUENTE
TRANSISTOR1ZADO.
Para dimensionar los elementos de potencia se toma como referencia los valores
máximos de corrientes y voltajes determinados anteriormente.
De la generación de onda de tres niveles carga L concluimos que la corriente
máxima que deben soportar los transistores de potencia y diodos de conmutación
es de 4.66 A, por lo que con fines de dimensionamiento, el elemento debe
soportar por lo menos tres veces más de lo indicado.
Con respecto al voltaje, el peor de los casos se da para cuando los capacitores de
los circuitos Snubber se cargan hasta el doble de la fuente DC de voltaje E, por lo
38
que se recomienda escoger un transistor y diodo para un valor de 2,5 E por
seguridad.
Estos elementos deben tener tiempos de respuesta mucho mayores a 2,5 mseg
para una relación de trabajo de 0,33. Luego de lo establecido los transistores de
potencia BJT son de configuración Darlington, por lo que se elige a NTE98 y como
diodo de conmutación a! NTE506, cuyas características y especificaciones
técnicas se adjuntan en los Anexos 2.3 y 2.4 respectivamente.
2.2.5. DISEÑO DE LOS CIRCUITOS DE DISPARO Y CONTROL DE LOS
TRANSISTORES DE POTENCIA.
En el Diagrama N°1 se presenta : el circuito de disparo del puente
do de potencia.
En este diagrama se describe
transistoriza-
las siguientes características ;
•
Cada transistor de potencia tiene un circuito de control y polarización individual
con voltajes : + 12 V , - 3 V , GND
•
Amplifica ía señal enviada desde e! circuito generador de pulsos por medio de
opto acopladores y lo procesa con fines de control.
•
Tiene un circuito driver manejador de base.
•
Se puede controlar la relación de trabajo para evitar cortocircuitos en los
puntos de conmutación explicados en el numeral (1.4.2.)
•
Se ejerce un control de sobrecorriente.
En el Anexo 2.5 tenemos las características opto acoplador NTE3044 y se
determinó que para ld - 40 mA , lc = 30 mA , VCE = 0,6 V
T = 390 Q , 1/2 W
Variación de la Relación de Trabajo del Pulso de Control,
Aprovechando la característica capacitiva C - E del opto transistor que en vez de
producirse un flanco (-) del pulso V¡ se da una curvatura de descarga con un
tiempo de demora de 0,02 m seg, el cual se puede comparar con el valor Vs que
es regulado con el potenciómetro P1 y se consigue disminuir la relación dve trabajo
del pulso en la salida V-i , en un tiempo máximo Td que es suficiente para evitar
39
cruces de conducción entre los transistores que operan en la misma rama del
puente trifásico. En otras palabras se crea "un tiempo muerto" Td de la onda V-j
como se presenta en la figura 2.7
Vd
12V
Vi
0,6
td
12V
VI
-3 V
Figura 2.7 ' Control de tiempo de activado del BJT
Circuito Manejador de Base del BJT
La señal V-j se obtiene de un comparador LM324 (sus características las
encontramos en el Anexo 2.6), del cual se puede obtener ondas cuadradas con
flancos positivos y negativos perpendiculares. Esta señal se aplica a un circuito
amplificador de corriente del tipo par complementario, funcionando en región
activa norma! conformado por los transistores J-\ T2 que manejan el encendido y
apagado del transistor darlintong Q-i (este circuito es tomado de la referencia [ 1 ]).
Por recomendaciones específicas en [1], la corriente de base mínima para que
un transistor de potencia trabaje en la región de saturación debe ser igual a :
(1,5*2)^-
ecuación : 2-12
Observando las especificaciones de! transistor dariingtong NTE98 del Anexo 2.3
tenemos que :
40
Los transistores T-i y T2 son respectivamente el ECG1
especificaciones técnicas ubicadas en el Anexo N° 2. 7
y ECG193 con
Dr "
-
VCE(TI}
en el encendido = 2 V.
en el encendido - 1.2V.
12 — 2K — 1 2K
- 8,8F
Rc = --—:—
Normalizado : R =
En el instante en el que V1 pasa a ser negativo, el transistor Q-i debería
apagarse en ese mismo instante, pero no sucede así por existir la característica
capacitiva BE, como se explicó en el numeral ( 1.4.2 ) . Luego es necesario
que se produzca una extracción abrupta de estas cargas, que se io puede realizar
por medio del transistor T2 que en ese instante está activado y es llevado a una
fuente negativa de un valor inferior al VBE especificado en Q-j.
2.2.6. PROTECCIÓN DE LOS TRANSISTORES
SOBRE CORRIENTES.
DE POTENCIA
CONTRA
Básicamente el funcionamiento de esta protección se efectúa a partir de un
circuito operaciona! U^ que compara el voltaje de referencia V2 cuyo valor es
determinado por la caída de tensión que se produce en una resistencia de
sondeo Re al circular una corriente máxima que podemos permitir pasar por
el transistor de potencia . Por io que. si VRe > V2 , a la salida del
comparador U3 tenemos un nivel positivo. A partir del cual se aplica dos
circuitos de protección de sobre corriente con los siguientes criterios :
2.2.6.1 APAGAR EL TRANSISTOR
DE POTENCIA Q1.
La amplitud de esta señal se controla con un potenciómetro R3 y es invertida en
el amplificador U2, para tener un voltaje V6 y V7 negativo en la bases de
T1 y Q1 respectivamente, logrando su apagado instantáneo.
Se precisa que :
7r(^n/;zox = 5 A
Re = 0.18
El divisor de voltaje conformado por R4 y RS esta tomando de la fuente -3V, ya
que la referencia (GND)
de este circuito está ubicada en el emisor del
transistor Q-j. Para los circuitos que activan los transistores de potencia Q2) Q4 y
Q6 según el diagrama citado el divisor se lo toma de la fuente +12V.
VRE = 0.18x5 = 0.9
0,9 =
Rx3l'
R4 = 2 . 3 R 5
R4 - 23 KQ 0.25W
R4 = 10 KQ 025W
Para los transistores pares ;
R14 = 12.33R15
R14 = 120 KQ 0.25W
R15 = 10 KQ 0,25W
R2 y R3 = 10 Ka 0.25W
Para visualizar el instante de falla se utiliza un diodo Led ECG3003 cuyas características se adjuntan en el Anexo 2. 8.
JJ
2.2.6.2. SUSPENDER
LAS FUENTES DE ALIMENTACIÓN.
Con esta seña! se activa también el opto transistor OT1 con el objetivo de
desconectar instantáneamente la fuente continua E, ya que este elemento
aplica un pulso positivo en la entrada del circuito mono estable, conformado
por un timer 555 (ver el Diagrama N° 2 , que presenta el circuito censor de
sobre corriente de los transistores de potencia S.C.) y la salida se obtiene
un pulso positivo con un tiempo de duración suficiente con el que se
puede activar al transistor T7 y en consecuencia a la bobina del contactor
Cs , abriendo un contacto normalmente cerrado ubicado entre la fuente E y
el puente transistorizado.
En este instante se activa también el contactor C1 que tiene uno de sus contactos NC en el circuito ON - OFF de! sistema, precediéndose a desactivar totalmente el equipo.
Esta secuencia es importante , puesto que en el instante de apagado del
equipo no podríamos predecir la transición que tomarán los pulsos aplicados
al puente de potencia hasta que todas las fuentes lleguen a OV. Por esta razón
también se ubica el pulsante de apagado OFF del equipo en paralelo con los
opto transistores que llegan a este circuito.
Sus valores se determinan de la siguiente manera :
Del Anexo 2.5 , e! opto acoplador ECG 3044 se consideran los siguientes:
lc(on) = 10mA @
Vcc
VCE = OV
- VE
R50 =
le
26V - 5V
R50 =
10 mA
R50 *
2,2 K c¿ ,
R51 =
R51 R51 *
0.25W
VE / IE
5 /
10mA
470a , 0.25 W
Rz
Rz
Rz
=
=
*
Vcc - 5 V / iz
26 V- 5 V / 80 mA
220 £ , 2 W
R53
R53
R53
=
=
-
Ve- 0.6 V / 1B(T1)
5 V- 0.6 V / 60 mA
69 £ , 2 W
2.2.7. RED SNUBBER PARA EL CIRCUITO TIPO PUENTE.
En la figura (1.20) se resumen las protecciones tipo Snubber
para un circuito
transistotrizado tratados en el numeral 1,5. Para tal efecto, se tomará en cuenta
los valores de corriente y voltaje críticos determinados anteriormente.
f=400 Hz.
Relación de trabajo = 0,5
lo = 4,68 A, E = 163V
t off = t (off state)= 0,125 m seg.
t f¡ = 2 m seg .
De la ecuación 1.17
Rs = 0 , 1 x 1 6 3 7 4,68
Rs = 3,48 Q 76W
En nuestro medio se puede conseguir dos resistencias de 8 W - 40 W que se
pueden colocar en paralelo y ser equivalentes a! valor especificado para RS.
De la ecuación 1.18
toff. x. Rs
Ls <2,3
L s < 0,189 mH
luego
De la ecuación 1.19
CSI =
Ls = 95,2 p.H
l
CS1 = 4 } 6 8 x 2 x 1 0 ' 3 / 2x163 =
Csi = 33 uF - 400V
De la ecuación 1.2.1
Ro = E / 0,2 x lo
Ro =
Ro
163 / 0,2 x 4,68
= 150,3 Q
•*- RO ~
44
2
PRO = 0,033 x 1 0 3 x (163) 2 x400 / 2
PRO - 0,25 W
R 0 = 150 W, 0,25 W
De la ecuación 1.22
C0 =
-5—
Cs = 7,99 uf
C s = 10 uf , 400 V
2.2.8. PROTECCIÓN DE SOBREVOLTAJE VCE.
Otra alternativa de protección contra sobre voltaje de los transistores de potencia
es colocar un diodo zener de valor (2 a 3) x E conectado ai emisor - colector, con
el fin de que todo voltaje excedido al valor máximo especificado por el BJT sea
recortado por este semiconductor a un valor de 400 V colocando dos diodos
zener ECG 5166 .
En el Diagrama N°3 se presenta conjuntamente las protecciones Snubber y sobre
voltaje de un ramal del puente trifásico.
2.2.9. DISIPADOR DE CALOR.
Los problemas térmicos son los más importantes que afectan a los
semiconductores. Puede afirmarse sin temor a exagerar que la mayoría de fallas
encontradas son debido a temperatura excesiva en las uniones.
A pesar de no existir fórmulas de diseño fijos que proporcionen las
especificaciones de los disipadores para determinada aplicación, existen unos
puntos que se deben tomar en cuenta [12] para seleccionar el tipo de disipador,
que en resumen se refieren a la resistencia térmica del disipador:
• La eliminación por conducción desde el material usado que depende de su
estructura y de la mayor superficie en contacto con el ambiente.
• La eliminación de temperatura por radiación (se aconseja que el acabado del
disipador sea de color negro mate).
• La eliminación de temperatura por convección pura que depende de la
diferencia de temperatura entre el aire y el disipador.
La combinación de estos caminos de eliminación del calor es lo que se conoce
como coeficientes de expansión térmica (d) que para material de aluminio es :
45
3 mW / cm¿
Luego de la selección de los disipadores térmicos que requieren ios tiristores,
diodos y transistores, los que contribuyen a ios conversores estáticos del equipo
construido, se ha utilizado las referencias expuestas anteriormente y ciertos
resultados experimentales como monogramas necesarios para su dimensionamiento que al contrario nuestro mercado local carece de estos datos.
En la práctica, tomando en cuenta cómo se puede ensamblar en la placa del
circuito impreso, se ha escogido disipadores de Al con aletas verticales, cuya
forma y dimensiones garantizan un adecuado enfriamiento por convección natural
y una resistencia térmica razonable de la forma que se presenta en la figura 2.9.
Donde : A = 5,8 cm
B = 5,1 cm
E = 2,9 cm
C = 6 cm
Figura 2.9 Forma y dimensiones de los disipadores térmicos.
