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Lo más brillante de la energía
Semiconductores de potencia
Primera parte: Bases y aplicaciones
Stefan Linder
Durante los últimos 10 a 15 años, y
a raíz del rápido progreso alcanzado
en la tecnología de semiconductores,
los interruptores de potencia de silicio
se han convertido en dispositivos
muy eficientes, fiables y de cómoda
aplicación. Estos dispositivos han
arraigado firmemente en aplicaciones
de alta tensión y alta intensidad para
controlar potencias de salida de entre
un megavatio y varios gigavatios.
Los dispositivos semiconductores de
potencia han puesto en marcha una
revolución tranquila, en el curso de la
34
cual se están perfeccionando soluciones electromecánicas mediante la
adición de electrónica de potencia, o
incluso son sustituidas por completo
por sistemas electrónicos de potencia.
Este artículo, dirigido a lectores con
ciertos conocimientos de este tema,
es la primera de dos partes que
Revista ABB dedicará a los semiconductores de alta potencia. En esta
parte presentamos diferentes clases
de dispositivos, especialmente el
IGBT e IGCT. Comparamos sus venta-
jas y desventajas específicas, así
como algunos aspectos importantes
relativos a su aplicación. En la segunda parte analizaremos aspectos térmicos y cuestiones relativas al diseño
del encapsulado.
Además, intentamos hacer un pronóstico sobre los desarrollos futuros y
sobre la importancia que tendrán en
este campo de la alta potencia materiales de ‘amplio salto de banda’
como el SiC (carburo de silicio), el
GaN (nitruro de galio) y el diamante.
Revista ABB 4/2006
Semiconductores de potencia
Lo más brillante de la energía
a introducción de la tecnología de
transmutación de neutrones en los
años setenta del pasado siglo hizo
posible la fabricación de dispositivos semiconductores de potencia con tensiones de bloqueo de más de 1.000 V. Sólo
esta técnica permite producir silicio con
la homogeneidad de dopado requerida.
Por aquel entonces, en esta categoría de
tensiones el tiristor era el único dispositivo cuya tecnología se dominaba correctamente. Sin embargo, el número de
aplicaciones era muy limitado, ya que
este dispositivo no permitía el corte de
corriente en un instante cualquiera. En
los años ochenta y noventa se unieron
al tiristor varios dispositivos con capacidad de corte: el tiristor de corte de
puerta o GTO (Gate Turn-Off Thyristor)
y, posteriormente, el transistor bipolar
con puerta aislada o IGBT (Insulated
Gate Bipolar Transistor) y el tiristor conmutado con puerta integrada o IGCT
(Integrated Gate Commutated Thyristor).
Estos dispositivos incrementaron notablemente el espectro de definiciones
de tareas explotables eficientemente.
Gracias a estos dispositivos, los accionamientos eléctricos de velocidad variable
en el rango de megavatios representan
hoy día la más avanzada tecnología y
sería imposible imaginar la transmisión
de energía eléctrica y los sectores de
estabilización de redes, donde las aplicaciones alcanzan sobradamente el rango de los gigavatios, sin la existencia de
soluciones basadas en componentes semiconductores de potencia.
Durante los diez últimos años, el IGBT y
el IGCT (que sustituyeron al GTO) han
sido perfeccionados en cuanto a pérdidas, resistencia a la tensión, capacidad
de transporte de corriente (SOA = Safe
Operating Area, área de funcionamiento
seguro) y facilidad de uso. En conse-
cuencia ha perdido vigencia el viejo paradigma, admitido todavía a finales de
los noventa, según el cual los IGBT son
adecuados para salidas de ‘pequeña’ potencia y los IGCT para potencias mayores. Los IGBT se usan ahora con excelentes resultados en aplicaciones con salida superior a 300 MW [1]. Sin embargo,
de esto no se puede concluir que el
IGCT perderá su razón de ser como resultado del avance del IGBT, como lo
demuestra el fuerte crecimiento de aplicaciones de éste, sobre todo en el rango
de tensiones medias. La decisión acerca
de cuál es el componente más adecuado
para una aplicación deseada depende
de diversos factores técnicos, que se
aclararán en cierta medida en este artículo. No obstante, en este contexto no
debe subestimarse el know-how y la experiencia del usuario al hacer la selección correcta. Dado que la eficiencia y
fiabilidad de los dispositivos semiconductores depende estrechamente de las
condiciones de servicio y del diseño físico del sistema (eléctrico, térmico, mecánico), los usuarios, siempre que sea posible, utilizarán plataformas con las que
tienen abundante experiencia.
la conductividad del sustrato, ha de reducirse continuamente conforme
aumenta la tensión de ruptura buscada.
