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S.E.P.
S.E.I.T.
D.G.I.T.
CENTRO NACIONAL DE INVESTIGACIÓN
Y DESARROLLO TECNOLÓGICO
cenidet
DESARROLLO E IMPLEMENTACIÓN DE UN
BANCO DE PRUEBAS PARA CARACTERIZAR
DISPOSITIVOS DE ALTA POTENCIA
T
E
S
PARA
OBTENER
I
EL
S
GRADO
DE
MAESTRO EN CIENCIAS EN
INGENIERÍA ELECTRÓNICA
P
R
ING.
E
IVÁN
S
E
N
ALCALÁ
T
A:
BAROJAS
DIRECTORES DE TESIS
DR.
DRA.
CUERNAVACA, MOR.
ABRAHAM
CLAUDIO
MARÍA
COTOROGEA
SÁNCHEZ
PFEIFER
MARZO
2003
S.E.P.
S.E.I.T.
D.G.I.T.
CENTRO NACIONAL DE INVESTIGACIÓN
Y DESARROLLO TECNOLÓGICO
cenidet
DESARROLLO E IMPLEMENTACIÓN DE UN
BANCO DE PRUEBAS PARA CARACTERIZAR
DISPOSITIVOS DE ALTA POTENCIA
T
E
S
PARA
OBTENER
I
EL
S
GRADO
DE
MAESTRO EN CIENCIAS EN
INGENIERÍA ELECTRÓNICA
P
ING.
R
E
IVÁN
S
E
N
ALCALÁ
T
A:
BAROJAS
DIRECTORES DE TESIS
DR.
DRA.
CUERNAVACA, MOR.
ABRAHAM
CLAUDIO
MARÍA
COTOROGEA
SÁNCHEZ
PFEIFER
MARZO, 2003
CONTENIDO
Simbología
iii
Nomenclatura
v
Capítulo 1 Planteamiento del problema y justificación
1.1 Dispositivos Semiconductores de Potencia Controlados (DSEP)
1.1.1 Características de los dispositivos semiconductores de
potencia
1.1.2 Comparación entre los diferentes dispositivos
1.2 El tiristor de apagado por compuerta (GTO)
1.2.1 Estructura y funcionamiento
1.2.2 Características
1.2.3 Mejoras realizadas
1.3 El transistor bipolar de compuerta aislada (IGBT)
1.3.1 Estructura y funcionamiento
1.3.2 Características
1.3.3 Tecnologías de fabricación del IGBT
1.4 Modos de conmutación
1.5 Justificación
1.6 Objetivos
2
3
4
6
6
8
9
11
13
13
14
16
17
18
Capítulo 2 Metodología abordada
2.1 Caracterización experimental
2.1.1 Diseño general del circuito de pruebas
2.1.1.1 Método de prueba
2.1.1.2 Modo de funcionamiento
2.1.1.3 Tipo de control
2.1.2 Diseño propuesto para los circuitos de prueba
2.2 Caracterización mediante simulación
2.3 tipos de fuentes
2.3.1 Flyback
2.3.2 Push-pull
2.3.3 Medio puente
2.3.4 Puente completo
2.3.5 Fuente de alta potencia
2.4 Conclusiones
i
20
20
20
21
22
23
24
25
26
27
28
29
30
33
Capítulo 3 Fuente de alto voltaje
3.1 Características de fuentes de alto voltaje
3.2 Diseño de la fuente de CD
3.2.1 Diseño de la etapa inversora
3.2.2 Diseño del transformador
3.2.3 Diseño de la etapa de rectificación y filtrado
3.3 Modelo matemático de la fuente de CD
3.3.1 Funcionamiento
3.3.2 Análisis estacionario
3.4 Análisis en simulación y validación experimental
3.5 Análisis transitorio durante el cargado del condensador
3.6 Conclusiones
36
36
36
41
43
43
43
45
46
51
52
Capítulo 4 Banco de pruebas
4.1 Características generales
4.2 Almacenamiento de energía
4.3 Circuito de prueba
4.3.1 Conmutación dura
4.3.1.1 Circuito de potencia
4.3.1.2 Principio de funcionamiento
5.3.1.3 Consideraciones de diseño
4.3.2 Corto circuito tipo I
4.3.2.1 Circuito de potencia
4.3.2.2 Principio de funcionamiento
4.3.2.3 Consideraciones de diseño
4.4 Conclusiones
54
55
55
56
56
57
60
61
61
62
64
64
Capítulo 5 Pruebas y Resultados
5.1 Pruebas en conmutación dura
5.1.1 Consideraciones en simulación
5.1.2 Consideraciones en pruebas experimentales
5.1.3 Variación del voltaje de alimentación V0
5.1.4 Variación de la corriente de carga IC
5. 2 Pruebas en corto circuito
5.3 Conclusiones
66
66
68
69
69
78
80
Capitulo 6 Conclusiones y trabajos futuros
81
Bibliografía
85
Anexo I
Análisis en Mathcad
87
Anexo II
Hojas de datos
93
ii
SIMBOLOGÍA
η
α
α1, α2
∆i
∆t
Ac
Ap
At
Aw(B)
Bm
C1,2,...
CL
Cp
Ct
D
D1,2
D1R,2R,...
DE
di/dt
dv/dt
E
f
fosc
IA
iCap
IC
iD
ID1,D2,...
IG, IGQ
Iin
IK
iL
INS
Io
ip
Iprom
Ipt
IQ1,Q2,Q3
ireg
is
J
Eficiencia
Regulación
Factor de amplificación de corriente
Variación de corriente
Variación del tiempo
Área efectiva del núcleo
Producto de áreas
Área de superficie
Tamaño del alambre
Densidad de flujo
Capacitor
Capacitor de filtrado
Capacitancia parásita
Capacitor de oscilación
Ciclo de trabajo
Diodo
Diodos del rectificador
Diodo de emisor
Pendiente de corriente
Pendiente de voltaje
Energía
Frecuencia
Frecuencia de oscilación
Corriente de ánodo
Corriente en capacitor
Corriente de carga
Corriente a la salida del rectificador
Corriente en el diodo
Corriente de compuerta
Corriente de entrada
Corriente de cátodo
Corriente en la carga o de salida
Corriente en el secundario del transformador
Corriente de salida
Corriente en el primario del transformador
Corriente promedio en el transistor
Corriente pico del transistor
Corriente en el transistor
Corriente en los IGBTs del regulador
Corriente en el secundario del transformador
Densidad de corriente
iii
J3, J2, J1
Ke
Kf
Kg
Ku
Lcarga
Lp
Lpar
Ls
MLT
n
Np
Ns
Nr
Po
Pp
Ps
Pt
Q1,2,3,4
QE
QG
R2,...
RG(on)
RG (off)
Rind
RL
Rp
Rpar
Rs
Rt
T
t
T1, T2
td
tf
toff
ton
tr
Tr1, Tr2
ts
tt
V0
V1
V2
VAK
vCE
Uniones del dispositivo
Coeficiente eléctrico
Coeficiente de la forma de onda
Geometría del núcleo
Factor de utilización de ventana
Inductancia de carga
Inductancia del devanado primario
Inductancia parásita
Inductancia del devanado secundario
Largo promedio del devado
Relación de transformación
Número de vueltas en el devanado primario
Número de vueltas en el devanado secundario
Número de vueltas en el devanado de restablecimiento
Potencia de salida
Pérdidas en el cobre primario
Pérdidas en el cobre secundario
Potencia aparente
Transistor o interruptor
Interruptor de emisor
Interruptor de compuerta
Resistencia
Resistencia de compuerta en el encendido
Resistencia de compuerta en el apagado
Resistencia de la inductancia
Resistencia de carga
Resistencia del devanado primario
Resistencia parásita
Resistencia del devanado secundario
Resistencia de oscilación
Periodo
Tiempo
Tirirstor
Tiempo de retardo
Tempo de bajada
Tiempo de apagado
Tiempo de encendido
Tiempo de subida
Transistores
Tiempo de propagación o almacenamiento
Tiempo de la cola de apagado
Voltaje de alimentación
Voltaje en el primario del transformador
Voltaje en el secundario del transformador
Voltaje ánodo-cátodo
Voltaje colector-emisor
iv
VCE(sat)
Vd
Vin
vL
VLcarga
Vo
Voc
Vp
VS
VTR
Wtef
Voltaje colector-emisor de saturación
Voltaje de caída del diodo
Voltaje de la fuente de alimentación o de entrada
Voltaje de salida o en la carga
Voltaje en la inductancia de carga
Voltaje de salida
Voltaje en circuito abierto
Voltaje en el primario del transformador
Voltaje en el secundario del trasnformador
Voltaje en el transformador
Peso del núcleo
NOMENCLATURA
AUX
BJT
BM
CA
CD
DAGTO
DSEP
DUT
ETO
FS
GTO
IGBT
IGCT
JFET
MCT
MOS
MOSFET
MTO
MVA
NPT
PSpice
PT
PWM
SIT
SOA
SPT
ZCS
ZVS
Auxiliar
Transistor bipolar
Behavioral modelig
Corriente alterna
Corriente directa
Tiristor de apagado por compuerta asistido por un diodo
Dispositivos semiconductores de potencia controlados
Dispositivo bajo prueba
Tiristor apagado por emisor
Field-Stop
Tiristor de apagado por compuerta
Transistor bipolar de compuerta aislada
Tiristor con compuerta conmutada integrada
Transistor de efecto de campo unión
Tiristor controlado por MOS
Metal óxido semiconductor
Transistor de efecto de campo metal óxido semiconductor
Tiristor de apagado por MOS
Mega volts amperes
Non Punch-Through
Programa de simulación de circuitos eléctricos y electrónicos
Punch-Through
Modulador de ancho de pulso
Transistor de inducción estático
Área de operación segura
Soft-Punch-Through
Conmutación a corriente cero
Conmutación a voltaje cero
v
vi
Capítulo 1
Planteamiento del problema y justificación
Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia
En este capítulo se presentan en forma general los problemas a los que se enfrenta el
diseñador de circuitos al seleccionar el dispositivo adecuado para la aplicación deseada. Las
diversas aplicaciones implican requerimientos energéticos particulares que demandan
ciertas características a los dispositivos. Así, uno de los problemas a los que se enfrenta el
diseñador, es poder seleccionar el dispositivo semiconductor de potencia que presente las
características mas adecuadas a la aplicación, por lo cual es importante conocer bien las
características con las que cuentan los dispositivos. Este estudio inicia con una introducción
sobre la electrónica de potencia en general.
La electrónica de potencia es una rama de la ingeniería eléctrica que combina la
energía eléctrica, la electrónica y el control. El control se encarga del régimen permanente y
de las características dinámicas de los sistemas de lazo cerrado. La energía eléctrica tiene
que ver con el equipo de potencia estático y rotativo o giratorio, para la generación,
transmisión y distribución de la misma. La electrónica se ocupa de los dispositivos y
circuitos semiconductores requeridos en el procesamiento de señales para cumplir con los
objetivos de control deseados. La electrónica de potencia se puede definir como la
aplicación de la electrónica de estado sólido para el control y la conversión de la energía
eléctrica. Algunas de sus aplicaciones son: control de calor, control de la intensidad
luminosa, controles de motor, reguladores CA y CD, calentamiento por inducción,
compensadores de VAR estáticos, filtros activos y muchos más.
El elemento base de un sistema electrónico de potencia es el dispositivo que se
utiliza para realizar la función de interrupción. Hoy en día la electrónica de potencia
aprovecha los avances de la tecnología como son: fabricación de circuitos integrados y
dispositivos semiconductores de potencia, que trabajan bajo la supervisión de un control
electrónico. La tendencia es producir módulos inteligentes, donde el control, la protección y
la etapa de potencia sean integrados en un mismo encapsulado.
1.1 Dispositivos Semiconductores de Potencia Controlados (DSEP)
La motivación de usar dispositivos de conmutación en un convertidor es la de
incrementar la eficiencia de la conversión, ya que dichos dispositivos se operan solo en los
estados de encendido o apagado. Un dispositivo semiconductor de potencial ideal
presentaría las siguientes características:
facilidad de comando
resistencia de encendido nula
tiempos de conmutación nulos
densidad de corriente ilimitada
tensión de bloqueo ilimitada
corriente de fuga nula
Tal dispositivo no tendría pérdidas de conmutación, de conducción, ni de control,
por lo tanto la eficiencia del convertidor tendería a ser del 100%. Sin embargo, los
componentes reales presentan pérdidas que reducen la eficiencia de los convertidores y, por
2
Planteamiento del problema y justificación
lo tanto, se hace necesario conocer las características de estos dispositivos para lograr su
óptima utilización en las diferentes condiciones de operación [1].
1.1.1 Características de los dispositivos semiconductores de potencia
Considerando un interruptor ideal, las características requeridas de los dispositivos
semiconductores de potencia controlados se pueden resumir de la siguiente manera:
alta capacidad de bloqueo, baja corriente de fuga → bajas pérdidas por bloqueo
manejar alta densidad de corriente → bajas pérdidas por conducción
tiempos cortos de conmutación → bajas pérdidas por conmutación
facilidad de control (control por tensión)
no necesita circuitos adicionales como snubbers → insensibilidad al di/dt y dv/dt
robustez en corto circuito y estabilidad térmica
inteligencia y confiabilidad
bajos costos
Es obvio que un solo dispositivo no puede satisfacer con todos los requerimientos
de igual manera, por lo que se han desarrollado semiconductores de potencia, cuya
característica se adaptan a los diferentes tipos de aplicación.
Los requerimientos de los componentes que actúan como interruptores en
convertidores electrónicos se confrontan con las leyes físicas que impiden su realización en
un solo componente, por lo que se hace necesario una optimización del semiconductor con
respecto a su aplicación. Sin embargo, todos los dispositivos de potencia tienen una
propiedad en común que los distingue de los demás componentes electrónicos: disponen en
su estructura de una capa gruesa y con un dopado muy bajo para poder soportar las altas
tensiones de bloqueo. Adicionalmente, todos los semiconductores de potencia tienen una
estructura vertical, que permite un mejor aprovechamiento de la superficie y una mejor
distribución de la corriente. En la Figura 1.1 se presenta la estructura de los dispositivos de
potencia más relevantes. Resaltan sus propiedades comunes y sus diferencias. Las
estructuras fundamentales de dispositivos de potencia son: la estructura diodo, la estructura
tiristor, la estructura transistor y la estructura MOS.
Hoy en día, al diseñador de convertidores se le ofrece una amplia gama de
componentes modernos a diferentes niveles de tensión, de corriente, así como de frecuencia
de operación. Los dispositivos más utilizados son: el MOSFET (Metal Oxide
Semiconductor Field Effect Transistor) (tecnología unipolar, frecuencias altas, potencias
bajas), el IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) (tecnología híbrida, frecuencias y
potencias medianas) y el GTO (tecnología bipolar, frecuencias bajas, potencias altas).
3
Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia
Figura 1.1 Estructura de los dispositivos de potencia más relevantes.
1.1.2 Comparación entre los diferentes dispositivos
Según el mecanismo de transporte de corriente, los dispositivos de potencia se
clasifican en componentes unipolares (MOSFET, SIT) y componentes bipolares (diodo,
tiristor, GTO y transistor bipolar).
Los dispositivos bipolares realmente presentan el grupo más amplio en la
electrónica de potencia. Su buen comportamiento en conducción se debe a la inyección de
portadores en la zona n- a causa de una o dos uniones pn polarizadas directamente. En el
transporte de corriente participan tanto electrones como huecos. Por otro lado, las buenas
características en conducción contradicen los requerimientos de una rápida conmutación
debido a la inyección de portadores minoritarios (cargas almacenadas).