2.3.
DISEÑO DEL CIRCUITO GENERADOR DE PULSOS
DISPARO DE 2 Y 3 TRANSISTORES DE POTENCIA.
PARA
EL
Con referencia a la figura 1-15 y continuando con lo planteado en el numeral
1.4.7, se necesita que el circuito esté polarizado con una fuente de+5V, yaque
trabaja con elementos lógicos TTL.
El Diagrama N°4 presenta: el generador de pulsos para el puente transistorizado
G.P, en el cual podemos ver el desarrollo de este diseño.
En una de las curvas características del VCO 74L5629 de la figura (2-10)
podemos determinar por interpolación el valor del capacitor ( C21 = 0,02 pF ) que
hace que genere pulsos cuadrados a una frecuencia cercana a 2.400 Hz ; pero al
46
conectar un potenciómetro de 50 Ko a! pin CONT FREC, se logra precisar con
exactitud esta frecuencia y con 2,8 V como señal de control.
'LM24. '[.M2P., 'LS6M
OUTIMJT PREOUPNCY
vi
EXTEBNAL CAPACITANCF
.-.L.,-I_
K I - H jo-? 10-6 10
5
•"' Cnnacitaiicrí - T
Figura 2-10 Función F(C)
La frecuencia obtenida es aplicada directamente a los relojes de los F-F y
dividida por 6 en el c.i. ECG4022 con características indicadas en e! anexo N°
2.10. Los pulsos de 400 Hz pasan por el circuito aestable, obteniéndose un
pulso con flanco (-) que se aplica a los CLR del anillo, asegurándose las
condiciones iniciales con las que deben trabajar los F-Fs en (t = 0) en cada
período de la f = 4 0 0 H z como se aprecia en la Figura2.11.
VCO (out)
F=2400 Hz.
-5-6
r
5V5t
Figura 2-11 Ondas obtenidas a l a salida del VCO, divisor de frecuencia y
circuito aestabie.
47
El "Selector N°2" permite cambiar la estructura del anillo de F-Fs haciendo
activar dos o tres transistores de potencia y en cada caso las condiciones
iniciales (c.i) son diferentes . Para este propósito se utiliza ei flip flop
SN74LS74A con características establecidas en el Anexo 2.11.
Cuando el CLR = 1 y PRE = Vcc se produce una transferencia de datos desde
la salida de cada F-F a ía entrada de otro contiguo, de acuerdo a los pulsos de
reloj que en este caso son 6 en un tiempo de 2,5 m seg. Como se visualiza en los
siguientes cuadros ;
• Desplazamiento de pulsos para ei activado de 2 transistores según la figura
1.12.
CLK
C.I.
1°
Oí
3C
4°
?°
t = 2,5 mseg.
6°
O UT
FF3
0
FF4
FF1
1
1
1
0
FF2
0
0
0
0
0
0
0
0
3
1
n
0
0
0
0
0
1
1
0
0
1
]
0
FF5
0
0
0
0
0
i
1
FF6
1
1
0
0
0
0
1
Figura 2-12 : Estado de los F-Fs para el activado de dos transistores.
Cuando CLR = 1 y PRE = Vcc , se observa que cada
activado continuamente durante dos pulsos de reloj.
F-F se encuentra
Si CLR =1
, PRE = Vcc en un tiempo tendiendo a O, se establecen las
condiciones iniciales con los FF : 2, 3, 4 y 5, con un nivel OL fijado en la salida Q,
mientras que el F-F 1 y 6 con un nivel 1L en su salida Q.
Para cerrar el Lazo desde el FF6 al FF1 se lo hace por medio de un inversor
lógico para igualarlos a los otros F-F, que tienen normalizada la entrada D y
salida Q.
• Desplazamiento de pulsos para el activado de 3 transistores.
El análisis anterior se aplica para este caso, y lo más importante es que para
los dos casos se utiliza todos los elementos del circuito y los cambios circuitales
que se requieren, se efectúan
por medio de un switch de dos posiciones
"SELECT 2" instalado en ei circuito selector de onda y encendido "S.O.", por
estar ubicado en la parte frontal del equipo.
48
OUT
CLK
C.I.
1°
2°
3°
4°
t = 2,5 m seg.
KF1
1
1
1
1
KF2
0
0
1
0
0
0
FF4
1
1
.1
1
1
0
0
5°
6°
FF3
0
0
0
0
0
0
0
0
1
1
1
FF5
0
1
0
0
0
1
1
FF6
1
1
1
0
0
0
1
Figura 2-13 : Estado de los FFs para el activado de tres transistores.
De la salida de cada F-F pasa a un circuito amplificador de comente que alimenta
al diodo de un opto transistor en serie con un led que permite visualizar el
funcionamiento de las F-F(s).
Con el propósito de prueba y para visualizar el funcionamiento del circuito se
ubica un selector "SELECT3" al cual se le puede aplicar en uno de sus
contactos un generedor de pulsos de 10Hz.
Délos Anexos 2.5 y 2.8 se consideran los siguientes valores :
Led ECG3003 VF = 2.2V @ IF = 35 mA
Opto NTE3044 VF = 2V
@ IF = 40 mA
Puesto que estos dos elementos están enserie y para asegurar el activado del
opto acoplador se considera que: I = 30 mA , VF (led) -1.2V y VF(opt) = 2V
VCC -
R21
VF(led)- VF(opt)
=
30 mA
5V - 1.2 V - 2V
R21 =
30 mA
68 Q
R21
0.25 W
VCC -
R22
VCE(ON)
=
14 mA
5V - 0.2 V
R21 =
14 mA
49
R21 =
2.4.
330 Q
0.25 W
DISEÑO DEL CIRCUITO RECTIFICADOR MONOFÁSICO TIPO PUENTE
SEMICONTROLADO.
En ios numerales 2.2.2. y 2.2.3 se determinó la I máxima que va a circular por un
transistor a plena carga es de 4,68 A, pero por motivo de diseño, a este valor
debemos darle un margen de seguridad, y es así que la fuente entregará una
corriente directa Id =10Á, con la que procedemos a dimensionar los elementos del
puente rectificador semicontrolador presentado en la Figura 1.11.
La corriente de cada elemento es ;
Id
— = 5AId
I max= 10 A.
E! voltaje a la salida de! rectificador es :
E = Va = Vdo(1 - Cos a)
Vdo = Vs V 2 x (2/n)
ecuación : 2-13
ecuación : 2-14
Va= 163 V
Vs = Voltaje RMS en el secundario del transformador
163 = Vs x 0,9 x (1 - Cos a )
Ecuación : 2-15
El valor del ángulo para el disparo lo tomamos dentro de un rango en el que la
función coseno tiende a ser linea!, esto es desde 40° a 140°.
a = 80°
163
0,9(1-(,tty.80°)
Vs = 220 V.
50
Los elementos semi conductores deben tener las características mínimas
VoRM-311 V x 1 , 1 - 342,1 v.
Por seguridad se escogen los siguientes elementos ;
El tiristor ECG 59 25
20 A - 600 V
El diodo ECG 55 59
20 A - 600 V
ver Anexo 2.12
De la ecuación 1-12 :
nF
Id
A
2
C = 2,5x—-x—C'= 12,5 nF
C322 - 0,02 uF-600 V
De la ecuación 1-13
R=-
I max
2 342,1
R=-x
~
3
10
R'= R322 = 22,80 Q
R322 = 1 1 0
R322 - 1 0 Q - 0 , 25 W
El filtro capacitor CF se dimensiona de la siguiente relación
c=
E 163
= - = - = 16,30
r = % en rizado = 5%
f= 120 Hz
51
r~< ,
2^3*163*120*0,05(1 + 0,
C = C F = 2.716,5 uF,
Luego :
C F = 3.300 uF - 500 V DC
Paralelo a CF se conecta una resistencia de 5.200 Q - 5 W en paralelo, con el
propósito de que la energía almacenada pueda disiparse adecuadamente en R
cuando el equipo se apague.
2.4.1. DISEÑO DEL CIRCUITO DE CONTROL DE DISPARO DE LOS SCR.
El circuito es alimentado por una fuente de ± 12 V y su referencia GND está
conectado al terminal positivo E y su funcionamiento es según se presenta en el
Diagrama N°5 ( Del circuito de disparo del puente rectificador semicontrolado
R.S.)
T°
1
/ ¿D ' O "\e la ecuación 1-16
R=
27r.fC}
d = C31 = 0,1 uf
C = 80°
f=6GHz.
P! = R305 = 22.255 Q
PI es un potenciómetro de 50 K Q con el que se fijará exactamente el desfasaje
en 90° de la seña! de entrada y salida del operacional U1A.
VJN es una señal de muestreo del voltaje secundario del transformador (220 V) en
el circuito de disparo :
V|N = 10 Sen Wt.
R302 * 18V
Por tanto;
10V =
R301 + R302
R302 = 10 Ka - 0,25 W
R301 = 15 Ka - 0,25 W.
52
De la salida de U2 se aplica al Gate del SCR por medio de un amplificador de
corriente :
IG = 40 mA.
VGj=1,5V.
12 -0.6 - 1.5
Por tanto ;
RG =
40mA
R G = R313 s 270 a - 0,5 W
La resistencia dei emisor de T1
Re =
0.036,4
= 40 9
= R314 = 47 a - 0 , 5 W
En este diagrama tenemos el selector "SELEC4" cuya presencia es por
motivo
de prueba , para fijar manualmente el valor de E por medio del
potenciómetro R325 . En la otra posición permite el paso de Ve con variación
tipo rampa .
En relación a la ecuación 2-13 podemos decir que en el encendido de los SCRs
inicia en ( a = 0 ° ) y el valor de E crece de O V a 163 V en un tiempo determinado.
2.4.2. ENCENDIDO DEL PUENTE TRANSISTORIZADO Y FIJACIÓN DEL
VOLTAJE NOMINAL DEL SISTEMA.
La aplicación deí voltaje E a! puente transistorizado debe ser tomando en
cuenta dos detalles :
•
Dando un tiempo de espera o asegurando que los pulsos aplicados a
los
transistores de potencia sean estrictamente los establecidos en los
gráficos N°2-12 y N°2-13.
•
Aplicar e! voltaje E según la variación de una seña! rampa, evitando
una activación instantánea y violenta de los transistores de potencia
En el Diagrama N°5 se ubica un circuito temporizado , el cual permite
aplicar la fuente Vcc-12V a! circuito de disparo luego de 10 segundos de
ser encendido e] sistema; por lo que antes de este tiempo el circuito no
trabajará,
El tiempo es fijado por una red RC en la que R220 = 10Ko y C220 = 100uF
que son elementos de un circuito comparador conformado por un c.i. MC 1741
ilega a activar a un relé de 12V.
En el Diagrama N° 6 (Circuito de activado del puente transistorizado y selector de onda S.O.) se puede resumir por el diagrama de bloques de la Fig 2-14.
REF.
•función
-FC-t:>=
f-ampa
-a±t-b
VcC-t}
/ \
-Fijador
V norn.
del
\R
OD J .
i-f icadar
de
HDDV
Figura 2-14 .- Diagrama en bloques del circuito de encendido del puente
transí sí orizado
Este circuito también entra a funcionar luego de 10 seg. de activado el
sistema , y es así que el amplificador de la función rampa f(t) = - a * t + b
genera un voltaje V1 que va de OV a +10VDC en un tiempo determinado
por eí condensador C41 = 220 uF y el potenciómetro R403 de 50 kQ . Como
se observa el generador de esta función está conformado por tres
operacionales en la que U4 con el transistor T41 dan condiciones iniciales a!
circuito integrador U3 , mientras que U5 funciona como circuito diferenciador
de un lazo realimentado de! integrador y una constante de referencia igual a Vcc.
La señal V1 es invertida en U2 e ingresa a un sumador U1 . En este
amplificador se puede ver que cuando V1 =0, Ve es igual a cualquiera de los
voltajes de referencia, por ejemplo -9V para la onda de tres niveles.