En consecuencia, componentes que en
estado activo pueden confiar en la conductividad de su substrato (los componentes unipolares o de portadores mayoritarios, como el MOSFET de potencia
y el diodo Schottky), presentan capacidades de bloqueo superiores a 2001.000 V en estado de conducción, demasiado altas para funcionar económicamente (el límite depende del tipo de
componente y de la aplicación). Consecuentemente, los semiconductores de
potencia de silicio de más de 600 V se
suelen diseñar como dispositivos modulados por conductividad (plasma). El interior de un dispositivo de este tipo está
saturado con un gran número de portadores de cargas positivas y negativas
1
Estructuras de componentes y zonas de
dopado del IGCT y del IGBT a y comparación cualitativa de las distribuciones de
plasma en estado de conducción b
a
IGCT (estructura de tiristor)
G
Ha perdido vigencia el
viejo paradigma según el
cual los IGBT son adecuados para salidas de
‘pequeña’ potencia y los
IGCT para potencias
mayores.
A
K
p
n-
p
n
IGBT
G
C
E
n
n-
p
p
Cátodo
Ánodo
b
Concentración
L
Objetivos del diseño del IGBT y del IGCT
plasma del IGCT
p
n p
plasma del IGBT
Introducción
n-
El dopado del cuerpo de silicio de los
semiconductores de potencia, es decir,
Dopado
Los semiconductores se han hecho omnipresentes en una amplia gama de aplicaciones, entre ellas la transmisión
de energía a las aplicaciones de tracción b b y los accionamientos industriales c
a
Revista ABB 4/2006
b
c
35
Semiconductores de potencia
Lo más brillante de la energía
(huecos y electrones) durante la fase
conductora, siendo la conductividad del
semiconductor mucho mayor que la del
sustrato. Tales componentes se denominan frecuentemente ‘componentes bipolares’ en la industria de semiconductores
de potencia, aunque el uso de esta expresión no es estrictamente correcto
desde el punto de vista técnico (esto se
discutirá más adelante, en la segunda
parte de este artículo, que se publicará
en el próximo número de Revista ABB).
El plasma ha de ser extraído del dispositivo durante el corte para recuperar la
capacidad de bloqueo. Esto se lleva a
cabo mediante la tensión de recuperación, por medio de la cual se crea un
campo eléctrico que conduce los elecInterior de un IGBT/IGCT durante el corte
2
n p
Ánodo
t t+Δt
campo eléctrico
Concentración
Cátodo
t+Δt
p
-
Se crea un campo eléctrico en la unión pn
en el lado del cátodo y se expulsa el plasma.
Cuanto más cerca están del cátodo los portadores de carga, menor es la tensión con
la que se eliminan.
Dependencia geométrica de la conductividad del plasma y pérdidas de corte dentro
del IGBT
Concentración
n p
Plasma
p
nÁnodo
Cátodo
Pérdidas de corte de
cada portador de carga
Resistencia
específica del plasma
En comparación con 1 , es evidente que
el IGCT tiene una mejor distribución del
plasma.
36
Optimización de las pérdidas de potencia en conducción y en corte por ajuste
de la distribución del plasma
El objetivo común del diseño de interruptores para semiconductores de potencia de alta tensión (cuyos tipos más
conocidos son el IGBT y el IGCT) es
optimizar la combinación de la potencia
en estado de conducción y las pérdidas
en corte. En términos prácticos, esto significa que el semiconductor debe tener
la mínima caída de tensión posible en la
fase de conducción (es decir, debe
crearse un plasma denso) sin que se originen pérdidas excesivamente altas en
corte cuando se suprime el exceso de
carga.
plasma
t
n
3
trones, cargados negativamente al ánodo
y los huecos, cargados positivamente, al
cátodo. En consecuencia, sigue circulando corriente mientras aumenta la tensión; durante el corte las pérdidas se disipan en forma de calor.