En los dispositivos unipolares, en cambio, participan únicamente portadores
mayoritarios en el transporte de corriente y no se modula la conductividad de la zona n-,
por lo que su resistencia está determinada solamente por su conductividad intrínseca. De
esta manera no se pueden combinar altas tensiones de bloqueo con alta capacidad de
corriente. Las ventajas de los MOSFETs consisten en un buen comportamiento dinámico
(no hay cargas almacenadas por ser dispositivos unipolares) y en su control simple y
prácticamente sin pérdidas (control de campo estructura MOS) que presenta una estabilidad
térmica del dispositivo. El MOSFET aprovecha la tecnología de alta integración de la
microelectrónica (MOSFET de baja potencia).
Entre los nuevos semiconductores de potencia que han salido al mercado, algunos
combinan las ventajas de las dos tecnologías, bipolar y unipolar, en un solo componente
híbrido, como es el caso del IGBT.
La Figura 1.2 muestra una comparación de los diferentes dispositivos de potencia
controlados con respecto a la potencia y la frecuencia de conmutación. En la Figura 1.2
podemos destacar al GTO por su elevada capacidad de conmutación, el cual es un tiristor
auto desactivado por compuerta. Este dispositivo resulta muy atractivo para la conmutación
4
Planteamiento del problema y justificación
forzada de convertidores y está disponible hasta 4000V y 3000A, para frecuencias de
conmutación hasta 1kHz. El MCT (tiristor controlado por MOS) se puede activar mediante
un pequeño pulso de voltaje negativo sobre la compuerta MOS (respecto a su ánodo), y
desactivar mediante un pulso pequeño de voltaje positivo. Es similar a un GTO, excepto en
que la ganancia de desactivación es muy alta. Los MCT están disponibles hasta 1000V,
100A y para frecuencias de hasta 20kHz. Los transistores bipolares de alta potencia son
comunes en los convertidores de energía a frecuencias menores de 10 kHz y su aplicación
es eficaz en potencias hasta 1200V/ 400A.
Los MOSFET de potencia se utilizan en convertidores de potencia de alta velocidad
y están disponibles en una especificación de poca potencia en un rango de 1000V/ 50A y
hasta frecuencias de conmutación de decenas de kilohertz. Los IGBT son transistores de
potencia controlados por voltaje. Por naturaleza son más rápidos que los BJT, pero aún no
tan rápidos como los MOSFET. Los IGBT son adecuados para altos voltajes, altas
corrientes y frecuencias de hasta 20kHz en conmutación dura. Los IGBT están disponibles
como módulos hasta 4500V/1000A. El SIT (transistor de inducción estático) es un
dispositivo de alta potencia y de alta frecuencia. Las especificaciones de uso de corriente de
los SIT puede ser hasta 1200V, 300A y la velocidad de interrupción puede ser tan alta
como 100 kHz [2].
En los últimos años, algunos trabajos han sido orientados a mejorar las
características de apagado de los dispositivos GTO, esto basado en la condición de
ganancia unitaria durante el apagado. Dentro de estos trabajos de investigación podemos
destacar al MTO (Higt Power Bipolar MOS Thyristor), el IGTC (Integrated GateConmutated Thyristor), el ETO (Emitter Turn-off Thyristor) y el DAGTO (Diode Assisted
Gate Turn-off Thyristor) [3], [4], [5] y [6].
Figura 1.2 Aplicaciones de los dispositivos de potencia controlados
5
Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia
1.2 El tiristor de apagado por compuerta (GTO)
Convertidores de alta potencia han sido altamente usados en aplicaciones de
tracción, control y administración de la energía, sistemas de almacenamiento magnético de
la energía y convertidores industriales. Hasta la fecha, los GTOs son los dispositivos
semiconductores controlados por compuerta mas ampliamente usados a altos voltajes (VBR
≥ 3300 V) y altas potencias (S ≥ 0.5 MVA) en convertidores aplicados a tracción e
inversores industriales. Algunos fabricantes ofrecen en el mercado GTO´s para potencias de
conmutación por arriba de los 36 MVA (6000V, 6000A).
1.2.1 Estructura y funcionamiento
La estructura del GTO es esencialmente similar al tiristor convencional. Como se
muestra en la Figura 1.3a, esta consiste de 4 capas de silicio (pnpn), tres uniones y tres
terminales (ánodo, cátodo y compuerta). El funcionamiento del GTO y el tiristor son
básicamente iguales. La diferencia en operación entre los dos es que una señal de
compuerta negativa puede apagar al GTO, mientras la corriente de ánodo del tiristor tiene
que ser reducida a cero externamente para que cese la conducción. Para crear esta
diferencia se realizaron modificaciones en el diseño que sacrifican la calidad de algunas
características del GTO tales como reducir la capacidad de bloqueo inverso e incrementan
las perdidas en conducción. Debido a que su funcionamiento es casi igual al del tiristor,
excepto por el apagado, describiremos principalmente la operación del apagado.
Cuando un GTO esta en el estado de encendido, la región de la base central es
ocupada con huecos suministrados del ánodo y electrones suministrados del cátodo. Si un
voltaje inverso es aplicado al hacer la compuerta negativa con respecto al cátodo, parte de
los huecos en la capa de la base p son extraídos a través de la compuerta, suprimiendo la
inyección de electrones del cátodo. En respuesta a esta supresión, más corriente de hueco es
extraída a través de la compuerta, fomentando la supresión de inyección de electrones. En
el curco de este proceso, la unión emisor-cátodo (J3) es puesta completamente en un estado
de polarización inversa, el GTO es apagado. La Figura 1.3 ilustra la operación de apagado,
usando un modelo de dos transistores [7].
a)
b)
Figura 1.3 Modelo del GTO: a) Estructura del GTO, b) Circuito equivalente
6
Planteamiento del problema y justificación
Suponiendo que un GTO es dividido en el transistor npn Tr1 en el lado del cátodo y
transistor pnp Tr2 en lado del ánodo y están conectados como se muestra en la Figura 1.3b.
En esta Figura, el factor de amplificación de corriente del transistor Tr1 es llamado α1 y la
del transistor Tr2 y α2. Si una corriente inversa IGQ fluye a través de la compuerta, la
corriente de base IB en el transistor Tr1 es reducida cuando IGQ es incrementado. Esta
relación puede ser expresada por la siguiente ecuación:
IB = α2 * IA - IGQ
(1.1)
En la otra mano, la corriente de electrones IRB, la cual desaparece debido a la
recombinación en la capa de la base Tr1, puede expresarse como sigue:
IRB = (1 - α1) * IK
(1.2)
La relación entre la corriente de ánodo (IA) y la corriente de cátodo (IK) del GTO es
expresada por la siguiente ecuación:
IA = IK + IGQ
(1.3)
En el apagado del GTO, IB debe ser tan pequeña como IRB. La magnitud de corriente
inversa IGQ que satisface esta condición puede ser calculada por la siguiente ecuación:
IGQ = (α1 + α2 – 1) * IA / α1
(1.4)
A) Proceso de encendido
En general el proceso transitorio de encendido del GTO es muy similar al de los
tiristores convencionales conocidos y se muestra en la Figura 1.4. Este proceso presenta
tres intervalos:
El tiempo de retardo (td), el cual es el tiempo transcurrido del comienzo del pulso
de la corriente de compuerta hasta que la corriente de ánodo alcanza 10% del valor
final de IA.
El tiempo de subida (tr), el cuál es el tiempo entre el 10% y el 90% de IA.
El tiempo de propagación (ts), el cual está definido a partir del 10% de la tensión Vs
y representa el tiempo durante el cual la corriente se propaga lateralmente hasta la
terminal del cátodo.
B) Proceso de apagado
Este también es dividido en tres intervalos:
El tiempo de almacenamiento (ts), durante el cual el exceso de portadores de la base
p es extraído vía la corriente de compuerta y todas las uniones (J1,J2 y J3) son
polarizadas. En el periodo final de almacenamiento, la corriente de ánodo cae a un
valor de 90% IA y la región de carga espacial empieza a crecer alrededor de J2.
7
Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia
El tiempo de bajada (tf) es el tiempo transcurrido del 90% al 10% de IA. Durante
este tiempo el voltaje sobreincrementa el dispositivo y los portadores minoritarios
son desalojados de la base n a la p. Al final de este periodo la unión J3 empieza a
bloquear.
El tercer periodo es una cola (tt) durante la cual la corriente a través del dispositivo
va del 10% a cerca de cero.
1.2.2 Características
El GTO tiene varias ventajas, las cuales son [8], [9], [10] , [11]:
A)
B)
C)
D)
altas densidades de corriente en conducción
altos voltajes de bloqueo
alta capacidad de resistencia a fuertes dv/dt en estado de bloqueo
posibilidad de integrar un diodo inverso
Figura 1.4 Curvas de encendido y apagado del GTO.
Superior: corriente de ánodo y voltaje ánodo-cátodo, inferior: corriente de compuerta [7].
8
Planteamiento del problema y justificación
Como desventajas se pueden resumir las siguientes:
A) Durante el transitorio de apagado, la estructura de 4 capas p-n-p-n (Figura 1.3)
causa una distribución de corriente no homogénea limitando el apagado a dv/dt
entre 500-1000V/us, lo cual requiere de circuitos de ayuda a la conmutación
(snubbers) grandes y costosos.
B) Durante el transitorio de encendido, la estructura a 4 capas causa un problema
de crecimiento de corriente no controlada, lo que requiere de un circuito
limitador di/dt.
C) Ya que el GTO es un dispositivo controlado por corriente, su impulsor de
compuerta es complejo y disipa cientos de watts en una aplicación típica. El
complicado impulsor del GTO tiene como consecuencias un tiempo de
almacenamiento largo y una ganancia de apagado entre 3-5.
1.2.3 Mejoras realizadas
Actualmente, se han realizado varias mejoras a este dispositivo, haciendo un
esfuerzo por mejorar sus características dinámicas, ya que hasta el momento no han podido
ser desplazados en aplicaciones de conversión de muy alta potencia. Las mejoras realizadas
se describen a continuación y se muestran en la Figura 1.5.
a) IGCT
El IGCT (tiristor con compuerta conmutada integrada) usa una fuente de voltaje y
un interruptor de compuerta para disminuir drásticamente la inductancia parásita del lazo de
compuerta, alcanzando así una corriente alta de conmutación [4], [5].
La diferencia fundamental entre un GTO convencional y el nuevo IGCT es que
tiene una muy baja inductancia en la compuerta integrada y la nueva estructura de ánodo
trasparente (unión pn con baja eficiencia de emisor a través de una capa emisor muy
delgada y de dopado bajo). Lo anterior tiene como consecuencia bajas pérdidas en la
tecnología tiristor y la necesidad de menos snubbers. Para alcanzar las características
deseadas se obtuvieron los siguientes desarrollos:
Mejorar las características de conmutación del GTO para obtener una operación sin
amortiguamiento de dv/dt para altas densidades de corriente.
Reducir las pérdidas en los estados de encendido y apagado para minimizar el
grosor del silicio
Reducir los requerimientos del impulsor de compuerta especialmente durante la
conducción.
Desarrollar diodos antiparalelo para reducir los snubber en el apagado para altos
di/dt
Integrar el interruptor principal GTO y el diodo en un empaque semiconductor,
especialmente en baja potencia.
9
Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia
Figura 1.5 Circuitos equivalentes de los dispositivos derivados del GTO: a) IGCT b) MTO
c) ETO d) DAGTO
b) MTO
El MTO (tiristor apagado por MOS) usa solo un interruptor de compuerta QG.
Durante el apagado, el interruptor de compuerta es encendido, desviando la
corriente a través del diodo compuerta-cátodo del GTO y realizando un apagado con
ganancia unitaria [3], [12].
El MTO es un dispositivo de conmutación basado en el GTO. El GTO requiere una
realización compleja de circuitos de potencia que implican diseños cuidadosos de circuitos
impulsores y snubbers. Las mejoras realizadas al MTO son las siguientes:
Mayor velocidad de conmutación y menores pérdidas que el GTO.
Capacidad de corriente de algunos cientos de amperes, fuente de algunos miles de
amperes, capacidad de bloqueo de 6 KV.
Voltaje de saturación en estado estable 4 V, la eficiencia en operación de
convertidores de potencia es mejor que la eficiencia empleando IGBTs.
Tiempo de retardo similar al GTO, el tiempo de almacenamiento en el apagado es
mas bajo que el GTO. El tiempo de caída de la corriente en el apagado es de 5 µs.
El comportamiento de conmutación en el encendido es limitado por el di/dt. En el
apagado en conmutación dura las pérdidas son similares al GTO.
La utilización de menos snubbers en el apagado del dispositivo es limitado por la
corriente critica, por que la velocidad de subida de la corriente en el impulsor en el
apagado no es suficientemente rápida para mantener la ganancia unitaria en la
operación de apagado.
c) ETO
El ETO (tiristor apagado por emisor) es otro tipo de tecnología basada en
dispositivos semiconductores superiores de alta potencia, en este caso en la tecnología
desarrollada del GTO y del MOSFET de potencia. El tiristor de pagado por emisor es un
10
Planteamiento del problema y justificación
dispositivo semiconductor híbrido que apaga al GTO por debajo de las condiciones de
ganancia unitaria. El ETO combina las ventajas del GTO y del IGBT: del GTO rangos de
corrientes y voltajes grandes y voltajes pequeños de saturación, del IGBT control por
voltaje, gran velocidad de conmutación y un ancho RBSOA (área de operación segura
polarizada inversamente) [13].
El ETO hace uso de dos interruptores para realizar una conmutación de corriente
alta en el apagado. Durante el apagado, el interruptor de emisor QE es apagado mientras que
la compuerta del interruptor QG es encendida. Un voltaje tan alto como el voltaje de ruptura
de QE puede ser aplicado en el lazo de la compuerta de la inductancia parásita, realizando
una conmutación de corriente rápida. Durante el transitorio de encendido, QE es encendido
y QG es apagado [14], [15].
Un gran pulso de corriente es inyectado en la compuerta del GTO para reducir el
tiempo de retardo de encendido y mejorar el rango di/dt de encendido.
El proceso de apagado es controlado por voltaje y el impulsor de compuerta del
ETO es muy compacto y disipa menos potencia.
d) DAGTO
El DAGTO (tiristor de apagado por compuerta asistido por un diodo) es una nueva
configuración que ayuda al GTO a alcanzar una ganancia unitaria al apagado y la capacidad
de necesitar menos snubbers al apagado utilizando diodos discretos conectados en serie. El
DAGTO incrementa significativamente el voltaje de apagado el cual puede ser usado para
la conmutación de la corriente [11].
El DAGTO puede realizar conmutaciones de corrientes muy grandes en el apagado
por el uso del diodo DE. La ganancia de apagado unitaria se logra rápidamente y puede ser
mantenida hasta el final del proceso transitorio de apagado.
1.3 El transistor bipolar de compuerta aislada (IGBT)
Tal como se muestra en la Figura 1.7, el IGBT combina en un solo dispositivo la
tecnología bipolar (el componente utilizado es el transistor bipolar pnp) y la tecnología
unipolar (el componente empleado es el MOSFET de canal n). El objetivo de los
fabricantes era obtener un dispositivo que aprovechara las ventajas de cada uno de los
componentes mencionados: alta capacidad de corriente, caída de tensión directa (voltaje
colector-emisor de saturación) muy baja debido a la modulación de la zona n- que
proporciona la tecnología bipolar y bajas pérdidas por conmutación así como la facilidad de
comando gracias a la compuerta aislada que ofrece la tecnología MOSFET, tratando de
mantener las mejores características dinámicas [1], [9].