Se requiere la presencia de dos valores diferentes de voltajes como referencia,
ya que como veremos más adelante para una cierta carga , alimentarlo con
54
200V RMS requiere un voltaje Ve =-1.6V para la onda 4 niveles y Ve = -5.7V
para la onda 3 niveles,
luego son diferentes situaciones que son escogitadas
por el mismo selector" SELECT2".
E! incremento lineal de V1 produce una disminución lineal de Ve y de igual
manera el incremento del valor de E en el circuito puente transistorizado y en
consecuencia en el voltaje de salida del conversor; es por ello que se elabora
un circuito fijador de voltaje nominal , a través de una seña! de muestreo tomado
por un transformador conectado a la salida del sistema conversor y entregando
un voltaje de 4 VRMS a 400Hz y en cualquiera de los dos tipos de onda.
Esta señal ingresa a un circuito rectificador de onda completa y su proceso
continua al pasar por un circuito que conforma el c.i. U7, donde se determina el
valor medio de la onda . En la salida de este circuito se
puede fijar con el
potenciómetro R430 para que cuando el voltaje a la salida trifásica del
generador sea 200V nos de un valor medio
de -1.4V a la entrada del
comparador V6 y al llegar a este valor se active el relé "C4", con lo que desde
ese instante e! valor de V1 se mantiene constante si no existe disminución en el
voltaje de muestreo.
En este mismo circuito se encuentran montados tres elementos en el panel de
operación del equipo : un potenciómetro para ajuste fino del voltaje de salida el
cual es habilitado por un selector "ADJ" que esta ubicado junto a este elemento y
el selector N° 2 para escogitar el tipo de onda .
2.5.
DISEÑO DEL TRANSFORMADOR MONOFÁSICO DE POTENCIA.
Es necesario realizar un recuento de todos los voltajes y corrientes para diseñar
los bobinados secundarios que alimentan a los diferentes circuitos, y son los
siguientes :
a) Puente semiconírolado
220 VRMs , 7 ARMs
b) Circuito de disparo monofásico
DC : (± 12 V , 0,6 A)
RMS (15 V , 0,6)
c) Circuito generador de pulsos para el disparo del puente trifásico :
DC : (5V , 0,6 A)
RMS : (15 V , 0,6)
d) Manejador de base de los transistores Q-i , Q3 y Q s :
DC : (12 V , 1 A, d = 0,5 ) ; ( - 3 V , 0,5 A , d = 0,5 )
RMC: (15 , 1 , 5 ) ; (5 V, 0,5 A)
' e) Manejador de base de los transistores Q2 , CU y Qe :
DC : (12 V , 1,5 A ) ; (-3 V , 0,5 A)
RMC: (15 , 1 , 5 ) ; (5 V, 0,5 A)
Para los tres últimos transistores que tienen sus emisores conectados a la misma
referencia (OV) se utiliza un solo circuito de polarización.
d = relación de trabajo
Para determinar exactamente el valor de corriente en la mayoría de los casos se
debería multiplicar por 0,707, pero por seguridad se lo ajusta a la unidad.
Luego :
PT = (220 x 7) + 2 (15 x 0,6) + (6 x 0,6) + 3 (15 x 1 x 0,5) + 3 (5 x 0,5 x 0,5)
+(15x1,5)+ (5x0,5)
P T = 1540 + 72,85
P T = 1613 VA
El desarrollo del diseño de este transformador se lo hará en base a un método
práctico planteado en la referencia [13 ] y [14 ].
DATOS DEL DISEÑO :
V P = 120 V
Vs = Todos los voltajes especificados en el gráfico (1.14) como 220 V y 30 V con
tap center, etc.
P = 1.613 VA
Enfriamiento - aire
Tipo - Estructura tipo núcleo
Datos de! núcleo = 10.000 GAUS -1,78W/Kg, w = 7,53 g r / c c
Hierro lamido E -I con gramo orientado M4
En la Figura 2.15 se presenta una sugerencia matemática o gráfica con la cual
podemos determinar la relación v / vueltas :
56
10
100
1000
¡0.000
<VA
.
Figura (2-15)
Volt per rara T. kV.A. cnrrc for trinsfonner
Relación de los voltios por vuelta de un transformador.
1) Donde ;
De la ecuación 1.4
senoidal
£ = 4,44 F x N x B x A 10"8
A
para la onda
E
N
4.44*60*9,550
A = 39,9cm ¿
2) Número de bobinas primarias ;
120
vueltas
>) Número de bobinas secundarias :
220
LO I
vueltas
Nota: Los secundarios S0, S00, $1, S3l S5 y S246 , por las características
detalladas deben ser construidos de manera similar tanto en número de
vueltas , calibre de alambre y con tap center.
4) N5Q = 30 /1,01 = 30 vueltas de los cuales 15 vueltas se realizan en un
sentido y las restantes en el otro.
57
5) Corriente en el primario :
IP = 1613 VA/ 120V = 13,44 A
6) Corriente en ios secundarios :
- Bobinado para el puente semi controlado :
-Bobinado para los circuitos de polarización:
7) Calibre del alambre primario :
r
Uc = 7
lsc-1,5A
= lp / d
d = 2,80 mm
r = 13,44/2,8
r =4,8
Se escoge convenientemente el calibre de alambre AWG No. 10 cobre
esmaltado
s = 5,2617 mm2
d = 2,58 mm
w = 46,8 gr/m
8) Calibre de alambre secundario :
- Bobinado para el puente semi controlado
r =7/2,8
r =2,5
Por seguridad se elige alambre AWG No. 13 cobre esmaltado
s = 2,624 mm2
d = 1,823 mm
w = 23,35 gr/ m
- Bobinado para los circuitos de polarización :
r = 1,5/2,8
r = 0,536
Calibre AWG No. 19
s = 0,65 mm2
d = 0,11 mm
58
w = 5,8 gr/m
9) Área mínima ocupada por el bobinado primario :
A = 5,26 x 119 = 625,94 mm2
A = 6 f 26 cm2
Se recomienda fijar una relación de 1 a 10 entre altura y ancho
10) La longitud del carrete de bobina es :
L = 8 cm
11) Número de vueltas que se puede ubicar en cada capa de bobina
V
8
B(P}
0,258
V
8
B(AC,
V
= 31 vueltas
para e! primario
0,1823 = 43 vueltas
8
— fí8
— oo vueltas
para secundario-163 V
para la fuentes de polarización
12) Número de secciones o capas por bobinado :
119
espesor =0,258 x 4
espesor = 10,32 mm
218
N$(AQ = — =6
espesor = 6 x 1,83
espesor = 10,98 mm
Número de capas de los bobinados secundarios de polarización
6*30
- =3
88
espesor = 3 x 0,9.1 = 2,73 mm = 0,27 cm
59
13) Dimensiones del núcleo :
A = 11,4cm
B = 17,1 cm
C = ",7 cm
D = 2,85cm
E = 5,7 cm
F = 8,5 cm
H = 2,8 cm
14) Disposición física de los bobinados :
Ks
Np
Np ;
; Ns
15) Aislante entre bobinas primarias y secundarias del tipo Kraft 0,05 m.
Espesor = 0,15 mm.
CALCULO PE PERDIDA8 •16 ) Cálculo de pérdidas en el núcleo ;
60
Vol = 3 9 , 9 x 8 , 5 x 0 , 9 5 cm3
Vol = 322, 19cm 3
Masa = V x ó
Masa =322,19x7,5
Masa = 2,255 Kg.
Pérdida dei núcleo = 2,255 x 2,2
Pérdida dei núcleo = 4,96 Watios
17 ) Pérdidas en láminas de sujeción :
Vol = 2 (25,6 x 2,85 x 7 x 0,85 ) cm3
Vol = 868,224 cm3
Masa = V 5 = 868,2 x 7,5 Kg.
Masa = 6,512 Kg.
Densidad de flujo = 4775 gauss - 0,2 W / gr
Punto de sujeción = 6,512 x 0,2 W
Punto de sujeción = 1,302 W
18 ) Sumatoria de pérdidas en el hierro más un 10 % :
P F e = (4,96 + 1,302) x 1,1 =6,262 W
PFe = 6,262 W
PERDIGASEN EL COBRE
19 ) Longitud de una vuelta :
2 (5,7 +7) = 25,4 cm
20 ) Longitud de todo el alambre primario :
L = 25,4x119 cm
. 6]
L = 3044,6 cm.
21 ) Resistencia del primario :
R = d (I/A)
!,724;cl(r6Jc3Q44,6
0,0526
R = 0,099 Q
PR= (13,44)2x 0,099
PR= 17,88 W
22 ) Resistencia secundaria AC :
L = 25,4x219cm
L = 5562,6 cm
I,724;cl0-6;c5562s6
/? = —
—
0,0183
R = 0,520
PR. secundaria AC - 72 x 0,52
PR. secundaria - 25,48 W
23 ) Resistencia de los bobinados de polarización :
L = 25,4x30cm
L = 762 cm
0,0065
R = 0,202 Q
P = 0,202 (0,62 + 0,62 x 2 + 12 x 3 + 0,52 x 3 + 1,52 + 0,52) W
P = 0,2 (7,33) W
Pso=1,4W
62
24 ) Sumatoria de las pérdidas en e! cobre más el 10 % ;
Pcu= 1,1 (17,88 + 25,48 +1,4) W
Pcu-49,23 W
25 ) Sumatoria de las pérdidas en el hierro y cobre :
Pr - Pe + Pcu
Pr = 6,26+ 49,23
Pr = 55,496 W
26 ) Eficiencia a plena carga;
1613
1613 + 55,49
= 96.6%
2.6. CIRCUITOS AUXILIARES
Dentro de este bloque encontramos aquellos elementos o circuitos que sirven para
la protección, operabilidad y polarización de todo el sistema electrónico construido.
2.6.1. PROTECCIÓN DESOBRE CORRIENTE A LA SALIDA
En los terminales de salida del transformador de 400 Hz, se conecta un relé de
sobrecogiente trifásico, e! cual consta principalmente de un relé térmico con
reposición automática, con la factibilidad de regular el rango de corriente máxima
permisible desde 0,5 a 4A y un aislamiento de 250 V.
El relé es calibrado de acuerdo a la siguiente expresión;
&ÜO. \'Á = Í3.T2007
'£00
Fusibles para el cortocircuito del transformador trifásico.
• Fusible para el bobinado primario ;
Potencia = V3 Ip VA
63
600W = V3 Ipx 115
Ip = 3,015 A
Se debe instalar fusibles de 3 A 250v en lastres fases.
• Fusible para el bobinado secundario :
Potencia = V3 Is Vxy
600W = V3 Isx 200
Is =
1.74 A
Los fusibles que corresponde instalar son de 2 A 250v en las tres fases
SECUNDARIO
RT
Figura 2.16 Protección de sobrecorriente a la salida del Sistema.
2.6.2
CIRCUITO ON-OFF DEL EQUIPO.
Para el encendido y apagado de! circuito se utilizarán dos pulsantes que
conjuntamente con el mecanismo automático de un relé térmico y un switch
selector del tipo de onda que se va a generar; actúan la bobina de un contactor y
energiza el transformador de potencia.
I
'^___S_«s«is —S.-.c.ii .\ >
J
C
J C^:
KEUTRO
Figura 2.17 Circuito automático de encendido y apagado del Sistema.
64
En el gráfico 2.17 se aprecia que cuando está trabajando el equipo y se desea
cambiar la generación del tipo de onda a la otra, se produce un apagado total del
sistema por lo que se deberá empezar nuevamente con el ciclo de encendido que
se detalla de la siguiente manera;
•
•
•
Se presiona el pulsante ON.
Después de 10 segundos se polariza el circuito de control de disparo del
rectificador semicontrolado.
Por último el voltaje E crece desde cero voltios después de transcurrido
aproximadamente 12 segundos, y es entonces cuando el equipo está
generando en condiciones óptimas.