El grosor mínimo de un
semiconductor de potencia está predeterminado
por la capacidad deseada
de bloqueo y por la
intensidad del campo de
ruptura del silicio.
La figura 1 muestra la distribución típica
del plasma de los componentes IGBT e
IGCT. La principal diferencia entre ellos
es que el IGCT crea un plasma denso
cerca del cátodo, mientras que el exceso
de densidad de carga en el IGBT cae de
forma relativamente brusca del ánodo al
cátodo. Más adelante, en esta misma
sección, explicamos la causa de este fenómeno.
La importancia de esta distribución de
portadores de carga se ilustra considerando el proceso de corte: durante el
corte, el componente recupera su capacidad de bloqueo creando un campo
eléctrico desde la unión pn en el lado
del cátodo hasta la zona n- 2 . La tensión
de recuperación cubre el plasma desde
el cátodo hasta el ánodo. Los portadores
de carga cerca del cátodo son suprimidos a una baja tensión y, por tanto, generan bajas pérdidas en corte, mientras
que los portadores próximos al ánodo
fluyen fuera del dispositivo a una tensión alta, originando altas pérdidas.
Esta consideración aclara por qué la
distribución del plasma del tiristor suele
considerarse un ideal, también deseable
para el IGBT: la caída de tensión en el
modo de conducción está determinada
fundamentalmente por la región de densidad mínima de plasma, lo que explica
por qué un IGBT tiene pérdidas de conducción mayores que un tiristor comparable. Así pues, si se puede aumentar
satisfactoriamente el plasma del IGBT
en el cátodo, las pérdidas de estado
activo se reducen sin que se originen
pérdidas en corte considerablemente
mayores 3 .
La causa principal de la baja densidad
del plasma en el cátodo del IGBT es un
débil ‘efecto de almacenamiento de portadores’: los huecos inyectados originalmente por el ánodo pueden entrar con
relativa facilidad en la zona p en el lado
del cátodo y desde ahí abandonar sin
obstáculos el componente a través del
contacto (requerido) del emisor con la
zona p (véase 1 ). En contraste, debido a
la falta de contacto con la zona p, el
tiristor no tiene un efecto importante
de almacenamiento de portadores. La
barrera de potencial de la unión pn en
el contacto del cátodo impide la entrada
de huecos en la zona n.
Dos conceptos diferentes se han propuesto en general para mejorar la distribución del plasma en el IGBT: una
opción muy eficaz consiste en aplicar
el principio trinchera [2], en el que se
impide que los huecos ‘encuentren’ la
zona p mediante un ingenioso diseño
geométrico de la estructura del cátodo.
Alternativamente se puede generar una
débil barrera de potencial por medio de
una capa de dopado en frente de la zona p para mantener los huecos alejados
de la misma [3]. Una explicación detallada de estos métodos puede encontrarse
en la literatura, por ejemplo en [4].
Los IGBT modernos, diseñados según
alguno de estos planteamientos básicos,
presentan correlaciones entre las pérdidas en conducción y las pérdidas en
corte, que se aproximan mucho a las de
los IGCT. Aunque en el futuro serán posibles algunas mejoras, los últimos diseños (por ejemplo, el SPT+ de ABB [8])
han sido optimizados en tal medida que
ya no se esperan grandes pasos adelante.