Los transistores IGBT han ganado un firme lugar en el diseño de equipos
electrónicos de potencia y han desplazado a los transistores bipolares en aplicaciones de
mediana potencia. Los sistemas en los cuales los IGBT son empleados tienen las
11
Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia
características de alta densidad de potencia, alta eficiencia y buenas características
dinámicas de conmutación. Algunas de las principales áreas de aplicación de este
interruptor son:
fuentes conmutadas de potencias mayores a 1kW
accionamiento de motores
fuentes de alimentación ininterrumpibles
balastros electrónicos
calentamiento por inducción
vehículos eléctricos
Las ventajas esenciales de los transistores IGBT son: una área de operación segura
(SOA por sus siglas en inglés) casi cuadrada y comandado en tensión. Los inconvenientes
principales residen en la dependencia de la temperatura y la cola de corriente al apagado.
La tecnología del IGBT no cesa de progresar, permitiendo la fabricación de
dispositivos a potencias cada vez más altas. La frecuencia de conmutación del IGBT está
limitada hasta aproximadamente 20kHz debido a su inherente cola de apagado y puede ser
aumentada hasta 100khz o más, utilizando topologías de convertidores que permiten
conmutación suave (a voltaje cero o ZVS y a corriente cero o ZCS). Aunque se han hecho
muchos intentos de componentes híbridos todavía no se vislumbra el sucesor del IGBT por
lo que continúa siendo el dispositivo semiconductor de potencia óptimo en aplicaciones en
mediana potencia.
a)
b)
Figura 1.6 Modelo del IGBT: a) Estructura interna del IGBT, b) Diagrama equivalente
12
Planteamiento del problema y justificación
1.3.1 Estructura y funcionamiento
El transistor IGBT se desarrolló a finales de los 80 a partir del transistor MOSFET
de estructura vertical, al cual se le agregó una unión pn del lado del drenaje. Esta unión
suplementaria realiza una estructura transistor pnp y permite beneficiarse en la conducción
por portadores minoritarios (transporte bipolar). La Figura 1.6a muestra la estructura
interna de este dispositivo y la Figura 1.6b el circuito equivalente de la estructura del
transistor IGBT. Se puede observar que por la sucesión de 3 uniones pn la estructura del
IGBT contiene un tiristor parásito (formado por T1 y T2) cuyo encendido (mediante la
tensión que se origina por la corriente que circula por Rp) es indeseable (efecto lach-up) ya
que se llevaría a la pérdida del control por la compuerta. Los nuevos diseños de IGBT han
logrado eliminar este efecto (a partir de la segunda generación).
El estado de conducción es obtenido de manera similar al de un MOSFET de canal
n por la polarización positiva de la compuerta. La corriente del MOSFET alimenta la base
del transistor bipolar pnp y permite la inyección de cargas minoritarias en la zona n- a
través de la unión pn polarizada en directa. En consecuencia, la caída de tensión en
conducción esta constituida por tres componentes: la del canal MOS, una parte resistiva de
la base n- cuyo valor es modulado por alta inyección de cargas y por la caída de potencial
de la unión p+n- suplementaria. La resistencia en conducción de un IGBT es de valor
pequeño, comparativamente a la de un MOS equivalente y favorece el paralelado gracias a
su coeficiente de temperatura positivo.
1.3.2 Características
El objetivo de los fabricantes al diseñar el IGBT era obtener un dispositivo que
aprovechara las ventajas del transistor bipolar y del MOSFET : alta capacidad de corriente,
caída de tensión directa (voltaje colector-emisor de saturación) muy baja debida a la
modulación de la zona n- que proporciona la tecnología bipolar y bajas pérdidas por
conmutación, así como la facilidad de comando gracias a la compuerta aislada que ofrece la
tecnología MOSFET, tratando de mantener las mejores características dinámicas. Las
ventajas esenciales de los transistores IGBT son: un área de operación segura (SOA por sus
siglas en ingles) casi cuadrada y comandado en tensión [16], [17].
El IGBT combina en un solo dispositivo la tecnología bipolar (el componente
utilizado es el transistor bipolar pnp) y la tecnología MOS (el componente utilizado es el
MOSFET de canal n). Este dispositivo aprovecha las características de ambas tecnologías,
las cuales son: alta capacidad de corriente, voltaje de saturación bajo, bajas perdidas por
conmutación, control por tensión. En la Figura 1.6a se muestra la estructura del IGBT.
Ventajas:
a)
b)
c)
d)
densidad de corriente mayor que un MOSFET
alta eficiencia
características dinámicas superiores a un BJT
área de operación segura
13
Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia
e) comando en tensión
Desventajas:
a) comportamiento dependiente de la temperatura
b) cola de corriente en el apagado (pérdidas por conmutación mayores a un
MOSFET)
c) pérdidas en conducción superiores a un GTO
1.3.3 Tecnologías de fabricación del IGBT
El IGBT se fabrica actualmente en dos tecnologías básicas, conocidas como la
tecnología PT y la tecnología NPT.
El IGBT más común es de tipo PT (Punch-Through). En esta tecnología de
fabricación, el dispositivo es construido en un substrato grueso tipo p+ (300 µm). El ancho
de la capa n- (base del BJT) construida mediante crecimiento epitaxial es relativamente
pequeña. En la Figura 1.7 se puede apreciar que aparte se tiene una capa delgada n+ entre la
base y el emisor llamada buffer que limita la expansión de la región de carga de espacio en
estado de bloqueo (efecto Punch-Through). El IGBT de tipo PT alcanza bajas pérdidas por
conducción (resistencia baja) a través de un coeficiente de emisor alto del BJT interno y
bajas pérdidas por conmutación por medio de un tiempo de vida de los portadores muy
reducido. Esto resulta en un transitorio de corriente en el apagado en forma de cola de gran
amplitud que decrece rápidamente y depende en gran medida de la temperatura.
Existe también comercialmente el IGBT de tecnología NPT (Non Punch-Through)
que es una estructura desarrollada originalmente por la compañía Siemens. Estos
dispositivos son construidos en un substrato homogéneo de tipo n- de aproximadamente
220 µm de ancho. El emisor se realiza a través de implantación de una capa p+ muy delgada
y de dopado bajo (emisor transparente) en la parte posterior del substrato (Figura 1.9). Por
lo tanto, en el IGBT homogéneo se realiza la modulación de la resistencia de base a través
de un bajo coeficiente de emisor en combinación con un tiempo de vida de portadores muy
alto. Aparte se tienen bajas pérdidas por conmutación a través de la recombinación de
superficie en el emisor transparente. Estas características conllevan a un transitorio de
corriente en el apagado en forma de cola de una amplitud reducida pero que decae
lentamente y es casi invariable con la temperatura.
La tecnología NPT es más robusta y la más apropiada para dispositivos de alta
tensión de bloqueo, mientras que la tecnología PT tiene ventajas en aplicaciones con
conmutación suave. Sin embargo, ambas tecnologías tienen también desventajas, que se
han tratado de superar uniendo en una nueva estructura las ventajas del PT y NPT-IGBT
con el fin de reducir por un lado las pérdidas por conducción (reduciendo el VCE) y por otro
lado las pérdidas en conmutación (reduciendo la cola de apagado). Esta estructura, que ha
sido presentada apenas recientemente, se llama Soft-Punch-Through (SPT-IGBT) o también
Field-Stop (FS-IGBT) dependiendo del fabricante. La estructura SPT es muy similar a la
NPT, solo con la diferencia de que se logró reducir aun mas su grosor (reducción de la capa
14
Planteamiento del problema y justificación
n-) a través de la implementación de la zona buffer n+ típica para la tecnología PT. Dadas
las distintas estructuras de estas tecnologías, los IGBT de tipo PT, NPT y SPT tienen
también características eléctricas diferentes. La Figura 1.7 muestra las estructuras
tradicionales PT y NPT, así como la nueva estructura SPT.
La tecnología SPT permite la construcción de convertidores con un mayor rango de
potencia, fijando el estándar de voltaje en 1200 V. Estos dispositivos vienen empaquetados
en módulos y sus características son: mayor robustez, permite la conexión en paralelo de
los módulos, transiciones suaves en la conmutación del dispositivo, bajo incremento de la
resistencia del modulo ante variaciones de temperatura y requerimientos de impulsores
igual que la tecnología NPT.
Últimamente, se han aplicado para todas las tecnologías una nueva estructura de
compuerta llamada “trench-gate” a diferencia de la estructura convencional de compuerta
plana. Esta estructura permite reducir las pérdidas en conducción, puesto que el canal del
MOSFET se forma en dirección vertical a la superficie del chip y requiere menos área
activa. De esta manera se aumenta la densidad de las celdas. Resumiendo, los beneficios
obtenidos con la estructura trench-gate incluyen una disminución de la resistencia del canal
MOS y la eliminación de la región JFET.
Por otro lado, las aplicaciones en las cuales los IGBT han sido típicamente
empleados son de baja y mediana potencia. Sin embargo, debido a las recientes
aportaciones tecnológicas, actualmente existen IGBTs de alta potencia que compiten a los
GTOs, los cuales han sido típicamente usados en aplicaciones de alta potencia. Por lo
anterior es que en este trabajo de tesis se ha propuesto el desarrollo de un banco de pruebas
para caracterizar dispositivos de alta potencia.
Punch Through (PT)
Non - Punch Through (PT)
Soft Punch Through (SPT)
Estructura
Figura 1.7 Estructura del IGBT tipo PT, NPT y SPT
15
Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia
1.4 Modos de conmutación
Los diferentes modos de conmutación a los que se puede someter un dispositivo
semiconductor de potencia controlado y los cuales se pueden presentar en una aplicación se
resumen de la siguiente manera:
Conmutación dura
Presencia simultánea de corriente y voltaje en el lapso de tiempo que dura la fase
de conmutación. Se puede presentar tanto en el encendido como en el apagado del
dispositivo.
Conmutación suave natural
Ocurre cuando el voltaje o la corriente es cero al encender o al apagar el
dispositivo y por lo tanto se clasifica en:
ZVS (conmutación a voltaje cero) La condición para este tipo de conmutación
se obtiene cuando el voltaje cae hasta cero y tiempo después evoluciona la
corriente con una pendiente determinada. La conmutación natural ZVS solo se
presenta en la fase de encendido.
ZCS (conmutación a corriente cero) La condición para esta conmutación se
obtiene cuando la corriente decrece hasta cero y tiempo después se aplica el
voltaje de bloqueo. La conmutación natural ZCS solo se presenta en la fase de
apagado.
Corto circuito
Este tipo de conmutación no es deseable en un convertidor, se tienen dos tipos de
cortocircuito:
Tipo I Se tiene presente un corto en la carga mientras el dispositivo es
encendido.
Tipo II Se tiene el dispositivo en estado de conducción (manejando una cierta
cantidad de corriente) cuando se presenta un corto en la carga.
En la Figura 1.10 se muestra una comparación entre los diferentes modos de
conmutación que puede presentar un interruptor controlado en una aplicación.
En la Figura 1.11 muestra el área de operación segura de un componente y la
trayectoria en cada uno de los diferentes modos de conmutación de un dispositivo
semiconductor.
16
Planteamiento del problema y justificación
1.5 Justificación
El estudio de los dispositivos semiconductores de alta potencia tiene varias
aportaciones originales para solucionar la problemática abordada y la necesidad de
investigar sobre ellos tiene dos importantes aspectos.
Analizar a fondo el funcionamiento del dispositivo para poder conocer las
implicaciones al usar dispositivos de alta potencia y su proceso de conmutación para
aprovechar al máximo sus características en las diferentes aplicaciones de alta
potencia.
Obtener información del GTO que nos permita entender hacia donde están siendo
orientadas las mejoras que se han realizado en estos dispositivos.
Suministrar información del comportamiento de los DSEP´s de alta potencia a
fabricantes y diseñadores.
Figura 1.8 Diferentes tipos de conmutación existentes en un convertidor
17
Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia
Figura 1.9 Área de operación segura y la trayectoria I = f (V) para cada tipo de conmutación
1.6 Objetivos
a) Objetivo general
Diseñar e implementar un banco de pruebas que permita estudiar
experimentalmente el comportamiento de los dispositivos de alta potencia en diferentes
condiciones de conmutación dura
b) Objetivos particulares
El principal objetivo de esta tesis es diseñar un banco de pruebas para caracterizar
dispositivos de alta potencia, por lo que se propone lo siguiente para lograrlo:
Simulación de los circuitos propuestos con el programa PSpice para validar los
procedimientos del diseño.
Construcción del banco de pruebas (que incluye los impulsores de compuerta, los
sistemas de control y la fuente de CD)
Realización de algunas pruebas para comprobar el buen funcionamiento del banco
de pruebas.
18
Capítulo 2
Metodología abordada
Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia
En este capítulo se presentan las características con las cuales deben contar las
fuentes de alto voltaje de CD y diversos tipos de fuentes de alto voltaje en CD con el fin de
presentar las ventajas y desventajas que ofrece cada una de ellas, así como el método para
realizar la caracterización de dispositivos semiconductores en forma experimental. Se
presentan también los requerimientos mínimos necesarios para obtener buenos resultados
mediante simulación.
2.1 Caracterización experimental
Para realizar la caracterización experimental, es necesario diseñar circuitos de
prueba con una topología sencilla, poco costosa y con una buena reproducción de las
condiciones reales que un dispositivo presenta en una aplicación determinada. Las
características requeridas para los circuitos de prueba son las siguientes [1]:
número limitado de elementos de potencia y de las fuentes
calidad en la reproducción de las condiciones de operación en la aplicación del
convertidor
independencia entre los diferentes parámetros que deben de estar controlados
En la caracterización experimental, el trabajo consiste en realizar las mediciones de
corrientes y voltajes en el dispositivo bajo diferentes condiciones de operación
(conmutación dura, conmutación suave, avalancha, etc.) con la posibilidad de realizar
variación de los parámetros mas importantes del circuito (temperatura, tensión de
alimentación, corriente de conducción, inductancia parásita, etc.)
2.1.1 Diseño general del circuito de pruebas
En el diseño del banco de pruebas se toman en cuenta aspectos importantes como:
método de pruebas
modo de funcionamiento
tipo de control
La selección dependerá de la calidad de reproducción de las condiciones que
presente una aplicación convertidor dada de tal manera que se tenga independencia en el
control de los diferentes parámetros, una limitación del número de elementos del circuito y
de la potencia instalada de la fuente de alimentación. A continuación se describen estos
aspectos.
2.1.1.1 Método de prueba
El comportamiento de un dispositivo semiconductor de potencia (DSEP) puede ser
observado en dos situaciones diferentes, ya sea directamente en la aplicación del
convertidor ó mediante la realización de circuitos especiales.
a) Circuitos de aplicación a convertidores
20
Metodología abordada
Cuando se evalúa directamente el desempeño del componente en un convertidor, se
presentan las interacciones entre el convertidor y la carga sobre el dispositivo. La
evaluación bajo estas condiciones presenta las características siguientes:
Son las condiciones reales: eléctricas, térmicas y mecánicas (entorno real del
componente).
La potencia instalada es elevada (función de la aplicación).
Los parámetros accesibles son función del convertidor y la naturaleza de la carga.
Globalmente, se obtiene el caso real, pero muy dependiente de la aplicación,
teniéndose poca flexibilidad y grandes dificultades para obtener y sobreponer los
resultados.
b) Circuitos especiales
Cuando se diseñan circuitos especiales de prueba para el estudio y la caracterización
de DSEP, esto permite un mejor control de las condiciones de prueba y una buena
reproducción de las condiciones típicas de conmutación. En el caso de la conmutación dura
(PWM, modulación de ancho de pulso) los circuitos especiales de prueba han sido
ampliamente usados.
Globalmente se tiene una mayor flexibilidad en la variación de los parámetros
externos del circuito, pero no es la aplicación real del componente a evaluar. Algunas de las
ventajas que ofrece el usar circuitos especiales de prueba son:
Hay poca demanda de potencia, lo que permite realizar pruebas a elevadas
corrientes, sin riesgo de destrucción del dispositivo.