2.6.3 FUENTES DE POLARIZACIÓN DE LOS CIRCUITOS DE CONTROL.
De acuerdo a la estructura electrónica establecida se necesita contar con
diferentes circuitos de polarización, puesto que ciertos bloques específicos deben
trabajar con un aislamiento eléctrico o porque la ubicación del elemento principal a
polarizar requiere que se fije un nivel referencial de voltaje distinto. Es así que se
tiene los siguientes circuitos de polarización :
2.6.3.1.
POLARIZACIÓN DEL
TRIFÁSICO:
CIRCUITO
DE CONTROL DE DISPARO
Vcc = 5 V
GND=OV
I = 0,6 A.
Para obtener estos parámetros se requiere del circuito rectificador regulado de la
figura 2.18 y se describe de la siguiente manera;
DI
REGULADOR
VI
fl
h|
DE
Ci
C2.
+
VI
f\2
5 VDC
^
1
VOLTAJE
4-
T
Figura 2.18 Rectificador de onda completa con regulación de voltaje
65
C, =—r=
donde;
/=-
ecuación, 2,17
RLi ^Vode/Iodc,
VoDC = 20 V
loDC = 0,7 A
fi = 120 Hz
TI = 10% de rizado
Q = —r---— = 71
2V3 x 28,57 x 120 x 0,1(1 + 0,W3)
C,= 1000^-257
C2 filtra el rezado que se produce al introducir la señal de control de frecuencia
que es igual a 2,4 KHz.
«R,
1
27TfC2
C7 »
0,6
ecuación > 2,18
,
C2 » --- - 7,
2
2^rx 2400x8,33
El regulador de voltaje consiste del siguiente circuito:
66
20 VDC
IL.
^
\3
1
v v
~
<>
<
¿>
RC
OH
0.1
W
VV—
•
k!
fl
/
\/
>
>
sr
Rl
RS
Figura 2.19 Regulador de voltaje de 5V 0,6A
TCG272
le
Q2:
C536E5D
le = 500 mA
VCE = 80 V
= 100
=2A
ÍFE = 25 Oí
Si; IC2 = 20 mA
=
20-30
j,u
,2
1-1
'I
100
5*^*
1 D*l
*0¿
h = 1 mA
67
R2 =
,6 + 0,6
ImA
4,2
ImA
R2 = 4,7 KQ
lL=lci-0,6A
-/!+/ = 600 + 1
ha
~ 2500
IBI = 0,24 mA
1 = IBI
+
Ic2
1 = 0,24+ 10= 10,24 mA
^ 20-6,2
3 " 10,24
Ra = 1500Q -0.5W
2.6.3.2 POLARIZACIÓN DEL CIRCUITO DE CONTROL DEL PUENTE
SEMICONTROLADO:
V+- 12 V
V- = - 12 V
GND = 0
I = 0,5 A.
Se emplea el circuito de la figura 2.19.
Lo,
^
,
i
-- C2
ií""1 "
_i
¿ C3
|j C ^
p
_
"^
C-4
- i.z-VOc
Figura 2.20 Circuito rectificador
68
de ± 12 V
Se utiliza el diodo Zener ECG
V z = 12V-0.5 W
C1
... /-N
- C3
Si :
l z = 10 mA
r>
'
_ V
* IN
-V
YZ
500+10
R z = 15Q-5W
De la ecuación 2.18;
2?rxl20x-
05
2.6.3.3 FUENTE DE POLARIZACIÓN DE LOS CIRCUITOS MANEJADORES
DE BASE DE LOS TRANSISTORES DE POTENCIA.
Utilizando la misma configuración de la figura 2.19 se tienen tres fuentes iguales
de polarización para los transistores de potencia del puente trifásico Q-i , Q3 y Q5
con ios siguientes requerimientos:
^ 12 V
v- = -3V
!MAX.= 1 A
lMAX.= + 0,5A
Relación de Trabajo:
5 = 0,5
l = 0,5
5 = 0,5
a
1 = 0,25 A
69
Rzi
=
15 Q
5W
RZ2
=
68 Q
5W
C2
=
47 uF
C4
=
10 uF
Una última fuente de polarización para el manejo y control de los transistores de
potencia Q2 , CU y Qs que deben facilitar los siguientes parámetros:
= 12 V
V- = -3V
1=1
I = 0,5 A
8=1
5=1
Rzi = 8 Q - 1 0 W
- 10 W
C4 = 47
Banco de resistencias para la salida en vacío
Con el objetivo de obtener la forma de onda que puede generar el
equipo a la salida del transformador trifásico cuando está sin carga, se
instalan tres resistencias de bajo consumo conectadas a cada una de las
fases y el neutro .
Estas resistencias son de 1000 Q 10W.
• Extractor de calor
Los diferentes
bloques circuitales producen disipación
de calor y
especialmente aquellos que se los denominan de potencia que vienen a
elevar la temperatura de trabajo de todo el equipo y es por ello que se
instala un ventilador para que se produzca la extracción del aire caliente
para renovar con aire proveniente del medio exterior y tratar de disminuir la
temperatura.
70
Este elemento se ubica estratégicamente junto a los transformadores y
puente transistorizado y se caracteriza por ser de 12VDC 0.5 ADC 120 CFM
Al igual que se procedió alimentar a circuitos anteriores, en forma
independiente se toma de un bobinado secundario , se rectifica y se fija en
12V.
71
CAPITULO
PRUEBAS
EXPERIMENTALES
Una vez comprobado el adecuado funcionamiento del equipo construido y
realizado los ajustes de los valores de elementos para cumplir con el objetivo
planteado, se procede a las pruebas experimentales.
Los instrumentos utilizados en las pruebas son los siguientes :
• Multímetro digital TRUE RMS FLUKE 8060 con:
Medición de voltaje AC
Medición de voltaje DC
Medición de frecuencia
Medición de resistencias
Pinza amperimétrica DC 20 A máx
Medición de junturas de semiconductores
• Pinza amperimétrica DK PRECISIÓN 350 A
Escala de comente 200 A máx.
Medición de resistencia 200 OHM
Escala de voltaje AC 750 V máx
Frecuencia de trabajo 500 Hz máx
• Osciloscopio BK PRESICION de dos canales 10 MHz
• Multímetro analógico SIMPSON MOD 260
• Fuente rectificada HEWLETT- PACKARD dos fuentes 0-50VDC 1 A máx.
• Banco de cargas resistivas.
A continuación se realizan las pruebas más importantes tendientes a verificar las
características y especificaciones del equipo.
3.1 RENDIMIENTO DEL TRANSFORMADOR MONOFÁSICO DE POTENCIA
A partir de esta prueba y en adelante se procede a variar el valor del voltaje
rectificado obtenido en el puente semicontrolado "E", por medio del potenciómetro R325 de 50KQ ubicado en la "placa de disparo del rectificador semicontrolado
R,S." una vez que el conmutador
"SELECT 4 " sea puesto en la posición
manual.
72
Con la utilización de una pinza amperimétrica digital DK 350A, el multímetro
FLUKE 8060 y el multímetro analógico "Simpson" se procede a medir la
corriente y el voltaje a los dos lados del transformador
para evaluar su
rendimiento como se presentan en la Tabla (3.1)
Vp
VRMS
110
110
110
110
110
109.8
ip
Pp
Vs
Is
Ps
ARMS
W
VRMS
ARMS
W
0.72
79.2
8.57 ' 942.7
9.62
10.7
12.6
13.2
1058.2
1177
1386
1449.4
0
4.4
5.77
196.68
167.81
137.83
133.98
120.78
7.6
9
10.2
0
865.40
968.25
1047.53
1205.82
1231.96
n
0.918
0.915
0.89
0.87
0.85
Tabla 3.1 Cuadro de rendimiento del transformador monofásico de potencia a 120V
ÓOHz
3ÜU
600
900
1200
1500
W
Fig. 3.1 Rendimiento del transformador de potencia de entrada 120 V - 60Hz
3.2 PRUEBAS DEL RECTIFICADOR SEMICONTROLADO
Con e) uso de dos voltímetros de precisión en DC, se toman lecturas de los
valores de la variable Ve del control de disparo y el voltaje de salida del
rectificador semicontrolado "E".
73
Tabla 3.2
Vc(V) -12
Ve
E
VDC
VDC
-12
-10.5
-9
-7.5
-6
-4.5
-3
-1.5
1
-0.8
I -0.5
0
20
85
110
115
140
155
170
200
230
270
Obtención del voltaje E en función de Ve
-lo
-8
-6
-4
Fig3.2 Curva E (Ve)
Con el puente transistorizado generando una onda de cuatro niveles y luego
tres niveles con la condición de alimentar a una misma carga, se procede a
obtener la corriente y el voltaje que entrega el puente semicontrolado.
74
4 NIVELES
3 NIVELES
E
loe
E
IDC
ADC
VDC
61
94
129
160
175
ADC
VDC
5.74
5.63
5.29
4.65
3.84
61
94
126
153
171
: |DC(3NIV) /
lDC{4N!V)
3.88
3.89
3.72
3.14
2.65
r
1.5
1.4
1.4
1.5
1.4
Tabla 3.3 Flujo de corriente DC que debe abastecer el rectificador semicontrolado
trabajando el equipo con una de las ondas
3.3 PRUEBAS DEL PUENTE TRANSISTORIZADO TRIFÁSICO.
Antes de conectar definitivamente el transformador trifásico de 400Hz y con el
objetivo de determinar la potencia activa máxima que puede entregar el puente
transistorizado, se conecta una carga resistiva en DELTA a los tres puntos de
salida del puente : A- B - C . Esta prueba se realiza para los dos tipos de onda :
3.3.1 ONDA CUATRO NIVELES;
Se aplica una carga de 3 x (150W) + 3 x (200W)
la
Va-b
la-b
Pa-b
ib
ARMS
VRMS
ARMS
W
ARMS
1.1
39.3
0.61
23.973
2.5
68.4
95.76
2.6
87.6
1.4
1.48
2.7
98.2
3.2
Vb-c
Ib-c
VRMS ARMS
Pb-c
W
le
Vc-a
Ic-a
ARMS VRMS ARMS
Pc-a
Ptotal
W
W
1.2
2.5
40
0.63
25.2
1.3
40
0.6
24
73.17
67.3
1.33
89.51
2.5
67
11.43
951.1
129.65
2.55
87.2
1.45
126.4
2.63
86.4
1.45
1.53
150.25
2.6
97.1
1.52
147.6
2.64
97.3
1.56
765.8
125.3
151.8
110.1
1.79
197.08
3.32
109.3
1.73
189.1
3.22
110.2
1.7
187.3
573.5
3.27
114.3
1.86
212.6
3.2
115
1.82
209.3
3.25
116
1.82
211.1
633
3.61
124
2.93
363.32
3.58
123
2.9
356.7
3.55
124.5
2.9
361.1
1081
381.4
449.6
la
: Corriente de línea
Va-b
: Voltaje de fases
la-b
: Corriente de fase
Pa-b : Potencia monofásica
Ptotal : Pab •*• Pbc + fea.
Tabla 3.4 Potencia activa obtenida directamente desde el puente transistorizado
generando una onda cuasi senoidal de cuatro niveles
75
3.3.2 ONDA TRES NIVELES:
Se aplica una carga de 3 x (150W) + 3 x (200W)
Va-b
la
la-b
ARMS VRMS ARMS
3.4
3.48
3.57
3.61
3.94
70
90
108
115
125
1.96
2
2.1
2.11
2.26
Pa-b
Ib
W
ARMS
137.2
3.3
180
3.48
3.56
226,8
242.7
282.5
3.6
3.93
Vb-c
Ib-c
VRMS ARMS
70.3
1.9
90
108
115
124
2.1
2.2
2.16
2.28
Pb-c
le
Vc-a Ic-a
W ARMS VRMS ARMS
3.3
70 1.93
134
189 3.45
89 1.94
238 3.56 109 2.05
249 3.59
114 2.12
283 3.93
126 2.22
Pc-a
Ptotal
W
135
173
222
242
279
405.9
541.7
686.8
733.4
843.8
W
la : Corriente de línea
Va-b : Voltaje de fases
[a-b : Corriente de fase
Pa-b : Potencia monofásica
Tabla 3.5 Potencia activa obtenida directamente desde el puente transistorizado
generando una onda cuasi senoidal de tres niveles .