Reducción de pérdidas mediante
la reducción del grosor
La reducción del grosor de los componentes es el parámetro más eficaz para
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de bloqueo a alta tensión, estos portadores se multiplican a modo de avalancha debido a la alta intensidad de campo en el componente. Esto causa una
ruptura muy localizada del componente,
que puede dañar el dispositivo de forma
irreparable. Por consiguiente, los fabricantes han desarrollado normas para el
dimensionado, según las cuales los
componentes se han de diseñar con respecto al grosor y la distribución de la
intensidad de campo, para que la proba-
4
Diferentes diseños verticales de un
semiconductor de potencia en el ejemplo
de estructura de tiristor
G
n
Tipo A
A
p
K
El semiconductor debe
tener la mínima caída de
tensión posible en la fase
de conducción sin que se
originen pérdidas excesivamente altas en corte
cuando se suprime el
exceso de carga.
2. La segunda limitación es atribuible a
la radiación cósmica. Si una partícula
nuclear del espacio con alta energía, por
ejemplo, un protón, choca contra un núcleo de silicio, la energía liberada genera una altísima cantidad de electrones y
huecos. Si el dispositivo está en modo
p
G
n
Además de la concepción con un cierto
grosor adicional, la ruptura brusca se
puede reducir mediante una hábil distribución de dopados en el lado del
ánodo del componente. Los fabricantes
emplean diferentes nombres para conceptos que son similares (al menos en
su acción), por ejemplo, SPT (Soft
Punch Through, Suave Perforación) [5]
o FS (Field Stop, Parada de Campo) [6].
Debe señalarse también que para los
usuarios es más importante que nunca
limitar en lo posible las inductancias parásitas en sus sistemas, debido al diseño
más agresivo de los componentes modernos.
A
n-
p
K
n-
n p
Tipo B
Campo eléctrico (E)
Límite de fallo
Tipo B
Tipo A
p
p
n
p
n-
n
La tensión a través del dispositivo es proporcional al área situada bajo el campo eléctrico. La sección central (n-) se suele denominar zona de deriva en componentes unipolares y base n- en componentes bipolares.
5
Efecto de la ruptura brusca durante el corte
de un gran módulo IGBT de 3,3 kV/1.500 A
bajo la influencia de una alta inductancia
parásita
Intensidad [kA]
El gradiente de la intensidad de campo
dE/dx 1 se puede ajustar por medio de
la concentración de dopado en el silicio.
En la práctica existen límites para el diseño agresivo de la distribución de la intensidad de campo y, por consiguiente,
para el grosor mínimo de los dispositivos:
1. Si la concentración de dopado del
semiconductor es muy baja, el campo
eléctrico se extiende sobre todo el grosor del componente, incluso a baja tensión. Por tanto, todo el plasma puede
ser eliminado a una tensión más baja
durante el corte. Aunque teóricamente
esto es deseable (puesto que las pérdidas de corte disminuyen), también hace
que la corriente se interrumpa bruscamente al alcanzar una cierta tensión (el
punto en el que se elimina el plasma
del dispositivo). Este efecto se conoce
como ruptura brusca (snap-off). La alta
variación di/dt genera sobretensiones en
inductancias parásitas y puede iniciar
oscilaciones no deseadas en combinación con las capacitancias. La figura 5
muestra ejemplos de un corte de alimentación deseable (‘suave’) y una
forma de onda desfavorable (‘dura’).
La inductancia parásita difiere mucho
más en semiconductores de potencia
para altas intensidades que en pequeños
componentes discretos. En primer lugar,
la inductancia de fuga es mayor debido
a los conjuntos, físicamente mayores y,
en segundo término, el semiconductor
experimenta una solicitación mucho mayor a través de una inductancia parásita
dada. Para ilustrar esto se compara un
hipotético chip IGBT discreto de 50 A
con un módulo de 1.000 A ensamblado
con 20 chips discretos de 50 A. Se supone que la inductancia parásita en el circuito con el chip discreto es de 20 nH, y
la del módulo 100 nH. El cálculo de la
energía inductiva almacenada (Eind =
LI2/2) muestra que, con la intensidad
nominal, cada chip del módulo experimenta una carga inductiva 100 veces
mayor que la del chip discreto (2,5 mJ
frente a 25 µJ). Esto indica que los componentes utilizados para altas salidas de
potencia se han de dimensionar para un
comportamiento de conmutación mucho
más suave que los chips empleados para pequeños montaje de circuitos impresos. En términos prácticos, los ingenieros han de hacer los componentes más
gruesos de lo que teóricamente sería necesario. Esto implica naturalmente pérdidas adicionales, según se muestra en el
ejemplo de 5 .