El dispositivo no es demandado térmicamente, ya que se considera la
temperatura de unión igual a la de encapsulado.
No hay interdependencia entre parámetros, lo que facilita el estudio del
comportamiento.
Pero también tiene algunas desventajas, entre las cuales son:
El aspecto térmico es abordado solo en estado estable
Se requiere de un equipo de medición de gran memoria y alta velocidad de
adquisición
2.1.1.2 Modo de funcionamiento
Circuitos de prueba han sido realizados con el fin de analizar el fenómeno de
conmutación de un interruptor. Este puede ser un convertidor particular que ofrece las
condiciones correspondientes al componente a estudiar. Para lograr esto se le añaden
componentes auxiliares tales como condensadores, inductores, fuentes e interruptores, los
cuales permiten definir la condición de prueba. Un objetivo es la limitación del número de
elementos y la energía instalada. La estructura adoptada podrá funcionar ya sea de forma
repetitiva o en modo impulsional.
21
Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia
a) Modo repetitivo
Cuando el modo de funcionamiento es en modo repetitivo, el control es a frecuencia
fija con un ciclo de trabajo reducido con el fin de limitar el incremento de temperatura del
componente.
Este modo de funcionamiento tiene la ventaja de ser una evaluación muy cercana a
la realidad respecto al cableado y los aspectos térmicos, pero no es adecuado para analizar
la conmutación propia del componente. La repetición de ciclos permite establecer métodos
de medición por acumulación y efectuar correcciones de ruido síncronos. Sin embargo esta
estrategia presenta los siguientes problemas:
Potencia instalada igual a las pérdidas del componente, lo que requiere un sistema
de enfriamiento y cableado necesariamente grandes.
Interdependencia de parámetros: frecuencia, ciclo de trabajo, temperatura, etc.
b) Modo impulsional
El funcionamiento en modo impulsional es una estrategia de pruebas donde se trata
de una experimentación en valores reales de corriente, tensión y temperatura. Además, el
componente es sometido una sola vez a las condiciones de conmutación lo que, como ya se
mencionó, permite una limitación en número de componentes y de la potencia instalada de
la fuente y por otro lado mayor compactación de los componentes, a fin de reducir el
cableado.
2.1.1.3 Tipo de control
Para el control de la operación de los dispositivos auxiliares, así como el disparo del
dispositivo bajo prueba, existen dos posibilidades: automático o de tiempo preestablecido.
a) Control automático
En este esquema de comando, el encendido y apagado de los dispositivos auxiliares
y bajo prueba se realizan automáticamente a valores determinados de voltaje o corriente.
Este sistema de control permite condiciones de conmutación que pueden ser ajustadas
independientemente de la carga. Es un sistema de control directo.
b) Tiempo preestablecido
En este tipo de comando se establecen los tiempos de encendido y de apagado de los
dispositivos. Este es un sistema de control en lazo abierto, donde los parámetros son solo
indirectamente incontrolados.
22
Metodología abordada
2.1.2 Diseño propuesto para los circuitos de prueba
Los circuitos de prueba empleados en cada uno de los modos posibles de
conmutación presentan las siguientes características:
modo de funcionamiento impulsional (one shot), que permite limitar la energía
solicitada a la red, lo que facilita hacer pruebas en casos extremos.
uso de un control de tiempo preestablecido capaz de asegurar por un lado su función
en los diferentes modos de conmutación y por otro lado ser configurado para un tipo
de control dado en función de los parámetros propios del interruptor bajo prueba.
minimización del número de elementos auxiliares, de manera que los resultados
obtenidos sólo se consideran que son debidos al efecto del dispositivo bajo prueba
(DUT) y no a elementos externos interdependientes que modifiquen el
comportamiento del dispositivo; esto se realiza con el fin de controlar mejor las
condiciones impuestas al dispositivo semiconductor en una aplicación real.
El principio de diseño se plantea en la Figura 2.1, la cual considera las siguientes
partes:
el circuito bajo prueba, el cuál es encargado de reproducir las condiciones de la
aplicación
circuito auxiliar integrado por componentes pasivos e interruptores auxiliares que
debe permitir un ajuste independiente de los parámetros de las condiciones de
prueba.
En relación a los circuitos de prueba para dispositivos de alta potencia se deben
tomar en consideración algunos otros aspectos como son:
circuitos limitador de di/dt para controlar el crecimiento de la corriente entre el
circuito de potencia y el bus de CD (banco de condensadores)
circuitos sujetadores de voltaje para evitar sobretiros de voltaje
circuito de control para la carga y descarga de condensadores
carga y descarga del banco de condensadores de manera remota
Figura 2.1 Principio de diseño de circuitos especiales de prueba
23
Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia
2.2 Caracterización mediante simulación
La simulación de circuitos electrónicos de potencia previa al diseño de prototipos se
ha convertido en una herramienta indispensable, puesto que el simulador (software)
proporciona la confiabilidad del correcto funcionamiento. Pero para poder simular
adecuadamente un circuito eléctrico o electrónico en general, es necesario que se cumplan
los siguientes requerimientos [21]:
disponibilidad de un simulador de circuitos adecuado
disponibilidad de los modelos para todos los componentes del diseño
disponibilidad de los parámetros para todos los modelos de todos los componentes
a) Disponibilidad de un simulador adecuado
Se refiere a un simulador de redes eléctricas o electrónicas que contenga modelos de
dispositivos electrónicos. Hoy en día existen muchos simuladores de circuitos eléctricos y/o
electrónicos pero una gran parte de ellos son utilizados en las instituciones donde se
desarrollaron, es decir, no se encuentran disponibles a cualquier usuario. PSpice, que es una
derivación de SPICE para la simulación de circuitos electrónicos integrados, está siendo
utilizado a nivel internacional para realizar simulaciones de circuitos electrónicos de
potencia. PSpice tiene la ventaja de ofrecer una versión demo gratuita del paquete con
suficiente capacidad para analizar diseños de circuitos de potencia que no requieren de
tantos elementos como los circuitos integrados.
b) Disponibilidad de modelos para todos los componentes del diseño
Se refiere a que el simulador contenga los modelos de todos los dispositivos
utilizados en el diseño a simular. Aquí la desventaja de PSpice es que teniendo su origen en
la simulación de circuitos integrados de baja potencia (microelectrónica) no contiene
modelos adecuados para dispositivos de potencia, con excepción del IGBT, cuyo modelo
está disponible a partir de la versión 7.0.
De manera general los modelos se pueden clasificar según la técnica de desarrollo
en:
modelo de caja negra
modelo de circuito equivalente
modelo físico
Por otra parte según el modo de implementación en el simulador, los modelos se
pueden clasificar en:
macromodelo de tipo BM (behavioral modeling)
macromodelo estructural
macromodelo en código fuente
24
Metodología abordada
c) Disponibilidad de los parámetros para los modelos de todos los componentes
utilizados
Se refiere a que el diseñador disponga de los parámetros de los modelos para cada
componente del diseño. Hoy en día los simuladores suelen incluir extensas librerías de
modelos parámetrizados (modelos con parámetros de componentes reales) de diferentes
fabricantes, y con frecuencia los mismos fabricantes proporcionan estos modelos para sus
dispositivos en diferentes simuladores. Los parámetros de los modelos en el simulador son
los mismos para cada modelo; lo que hace diferente al dispositivo de otro fabricante o de
otras característica es el valor numérico que contiene cada modelo en su respectivo
parámetro. En cambio, el número y clase de parámetros de un modelo dependen no sólo del
dispositivo a simular, sino en gran medida del tipo de modelo utilizado para dicho
dispositivo.
Para realizar la caracterización mediante simulación es necesario reproducir las
condiciones reales de funcionamiento de los circuitos de prueba, incluyendo los elementos
parásitos en el simulador. El trabajo consiste en realizar los cálculos en simulación de los
circuitos de prueba durante las conmutaciones bajo las mismas condiciones que en el caso
experimental.
2.3 Tipos de fuentes
Las fuentes de poder, que se utilizan en forma extensa en aplicaciones industriales, a
menudo requieren cumplir todas o la mayor parte de las especificaciones siguientes [2]:
1.
2.
3.
4.
5.
6.
Aislamiento entre fuente y carga
Una alta densidad de potencia a fin de reducir el tamaño y el peso
Dirección controlada del flujo de la potencia
Alta eficiencia de conversión
Formas de onda de entrada y de salida con baja distorsión armónica total
Factor de potencia controlado si la alimentación a la fuente es un voltaje de CA
Los reguladores en modo de conmutación sin transformador no pueden dar el
aislamiento necesario y la potencia de salida es baja. La practica común es utilizar
conversiones en dos pasos, CD-CA y CA-CD. En caso de entrada de CA, se trata de
conversiones en tres pasos, CA-CD, CD-CA y CA-CD. El aislamiento se consigue
mediante un transformador entre los pasos. La conversión CD-CA se puede llevar a cabo
mediante un inversor PWM o resonante.
Para la etapa del inversor (o del convertidor CD-CA) de la operación PWM, existen
cuatro configuraciones comunes: flyback, push-pull o en contrafase, medio puente y puente
completo. La salida del inversor, que varía mediante una técnica PWM, es convertida a un
voltaje de CD mediante un rectificador de diodos. A continuación se describe el
funcionamiento de algunas fuentes de CD de alto voltaje [18].
25
Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia
2.3.1 Flyback
La topología del circuito para el convertidor flyback se muestra en la Figura 2.2.
Cuando el transistor Q1 se activa, el voltaje de alimentación aparece a través del primario
del transformador y se induce un voltaje correspondiente en el secundario. Cuando Q1 esta
apagado, se induce un voltaje de polaridad opuesta en el primario por el secundario, debido
a la acción de transformación. El voltaje mínimo del circuito abierto del transistor es Voc =
Vin. Si Iin es la corriente promedio de entrada con componente ondulatoria despreciable y el
ciclo de trabajo es D = 50%, la corriente pico del transistor es Ipt = Iin/D = 2Iin. La corriente
de entrada es pulsatoria y discontinua. Sin la presencia del diodo D2, fluirá una corriente de
CD a través del transformador. Cuando Q1 esta apagado, el diodo D2 y el condensador C
restablecen el núcleo del transformador. C se descarga a través de R, cuando D2 está
apagado y en cada ciclo se pierde energía. Este circuito es muy sencillo y está restringido a
aplicaciones por debajo de 500 W. Se trata de un convertidor directo que requiere de un
lazo de retroalimentación de control de voltaje.
El núcleo del transformador también se puede restablecer instalando un embobinado
de restablecimiento como se muestra en la Figura 2.3a , donde la energía almacenada en el
núcleo del transformador es devuelta a la alimentación aumentando la eficiencia. El voltaje
en circuito abierto del transistor de la Figura 2.3a es
N 

Voc = Vin 1 + p 
Nr 

(2.1)
donde Np y Nr son el número de vueltas en los bobinados primario y de restablecimiento,
respectivamente. La relación de vueltas de restablecimiento está relacionada con el ciclo de
trabajo según la fórmula (2.1). Para un ciclo de trabajo D = 0.8, Np / Nr = 0.8 / (1 - 0.8) = 4
y el voltaje en circuito abierto se convierte en Voc = Vin (1 + 4) = 5Vin. El voltaje en circuito
abierto del transistor es mucho más alto que el voltaje de alimentación. En la Figura 2.3b se
muestran los voltajes y corrientes tanto a la entrada, como a la salida
Figura 2.2 Convertidor flyback
26
Metodología abordada
a)
b)
Figura 2.3 Convertidor flyback: a) convertidor con bobinado de restablecimiento, b) formas de
onda de voltajes y corrientes
2.1.2 Push-pull
En la topología del convertidor push-pull el voltaje pico de colector del transistor de
conmutación es limitado a dos veces el voltaje de entrada. Esto es debido a la simetría del
tap central del transformador con igual numero de vueltas en el devanado primario. El
suministro de voltaje nunca es almacenado en el transformador, por lo cual mas potencia
puede ser manejada obteniendo una mas grande eficiencia y con mejor regulación que otros
convertidores. El esquema del circuito básico del convertidor push-pull es mostrado en la
Figura 2.4a, así como sus formas de onda de las corrientes y voltajes en la Figura 2.4b. Los
transistores de conmutación Q1 y Q2 conducen alternadamente cada medio ciclo en un
ciclo de trabajo determinado por la entrada de la fuente de voltaje Vin, la relación de
transformación y el voltaje de salida deseado. Así, el ciclo de trabajo máximo alcanzable es
ligeramente menor que el 50 % para el tiempo de apagado del transistor de conmutación.
Cuando Q1 se activa, Vin aparece a través de una mitad del primario. Cuando Q2 se
activa, Vin es aplicado a través de la otra mitad del transformador. El voltaje del bobinado
primario oscila desde -VS. La corriente promedio a través del transformador debería en
forma ideal ser cero. El voltaje promedio de salida es
Vo = V2 =
Ns
V1 = a V1 = a Vin
Np
(2.2)
Los transistores Q1 y Q2 operan con un ciclo de trabajo del 50 %. El voltaje
en circuito abierto es Voc = 2Vin, la corriente promedio de un transistor Iprom = Iin/2 y la
corriente pico del transistor Ipt = Iin. Dado que el voltaje en circuito abierto del transistor es
dos veces el voltaje de suministro, esta configuración es adecuada para aplicaciones en bajo
voltaje.
27
Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia
a)
b)
Figura 2.4 Convertidor push-pull: a) circuito del convertidor, b) formas de onda de voltajes y
corrientes
2.1.3 Medio puente
La topología medio puente es usada principalmente en convertidores fuera de línea
donde los transistores de conmutación no son sometidos al doble de la entrada de la fuente
de voltaje como en los convertidores de conmutación forward o push-pull. La Figura 2.5a
muestra el esquema del circuito del convertidor medio puente y la Figura 2.5b muestra las
corrientes y voltajes del convertidor. Como se muestra, el extremo del transformador sin
punto es conectado a la terminal común de los dos condensadores idénticos de filtrado C1 y
C2, vía un condensador de bloqueo de CD Cb. El condensador de bloqueo puede ser
omitido en algunas aplicaciones. Un voltaje de caída en el primario resulta debido al
cargado de los condensadores por la corriente que fluye en el transformador. El voltaje de
la fuente de entrada Vs es dividido entre los dos condensadores de filtrado. Así, la terminal
común de los condensadores de filtrado tiene un voltaje promedio de Vin/2. El propósito
del condensador de bloqueo de CD cb es evitar los problemas de desbalance de flujo
causados por el voltaje en la terminal común ya que no es exactamente la mitad del voltaje
de la fuente de entrada. El extremo del transformador con punto es conectado a la terminal
común de los transistores de conmutación configurados en una configuración totem-pole.
Los transistores de conmutación Q1 y Q2 conducen alternadamente cada medio ciclo del
ciclo de conmutación. Así, los dos transistores de conmutación conectan el extremo del
transformador sin punto a Vin y tierra, mientras el extremo con punto del transformador es
mantenido en Vin/2.
28
Metodología abordada
a)
b)
Figura 2.5 Convertidor medio puente: a) circuito del convertidor, b) formas de onda de voltajes y
corrientes
Cuando Q2 está activo, Vin/2 aparece a través del primario del transformador.
Cuando Q1 está activo, aparece un voltaje inverso de valor Vin/2 a través del primario del
transformador. El voltaje primario oscila desde –Vin/2 hasta Vin/2. El voltaje en circuito
abierto del transistor es Voc = Vin y la corriente pico del transistor es Ipt = 2Iin. La corriente
promedio del transistor es Iprom = Iin. En aplicaciones de alto voltaje, el circuito medio
puente es preferible al circuito push-pull. Sin embargo, para aplicaciones en bajo voltaje, es
preferible el circuito push-pull debido a las bajas corrientes de transistor.