3.4 PRUEBAS DE RENDIMIENTO DEL EQUIPO .Finalmente se instala al puente transistorizado el transformador trifásico de
400Hz , esto es conectando desde las salidas del puente A - B - C al bobinado primario en DELTA, mientras que el secundario esta en configuración
estrella, y de la misma manera se conecta la carga resistiva .
Con los instrumentos de medida adecuados se puede obtener datos para
evaluar la potencia activa que se logra obtener finalmente del equipo, partiendo
básicamente de la idea del tipo de onda
que está generando el puente
íransistorizado y esta prueba se lo efectúa para los dos tipos de onda.
3.4.1 ONDA CUATRO NIVELES ;
Se instalan c.resistivas conectadas en configuración
valores d e 3 x ( 1 5 0 W ) + 3 x ( 200 W )
Ix-y Vx-y Vx-n
ARMS VRMS VRMS
Px-n
W
estrella de los siguientes
Vy-z Vy-n Py-n Iz-x Vz-x Vz-n Pz-n
ARMS VRMS VRMS W ARMS VRMS VRMS W
ly-z
1.13
72
40
45.2
1.15
73
1.6
1.7
1.8
1.9
170
180
200
220
97.5
104
114
125
156
176.8
205.2
237.5
1.61
1.72
1.82
1.9
172
183
203
222
40.5
98
106
116
127
76
46.6
158
182
211
241
1.12
1.16
1.65
1.7
1.8
71
169
40
97
175
198
119
103
113
124
44.8
113
170
192
223
Ip
Vp
ARMS VRMS
5.6
11.9
12,5
12.7
13.1
110
110
110
110
110
Pin
W
616
1309
1375
1397
1437
Ptotal
n
Ix-y : Corriente de fase
Vx-y: Voltaje de fases
Vx-n : Voltaje fase neutro
Px-n : Potencia de fase
Pin : Potencia de consumo del equipo
Ptotal = Px-n + Py-n + Pz-
W
136.6
426.3
529.1
608.4
702
0.222
0.326
0.385
0.436
0.488
Tablas 3.6 Cuadro del-rendimiento del equipo con el puente transistorizado generando
una onda cuasi-senoidal de cuatro niveles.
3.4.2 ONDA TRES NIVELES :
Se instalan resistivas conectadas en configuración
valores de 3 x ( 60 W ) + 3 x ( 200 W )
Ix-y
Vx-y
Vx-n
ARMS VRMS VRMS
1.2
Vy-z Vy-n Py-n Iz-x Vz-x Vz-n Pz-n
ARMS VRMS VRMS W ARMS VRMS VRMS W
1.22
106
61
1.55
1.74
1.95
170
99
199
223
114
129
108
173
200
225
62.4
100
115
130
74.92
162
204.7
256.3
Ip
Vp
Pin
W
Ptotaí |
11.3
12.1
12.6
13.1
110
110
110
109
1243
1331
1386
1428
ly-z
Px-n
W
1.62
1.78
1.97
ARMS VRMS
estrella de ios siguientes
1.22
1.6
1.77
1.98
109
173
201
224
63 76.86
101 162.2
113 200
131 259.4
n
W
226.2
477.7
603.1
767.2
74.4
153
198
252
0.182
0.359
0.435
0.537
Ix-y : Corriente de fase
Vx-y ; Voltaje de fases
Vx-n : Voltaje fase neutro
Px-n : Potencia monofásica
Pin : Potencia de consumo del equipo
Píotal = Px-n + Py-n + Pz-n
Tablas 3.7 Cuadro del rendimiento del equipo con el puente transístorizado generando
una onda cuasi senoidal de tres niveles.
3.5 FORMAS DE ONDA DEL INVERSOR
• Las formas de onda de voltaje obtenidas en los principales circuitos componentes
de este generador de 400 Hz, se los pudo obtener con la utilización de un
osciloscopio BK de dos canales y una cámara fotográfica, como se puede
apreciar en los Graf: ( 3.1) , (3.2) (3.3), (3.4), (3.5), (3.6), (3.7).
77
V.RECTFD:
PULSO: t -> 0.2 mSeg./div
A -> 1 x 1 V/div
t -> 0.2 mSegVdiv
A-> l O x l O V / d i v
Graf. 3.1 Onda del voltaje rectificado obtenido a la salida del puente semicontrolado y el
pulso aplicado al Gate del SCR.
78
o
VOLTAJE C - E :
Graf. 3.2,
Voltaje B - E :
t -* 0.5 mSeg. / div
A-» 10x10 V / d i v
Formas de onda de los voltajes C-E y B-E obtenidos en el transistor de potencia
Ql del puente transistorizado generando onda cuatro niveles.
O
VOLTAJE C-E: t -» 0.5 mSeg./div
10x10 V / d i v
Graf. 3.3.
t -> 0.5 mSeg. / div
A -* 5 x 1 V / div
Voltaje B-E:
t -> 0.5 mSeg. / div
A -» 5 x 1 V / div
Formas de onda de los voltajes C-E y B-E obtenidos en el transistor de potencia
Ql del puente transistorizado generando onda tres niveles.
79
o
VOLTAJE A-B: t
Graf. 3.4.
Formas de onda en la salida A - B del puente transistorizado generando onda
cuatro niveles y con carga resistiva.
VOLTAJE A - B :
Graf. 3.5.
0.5mSeg./div
10x10 Y/div
t -> 0.5 mSeg. / div
A-* 10 x 10 V / d i v
Formas de onda en la salida A - B del puente transistorizado generando onda tres
niveles y con carga resistiva.
80
Graf. 3.6
Formas de onda obtenidas a la salida del transformador trifásico de 400 Hz
configuración D - Y? cuando el puente transistorizado genera onda cuatro
niveles y la carga del equipo es resistiva.
VOLTAJE X - N: t -» 0.5 mSeg. / div
A-» l O x 10 V / d i v
Graf. 3.6a Forma de onda de voltaje obtenido entre la fase X y el neutro del equipo.
VOLTAJE X - Y: t
A-
O.SmSeg./div
10x10 V / d i v
Graf. 3.6b Forma de onda de voltaje obtenido en las fases X - Y del equipo.
81
Graf. 3.7 Formas de onda obtenidas a la salida del transformador trifásico de 400 Hz de
configuración D - Y, cuando el puente transistorizado genera onda tres niveles y
la carga del equipo es resistiva.
O
VOLTAJE X - N: t -» 0.5 mSeg. / div
A~> 1 0 x 1 0 V/div
Graf. 3.7a
Forma de onda de voltaje obtenido entre la fase X y el neutro del equipo.
VOLTAJE A - B :
t -» 0.5 mSeg. / div
AH> 10x10 V / d i v
Graf. 3.7b Forma de onda de voltaje obtenido en las fases X - Y del equipo.
82
Graf. 3.8
Vista frontal del equipo convertidor del frecuencia 60 / 400Hz
83
Graf. 3.9 Vista posterior del equipo convertidor del frecuencia 60 / 400Hz
"84'
Graf. 3.10 Vistas interiores del' equipo convertidor de frecuencia 60 / 400Hz
CAPITULO IV
EVALUACIÓN DE LOS RESULTADOS OBTENIDOS
4.1 ANÁLISIS DE LOS RESULTADOS EXPERIMENTALES.
Según la Tabla
(3.1) y la Figura (3.1), se verifica que el transformador
monofásico de potencia para
120 V - 60 Hz es un elemento que puede
abastecer a este convertidor con una potencia superior a 1.2 KVA. Adicional se
puede observar que al sobrecargar a este transformador, su rendimiento baja alrededor del 85% , debido a que se incrementan a las pérdidas en los bobinados
primario y secundario.
Respecto al voltaje rectificado "E" entregado por el puente semicontrolado y de
acuerdo a la Figura (3.2) podemos ver que este valor tiene una variación casi
lineal en el rango de 70 a 170 VDC respecto a la variable Ve.
Según la Tabla (3.3), el rectificador semicontrolado entrega mayor corriente
continua cuando el puente trifásico transistorizado está generando una onda de
tres niveles, respecto al caso en el que se genera una onda de cuatro niveles -en
una relación aproximada de 3 a 2 .
La Tabla (3.4) presenta valores en el que se verifica que el puente trifásico
transistorizado está en capacidad de alimentar a una carga resistiva trifásica
máxima de 1000 W , al generar una onda de cuatro niveles
Los valores de la Tabla (3.5) certifica que, cuando el puente transistorizado
trifásico genera una onda de tres niveles , éste esta en capacidad de suministrar
a la carga resistiva una potencia máxima de 842 W.
Con el puente transistorizado generando una onda de cuatro niveles a la entrada
del transformador D Y de 400Hz, se puede abastecer en el lado del secundario
una carga resistiva máxima de 700 W conectada en configuración estrella según
se observa en la Tabla (3.6) y estableciéndose un rendimiento total del equipo
del 48%. Valor determinado por esta potencia y el consumo de energía que
demanda a la entrada el transformador de potencia de 60 Hz.
En el caso en que el puente transistorizado alimenta al transformador trifásico con
una onda de tres niveles por el lado del primario, en el secundario se puede
energizar una carga resistiva máxima de 767 W y conectado en configuración
de estrella. El rendimiento total del equipo es el 53.7%.
Observando la imagen del Graf (3.6) en el que el puente transistorizado
entrega una onda de cuatro niveles al transformador trifásico, en el lado del
secundario se obtiene una onda cuasi-senoidal de tres niveles entre dos fases
por ejemplo X-Y, mientras que entre cualquiera de las fases y neutro se obtiene la
onda cuasi - senoidal de cuatro niveles.
Al contrario de lo indicado anteriormente en el Graf (3.7) en el que el puente
transistorizado genera la onda tres niveles, a la salida del transformador trifásico
se obtiene una onda cuasi - senoidal de cuatro niveles entre las fases, mientras
que entre fase y neutro tenemos la onda cuasi - senoidal tres niveles.
4.2 DESCRIPCIÓN DE LOS ELEMENTOS DE OPERACIÓN Y
PROTECCIÓN
DEL EQUIPO.
Según el Graf (3.8), en la parte frontal del equipo constan los siguientes
elementos :
•
Un voltímetro con una escala máxima de 300VRMS y una frecuencia de
trabajo de 400 Hz, que permite medir el voltaje entre fases.
•
Una botonera incorporada ON-OFF para e! encendido y apagado del equipo
y adjunto un indicador luminoso cuando el sistema está activado.
•
Un conmutador trifásico que selecciona el voltaje de dos fases y conecta a
los bornes del voltímetro mencionado.
•
Un selector que permite establecer el tipo de onda que se puede obtener a
la salida del generador es así que según lo señalizado se debe tomar las
siguientes consideraciones de trabajo :
CUATRO NIVELES :
En vista que el equipo esta regulado para entregar una frecuencia de 400 Hz
y con voltajes nominales establecidos, para este caso entre FASE NEUTRO se obtiene la onda cuasi - senoidal de cuatro niveles con un
voltaje de 115 VRMS y entre FASES se obtiene la onda cuasi - senoidal de
tres niveles de 200 VRMS .
TRES NIVELES:
Para esta alternativa el convertidor entrega entre FASE- NEUTRO una onda
cuasi - senoidal de tres niveles con un voltaje nominal de 115 VRMS .
Mientras que entre fases se obtiene una onda cuasi - senoidal de cuatro
niveles de 200 VRMS .
• Se tiene un selector que nos da dos alternativas para obtener en la salida del
equipo el voltaje nominal entre fases, uno que es automático y otro manual
con el que se puede realizar un ajuste fino del voltaje nominal
observando
en el voltímetro.