3.5
Tensión [kV],
reducir las pérdidas totales. Las razones
son sencillas: la resistencia del dispositivo en estado de conducción decrece como consecuencia del menor grosor y, al
mismo tiempo, hay menos plasma global en el dispositivo durante la fase conductora, razón por la que se producen
menos pérdidas durante el corte.
El grosor mínimo de un semiconductor
de potencia está predeterminado por la
capacidad deseada de bloqueo y por la
intensidad del campo de ruptura del silicio. En 4 se muestran dos dispositivos
diferentes diseñados agresivamente con
la misma capacidad de bloqueo:
Es evidente que la máxima capacidad
de bloqueo para un elemento de grosor
dado se obtiene con una distribución de
intensidad de campo lo más próxima
posible al límite de ruptura en todo el
grosor.
1.5
Lσ = 300 nH
3.0
2.5
2.0
Tipo 2
(grueso)
Tipo 1
(delgado)
1.0
0.5
0.0
0
1
2
Tiempo [μs]
3
4
El ‘Tipo 1’ de IGBT es considerablemente
menos grueso que el ‘Tipo 2’ (340 µm
frente a 380 µm, véase también 6 ).
37
Semiconductores de potencia
Lo más brillante de la energía
bilidad de destrucción por radiación
cósmica se limite a un grado aceptable.
Esta norma especifica aproximadamente
1-3 FIT (fallos por unidad de tiempo)
por cm2 de área superficial de componente, que corresponde a entre 1 y 3 fallos por cada mil millones de horas de
operación y cm2. La prueba de la tasa
de fallos de nuevos componentes se
suele obtener hoy día mediante bombar-
Comparación de grosores teóricos mínimos
calculados para el componente
6
Límite teórico
Límite técnico
Componentes avanzados
800
Aumento de la capacidad de corte
(Safe Operating Area, SOA)
600
500
400
0
1
2
3
4
6500 V
4500 V
100
3300 V
2500 V
200
1200 V
1700 V
Espesor del elemento [μm]
700
300
deo de protones o neutrones en aceleradores, que simula con suficiente exactitud el efecto de la radiación cósmica natural.
Los componentes de alta tensión de última generación están ya cerca de los límites prácticos en cuanto a grosor. En 6
se ilustra la posición de los últimos
componentes en relación con los límites
teóricos calculados. Aunque teóricamente sería posible una nueva reducción del
grosor por debajo del nivel actual, sería
a expensas de una ruptura brusca más
severa o de pérdidas en corte considerablemente superiores. Actualmente, parece dudoso que los usuarios lleguen a
aceptar tales dispositivos.
5
6
7
La intensidad de salida útil de un semiconductor de potencia está limitada por
la capacidad de la tecnología de encapsulado para disipar pérdidas de potencia
y por la máxima intensidad que puede
controlarse con seguridad durante el
corte. La segunda parte de este artículo
tratará con detalle la tecnología de encapsulado, mientras que aquí se tratarán
los aspectos SOA.
Tensión de ruptura especificada [kV]
Suponiendo que no existe un grosor adicional y que la ruptura se produce a temperatura ambiente, los grosores técnicos mínimos aproximados (valores factibles prácticamente, sin considerar el comportamiento
eléctrico) y los grosores de componentes
avanzados (las áreas rojas representan los
diferentes valores de varios fabricantes).
Desconexión de un IGCT con un área
activa de 40 cm2 bajo condiciones SOA,
sin circuito de protección
Tensión [kV],
Intensidad [kA]
7
6
‘Autofijación’
5
4
3
Ruptura por
avalancha dinámica
2
1
0
0
2
4
6
Tiempo [μs]
8
10
La densidad de potencia de conmutación es
superior a 500 kW/cm2. La ruptura por avalancha reduce en primer lugar la pendiente de
la rampa de tensión y a continuación limita
automáticamente la sobretensión.
38
Durante los años 90 se daba por sentado que un evento de ruptura por avalancha dinámica representaba una condición de funcionamiento poco seguro.