El voltaje promedio de salida es
Vo = V2 =
Ns
V1 = a V1 = 0.5 a Vin
Np
(2.3)
2.1.4 Puente completo
La topología puente completo es usada principalmente en convertidores fuera de
línea donde sus transistores de conmutación no son sometidos al doble de la entrada de la
fuente de voltaje Vin. La Figura 2.6a muestra el esquema del circuito del convertidor puente
completo y en la figura 2.6b se muestran los voltajes y corrientes de este circuito. Como se
muestra, los transistores de conmutación son configurados una topología puente completo o
H. Los pares de transistores de conmutación de Q1-Q4 y Q2-Q3 son conmutados
alternadamente cada medio ciclo del periodo de conmutación. Cuando el par de transistores
Q1-Q4 son encendidos, el extremo punteado del devanado primario es conectado a la
fuente de voltaje de entrada Vin, mientras el extremo sin punto del devanado primario es
conectado a un potencial cercano a tierra. Así, todos los extremos punteados de los
29
Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia
devanados secundarios son ahora positivos con respecto al extremo sin punto. El voltaje en
el devanado secundario es una versión escalada del voltaje en el devanado primario.
Cuando el par de transistores Q2-Q3 son encendidos, el extremo sin punto del devanado
primario es ahora Vin, mientras el extremo punteado es cercano al potencial de tierra.
El voltaje promedio de salida es
Vo = V2 =
Ns
V1 = a V1 = a Vin
Np
(2.4)
El voltaje en circuito abierto del transistor es Voc = Vin y la corriente pico del
transistor es Ipt = Iin. La corriente promedio del transistor es sólo Iprom = Iin/2. De todas las
configuraciones, este circuito opera con los menores esfuerzos de voltaje y de corriente en
los transistores y es muy popular para aplicaciones de alta potencia por arriba de 750 W.
Una desventaja es el uso de 4 interruptores, lo cual eleva su costo.
2.1.5 Fuente de alta potencia
A continuación se describe el funcionamiento de una fuente de alta potencia, la cual
se encontró en la literatura [19], ya que de acuerdo a las características que presenta como
son su alta potencia y principalmente su elevado voltaje de salida es interesante para el
desarrollo de este trabajo, uno de los puntos mas importantes para la fuente a utilizar en el
banco de pruebas.
a)
b)
Figura 2.6 Convertidor puente completo: a) circuito del convertidor, b) formas de onda de
voltajes y corrientes
30
Metodología abordada
Esta fuente de CD de alta potencia, 400 kW y 50 kV en modo conmutado fue
diseñada para su uso en cargas dinámicas [19]. Esta usa 4 etapas de 100 kW, convertidores
de CD-CD tipo fuente de corriente con entradas en paralelo y salidas en serie. El
convertidor de CD-CD opera a 20 kHz en un regulador de voltaje parcial y a 10 kHz en el
inversor, transformador y las partes de salida del rectificador en el circuito. IGBT´s son
usados como interruptores de potencia. Técnicas especiales son usadas para proteger la
fuente y cargas contra arcos y cortos severos. Tiene una eficiencia del 93%, un voltaje de
rizo en la salida del 1 % y una rápida respuesta dinámica y solo ocupa 1/3 del tamaño de
una fuente de potencia convencional. Es regulable de 0 a 50 kV y de 0 a 400 kW.
El convertidor de CD-CD seleccionado es una versión modificada del PWM, el tipo
de fuente de corriente con un regulador separado y una sección inversora. Esta usa una
forma de onda rectangular, la cual minimiza la necesidad de filtrado en la salida. La fuente
consiste de un rectificador en la entrada, seguida de un filtro como se muestra en la Figura
2.7. Cada convertidor CD-CD consiste de un regulador de voltaje, inductor, inversor,
transformador, rectificador y filtro. Esta empaquetado en dos partes: el modo
regulador/inversor y el módulo rectificador/transformador.
El regulador de voltaje opera con una forma de onda cuadrada fija como se muestra
en la Figura 2.8. El transformador/rectificador contiene el transformador, rectificador y un
filtro de salida. Cada convertidor produce una salida de voltaje de 12.5 kV. Todos los
IGBTs en el regulador, así como los del inversor, tienen snubbers de la red consistentes de
un diodo, un resistor y un condensador en paralelo con ellos. Cada uno de los IGBTs Q1Q4 del inversor conducen por aproximadamente la mitad del tiempo a una frecuencia de 10
kHz. Los pares formados por Q1 y Q2 y por Q3 y Q4 conducen juntos. Ocurre un traslape
de 2 µs cada ciclo cuando los 4 conmutan simultáneamente. Este tiempo de traslape ayuda
en la trasferencia entre los pares de IGBTs y la polaridad de salida. El suministro de la red
de amortiguamiento formado por C17, CR17 y R9 limita el voltaje a través del bus de CD
del inversor.
El transformador, rectificador y la interconexión de alambres son montados dentro
de un tanque poco tensionado y son inmersos en un fluido dieléctrico de silicón para el
aislamiento eléctrico y el enfriamiento. Los filtros de entrada a la red incluyen un filtro
inductor principal de 500µH, el filtro de amortiguamiento de la red de 0.5 Ω en serie con
8000 µF, y la combinación en paralelo de condensadores de 200 µF en la entrada de los 4
convertidores.
El transformador/rectificador contiene el transformador, rectificador y un filtro de
salida. El transformador tiene varios requerimientos especiales de diseño:
(1) Voltaje de entrada con forma de onda cuadrada de 520 VPK a 10 kHz, con una
relación de vueltas de 24, una salida continua de 100 KW, un aislamiento
entre la salida y tierra de 50 kV de CD.
(2) Baja inductancia parásita con pérdidas de potencia aceptables en el inversor y
encontrar el rizo de voltaje en la salida especificada, sin exceder él limite del
condensador de filtrado.
31
Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia
(3) Control de las pérdidas del conductor y el núcleo en CA a 10 kHz con un nivel
aceptable.
(4) Devanado de alambre terciario para el control derivado a una señal de
retroalimentación de voltaje para la salida del convertidor de CD-CD.
Figura 2.7. Esquema simplificado del circuito de potencia de la fuente de 400 KW [9]
El apilamiento de 4 rectificadores es usado en cada tanque transformador /
rectificador. Estos son conectados en una configuración puente completo. Cada apilamiento
consiste de 24 diodos en serie, con apareamiento y protección a través de cada diodo. Los
diodos son de recuperación rápida, en un rango de 85 A, 1000 V y 1.6 µC de carga en
recuperación inversa. El circuito de filtrado de CD en la salida del rectificador de puente
completo consiste de un condensador de filtrado principal C1 y la red de amortiguamiento
compuesta del circuito serie formado por R2 y C2-C4. El valor de la capacitancia de
filtrado es determinado primeramente por el tiempo necesario para la transferencia del
inversor entre las polaridades de la corriente combinadas con el rizo de voltaje requeridos.
Referente al control, el reloj de las 4 fases es usado para sincronizar las compuertas
del convertidor CD-CD. Cada convertidor CD-CD tiene su circuiteria propia para generar
la variación del tren de pulsos del ciclo de trabajo en las compuertas de los IGBTs del
regulador y la onda cuadrada en las compuertas del inversor de IGBT. El comando del ciclo
de trabajo en la compuerta del regulador de los IGBTs llega del convertidor de CD-CD
individual de la salida de voltaje del lazo de retroalimentación. Esta señal de
retroalimentación es derivada de un devanado del bobinado del transformador de salida
(VTR) y la corriente de salida (IO). Esta técnica evita tener que medir en voltajes altos. La
corriente en los IGBTs del regulador (ireg) también son usadas en la circuiteria de
retroalimentación para suministrar un lazo de control local en modo corriente. Este lazo
32
Metodología abordada
compensa rápidas sobrecargas. El punto fijo de voltaje para cada convertidor CD-CD llega
de la fuente de potencia completa en el control del lazo de voltaje, la cuál usa
retroalimentación seudo-derivativa con limitaciones locales [9]. La retroalimentación de la
fuente de potencia en conjunto viene con un divisor de voltaje 10000 a 1. Un generador de
rampa suministra una porción del control del rizo de voltaje durante la recuperación de una
reducción.
Figura 2.8 Formas de onda idealizadas de voltaje y corriente de la fuente de potencia:
a) potencia media, b) potencia completa [9]
2.4 Conclusiones
Se presentaron los puntos principales a considerar para el diseño de circuitos de
prueba los cuales son: método de pruebas, modo de funcionamiento y el tipo de control, de
entre los cuales de acuerdo a los requerimientos de los dispositivos se ve que los circuitos
especiales de prueba, así como el tipo de funcionamiento en modo impulsional y con un
tiempo
preestablecido son las condiciones en las cuales se puede estudiar el
funcionamiento del dispositivo con un menor costo y menores componentes y exigencias a
la línea de distribución.
33
Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia
Otro punto importante es el tener un simulador el cual debe tener los modelos de
todo componente lo mas cercano a ellos para tener resultados mucho mas cercanos a lo
realizado experimentalmente.
Referente a las fuentes de alto voltaje, se presentaron diferentes tipos de ellas
resaltando sus mayores ventajas, así como sus desventajas, de entre las cuales podemos
resaltar que las que presentan mejores características fueron la topología puente completo y
la fuente de alta potencia, por ser las que se adecuan mas a los requerimientos exigidos,
entre los cuales se puede mencionar un alto voltaje de salida, aislamiento, etc.
34
Capítulo 3
Fuente de alto voltaje
35
Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia
En este capítulo se presentan las características que debe reunir la fuente de CD de
alto voltaje del banco de pruebas para caracterizar dispositivos de alta potencia, así como
todo el diseño y análisis de cada una de las partes que conforman la fuente como son: el
inversor, la etapa de control y protección del inversor, el transformador elevador, el
rectificador y finalmente el filtro.
3.1 Características de fuentes de alto voltaje
Las características con las que debe cumplir una fuente de CD de alto voltaje son:
garantizar aislamiento entre la fuente y la carga
manejar un voltaje variable de 0 a 2500 V
proporcionar una potencia de 1.25 kW
Para el diseño de la fuente de CD se está tomando en consideración la fuente de
puente completo y la fuente de la referencia [19], por ser las mas indicadas, para las
características requeridas por el banco de pruebas. Un diagrama a bloques de la fuente se
muestra en la figura 3.1. Como se muestra en la figura 3.1 consta de 4 etapas, las cuales
son: etapa inversora, etapa elevadora, etapa de rectificación y etapa de filtrado. Cabe hacer
mención que dentro de la etapa del inversor se deben considerar otros puntos como son: el
circuito de control PWM, la etapa de protección y los impulsores. Para la etapa elevadora
se tomó un transformador elevador que operara a alta frecuencia mientras que en la etapa
de rectificación consiste en diodos rápidos.
3.2 Diseño de la fuente de CD
3.2.1 Diseño de la etapa inversora
Dentro de la etapa del inversora o también llamada convertidor de CD a CA, se
tomó el inversor monofásico en puente, que es parte del convertidor puente completo y de
la fuente de la referencia [19]. Esta etapa se muestra en la figura 3.2. A continuación se
describen cada una de las partes involucradas en la activación de las compuertas de los
IGBTs que se utilizan en esta etapa de la fuente de CD.
Inversor
Elevador
Rectificador
Figura 3.1 Etapas de la fuente
36
Filtro
Fuente de alto voltaje
En la figura 3.3 se muestra un diagrama a bloques de las partes involucradas en la
activación de las compuertas. Para la construcción del inversor se utilizaron dos módulos
CM100DU-24H de MITSUBISHI, los cuales contienen cada uno dos IGBTs con su
respectivo diodo en antiparalelo y tienen un manejo de corriente / tensión de 100 A/1200 V.
A) Circuito de control PWM
Para el control de los pulsos de activación de las compuertas de los IGBTs se utilizó el
circuito integrado TL494 de Fairchild Semiconductor con la configuración que se ilustra
en la figura 3.4. Esta configuración nos permite tener a la salida dos pulsos desfasados 180°
uno con respecto al otro, proporciona un tiempo muerto que puede ser controlado, además
de que también se puede controlar la frecuencia a la que se desee trabajar.
Figura 3.2 Circuito de la etapa inversora
Figura 3.3 Diagrama a bloques del control y la protección de las compuertas
37
Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia
Figura 3.4 Circuito generador de pulso
A continuación se describe brevemente como se puede controlar la frecuencia y el
tiempo muerto en la salida de las señales proporcionadas por este integrado. La frecuencia
de oscilación esta regida por la siguiente ecuación:
f osc =
1.1
Rt ⋅ C t
(3.1)
La frecuencia a la cual se trabajó fue de 20 kHz y se propuso un condensador de 10
nF. Despejando Rt de la ecuación 3.1, se obtuvo el siguiente resultado.
1.1
f osc ⋅ Ct
1.1
Rt =
(20kHz ) ⋅ (10nF )
Rt =
Rt = 5.5 kΩ
(3.2)
(3.3)
(3.4)
Se optó proponer una resistencia variable de 10 kΩ para poder controlar la
frecuencia. Con la resistencia variable de 100 Ω se controla el tiempo muerto de las señales
de salida S1 y S2. Las señales obtenidas a la salida del circuito generador de pulso se
muestran en la figura 3.5.
B) Circuito de protección
Para la protección de los IGBTs se construyó el circuito de protección que se
muestra en la figura 3.6, utilizando compuertas AND, un inversor, un flip-flop D e
38
Fuente de alto voltaje
interruptores. El circuito de protección opera de la siguiente forma: las señales provenientes
del circuito TL494 entran a S1 y S2 y siguen su camino a una compuerta AND, la cual
dejara pasar la señal como viene mientras se tenga un 1 proveniente del flip-flop D, en caso
contrario se tendrá el inverso de la señal. Después de la compuerta AND, se invierte la
señal y se manda al pin 2 de la primera línea y al pin 6 de la segunda línea, y lo mismo
sucede con la parte de abajo, su señal se manda al pin 2 de la segunda línea y al 6 de la
primera. Del pin 3 de ambas líneas sale un pulso que, mientras este funcionando todo bien,
estará dando un 0 y pasando por el inversor dará un 1 el cual servirá para activar el flipflop. En caso contrario, si hay un corto en el pin 3, enviará un 1 y al pasar por el inversor
dará un cero, lo cual deshabilitara al flip-flop. Para habilitar el pulso de compuerta hay que
hacer pasar un 1 por el set del flip-flop.
10 V/div
10 V/div
20 µs/div
Figura 3.5 Señales obtenidas del circuito generador de pulso
Figura 3.6 Circuito de protección
39
Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia
C) Circuito Impulsor
El circuito impulsor utilizado para la activación de las compuertas de los IGBTs es
el integrado M57959L de POWEREX y se muestra en la Figura 3.7. Las señales obtenidas
a la salida de los impulsores se muestran en la Figura 3.8
Figura 3.7 Circuito impulsor
10 V/div
10 µs/div
Figura 3.8 Señales de compuerta de los IGBTs
40
Fuente de alto voltaje
3.2.2 Diseño del transformador
Las especificaciones de entrada del transformador son:
1. Voltaje de entrada
2. Corriente de entrada
3. Voltaje de salida
4. Corriente de salida
5. Voltaje de caída en el diodo
6. Frecuencia de conmutación
7. Eficiencia
8. Regulación
9. Coeficiente de la forma de onda
10. Factor de utilización de ventana
11. Densidad de flujo
Vin = 500 V
Ip = 5 A
Vo = 2500 V
Io = 1 A
Vd = 1 V
f = 20 kHz
η = 98 %
α=1%
Kf = 4 (Señal cuadrada)
Ku = 0.4
Bm = 0.35 T
Tabla 3.1 Metodología o secuencia de diseño del transformador
1.