87
• Ubicado al costado derecho del equipo encontramos una regleta de contactos,
en la que se señaliza de donde se puede tomar los voltajes de las fases X-YZ, el neutro y la conexión de la puesta tierra del sistema a energizar,
En el Graf (3.9) se observa la ubicación de tres porta fusibles que sirve para
los siguientes efectos:
• Fusible de 15A 250V tipo cilindrico, de crista!, que protege de sobre
corrientes producidas a la entrada del transformador monofásico de
60Hz.
• Fusible de 10A 250V tipo cilindrico, ubicado a la salida del bobinado
secundario de 220V y que alimenta al puente rectificador semicontrolado.
• Fusible de 10A 250V tipo cilindrico de acción rápida, ubicado a la salida del
rectificador semicontrolado y que alimenta al puente transistorizado
4.3 OPERACIÓN DEL EQUIPO
1. Instalar en la regleta indicada, la carga resistiva trifásica que no sobrepase
los 600W de consumo, caso contrario las protecciones del equipo no permitirán
su funcionamiento.
2. Determinar el tipo de onda que se desea obtener a la salida del convertidor
entre fases o entre fase - neutro como se destacó en el punto anterior,
3.
Para el encendido se procede a activar el pulsante ON y luego de 10
segundos la aguja del medidor de voltaje deflexionará desde el valor de OV
hasta 200 V en un lapso adicional de 15 segundos.
4. El apagado se lo efectúa presionando el pulsante OFF.
4.4 CONDICIONES DE INSTALACIÓN DEL EQUIPO.
El equipo requiere los siguientes requerimientos físicos y eléctricos
efectivo funcionamiento :
para su
* El sitio de trabajo debe ser sobre una base que pueda soportar el peso
del equipo (45 Ib ).
* Se lo debe ubicar en un ambiente que tenga facilidad de ventilación .
* Por ser un punto de generación, aparte de las protecciones impíementadas
en el equipo se debe instalar un centro de protecciones con fusibles de un
88
tiempo de respuesta lo mínimo posible antes de ser aplicado a las cargas
eléctricas.
La toma de energía de 120V 60Hz que va alimentar a! equipo se la debe
hacer desde un tomacorriente polarizado con capacidad de abastecer un
flujo de corriente de 20 A .
Se requiere de una conexión puesta a tierra con una diferencia de voltaje
con neutro de 1.8VRMS como máximo.
4.5 ESPECIFICACIONES DEFINITIVAS.
Detalle del equipo
: Convertidor trifásico tipo sólido de 60Hz a 400 Hz.
Voltaje Nominal
: - Voltaje entre fases 200 VRMS.
-Voltaje entre fase y neutro 115 VRMS.
Potencia Nominal
: 600 W
• tipos de Onda
: Onda cuasi - senoidal de tres y cuatro Niveles.
• Voltaje de entrada
: 95 a 130 VRMS.
• Rendimiento
: 48 % para onda 4 Niveles y 53 % para tres niveles.
• Frecuencia de entrada :
"59 a 61 Hz.
• Frecuencia de salida
: Se puede variar manualmente de 3 5 0 H z a 4 2 0 H z .
• Tipo de carga
: Solamente tipo RESISTIVO.
• Sobrecarga admisible
: 116 %.
Temperatura de tra bajo
O a 35° centígrados.
Dimensiones
Ancho
Alto
Profundidad
Peso
40 cm
23 cm
58 cm
45 Lb.
4.6 ANÁLISIS TÉCNICO ECONÓMICO.
A continuación se lista los materiales utilizados en la fabricación del prototipo
con los respectivos precios.
PRECIOS EN SUCRES DE LOS MATERIALES UTILIZADOS EN LA CONSTRUCCIÓN.
ÍTEM
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
13
14
15
16
17
18
19
20'
21
22
23
24
25
26
27
28
29
30
31
32
33
34
35
36
37
38
39
40
41
42
43
44
45
46
47
48
ELEMENTOS
Filtro capacitivo de 3000 uF 500 V
Filtro capacitivo de 220 uF 16 V
Filtro capacitivo de 10 uF 400 V
Filtro capacitivo de 100 uF 16 V
Filtro capacitivo de 3300 uF 35 V
Filtro capacitivo de 2200 uF 35 V
Capacitor 0.1 uF50V
Capacitor 0.02 pF 50 V
Capacitor 0.01 uF 50 V
Capacitor 0.03 uF 50 V
C.l. SN74LS629
C.l. 74 LS 74 A
C.l. ECG4022
C.l. LM555
C.l. SN5404
C.l LM324
C.l M.C1741 C
Contactor trifásico - 5A - 250V
Diodo zener 3 V 1 W
Diodo zener 8 V 1 W
Diodo zener 12 V 0.5 W
Diodo zener 9 V 0.5 W
Diodo zener 5 V 0.5 W
Inductancias 97 uH
Opto acoplador NTE 3044
Resistencia 10K 0.25 W
Resistencia 390 0.25 W
Resistencia 23 K 0.25 W
Resistencia 100 0.25 W
Resistencia 120 0.25 W
Resistencia 1 K 0.25 W
Resistencia 1.2 K 0.25 W
Resistencia 5.1 K 0.25 W
Resistencia 1.0 0.25 W
Resistencia 220 0.25 W
Resistencia 270 0.25 W
Resistencia 68
0.25 W
Resistencia 15
15 W
Resistencia 4.7K
5 W
Resistencia 10
40 W
Resistencia 150 0.25 W
Potenciómetro de 50 Kohm
Relé de 12VDC 1A
Transistor NTE 98
Transistor ECG 273
Transistor ECG 288
Transistor ECG 85
Transformador 120V / 220V 1500W
60Hz
CANTO UNID.
1
4
3
5
15
3
4
1
2
6
1
2
1
2
1
13
1
1
4
4
1
1
1
3
12
42
6
3
10
6
3
3
1
2
2
4
6
4
1
6
3
11
3
6
6
6
10
1
90
Ud
Ud
Ud
Ud
Ud
Ud
Ud
Ud
Ud
Ud
Ud
Ud
Ud
Ud
Ud
Ud
Ud
Ud
Ud
Ud
Ud
Ud
Ud
Ud
Ud
Ud
Ud
Ud
Ud
Ud
Ud
Ud
Ud
Ud
Ud
Ud
Ud
Ud
Ud
Ud
Ud
Ud
Ud
Ud
Ud
Ud
Ud
Ud
V/UNIT
60000.0
1200.0
1100.0
1200.0
1700.0
1500.0
500.0
500.0
500.0
500.0
55000.0
22000.0
28000.0
7000.0
4500.0
6500.0
8200.0
80000.0
2200.0
2200.0
1100.0
1100.0
1100.0
8500.0
6000.0
800.0
800.0
800.0
800.0
800.0
800.0
800.0
800.0
800.0
800.0
800.0
800.0
11000.0
2200.0
2200.0
800.0
4200.0
4500.0
200000.0
30000.0
1500.0
1500.0
250000.0
V/TOTAL
60000.0
4800.0
3300.0
6000.0
25500.0
4500.0
2000.0
500.0
1000.0
3000.0
55000.0
44000.0
28000.0
14000.0
4500.0
84500.0
8200.0
80000.0
8800.0
8800.0
1100.0
1100.0
1100.0
25500.0
72000.0
33600.0
4800.0
2400.0
8000.0
4800.0
2400.0
2400.0
800.0
1600.0
1600.0
3200.0
4800.0
44000.0
2200.0
13200.0
2400.0
46200.0
13500.0
1200000.0
180000.0
9000.0
15000.0
250000.0
49
50
51
52
53
54
55
56
57
58
59
60
61
Ud
Transformador 3PH - 400Hz -1 1 5V
1
600W
Disipadores térmicos
6
Ud
Voltímetro de 300 V máx. 400 HZ
Ud
1
Conmutador 3Ph de medida 0.5 A 500V
1
Ud
Ud
Ventilador de aire de 200 CFM
1
6
Ud
Someras de 12 contactos
Fusibles de 5A 24VDC
8
Ud
Impresión de placas de baquelita
6
Ud
Ud
Estructura metálica
1
Ud
1
Botonera ON-OFF
Selector 2 posiciones
Ud
2
Cable flexible N° 1 8 AWG
1
Glb
Tornillos
1
Glb
V A L OR
T 3TAL
91
400000.0
400000.0
12000.0
80000.0
60000.0
60000.0
15000.0
500.0
.30000.0
70000.0
25000.0
12000.0
70000.0
15000.0
72000.0
80000.0
60000.0
60000.0
90000.0
4000.0
180000.0
70000.0
25000.0
24000.0
70000.0
15000.0
3483100.0
CAPITULO V
CONCLUSIONES Y
RECOMENDACIONES
5.1 CONCLUSIONES .-
AI concluir la construcción de este convertidor, objeto de estudio de la presente
tesis se resalta las siguientes conclusiones ;
En base a! análisis de las pruebas realizadas y los resultados obtenidos, se
pudo confirmar que se ha conseguido construir un convertidor de estado sólido
de 400 Hz , que puede alimentar a una carga de 600W trifásica con una
salida en conexión estrella que permite obtener un voltaje entre fases de 200
VRMS y entre fase y neutro 115 VRMS, con ondas cuasi senoidal de cuatro y
tres ni veles. Parámetros eléctricos normalizados dentro de la actividad del
man tenimiento aéreo.
La simplicidad de operación conseguida y los sistemas de protección implementados permiten afirmar que el equipo está en el mismo nivel técnico de
cualquier generador estático de energía alterna.
El equipo está diseñado para ser utilizado
electricidad, electrónica e instrumentación
trabajo, en las que se deben tomar muy
abastecimiento y el tipo de carga que debe
principalmente en laboratorios de
; para alimentar a las mesas de
en cuenta la potencia máxima de
ser conectada.
Por ser un generador trifásico y al utilizar un transformador de 400 Hz a la
salida del sistema en configuración D-Y, las ondas cuasi-senoidal de cuatro y
tres niveles son necesariamente complementarias, puesto que en cualquier
opción que se puede escoger con el selector ubicado en el panel de
operación, se obtendrá las dos ondas con diferentes valores de voltaje, es así
que si el selector esta en "4 NIV" se obtiene una onda de cuatro niveles entre
la Fase - Neutro y tres niveles entre Fases. Para la opción "3 NIV" se obtiene
una onda de tres niveles entre Fase - Neutro y cuatro niveles entre Fases.
En la Tabla 3.1 señala que e! equipo al no tener carga instalada ( en vacío )
durante una hora, produciría un consumo de 0.079 KW-H, por lo que se
debería pagar una planilla de consumo eléctrico de S/. 18,56.oo ( 235*S/./KWH ). Si el equipo trabaja a plena carga durante una hora, la suma por tal
concepto será de SI. 141.oo que es sumamente inferior a lo que se debe pagar
por alimentar la misma carga con el convertidor HOBART, descrito al inicio de
este texto.
92
Las ondas cuasi senoidal . de tres y cuatro niveles son dos alternativas
importantes para ser utilizadas en pruebas de partes o elementos eléctricos de
un avión , pero es un requisito fundamental el valor del voltaje eficaz y su
frecuencia de trabajo.
En cuanto a! rendimiento propio del equipo, se pudo definir que cuando el
puente transistorizado genera una onda de tres niveles se produce mayor
pérdida de energía en las etapas del sistema electrónico implementado.
Es necesario aclarar que un limitante de este equipo es el de ser capaz de
alimentar solamente cargas resistivas.
El trabajo realizado debe ser considerado como el punto de partida para mejorar
diseños similares y optimizar los costos, para lo cua! la experiencia detallada en
este texto puede resultar de enorme interés.
Todo el equipo ha sido construido con materiales y elementos que pueden ser
adquiridos en el mercado local y si no se lo consiguió de acuerdo a las
condiciones técnico - física, se procedió a adaptarlos, tomando en cuenta
siempre su aislamiento eléctrico.
5.2 RECOMENDACIONES.• Los aspectos puramente tecnológicos en el montaje del equipo como son : el
cableado, las conexiones, la ubicación de los elementos , etc. deben ser
realizados con mucho cuidado, tratando de conseguir un acabado similar ai de
cualquier equipo industrial y sobre todo considerando que se debe
dar
facilidad para la reparación y mantenimiento del equipo en base a una
distribución y utilización de los elementos de conexión apropiada para el efecto.