Tal ruptura se produce si la densidad de
potencia (calculada como la intensidad
a desconectar multiplicada por la tensión del enlace de CC) alcanza aproximadamente 150 kW/cm2.
A partir de consideraciones teóricas no
es posible mantener la conclusión de
que la ruptura por avalancha dinámica
es insegura. Por el contrario, el efecto es
autolimitante [4] y, por tanto, puede
considerarse inofensivo. En consecuencia, para los fabricantes tiene sentido
elevar el límite de destrucción de los
componentes al máximo nivel posible.
Ya se han demostrado con éxito densidades de potencia de más de 1 mW/cm2
en todos los componentes modernos
(IGCT, IGBT y diodos). Un ejemplo, que
demuestra que grandes componentes
pueden controlar con seguridad potencias muy altas de salida, se muestra en 7 .
Debido a las limitaciones térmicas, hoy
en día apenas es posible operar con
componentes a una potencia eficaz de
más de unos 100 kW/cm2. Sin embargo,
está justificada la cuestión de si un margen SOA superior a este límite tiene importancia práctica. La respuesta es afirmativa por las razones siguientes:
En dispositivos semiconductores de
potencia de gran superficie no se
puede asumir que la corriente fluye
uniformemente por el semiconductor.
Irregularidades en la refrigeración, diferentes inductancias de acoplamiento
y propiedades ligeramente distintas de
los semiconductores pueden originar
diferencias importantes de temperatura y cargas eléctricas no homogéneas,
estas últimas especialmente durante la
conexión y desconexión [7]. Los márgenes grandes de potencia pueden
evitar el fallo de los componentes en
tales condiciones. Varios grandes fabricantes de equipos pudieron probar
una relación causal entre los márgenes de potencia y la fiabilidad del
campo, incluso con los componentes
operando en condiciones nominales,
dentro de los límites de las especificaciones.
Una gran tolerancia para la ruptura
por avalancha dinámica evita que surjan sobretensiones más allá de las tensiones nominales especificadas (véase 7 ).
Un margen grande de potencia SOA
puede servir para afrontar condiciones
de sobrecarga muy poco frecuentes
(por ejemplo, condiciones de averías).
Generalmente, las grandes cargas disipadas durante tales sucesos pueden
tolerarse, ya que el corte sólo suele
ocurrir una vez.
Aumento de la máxima temperatura
de la unión
La ampliación de los límites de temperatura está estrechamente relacionada con
las propiedades de la tecnología de encapsulado, que se discuten con más detalle en la segunda parte de este artículo.
Comparativa IGCT e IGBT
La menor potencia de conducción del
IGBT se suele citar como una ventaja
esencial de este dispositivo en comparación con el IGCT. La diferencia en potencia de conducción es atribuible al hecho de que el IGBT está controlado por
una entrada MOS, mientras que el IGCT
es un dispositivo controlado por la intensidad. En la práctica, sin embargo, la
necesidad de diferente potencia sólo es
crucial en un pequeño número de aplicaciones, dado que la potencia de conducción es lo bastante baja como para
Revista ABB 4/2006
Semiconductores de potencia
Lo más brillante de la energía
obtenerla con un esfuerzo aceptable.
Por otro lado, la diferencia más importante entre un IGCT y un IGBT desde el
punto de vista de la aplicación está en
el hecho de que el IGBT puede ser controlado por la tensión de puerta durante
la conexión/desconexión, mientras que
los transitorios de conmutación en el
IGCT están gobernados únicamente por
la dinámica interna del componente.
Esta diferencia, que puede parecer poco
importante a primera vista, tiene consecuencias trascendentales para la topología del circuito y para aplicaciones que
exigen la conexión en paralelo y/o en
serie.
Diferencias en topología de circuitos
Debido a la estructura interna del tiristor
IGCT, el dispositivo genera corriente
muy rápidamente durante el encendido,
es decir produce una acusada variación
di/dt que genera una solicitación inaceptable en los diodos auxiliares. Debido a ello, es preciso restringir siempre la
variación di/dt en circuitos IGCT por
medio de un circuito limitador. En inversores de fuente de tensión, esta solución
suele consistir en una pequeña inductancia en serie con el interruptor 8 .