2.
3.
4.
5.
6.
7.
Paso
Formula general
Potencia de
salida
Po = (Vo + Vd ) ⋅ I o
Potencia aparente
Pt = Po
Coeficiente
eléctrico
K e = 0.145 ⋅ K f ⋅ f 2 ⋅ Bm × 10 -4
Geometría del
núcleo
Kg =
2
η
+ 2
2
2
Pt
2 ⋅ Ke ⋅ α
Selección del
núcleo en función
de Kg y
disponibilidad
Po
Inductancia del
Lp =
2
devanado primario
2 ⋅π ⋅ f ⋅ I p
Número de vueltas
L p ⋅ I p × 104
Np =
del devanado
Bm ⋅ Ac
primario
41
Valores
Vo = 2500 V
Vd = 1 V
Io = 1 A
Po = 2501 V
η =0.98
Kf = 4
f = 20 kHz
Bm = 0.35 T
Pt = 7.14 kW
Ke = 11368
α=1
Kg = 1.715154 cm5
Ap = 17.797 cm4
Wtfe = 253 gr
Ac = 2.790 cm2
MLT = 11.6 cm
At = 201.9 cm2
Po = 2501 W
Ip = 5 A
f =20 kHz
Lp = 795 µH
Ip = 5 A
Bm= 0.3 T
Ac = 2.790 cm2
Valor calculado
Po = 2501 W
Pt = 7.14 kW
Ke = 11368
Kg = 0.314 cm5
Núcleo seleccionado
EC70
Lp = 795 µH
Np = 47 Vueltas
Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia
Continuación de la Tabla 3.1
8.
Densidad de
corriente
J =
Pt = 7.14 kW
Kf = 4
Ku = 0.4
f = 20 kHz
Bm= 0.3 T
Ap = 17.797 cm4
Ip = 5 A
J = 358 A/cm2
Pt × 10 4
K f ⋅ K u ⋅ f ⋅ Bm ⋅ Ap
9.
Tamaño del
Ip
Aw( B ) =
alambre del
J
devanado primario
10. Selección del
tamaño del
alambre en
función de Aw (B)
11. Resistencia del
R p = MLT ⋅ N p ⋅ re
devanado primario
12. Perdidas en el
cobre primario
13. Inductancia del
devanado
secundario
14. Numero de vueltas
del devanado
secundario
15. Tamaño del
alambre del
devanado
secundario
16. Selección del
tamaño del
alambre en
función de Aw(B)
17. Resistencia del
devanado
secundario
Pp = (Ip)2Rp
18. Pérdidas en el
cobre secundario
Ps = (Io)2Rs
Ls =
Ns =
Aw(B) = 0.01651 cm2
µΩ
re = 104.3
cm
MLT = 11.6 cm
Np = 47
µΩ
re = 104.3
cm
Ip = 5 A
Rp =0.056 Ω
Ps = 2500 W
Io = 1 A
f =20 kHz
Np = 47 Vueltas
Vo = 2500 V
Vin = 500 v
Io = 1 A
J = 358 A/cm2
Ps
2
2 ⋅ π ⋅ f ⋅ Io
N p ⋅ Vo
Vin
Aw( B ) =
Io
J
Aw (B) = 0.00279 cm2
µΩ
re = 531.4
cm
Rs = MLT ⋅ N s ⋅ re
MLT = 11.6 cm
Ns = 225
µΩ
re = 531.4
cm
Io = 1 A
Rs = 0.058 Ω
42
J = 358 A/cm2
Aw(B) = 0.0142 cm2
AWG # 15
Rp = 0.056 Ω
Pp = 1.45 W
Ls = 20 mH
Ns = 235 vueltas
Aw(B)
cm2
=
0.00279
AWG # 22
Rs = 0.858 Ω
Ps = 0.058 W
Fuente de alto voltaje
3.2.3 Diseño de la etapa de rectificación y filtrado
Con respecto a la etapa de rectificación se tomo como única consideración que los
diodos para esta etapa deberían ser diodos rápidos con una tensión de bloquéo de al menos
600 V. El tipo de diodo que se escogió es el HFA16PB120, el cual soporta 1200 V, por lo
cual se necesitan solo 8 dispositivos en comparación con 12 dispositivos que se necesitarían
al usar diodos de 600 V.
Con respecto a la etapa de filtrado se están utilizando solamente condensadores de
2200 µF a 525 V. Hasta el momento se han utilizado 3 condensadores en serie,
disminuyendo su capacitancia total a 733.33 µF.
3.3 Modelo matemático de la fuente de CD
A continuación se describe el funcionamiento de la fuente de CD en base a un
análisis matemático implementado posteriormente en Mathcad. El modelo se verifica
mediante simulaciones en PSpice. En la Figura 3.9a se muestra el circuito final de la fuente
de CD con todas sus etapas integradas y en la Figura 3.9b la secuencia de disparo.
3.3.1 Funcionamiento
El análisis del comportamiento de la fuente se presenta para un solo periodo de
tiempo (0 < t < T), el cual se divide en 2 etapas. La primera etapa es de 0 < t ≤ DT, cuando
los interruptores Q1 y Q4 están encendidos, mientras Q3 y Q2 están apagados. El otro
intervalo es de DT < t ≤ T, cuando están encendidos Q3 y Q2 y permanecen apagados Q1 y
Q2.
Etapa 1 (0 < t ≤ TD)
En este tiempo empieza a circular una corriente positiva a través de la inductancia
del primario llegando hasta una punto máximo de corriente y cayendo a cero
inmediatamente. Mientras esto sucede en el primario, en el secundario se empieza a
descargar la energía almacenada hasta llegar a cero. El flujo de corriente se puede apreciar
en la figura 3.10a y en la figura 3.10b se muestra la secuencia de disparo de los
dispositivos.
Etapa 2 (DT < t ≤ T)
En este tiempo empieza a circular una corriente negativa a través de la inductancia
del primario llegando hasta una punto máximo de corriente y cayendo a cero
inmediatamente. Mientras esto sucede en el primario, en el secundario se empieza a
descargar la energía almacenada hasta llegar acero. El flujo de corriente se puede apreciar
en la figura 3.11a y en la figura 3.11b se muestra la secuencia de disparo de los
dispositivos.
43
Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia
a)
b)
Figura 3.9 Fuente de voltaje a) Circuito de la fuente de CD, b) Secuencia de disparo de los
IGBTs y formas de onda
a)
b)
Figura 3.10 Fuente de voltaje: a) Flujo de corriente para la etapa 1, b) Secuencia
de disparo durante la etapa 1 y formas de onda
44
Fuente de alto voltaje
a)
b)
Figura 3.11 Fuente de voltaje: a) Flujo de corriente durante la etapa 2,
b) Secuencia de disparo durante la etapa 2 y formas de onda
3.3.2 Análisis estacionario
A continuación se presenta el cálculo de las corrientes y tensiones de la fuente de
CD en estado estable suponiendo que T = 2DT:
Variable
Etapa 1 (0 < t ≤ TD)
Etapa 2 (DT < t ≤ T)
Voltaje en el
primario
V p = Vin
V p = - Vin
Voltaje en el
secundario
Corriente en el
primario
Vs = V p ⋅ n
Vs = V p ⋅ n
ip =
Corriente en el
secundario
is =
Vp ⋅ t
ip =
Lp
Corriente a la salida
del rectificador
Vs
× ( DT − t )
Ls
V
iD = s ⋅ ( DT − t )
Ls
Corriente en el
condensador
icap =
V p ⋅ (t − DT )
Lp
Vs
× (T − t )
Ls
Vs
iD =
× (T − t )
4 ⋅ Ls
is =
n ⋅ Vs
Vs
⋅ ( DT − t ) RL
4 ⋅ Ls
45
icap =
V
Vs
× (T − t ) - s
RL
4 ⋅ Ls
Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia
Corriente en la carga
Voltaje en la carga
iL =
Vs
RL
iL =
vL = Vs
Vs
RL
vL = Vs
3.4 Análisis en simulación y validación experimental
Se realizó un análisis en el programa Mathcad, implementando las ecuaciones del
modelo matemático presentado anteriormente. Para ver mas a detalle este análisis consultar
anexo I.
Para verificar el buen funcionamiento y comprobar el análisis realizado en Mathcad,
se procedió a la simulación de cada una de las partes de la fuente en PSpice. El circuito
utilizado en la simulación se muestra en la figura 3.12.
En el circuito simulado se utilizó el modelo genérico del IGBT ZbreakN, el modelo
del diodo HFA25TB60 de la librería de PSpice(de 25 A / 600 V, por lo que se necesitan 12
diodos), fuentes de pulso Vpulse para el control de la compuerta, un transformador ideal
con una relación de 1 a 5, resistencias y condensadores. Las especificaciones de entrada
fueron Vin = 300 V, Ls = 20 mH, Lp = 795 µH, RL = 5.5 kΩ, CL = 1100 µF y f = 20 kHz.
El prototipo diseñado se construyó y se hicieron pruebas experimentales con una
carga resistiva midiéndose las corrientes y tensiones de la fuente calculados con el modelo
matemático (voltaje y corriente en el primario, voltaje y corriente en el secundario,
corriente en la salida del rectificador y voltaje y corriente en la salida de la fuente).
A continuación se presentan las gráficas experimentales junto con las simulaciones
correspondientes obtenidas en Mathcad y PSpice.
Figura 3.12 Circuito simulado en PSpice
46
Fuente de alto voltaje
200 V/div
4 A/div
50 µs/div
a)
100 V/div
2 A/div
50 µs/div
b)
100 V/div
1 A/div
50 µs/div
c)
Figura 3.13 Voltaje y corriente en el primario del transformador (vp , ip):
a) Mathcad, b) PSpice, c) Experimental
47
Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia
1000 V/div
400 mA/div
50 µs/div
a)
500 V/div
200 mA/div
50 µs/div
b)
500 V/div
200 mA/div
0 µs/div
c)
Figura 3.14 Voltaje y corriente en el secundario del transformador (vs , is):
a) Mathcad, b) PSpice, c) Experimental
48
Fuente de alto voltaje
1000 V/div
400 mA/div
50 µs/div
a)
500 V/div
400 mA/div
50 µs/div
b)
500 V/div
400 mA/div
10 µs/div
c)
Figura 3.15 Voltaje en el secundario del transformador y Corriente en la salida del
rectificador (vs , iD): a) Mathcad, b) PSpice, c) Experimental
49
Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia
100 V/div
200•(7) mA/div
50 µs/div
a)
400 V/div
200 mA/div
50 µs/div
b)
200 V/div
200 mA/div
10 µs/div
c)
Figura 3.16 Voltaje y Corriente en la carga (vL , iL):
a) Mathcad, b) PSpice, c) Experimental
50
Fuente de alto voltaje
3.5 Análisis transitorio durante el cargado del condensador
Después de haber visto el funcionamiento de la fuente de voltaje de CD en estado
estable ahora se describe de manera general el funcionamiento en el periodo transitorio
mediante la ayuda de algunas simulaciones realizadas en PSpice, todo esto con la finalidad
de mostrar como en el periodo transitorio las corrientes demandadas son mucho mayores a
las corrientes en el estado estable, principalmente hablando del cargado del capacitor.
En la Figura 3.17 muestra la corriente demandada en el periodo transitorio y el
voltaje de salida desde 0 V hasta el tiempo que este tarda en llegar a su estabilización.
Figura 3.17 Estado transitorio y estado estable: Superior) corriente en el interruptor,
Inferior) Voltaje de salida
Como se puede apreciar en la Figura 3.17 la corriente en el periodo transitorio se
eleva de manera considerable, esto se ilustra con la intención de ver el comportamiento de
la corriente en periodos instantáneos de tiempo, lo cual se puede apreciar mejor en la Figura
3.18 que muestra el periodo de inicio en el transitorio. De ahí que aunque la fuente de
voltaje este diseñada para corrientes menores a 1 A, se tomo en consideración este punto
para seleccionar los interruptores de corrientes mucho mas elevadas, con la intención de
que soportara estas demandas de corriente en el periodo transitorio, que es el periodo que se
va a presentar principalmente durante las pruebas realizadas.
Cebe hacer mención que durante este tiempo, es decir desde el periodo transitorio
hasta el tiempo en el cual se estabiliza el voltaje, es el tiempo que tarda el banco de
condensadores en almacenar energía, lo cual se explicara en el siguiente capítulo.
51
Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia
Figura 3.17 Corriente en el interruptor en el estado transitorio
3.6 Conclusiones
Como se puede apreciar, los resultados analíticos, las simulaciones y las pruebas
experimentales arrojan resultados muy similares.
La potencia máxima de salida fue de Po = 1349 W y se obtuvo para una tensión de
entrada de Vin = 380 V, con Vo = 1900 V e Io = 710 mA. –como se puede apreciar en los
resultados experimentales de la Figura 3.17.
Las especificaciones planteadas para el diseño de la fuente fueron de Vo =
2500 V e Io = 1 A (Po = 2500 W), pero no se pudieron alcanzar, puesto que la fuente que se
utilizó para alimentar el bus de CD del inversor solo soporta alrededor de los 1000 W con
una tolerancia de 300 W.
200 mA/div
1 kV/div
10 µs/div
Figura 3.17 Voltaje y corriente a la salida de la fuente
52
Capítulo 4
Banco de pruebas
Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia
En este capítulo se abordan todas las características y requerimientos que se deben
considerar para el armado del circuito de prueba para conmutación dura y corto circuito
entre las cuales se puede mencionar el banco de condensadores, la etapa de control de los
pulsos de disparo para lograr la conmutación deseada, así como los impulsores para la etapa
de control.
4.1 Características generales
En el diseño de un banco de pruebas se deben tomar en cuenta aspectos como:
Método de pruebas (circuitos de aplicación a convertidores o circuitos
especiales de prueba)
Modo de funcionamiento (modo repetitivo o modo impulsional)
Tipo de control (control automático o por tiempo preestablecido)
La selección dependerá de la calidad de reproducción de las condiciones que
presente una aplicación convertidor dada, de tal manera que se tenga independencia en el
control de los diferentes parámetros, una limitación del número de elementos del circuito y
de la potencia instalada de la fuente de alimentación.
Las características generales de diseño del banco de pruebas se mencionan a continuación:
Potencia que debe manejar (tomando en cuenta que los dispositivos bajo prueba
manejaran alrededor de los 2000 V y 1000 A) el banco de pruebas, ya que todas las
pruebas se realizan a altas potencias.
El control que debe manejar, que para este caso será impulsional
Aislamiento entre fuente y carga
Los niveles de corriente y voltaje que debe manejar el circuito impulsor para activar
y desactivar al dispositivo bajo prueba y a los circuitos auxiliares.
El voltaje y corriente que debe manejar la fuente que para este caso será de 2500 V
y 0.5 A. Se está considerando un almacenamiento de energía mediante un banco de
condensadores para manejar la corriente (1000 A)
Figura 4.1 Diagrama a bloques del banco de pruebas
54
Banco de pruebas
4.2 Almacenamiento de energía
Primeramente, para poder considerar el circuito de prueba, se debe verificar el buen
funcionamiento de la fuente de voltaje de CD, esto es, que pueda dar el voltaje y la
corriente a los cuales se desea que se pueda probar el circuito.
Como se consideró inicialmente, la fuente solo daría el voltaje suficiente para las
pruebas y la corriente será proporcionada por un banco de condensadores, por lo cual se
deben considerar las siguientes ecuaciones:
V =L
di
dt
y
(4.1)
I =C
dv
dt
(4.2)
Como se aprecia en estas dos ecuaciones, la corriente que se puede obtener depende
fuertemente del condensador que se seleccione, ya que mientras mas chico sea el valor de la
capacitancia de este, la corriente máxima que se obtenga será pequeña, así que, si se
selecciona un valor de capacitancia grande, la corriente máxima obtenida será mayor.