• En lo que se refiere a la técnica en el diseño de las diferentes etapas del
sistema, se recomienda estudiar la posibilidad de implementar un circuito de
realimentación de corriente desde la salida del sistema hacia el circuito de
disparo del puente semicontrolado y realizar diferentes ajustes de los
circuitos, para que el sistema quede apropiado para alimentar también a
cargas inductivas.
• El circuito de control de disparo del rectificador semi controlado, es un diseño
que puede ser utilizado en otras aplicaciones prácticas como para la variación
de la velocidad de motores DC, iluminación, etc., por tener en determinado
rango un control lineal.
• El generador de pulsos implementado para el activado de los transistores de
potencia del puente trifásico, puede ser modificado con el mejor criterio al
93
aumentar el número de F-Fs o determinar cuántos o que elementos de
retención pueden activarse para obtener por ejemplo un sistema exafásico.
94
REFERENCIAS
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CoLone! Wm T. Me Lyman, transformer and inductor Desnig Hand book .
95
ANEXO 1
DIAGRAMAS CIRCUITALES Y PLACAS IMPRESAS.
96
VCC
E =
163
5»^» :
Rbverrfc
:»ocum*nt
DE LOS
POLITÉCNICO
NACIONAL
DIRGRftMA
No 1
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Numb»r CIRCUITO
DE
DISPARO
TRANSISTORES
DE
POTENCIA
ESCUELA
REV. POR:DR. HUGO BANDA c.
ELAB, POR:MARCELO OCONDft G.
VOC
iM
DE
POTENCIA
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BANDA
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NACIONAL
DIAGRAMA
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Docuimnt Numb«r
CIRCUITO CENSOR DE
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SOBRECORRIENTE EN LOS T R A N S T . POTEN.
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POLITÉCNICA
HUSO
MARCELO ACONDA
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ELftB.POR:
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; SE APLICA. EL. VOLTAJE E
: CNP DE SUS FUENTES DE POLARIZACIÓN
SN4 : PUNTO DE CONECCION DE LA CfiRGñ
£N3 Y SNfc
SN2 Y SNS ; LLEGAN LOS PULSOS DE DISPARO
SN1 Y SN7
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POLITÉCNICA
NACIONAL
Docum«nt Numb«rPROTECCIÓN SNUBBER
Y DE SOBREVOLTAJE E-C
ESCUELA
REV.POR: DR. HUGO BANDA G.
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lOuF 4OOV
R»
4 OHM BOH
S.N
DIAGRAMA No 3
150 OHM O.25H
ELAB.POR: MARCELO ACONDA C.
ri»-4r O2
1 i
DI
DZ1
L_m
9S,2uF
1FC
OSC CND
OSC VCC
14 2RNC
1J.2CX2
12. 2CX1
1A.2EN
CND
POLITÉCNICA
R21
R2i
DIPGRftMA No
NACIONAL
PUL505 AL PUENTE TRN^T. TRIFflSTCO
Docurrwnt Number- CIRCUITO GENERADOR DE
ESCUELA
L-*^
L<O11
PLACA IMPRESA DEL CIRCUITO GENERADOR DE PULSOS PARA EL
DISPARO DEL CIRCUITO PUENTE TRAHSISTORIZADO
RS4
3
118 VAC
RS e
RS
VDC
RS2
<tJV~
[=12
I12VDC
"RsT"
?o~5~
JOv
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12 VCC
""MUESTREO
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1OK
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50K
R3O
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10
SEG
TEMPORIZADO
ENCENDIDO t
CIRCUITO
DE
s~n
POLITÉCNICA
DIAGRAMA
NACIONAL
No
Docum«n-t Numb*r CIRCUITO DE DISPARO
DEL RECTIFICADOR SEMI CONTROLADO
ECUELA
>
RS
5
PLACA IMPRESA DEL CIRCUITO DÉ CONTROL DE PULSOS PARA EL
7
DISPARO DEL CIRCUITO RECTIFICADOR SEMICONTROLADO
ESCUELft
POLITÉCNICA
PLACA IMPRESA DEL CIRCUITO DE ENCENDIDO DEL PUENTE
TRANSISTORIZADO
11OV/18V
/
3t
" T!
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5u
REG.VOL
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33OOuF SOV
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/
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DÍAGRAMA No 7
CIRCUITOS FÍECTIFI. REV
POLITÉCNICA NACIONAL
51z* Document Number
ESCUELA
REV . POR ; DR . HUGO BANDA G.
ELAB. POR: MARCELO ACONDA G.
Y CO2. Q4 . OÉ D
NOTA: IGUAL CIRCUITO SIRVE PARA LOS TRANST. Q3 , QS
DEL TRANSISTOR DE POTENCIA
RECTIFICADOR PARA EL CIRCUITO MANEJADOR DE
RECTIFICADOR SEMICONTROLADO
DE BASE
C-
DEL
C, RECTIFICADOR PARA EL CIRCUITO DE DISPARO
TRIFÁSICOS
C. RECTIFICADOR PARA EL CIRCUITO GENERADOR DE PULSOS
PLACA IMPRESA DE LOS CIRCUITOS RECTIFICADORES QUE
POLARIZAN A TODOS LOS BLOQUES CÍRCUITALES
ANEXO 2
CUADRO DE ANEXOS DE INFORMACIÓN
Anexo
&;!
r
2. 1
se
debe
utilizar
Calibre de cables para la construcción de transformadores.
Anexo 2.3
NTE98
Anexo 2.4
NTE 506.
DIODO DE CONMUTACIÓN
Anexo 2. 5
ECG 3044
OPTO ACOPLADOR
Anexo 2. 6
LM 324
CIRCUITO OPERACIONAL
Anexo 2.7
ECG188-ECC
TRANSISTORES
Anexo 2.8
Led ECG3003
TRANSISTOR DE POTENCIA
NPN
PNF
LED INDICADOR VERDE
SN74LS629
VCO
Anexo 2.10
HFE4022
DIVISOR PARA 6
Anexo 2.11
74LS74 A
FLIP FLOP
Anexo 2.12
EGG 5925
DIODO RECT. INDUSTRIAL
Anexo 2.13
ECG5529
SCR
Anexo 2.9
fl
Sf
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en
Anexo 2.2
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Gráfico del tipo de material que
construcción de un transformador.
TÉCNICA
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Ir - .2//S Typ
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ncplncos: ECG90. S K a i 11
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Diodes and Rectifiers (General Purpose)
Peak
Reverse
Vollage
ECG Type
Deicriplloo
ECG109
ECG110MP
ECG 112
PRV Max V
Averaye
Reclified
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Currenl
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Peak
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200 mA
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Furword
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Common Calhode Dual
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Series Dual Diodei, TV
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Common Anode, Dual
Diode, TV Hortz AFC
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65 mA
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1000
!
TV Damper
Si
5000
300 mA
-1 A
4 ui
4.4 V a l
500 mA
ECG177-
Fajl Sw, Del, e t c .
Si
200
160 mA
250 niA
50 m
1.0 Val
100 mA
Matched Diodo Pair,
S!
50
75 mA
100 mA
,
Sí
Gen Purp Recl,
Goling, Centc-ríng
SÍ
Sw, Fasf Recovar/,
SCR Dcfl Clamp
Si
ECG519
Fají Svt DuxJe
SI.
100 (BRVÍ
200 mA
ECG525
Sw, Foil R e c o v e r y ,
SI
2000
1 A
ECG 507
ECG515
1400
50
800
1 A
250 mA
3.5 A
500 ni '
.
3 A
1
:
ECG552
ECG558
.
Sw, Fajt Recovery,
Damper, Metal Caie
SÍ
Gen Purp Rcct, Fail
P.ícow-ry
Si
Gen Purp Recl , Fail
Recovery, HV
Si
1500
600
1500
IA
1 A
1.3 H j
1 A
1.3 V
oí 4 A
—
500 m '
2 Val
2 A
•
200 m
250 i»
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U
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ai 2 A
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•
1.5 V a l
250 mA
*
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•
•
•
1.5 V
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*
1.0 V ot
10 mA
—
•
•
4 ni
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4»
450 mA
—
/ó
•
1.0 V
al 1 A
Damper
ECG551
/U
<•
1.0 V
"at 1 A
3 ut
9 A
/.
/
at 5 mA
Sw, Fail Recoverv,
B(t Damper, SJantíIng
'¿
1.0 V
—
AFC, A F T , e t c .
ECG50Ó
A
•
ECG173BP
ECGI78MP
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—
—
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'1 A
000
Gen Purp R e c t , Melal
Coie
i
—
ul 1 A
ECG117
¿
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/i
~¿
1.2
Forward Recovery Time
PIN Diodes
Max. Power
ECG Type
Deicrípríon and Appllcallon
(mWJ
V (BR) R
Min, (Vulti)
IR
Max.
CT
(nA)
M°x. (p|)
1-,
r«.
lllll)
RS
M.JX. íOlirní)
F
N
ECG 553
SI PIN Diadc, UHF, VHF Swlrch
200 '
30
150
2
V.5
1.?
2
ECG 555
SI PIN Diode, Gen Purp and VHF Swlrch
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1
3 0
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Paclcogc Oulllnoi - S«e Page 56
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i.orag: i err.Dífatur: HíngLí)¿ T-mnr-ai-j-e (SDiaertí;. 10 sec'
O-Jtpu: Short-Circüi; to GN'D (Note 2)
v'~ < ¡5 V'0£: and T - = 25:C
Ooíra;ir.g Tsmorraiure Rs-ig;
Fui P*ck
Powtr Duiípjtion [Noli I)
Molded DIP ÍLÍ.'.2?J;.'i
C j v i t v D l P ' ÍL1/.1240. L:.'.22
!-.3ul VoüJSt
Coniinuou:
800 m'.V
570 rn\
900 mW
32 V-,,.
~ C 3 U B= ia-32'.v.
32 V D - o'¿16 V D C
' & LM324D)
absolute máximum ratings
Supo'V C u f i r n l
RIIKJ
1J-
7J
IMi
JJ
I_MIOUEI:TIHI¡
U
It
i y p i c a i p e r f o r m a n c e charactsrístics
1
!_
Op*n Loop Frequtney
Rtiponvr
1
rhf .pow«r,.HJppJv curren! drsin, the
_ A ouiput it»9t for im»U
it^rtí to clin 8 in a Urge
the amplifieri to both
: CRÍtput currenu. Therelore
íl cvrreni booit trin.
ITO'etítmdth« pcrtvír capibíhiy
' tn^1>*ifc"1¡mpJIf»eTí. The output vp)t»ge rwedi,
1 ntí>t:>pg(oxíf»ttiriY 1 dtode drop <bo»e youtxl
volugn an be easily
diMtrtnii»! -voltige
»re not necd*d. na \ng* inpui
mutt-írom bfge diífercntiil tnpui volt- _
ínput volt»9* may be larget
ih* dtvice. Proitction
prpvfdvd to preven! the input voltages
_ñtyfí}vt'rnort itian -O.3VDC (al 2G a C).
«nput d»mp ooniiitmg of a diode-connectcd
^ w*n«ítOt-ÍC-B-ihort| can tx uicd.
bí'taken to insure that the
-io»--tb* tntegrited circuil nevé:
¡n pot>fíty or-that the unil is not
imulkd twckwardi ¡n a ten socket
. *o uñlimitcd currcnt turye. through the r eiulttng
ÍLTnrtlxfiodc within rh* IC could cauíc íusing oí
Tl*cJntmwi-a>fxJuctorí'in<J-r«u)t \n a destroycd
-
. rTie~piñcnrti of the p*cfc»ge h»ve been designed to
T^rnpílfy'PC bo*rd Uyouu, ln»erting ¡nputs are
"'J>*o»f?t- to outpuu fof «II oí the amplifiers and
't'ifoutputi h*v< »lio b«n placed al tht comen
~f th* pMfc'ágc (pini 1. 7. 8. and 14).