Aunque ello aumenta la complejidad del
circuito, tiene varias ventajas:
8
Circuito de prueba de fase de un IGCT
di/dt circuito limitante
Li
Ri
+
-
IGCT
Di
VDC
Dcirc. libre
Lcarga
El gradiente de intensidad máximo permitido por el inductor Li durante la activación es
di/dtmax = UDC/Li. Los elementos Di y Ri forman un circuito de circulación libre para Li y
limitan la sobretensión durante el corte del
IGCT.
1. En inversores de fuente de tensión sin
limitación di/dt externa (como los circuitos típicos IGBT), dicha limitación ha de
tener lugar mediante control del propio
dispositivo de conmutación, lo que causa pérdidas sustanciales de conexión. En
inversores con altas tensiones, la combinación de las pérdidas de conexión del
interruptor y las pérdidas de recuperación del diodo constituyen entre el 40 y
60 por ciento de las pérdidas totales del
inversor, dependiendo de la frecuencia
de conmutación. Pérdidas de conexión
notablemente menores tienen lugar en
un interruptor de silicio utilizado con un
limitador di/dt pasivo, liberando al dispositivo de carga térmica y, en consecuencia, permitiendo en principio una
mayor potencia de salida para el inversor. Sin embargo, debe señalarse que a
pesar de todo se producen pérdidas,
dado que se transfieren al circuito de
circulación libre del limitador de di/dt
(ocurren en la resistencia Ri y en el
diodo Di de 8 ). La interpretación de que
un inversor con un circuito limitador
di/dt genera siempre menos pérdidas
totales que un inversor IGBT convencional es, por tanto, incorrecta.
En dispositivos semiconductores de potencia de
gran superficie no se
puede asumir que la corriente fluye uniformemente por el semiconductor.
2. La segunda ventaja es que, como resultado de la limitación di/dt pasiva, la
intensidad sólo puede aumentar con relativa lentitud cuando se produce una
avería (por ejemplo, un cortocircuito en
el puente inversor o en la carga). Por
consiguiente, existen dos estrategias
efectivas para afrontar tales sucesos: (a)
Si la avería se detecta a tiempo, es posible hacer una desconexión normal; (b)
La energía almacenada en el enlace de
CC se puede descargar activando todos
los interruptores y dispersarla en todos
los semiconductores (se puede dimensionar la inductancia Li para mantener la
intensidad de cortocircuito dentro de
límites seguros).
Conexión en paralelo y en serie
Dado que no se puede influir externamente en los transitorios de conmutación de un IGCT, el circuito de control
de puerta ha de accionar el conjunto del
dispositivo de forma simultánea para garantizar un proceso de desconexión homogéneo y, por tanto, seguro. La diferencia de tiempo tolerable es inferior a
100 ns, lo que significa que los IGCT
sólo se pueden operar en paralelo o en
serie con un esfuerzo relativamente
grande. En ambos casos, los circuitos
amortiguadores, activos o pasivos, han
de compensar incluso las diferencias
más pequeñas de tiempos de conmutación entre los IGCT (causadas por los
errores de tiempo de control y por condiciones locales como la temperatura).
Si no se consigue esto, se pueden sobrecargar los dispositivos IGCT individuales. El coste y la complejidad de estos circuitos amortiguadores son, generalmente, demasiado altos en comparación con los de la alternativa IGBT. Para
finalizar, los IGCT funcionan mejor en
aplicaciones en las que cada función de
conmutación es realizada por un solo
dispositivo.
En la segunda parte de este artículo sobre semiconductores de alta potencia,
que se publicará en Revista ABB 1/2007,
trataremos diversos aspectos del diseño
de encapsulados. Además estudiaremos
el potencial de los materiales de ‘amplio
salto de banda’.
Stefan Linder
ABB Switzerland Ltd, Semiconductors
Lenzburg, Suiza
[email protected]
Bibliografía
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Revista ABB 4/2006
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