Otra ecuación, que es de mucha utilidad para los propósitos del banco de pruebas, es
la ecuación de la energía. Con esta ecuación, haciendo algunas igualaciones y despejes se
pueden calcular los valores máximos obtenidos en función de algunos parámetros.
1
1
E = V2C = I2 L
2
2
(4.3)
Para la obtención de las corrientes en modo impulsional se partió de la ecuación 4.1 y
se despejo t, la cual es:
i
t=L
(4.4)
V
este valor de t es el tiempo que tardara en almacenarse la energía en la inductancia de carga.
Utilizando la ecuación 4.3 de la energía y despejando la corriente obtenemos la
ecuación 4.5, la cual nos ayuda a conocer la máxima corriente que se puede alcanzar
I=
V2 •C
L
(4.5)
4.3 Circuito de prueba
El circuito de prueba es en forma modular y se diseñó para realizar tanto la
conmutación dura como el corto circuito. De esta manera, modificando únicamente la
secuencia de disparo de los interruptores auxiliares se obtienen tres tipos de conmutación
[20]. La Figura 4.2 muestra el circuito de prueba empleado para el estudio de las
conmutaciones.
55
Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia
Como se muestra en la Figura 4.2, el circuito presenta únicamente dos interruptores
auxiliares (AUX1 y AUX2) y una inductancia de carga Lcarga de un valor elevado (se puede
considerar como una fuente de corriente de valor constante durante el tiempo que duren las
conmutaciones).
4.3.1 Conmutación dura
4.3.1.1 Circuito de potencia
En la Figura 4.3a se muestra el circuito de prueba simplificado, donde el valor de
Lcarga es igual a 20mH. Las señales de disparo de los dispositivos empleados, así como las
principales formas de onda se muestran en la Figura 4.3b.
Figura 4.2 Circuito de prueba para las conmutaciones
a)
b)
Figura 4.3 Conmutación dura: a) circuito de prueba simplificado, b) secuencia de disparo y
formas de onda
56
Banco de pruebas
Los elementos críticos de diseño de este circuito de prueba son: el valor de la
inductancia de carga Lcarga, que debe tener un valor suficientemente elevado, para que la
corriente en el tiempo de prueba sea lo más constante posible y un valor pequeño de
resistencia parásita (Rind) en el orden de miliohms (0.05Ω).
4.3.1.2 Principio de funcionamiento
El funcionamiento del circuito de prueba en conmutación dura se puede dividir en
varias etapas, las cuales se describen a continuación.
Etapa 1- Carga lineal de la corriente (t1 < t < t2)
En el instante t1 el interruptor AUX2 es encendido y permanecen apagados los
interruptores AUX1 y el DUT. En este momento, la corriente en el inductor Lcarga se
incrementa en forma lineal. En el instante t2 el interruptor AUX2 es apagado. El flujo de
corriente de esta etapa se muestra en la Figura 4.4a y en la Figura 4.4b se muestra la
secuencia de disparo de los dispositivos.
La ecuación que rige el comportamiento del circuito en términos de ecuaciones
diferenciales es la siguiente:
di
(4.4)
V0 = i Rind + Lcarga
dt
Resolviendo la ecuación (4.3), considerando que las condiciones iniciales son
I(0+)=0 (la corriente en el inductor es cero) y que la resistencia Rind es muy pequeña, se
obtiene que la corriente i(t) crece en forma lineal por medio de la siguiente expresión:
VLcarga = Lcarga
∆i
di
≈ Lcarga
dt
∆t
despejando ∆i:
∆i =
VLc arg a ∆t
Lc arg a
(4.5)
Si Lcarga es muy grande (Lcarga >> VLcarga ∆t), entonces iL puede ser considerada
constante durante la conducción y las conmutaciones.
Etapa 2- Libre circulación (t2 < t < t3)
En el periodo de tiempo t2 < t < t3 todos los interruptores permanecen apagados. En
esta etapa la corriente es casi constante y las pérdidas son debidas solo a la resistencia
parásita del inductor y de las pérdidas por conducción del diodo. El flujo de corriente de
esta etapa se muestra en la Figura 4.5a y en la Figura 4.5b se muestra la secuencia de
disparo de los dispositivos. Esta etapa es importante para estabilizar la tensión de la fuente
(V0) y mostrar el comportamiento de recuperación inversa del diodo al momento del
encendido del DUT.
57
Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia
a)
b)
Figura 4.4 Conmutación dura: a) Flujo de corriente en la etapa 1, b) Formas de onda en la etapa 1
a)
b)
Figura 4.5 Conmutación dura: a) Flujo de corriente en la etapa 2, b) Formas de onda en la etapa 2
Etapa 3- Encendido en conmutación dura (t3 < t < t4)
En el instante t3 el interruptor bajo prueba es encendido, mientras que los
interruptores AUX1 y AUX2 permanecen apagados. En este instante se presenta el
encendido en conmutación dura del dispositivo bajo prueba, incluyendo la recuperación
inversa del diodo de libre circulación (D1). El flujo de corriente de esta etapa se muestra en
la Figura 4.6a y la secuencia de disparo en la Figura 4.6b.
58
Banco de pruebas
Etapa 4- Apagado en conmutación dura (t5 < t < t6)
En el instante t5 el interruptor bajo prueba es apagado y permanecen apagados los
interruptores AUX1 y AUX2. En este momento se presenta el apagado en conmutación
dura del dispositivo bajo prueba. En el periodo de t5 < t < t6 se muestra la cola de corriente
en el apagado del DUT, así como una sobre tensión, debida principalmente a la inductancia
parásita de cableado. El flujo de corriente se muestra en la Figura 4.7a y la secuencia de
disparo en la Figura 4.7b.
a)
b)
Figura 4.6 Conmutación dura: a) Flujo de corriente en la etapa 3, b) Formas de onda en la etapa 3
a)
b)
Figura 4.7 Conmutación dura: a) Flujo de corriente en la etapa 4, b) Formas de onda en la etapa 4
59
Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia
4.3.1.3 Consideraciones de diseño
Un punto muy importante que hay que aclarar es que la fuente de voltaje estará
encendida durante toda la prueba, lo cual nos ayuda inicialmente al almacenamiento de
energía en el banco de condensadores, esta energía será transferida durante el tiempo en
que este encendido el dispositivo AUX2 (t1 < t < t2), lo cual hará que se almacene la
energía deseada para cada prueba en particular como se aprecia en la tabla 4.1. La energía
almacenada por el banco de condensadores para un V0 igual a 900 V es de 594 J, como se
puede apreciar en la Figura 4.8 realizada en simulación.
Figura 4.8 Energía almacenada por el banco de condensadores
Para la realización de la prueba en conmutación dura se tomaron las siguientes
consideraciones:
V0 variable de 400 V a 900 V
Lcarga = 6.5 mH
C = 1467 µF
IC variable de 80 A a 400 A
En función de estos parámetros se calcularon los tiempos que debía permanecer
encendido el dispositivo auxiliar (AUX2) para obtener la corriente deseada en el inductor
Lcarga y se representan en la Tabla 4.1.
Tabla 4.1 Valores obtenidos para las pruebas realizadas
Corriente (A)
100
200
300
400
300
300
300
300
100
Voltaje (V)
900
900
900
900
500
600
700
800
400
Tiempo (ms)
0.722
1.44
2.17
2.88
3.9
3.25
2.8
2.43
1.62
60
Energía (J)
32.5
130
292.5
520
292.5
292.5
292.5
292.5
32.5
Banco de pruebas
Continuación de la Tabla 4.1
100
100
100
100
80
120
150
500
600
700
800
500
500
500
1.3
1.1
0.928
0.812
1.04
1.56
1.95
32.5
32.5
32.5
32.5
20.8
46.8
73.1
Como se puede observar en la tabla 4.1 la energía máxima utilizada fue de 520 J,
menor a la energía almacenada en el banco de condensadores y de acuerdo a la ecuación
4.5 la corriente máxima para este arreglo es de 427 A, ya que seria la corriente a la cual se
transferiría por completo la energía almacenada en el banco de condensadores.
4.3.2 Corto circuito tipo I
4.3.2.1 Circuito de potencia
Los elementos críticos de diseño del circuito de prueba en corto circuito son: las
características del interruptor auxiliar (AUX1) (debe ser robusto para soportar la corriente
de corto circuito del DUT y no saturarse), el valor de la inductancia parásita de cableado (la
cuál debe ser de valor muy pequeño), así como el valor de la resistencia parásita de
cableado. Es muy importante considerar los valores de estos elementos.
La Figura 4.9a, muestra el circuito simplificado para realizar un análisis de corto
circuito tipo I y en la Figura 4.9b se muestra la secuencia de disparo de los dispositivos, así
como el voltaje y la corriente típicas en el dispositivo bajo prueba.
a)
b)
Figura 4.9 Corto circuito tipo I: a) circuito de prueba simplificado,
b) secuencia de disparo y formas de onda
61
Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia
4.3.2.2 Principio de funcionamiento
El funcionamiento del circuito de prueba bajo condiciones de corto circuito I puede
dividirse en varias etapas las cuales se describen a continuación
Etapa 1- Corto circuito en la carga (t1 < t < t2)
En el instante t1 el interruptor AUX1 es encendido y permanecen apagados los
interruptores AUX2 y el dispositivo bajo prueba (DUT). En este momento se simula la
condición de corto circuito en la carga. En la Figura 4.10a se muestra el establecimiento del
corto circuito en la carga pero todavía no hay flujo de corriente debido a que el DUT está
abierto, y en la Figura 4.10b la secuencia de disparo.
Etapa 2- Encendido en corto (t2 < t < t3)
En el instante t2 el interruptor DUT es encendido y permanece encendido el
interruptor AUX1, mientras que el interruptor AUX2 permanece apagado. En este
momento se realiza la medición de encendido del DUT bajo condiciones de corto circuito.
El flujo de corriente de esta etapa se muestra en la Figura 4.11a y en la Figura 4.11b se
muestra la evolución de la corriente y la tensión.
Durante el periodo (t2 < t < t3) se presenta una caída de voltaje en el DUT debido
principalmente al valor de la inductancia parásita de cableado del circuito de prueba.
a)
b)
Figura 4.10 Corto circuito tipo I: a) Flujo de corriente en la etapa 1,
b) Formas de onda en la etapa 1
62
Banco de pruebas
a)
b)
Figura 4.11 Corto circuito tipo I: a) Flujo de corriente en la etapa 2,
b) Formas de onda en la etapa 2
a)
b)
Figura 4.12 Corto circuito tipo I: a) Flujo de corriente en la etapa 3,
b) Formas de onda en la etapa 3
Etapa 3- Apagado desde corto (t4 < t < t6)
En el instante t4 el interruptor DUT es apagado después de un lapso de tiempo
preestablecido (5µs) para que el DUT no sufra destrucción. El interruptor AUX1
permanece encendido, mientras que el interruptor AUX2 permanece apagado. En este
momento se realiza la medición del transitorio de apagado del DUT desde el corto circuito.
El flujo de corriente en esta etapa se muestra en la Figura 4.12a y en la Figura 4.12b se
muestra la evolución de la corriente y la tensión.
63
Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia
Durante este periodo (t4 < t < t5), se presenta una sobre tensión en las terminales
colector-emisor del DUT debido principalmente a la inductancia parásita de cableado del
circuito de prueba (entre mayor sea el valor de esta inductancia mayor es el pico de
voltaje). Para limitar esta sobretensión se utiliza una resistencia de compuerta de mayor
valor (RG(off) = 220Ω) que en el encendido (RG(on) = 47Ω). En el diseño de convertidores se
debe considerar este valor pico de tensión con fines de protección del dispositivo contra
corto circuito, para que de esta manera no se rebasen los límites de operación del mismo.
4.3.2.3 Consideraciones de diseño
Para la realización de esta prueba se consideraron los siguientes aspectos:
V0 variable de 20V hacia arriba
C = 1467 µF
Ic variable en función del voltaje V0
4.4 Conclusiones
Se presentaron las características generales con las que debe contar un banco de
pruebas de las cuales podemos resaltar el voltaje y tensión que debe manejar en modo
impulsional, además del aislamiento entre la fuente y la carga.
Un punto importante es la obtención de la alta corriente en modo impulsional, la
cual se logra mediante el almacenamiento de energía del banco de condensadores, la cual es
transmitida a la inductancia de carga para cada prueba en particular.
Se analizó el circuito de prueba para la conmutación dura y el corto circuito tipo I,
de lo cual se aprecia que la única variación entre ellos son las secuencias de disparo.
64
Capítulo 5
Pruebas y Resultados
Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia
En este capítulo se presentan los resultados obtenidos con el banco de pruebas
completo. Se incluyen las graficas de corriente y tensión en el dispositivo bajo prueba, tanto
en la simulación como en la práctica, con el fin de comparar los resultados obtenidos. Las
mediciones se realizaron con la finalidad de verificar el buen funcionamiento del banco de
pruebas.
Se realizaron pruebas en conmutación dura, debido a que es la conmutación mas
común en los convertidores de potencia. Otra prueba realizada fue en corto circuito, ya que
es una prueba en la que se llevan a los limites los interruptores y se observa su
comportamiento ante tales casos.
Dentro de las pruebas experimentales se utilizaron dos módulos de IGBT:
CM150DU-24H, el cual soporta 1200 V / 150 A y contiene dos chips de IGBTs con
su respectivo diodo en antiparalelo por módulo
CM1000HA-28H, el cual soporta 1400V / 1000 A y contiene un solo chip de IGBT
por módulo.
5.1 Pruebas en conmutación dura
5.1.1 Consideraciones en simulación
En la Figura 5.1 se muestra el esquemático implementado en el simulador PSpice.
Con el fin de tener por un lado simulaciones más realistas y por otro lado garantizar
simulaciones rápidas, se realizaron las consideraciones siguientes:
La inductancia de carga es sustituida por una fuente de corriente constante.
Solo se simularon los periodos de conmutación (encendido/apagado).
Se consideran los elementos parásitos importantes (inductancia de cableado
Lpar=1 mH y capacitancia del circuito Cp= 2nF).
Se utilizaron los modelos del IGBT CM150DY-24H y del diodo HFA25HB60
disponibles en las librerías del programa PSpice 9.0
A continuación se describe la forma en como se obtienen los elementos parásitos
utilizados en la simulación:
Inductancia parásita de cableado
A una gran velocidad de conmutación (pendiente de corriente), la inductancia de
cableado es un elemento muy importante en una celda de conmutación, puesto que causa
una caída de tensión adicional. Por esto se hace un análisis detallado en las diferentes
etapas de conmutación dura con el fin de conocer su influencia durante las mismas.