' TSÍHJrlf24 *efiei iré op *mpí which qocra'e w¡th
f] fírSiyvf^ jingl* powor íuppíy voltage, have trucI- 'Sflrrtíitií} ínpuii, md remain in ihc linear mode
J™ fñttv »n-input common-mode voltagi oí OV D C .
í'¿'Tíwi* *mpíifterí opérate over a wide range of
•f.' rww-wppty 'voltig* vrith Irttle charle ín per„, for*i*n» c*Mr*ci«riitici. At 2S°C ampltfier opera™"í^on Íi DOMiWr down to a mínimum suppJy voltaje
'¿71
The circuid prtjenietí ¡n íhr icction on lypical
applications empriaitís cpcraiio.T on omy a ungí»
povrcr jupply vottac-:. t¡ ca^c'sfnintafv pov/e.suppliei are avaiiaoie. a" o' :ne stancarc oo smc
arcurts can be use tí if gríis.'ji. mtrooucing a
picuao-grounc; U b;a; v3::aat rt:e'-nce oí VY21
vnl! allow owfittoi abo ve ans Miow !hn viiuí
in ungU- pow-er suppiv iyitcrrii. Many aoCHicaticn
círcuits are inown whtcn ;aV.c advantia: oí íh:
wit5« input commoii-mode voliwe ran?:
íocfudti 9round, In mosí caseí. snpu: bia
nat retjwiixí *nd input voltage; which ."'
vntly b* accommodalíC
Output shor! c'rC'JUi eiíher to ground or to the
posilivt power suppiy inc-jid bí of sh^rt time
oVjfatton. Units cdn os oeifoyed. not a; a resull
of ihe ihort circuí! currtnt cnusing metal (using,
bul rathef due [O tn: iarge incrcast in IC cíiip
diüipatior. which wilí cauíe eventual íaiiurc due 10
rxcesiive juncuon tempera tures. Putling direc:
ihon-circuits on mo'E tnan one ampliíieí at a
time wíl! increaie Ine total IC power dissipation to •
destructive Icveli. if not prcptrly protected with
external diisipatior; iirr..tir>g resiílors in ieries v,ith
the output k-ads oí tn; ampisher:. The larger valué
oí outpul sourctí cjfíen: wmc.i ii available at
25 C provides a larger outoi," cjrrent capability
at «íevatedTemperaiure; íiec ívyiCd. pc-'ÍDrmance
c-iaracterisiicil Inan a ::ansa;c! IC op arnp.
The biai networfc o( the LM124 estabhsnes a drain
currenl vrfíich ii independent oí the magnitud: oí
the po*vcr supplv voltagc over the ranoe of (rom
3V DC lo 30V DC .
Capacmvc !oad; which jre applied dircctly to the
outpu; oí the arr.püner reduce the loop Jtabilíty
margin. Valúes oí 50 pF car. tx accommodated
úsing th» «orst-case non-inveritng unity giin'conrveciion. Largf closed loop gaini or rtiistive ¡solation
ihould be uietí Ü largsr ioad capacitance muit be
drwen by tn- ampliíiei.
ifiOuld üe uicd. ifüfr: me ou;put oí tnc aniDÜÍier
to ground tci mercóse ths ciass A bias cunent and
pfevent cfossovcf drstortion. Where the load Íl
dtrcctív coupled. ai in OC applicatíans, therc ¡j no
CíDSiover di;tor-ior..
DC lmtrument»noti Ampíüwr
High Input 2 Adju>Ubl»;C»in
HigK tnpul 2. OC Oilf"f»flliil
Vo!t»ic-CtÍl A
ducí Inpui Cuírenl (G»n«»l Cor>c«ptl
Udng SymnwUicíl AmpIHnn to
typical single-suppiy appllcations (con't) ÍV A = sv oc )
¡Transistors
Bi-Polar Types
Máximum Ratings At 25° C Ambient Unless Otherwise Noted
ECG Type
Descríption and Application
Collector
To Base
Volts
Collector
To Emitter
Volts
Base to
Emitter
Volts
BVCBO
BVCEO
BVEBO
Max.
Max.
Coi lector
Current
[,- Amps
Collector
Diss.P D
Freq.
in
MHz
Currenl
Gain
f»
hFE
Watts
Cas
ECG70
NPN-SÍ, HV Pwr Amp,
Swítch
180
150
6
50
250
30 mín
30 min
TO-6
ECG71
NPN-SÍ, HÍ Currenr Amp,
Fasf Swítch
150
90
7
20
200
20
20 min
TO-6
ECG72
NPN-SÍ, H! Current Amp,
Fast Switch
120
100
6
10
115
30
30 mín
TO-6
(Isola
ECG73
NPN-Si, HVAmp, Switch
220
200
8
10
85
40
15 mín
TO-ó
ECG74
NPN-SÍ, Gen Purp Amp,
Switch
100
100
6
7
60
30
60 min
TO-5
ECG75
NPN-SÍ, HÍ Pwr Amp,
Switch
100
80
8
5
50 ,
50 min
40 min
TO-1
ECG76
NPN-Si, CATV Brcodband
Amp
50
30
5
.4
5
1800
30 mín
TO-11
ECG77
.NPN-Si, CATV Broadbond
Amp
50
30
5
.4
3.5
1800
30 min
TO-39
ECG78
NPN-Si, RF PO, CB,
27 MHz, 3 W
36
18
4
,6
5
--
5 min
TO-20
ECG79
NPN-SI, RF PO, CB,
27 MHz, 9 W
36
18
4
2
10
—
5 min
TO-20
ECG80
NPN-Si, HV Sw, Horiz
Driver
700
300
12
1
8 ÍTC 25°C)
1 (TA 25°C)
13
SOTyp
TO-20
ECGS1
Dual NPN-Si, Swítch,
DC to VHF Amp
75
40
6
.6
2 rotal
250 min
100 min
TO-78
ECG82
Dual PNP-Si, Switch,
DC to VHF Amp
60
60
5
.6
2 total
200 min
100 mtn
TO-78
ECG83
Dual NPN-Si, Hi Speed Sw,
Gen Purp Amp
60
30
5
.5
.2
250
ISOTyp
TO78
ECG84
Dual PNP-Si, Hi Speed Sw,
Gen Purp Amp
60
30
5
.5
.2
200
1 SOTyp
TO-78
ECG 85
NPN-SÍ, Switch, Gen
Purp Amp
70
70 (CES)
4
.4
.6
200 min
120 min
TO-92
ECG86
NPN-Si, HÍ Gain DC
Regulotor, Amp
200
150
6
5
50
15
400 min
TO-3
ECGB7
ECG87MP*
NPN-Hi Pwr Linear Amp
(Compl to ECG88)
250
250 (CEX)
5
10
200
3
20 min
TO-3
T
1
ECG88
ECG88MP-
'PNP-HÍ Pwr Linear Amp
(Compl to ECG87)
250
250 (CEX)
5
10
200
3
20 min
TO-3
ECG89
NPN-SÍ, Horíz Output with
DAMPER DIODE - Circuí! pacje 47
1500
600
6
7
50
—
5 min
TO-3
ECG90
NPN-SÍ, Hi Goin, Gen
Purp Amp (Compl to ECG91)
120
120
5
.05
.75
350
400 min
TO-92
ECG9I
PNP-SI, Hi Gain, Gen
Purp Amp (Compl ro ECG90)
120
120
5
.05
.75
150
400 min
TO-92M
ECG92
NPN-Si, Audio Pwr Amp
(Comp! to ECG93)
160
160
5
15
150
80
120 min
TB-34
ECG93
PNP-SÍ, Audio Pwr Amp
(Compí ro ECG92)
160
i 60
5
15
150
60
120 min
TB-3¿
ECG74
NPN-Si, Gen Purp Pwr
DC Regulator
300
300
5.
5
100
2.5 mín
90Typ
TO-3
ECG 75
NPN-SÍ, Hi Voltage Amp,
Sw, Isoloted Stud
250
250
6
3
70
40
90 min
TO-59
Isolate
Notes:
* MP - Motched potr
' Frequency at whích common emitter current gaín \i 70.0% oF low frequency goin
c Moy be lupaliird in altérnate pcckoge - lee toble ín deiianated ficure
Packag* Outlinei -
Díscrete LED Indicator Quilines
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M,uia fi-volt tajpply can b«'utad: hcfwavef, orw M! ot supply uoltaflo and giound pini IVcC anc' GND[ U piovided lut
--la, •ynchronlialkxi-gaiing, and outpul ittcllons. and a Mpáfate M! |OSC Vcc ^d OSC GND) !• pjovided luí Ihe
íj,uoí and at*ociat»d (r»quancY~conirol citcuiu *o thal eHeclfv» Uolatíoo can txi accompli*!^ In lh« ayn*m. Foi L,p«*a,! .¡I irequenciea gíMler than 10 MHi, it u recommeoded Üwt two Indapendanlfcuppííesba u*ed. Di»*b4ing «ilhuí VCÜ o)
! i 5C2L ¿nd '1.B625 and 'LS627 can 1>« achieved by lemoving the appioptiale OSC V^Q, An emtbU inpul U providod on
i 5624. 'LS626, 'LS628, anú 'LSG29. Wh«n ll« «nabla inpui U low. tha outpul U tmablad; wtmi th« onablu inpul ii> high,
Miurnal otcJIUlor it diublad, Y li high, and Zii low. Coutionl CíosMalk may occiir úi ÜM du*J d«vic«« ('LE62B. 'LS626,
''.27 «nd 'LS6291 whan boih VCO's are ope*ated simultaneóos!y.
-.í 3 «nd Figura 6. conlain tha n«ce*sarv infotmaliofi lo choow tho prop^r c&pacnoi valuó to obtum Iho
'MJrvg Irequoncy.
'''
'IS628 ofiar* more precisa temperaturt compansalion ihan'itt 'LS624 counldipart. The 'LS624 f»aluffi* • 80Ü íihtn
i,,al líming remíloi. The 'LS628 feqgims i liming resiílof lo b« connecied «xtumally ación» R»xl pin». TemptuíiHir*
i-cuiiution will be improvm] d^s to iht- («mparalurc coüíÜciünl of Ih» EX la nial luüslDf.
rfl vollao»-ccntrollad oucJUalori. (VCO'ú «te lmprov«d voiwoni oí lh« origin»! VCO limilv: SN54LS124.SN54L £."¿-1
I SNB4LS327, SN74LS.I.24, .»nd SN74LS324 Ihru SN74LS327. Th»tt PBW ddvicu luatuí» lmíMov«d VOÍIBHC iu
iv«incY l¡n»oritY. V»ng«, and compenwiion. Wilh ihu exception ol'th* 'LS624 and 'LS62B. »H D( thww d«vic»t Iti.iiuK
itidopondünl VCO'* In • »¡n01« monolilhic chlp. Tha 'I.S624. 'LS625, 'LS626 «nd 'LS628 h*v» compl*nwnui r ¿
txtis. The oulpul (requancy loi each VCO is «slabluhad by a ungítt Mxiarnal c*pacilo( In combifUttOíi wnti volu.ju
iiiivo inpula uw-d lew )r«quency conuol und liequency runga. Each duvica ha» u vcJugo-wn^iiv» inpul luí lt*qi.«in.y
uiol; howaver, ]ho 'LS624, 'LS628, and 'LS629 duvlces also havo one fur ítequoncy jangá. (S»« Fiflutafc 1 ihru Bi
ri|>Hnn
DEVICE SIMILAR NUMBER COMP'L
ENABLE
TYPE
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VCD'.
20UT,
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'LSS25. 'LS376
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'LS629 'LS124
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ilgltly Stable Oparotlon over Specífied
Iflinpuratura and/or Supply Voltage Ranflas
Itpnrat* Supply Vpltago Pjn» íor Uolatíon of
'(nf)uoncy Control Input* «nd Oscillaiore
ir"M Output Cifcultry
TYPES SN&4LS624 THRU SN54LS629
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