El cálculo de la inductancia de cableado se realizó usando el principio básico de que
un inductor se opone al cambio de corriente. En la Figura 5.2 se muestran en forma ideal
los transitorios de una conmutación dura al encendido y se aprecia como en el momento
66
Pruebas y resultados
que la corriente crece con una cierta pendiente (dic/dt), se presenta una caída de tensión en
las terminales del dispositivo (∆VCE). Conociendo los valores de estas variables, es posible
estimar la inductancia parásita de cableado Lpar del circuito de prueba mediante la siguiente
expresión:
∆VCE
(5.1)
L par =
diC / dt
L5
PARAMETERS:
{Lp}
1
I2
{Ic}
3
D9
{Vce}
Ic = 150
Rg = 47
Lp = 100n
Cp = 1.92n
Vce = 500
HFA25TB60
Vo
Z1
R5
Cp
CM150DY-24H
{Cp}
{Rg}
Vge
Le
10n
TD = 0
TF = 0
PW = 20u
PER = 40u
V1 = -15
V2 = 15
TR = 0
0
Figura 5.1 Circuito utilizado en la simulación
Figura 5.2 Formas de onda para el cálculo de la inductancia
parásita de cableado
Capacitancia parásita del circuito
El cálculo de la capacitancia parásita del circuito se realizó en base al principio básico
de que un condensador se opone al cambio de voltaje. En la Figura 5.3 se muestran en forma
ideal los transitorios de una conmutación dura al apagado y se aprecia cuando el voltaje se
desarrolla con una cierta pendiente (dvCE/dt), se presenta una caída de corriente en las
67
Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia
terminales del dispositivo (∆Ic). Esta capacitancia se puede calcular mediante la siguiente
ecuación:
∆I c
C par =
(5.2)
dvCE / dt
A manera de verificar el buen funcionamiento del banco de pruebas, en las pruebas en
conmutación dura se varió el voltaje de alimentación V0 y posteriormente la corriente de carga
IC, y se tomaron las señales en el encendido y en el apagado del dispositivo bajo prueba.
Figura 5.3 Formas de onda para el cálculo de la capacitancia
parásita del circuito
5.1.2 Consideraciones en pruebas experimentales
Para las pruebas se utilizaron 2 diodos HFA16PB120 en paralelo como diodos de
libre circulación para aumentar la capacidad de corriente y la inductancia de carga fue de
6.5 mH. Además se utilizó un control con sus respectivos impulsores para suministrar los
pulsos de compuerta tanto al dispositivo bajo prueba como al dispositivo auxiliar. Los DUT
fueron los módulos CM150DU-24HB y CM1000HA-28H. A continuación se describen las
características mas importantes de los dispositivos DUT para la realización de las pruebas
experimentales.
Dispositivo
Ic
(A)
Vce
(V)
ICM
(A)
Vce (sat)
(V)
td(on)
(ns)
tr
(ns)
td(off)
(ns)
tf
(ns)
trr
(ns)
CM150DU-24HB
150
1200
300
2.9
200
250
300
350
300
CM1000HA-28H
1000
1400
2000
3.1
800
2000
1200
650
300
HFA16PB120
IF (A)
16
VR (V)
1200
IFSM (A)
190
IFRM (A)
64
trr (ns)
30
Las pruebas que se realizaron fueron:
a) variando el voltaje de alimentación desde 400 V hasta 900 V, manteniendo constante la
corriente de carga en 100 A para la simulación y el módulo CM150DU-24HB.
b) variando el voltaje de alimentación desde 500 V hasta 900 V, manteniendo constante la
corriente de carga en 300 A para el módulo CM1000HA-28H.
68
Pruebas y resultados
c) variando la corriente de carga desde 80 A hasta 150 A, manteniendo constante el voltaje
de alimentación en 500 V para la simulación y el módulo CM150DU-24HB.
d) Variando la corriente de carga de 100 a 400 A, manteniendo el voltaje de alimentación
en 900 V para el módulo CM1000HA-28H.
5.1.3 Variación del voltaje de alimentación V0
a) Encendido
El tiempo de caída de vCE aumenta conforme aumenta la tensión de alimentación V0
(Figuras 5.4a y 5.4b). En el otro módulo CM1000HA-28H no se observa esa tendencia,
puesto que se presentan oscilaciones cuando el dispositivo entra en conducción. Además se
presenta una caída de tensión significante debido a que el diC/dt es mas alto, ya que IC=300
A (Figura 5.4c). Las oscilaciones de la Figura 5.4c se observan también en los transitorios
de la corriente iC(t), pero no se presentaron ni en la simulación, ni en las pruebas con el
módulo CM150DU-24HB y pueden ser causados por la interacción de los parásitos del
circuito y los del módulo.
En el transitorio de la corriente iC se observa un incremento en la pendiente diC/dt conforme
aumenta la tensión de alimentación como se muestra en las Figuras 5.5a, 5.5b y 5.5c. En la
simulación de la Figura 5.5a no se observa la recuperación inversa del diodo debido al
modelo utilizado.
b) Apagado
El tiempo de subida de la tensión vCE aumenta conforme aumenta la tensión de
alimentación como se aprecia en las Figuras 5.6a, 5.6b y 5.6c, pero solo en las pruebas
experimentales el tiempo de retardo al apagado aumenta también.
En la forma de onda de la corriente de colector iC se observa en simulación (Figura 5.7a) un
aumento de la cola de apagado con la tensión de alimentación manteniéndose el diC/dt casi
constante. Una tendencia similar se observa con el módulo CM150DU-24HB (Figura 5.7b),
sin embargo los resultados con el módulo CM1000HA-28H (Figura 5.7c) muestran que la
pendiente diC/dt disminuye notablemente conforme va aumentando la tensión de
alimentación.
5.1.4 Variación de la corriente de carga IC
a) Encendido
Se observa que tanto en la simulación, como en las pruebas experimentales (Figuras 5.8a,
5.8b y 5.8c) el tiempo de encendido aumenta conforme va aumentando IC mientras que
tanto el diC/dt, como el dvCE se mantienen casi constantes.
De la misma manera que en la variación de V0, en el módulo CM1000HA-28H (Figura5.9c)
se ve una caída de tensión mas notable durante el diC/dt dado por los niveles mas altos de
corriente y se mantienen las oscilaciones después del encendido.
b) Apagado
Las formas de onda de la tensión vCE son muy similares tanto en simulación, como en las
pruebas experimentales con los dos módulos como se aprecia en las Figuras 5.10a, 5.10b y
69
Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia
5.10c. En las formas de onda de la corriente en la simulación y la mediciones con el módulo
CM150DU-24HB el diC/dt se mantiene constante, mientras que en las mediciones con el
módulo CM1000HA-28H se observa un incremento de la pendiente de corriente conforme
va aumentando IC (Figuras 5.11a, 5.11b y 5.11c).
Variación V0 – Encendido
a)
b)
c)
Figura 5.4 Voltaje colector-emisor vCE (t): a) Simulación, b) Experimental CM150DU24HB, c) Experimental CM1000HA-28H
70
Pruebas y resultados
Variación V0 – Encendido
a)
b)
c)
Figura 5.5 Corriente colector iC (t): a) Simulación, b) Experimental CM150DU-24HB,
c) Experimental CM1000HA-28H
71
Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia
Variación V0 – Apagado
a)
b)
c)
Figura 5.6 Voltaje colector-emisor vCE (t): a) Simulación, b) Experimental CM150DU-24HB, c)
Experimental CM1000HA-28H
72
Pruebas y resultados
Variación V0 – Apagado
a)
b)
c)
Figura 5.7 Corriente colector iC (t): a) Simulación, b) Experimental CM150DU-24HB, c)
Experimental CM1000HA-28H
73
Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia
Variando IC – Encendido
a)
b)
c)
Figura 5.8 Voltaje colector-emisor vCE (t): a) Simulación, b) Experimental CM150DU-24HB, c)
Experimental CM1000HA-28H
74
Pruebas y resultados
Variando IC – Encendido
a)
b)
c)
Figura 5.9 Corriente colector iC (t): a) Simulación, b) Experimental CM150DU-24HB, c)
Experimental CM1000HA-28H
75
Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia
Variando IC – Encendido
a)
b)
c)
Figura 5.10 Voltaje colector-emisor vCE (t): a) Simulación, b) Experimental CM150DU-24HB, c)
Experimental CM1000HA-28H
76
Pruebas y resultados
Variando IC – Encendido
a)
b)
c)
Figura 5.11 Corriente colector iC (t): a) Simulación, b) Experimental CM150DU-24HB, c)
Experimental CM1000HA-28H
77
Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia
5.2 Pruebas en corto circuito
A continuación se presenta el diagrama esquemático implementado en PSpice para la
prueba de corto circuito. El funcionamiento del circuito se describió en el capítulo 4. Esta
prueba se realizó, puesto que es un caso extremo de conmutación en el cual, a diferencia de
la conmutación dura, el DUT se lleva hasta los limites de su área segura de operación
(SOA) y por ende la potencia demandada a la fuente es mayor.
Los resultados en simulación y de las pruebas experimentales se presentan en las
Figuras 5.13 y 5.14:
AUX
DUT
Figura 5.12 Circuito simulado para corto circuito
AUX
DUT
DUT
a)
b)
Figura 5.13 Señales de compuerta de los dispositivos: a) simulación,
b) experimental CM150DU-24HB
78
Pruebas y resultados
a)
b)
Figura 5.14 Voltaje vCE y corriente iC en el dispositivo bajo prueba: a) simulación,
b) experimental CM150DU-24HB (escalas 25 V y 30 A)
En la Figura 5.13 se observa la señal de control del DUT, la cual debe de garantizar
que la duración del corto circuito dure un tiempo menor a 10 µs para evitar el
sobrecalentamiento y la destrucción del dispositivo. Para el encendido en corto circuito se
utilizó una resistencia de compuerta RG(on) de 47 Ω, mientras que para el apagado se
utilizó otro valor RG(off) mucho mayor de 220 Ω, con el fin de hacer más lento el apagado
del DUT y evitar altos picos de tensión debido a los valores elevados de diC/dt en un
apagado de corto circuito (apagado de un nivel de corriente muy alto correspondiente a la
corriente de saturación).
En la Figura 5.13 se observa que tanto en simulación, como en las curvas
experimentales la tensión de compuerta del DUT no alcanzó el valor máximo de 15 V, ni
tampoco se mantuvo durante el periodo de 10 µs, debido a una retroalimentación de
compuerta. Esta retroalimentación se puede explicar con el nivel bajo de tensión de
alimentación seleccionado para esta prueba con el fin de proteger el dispositivo.
Durante el tiempo de subida del corto circuito, como se observa en la Figura 5.14 se
presenta una caída de tensión proporcional debida a la inductancia parásita de cableado la
cual no puede exceder la tensión de alimentación menos la tensión de saturación en
conducción de los dos dispositivos (AUX y DUT).
V0 = L par ⋅ diC / dt + 2VCE ( sat )
Como la tensión V0 fue demasiada baja y la inductancia parásita muy grande este
efecto limita la velocidad de subida de la corriente iC durante el corto circuito, como se
observa en la Figura 5.14.
79
Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia
a)
b)
Figura 5.15 Gráficas realizadas a voltaje elevado a) Señal de compuerta,
b) Voltaje vCE y corriente iC
Para verificar esta suposición, se realizó una simulación a una tensión de
alimentación V0 = 1000 V, correspondiente al valor nominal de tensión de bloquéo del
módulo CM150DU-24HB, la cual se muestra en la Figura 5.15.
Se puede observar que a esta tensión las formas de onda corresponden a las
esperadas para un corto circuito, es decir, el DUT enciende en un lapso corto durante el
cual el diC/dt causa una caída de tensión transitoria en sus bornes debido a la inductancia
parásita Lpar.
5.3 Conclusiones
Se realizaron pruebas en conmutación dura tanto en simulación, como
experimentalmente con los módulos CM150DU-24HB y CM1000HA-28H.
Para la obtención de la corriente impulsional necesaria dependió fuertemente de la
inductancia de carga, el voltaje de alimentación y el tiempo del dispositivo auxiliar, pero el
parámetro mas importante fue el banco de condensadores el cual fue el que almacenó la
energía a utilizar en cada una de las pruebas y siendo el parámetro que limitaba la máxima
corriente impulsional que se podía alcanzar en función de otros parámetros.
Como se observa en las graficas obtenidas de las pruebas realizadas con los
módulos CM150DU-24HB y CM1000HA-28H son muy similares, sin embargo se puede
apreciar que con el módulo CM1000HA-24H se presentaron algunas distorsiones y picos
causados por la inductancia parásita del circuito. Referente a la prueba en corto circuito tipo
I se aprecia que se presentaron problemas a bajo voltaje y debido a esto se daño el
dispositivo CM150DU-24HB.
80
Capítulo 6
Conclusiones y trabajos futuros
En este trabajo se presentó un estudio de los diferentes dispositivos de alta tensión
que actualmente se encuentran en el mercado, con la finalidad de conocer sus
características, así como sus ventajas y desventajas. Esto ayuda saber, de acuerdo al
comportamiento que presenta cada dispositivo, cual es el DSEP óptimo a utilizar en una
aplicación específica para tener pérdidas mínimas.
Se realizó un estudio de las diferentes topologías de tipos de fuentes mayormente
conocidas, dentro de las cuales se hizo una selección de acuerdo a las características
requeridas por el banco de pruebas tomando como referencia la topología de puente
completo.
En función de la topología escogida, se pasó al diseño y análisis de la fuente de CD
de alto voltaje:
Se realizó el diseño de la parte de control para suministrar los pulsos de los
interruptores, dentro del cual se contempló una parte de protección para cualquier
falla de los interruptores con el fin de apagar inmediatamente el control.
Se seleccionaron los dispositivos bajo prueba, lo cual se realizó en función de
contemplar que la fuente debería proporcionar valores elevados de corrientes de
conducción y tensiones de bloquéo, considerando su uso para un banco de pruebas
para dispositivos de alta potencia.
Se seleccionaron los impulsores mas adecuados para dichos interruptores.
Se diseñó el transformador elevador, el cual fue uno de los puntos más importantes,
ya que por ser de alta frecuencia y considerando las grandes tensiones y corrientes a
soportar, se hizo un análisis detallado y minucioso para obtener el mejor rendimiento
del mismo.
Se diseñó el rectificador, tomando en cuenta que los dispositivos debían ser diodos
rápidos y de alto voltaje de bloquéo.
Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia
Se diseñó el filtro, tomando en cuenta el voltaje de salida requerido para la fuente y de
ahí se seleccionó un condensador de alto voltaje y también de alto valor de
capacitancia.
Se hizo un análisis matemático de la fuente de CD de alto voltaje, y se verificó
mediante su implementación en el programa matemático Mathcad, lo cual arrojó muy
buenos resultados dando señales de salida muy similares a lo que se esperaba. Las señales
que se esperaban eran formas de onda que se habían obtenido en la simulación de la fuente
en el programa de simulación de circuitos PSpice. En este programa se realizó la
simulación de la fuente completa, tomando señales de las partes principales de la fuente de
CD de alto voltaje.
Después de haber realizado el diseño y los análisis en simulación, se procedió a la
implementación práctica de cada una de las partes que conforma la fuente de CD de alto
voltaje. Ya construida cada una de las etapas de la fuente, se procedió a medir formas de
onda para verificar el buen funcionamiento de la misma.
De las señales de corrientes y tensiones se apreció que los resultados obtenidos en el
análisis matemático en Mathcad, en simulaciones de PSpice y en la práctica fueron muy
similares. Algunas de las diferencias que se apreciaron son pequeñas distorsiones de las
señales en la parte en la que se apaga un par de interruptores y se enciende el otro par. Estas
distorsiones se presentaron principalmente debido al tiempo muerto entre el encendido y el
apagado.
Las especificaciones planteadas para el diseño de la fuente fueron de Vo = 2500 V e
Io = 1 A (Po = 2500 W), pero no se pudieron alcanzar, puesto que la fuente que se utilizó
para alimentar el bus de CD del inversor solo soporta alrededor de los 1000 W con una
tolerancia de 300 W, y los valores máximos obtenidos fueron Vo = 1900 V con una
corriente de salida de 700 mA de lo cual se puede concluir que la fuente de CD de alto
voltaje diseñada, analizada y construida opera conforme los requerimientos energéticos
demandados. Aunque la fuente es una parte importante del banco de pruebas, este consiste
de otras partes, como lo son: el almacenamiento de energía, el control, los impulsores, los
dispositivos auxiliares y el dispositivo bajo prueba. La gran capacitancia que se requiere, es
principalmente debido a que tiene que considerar una parte referente al almacenamiento de
energía, la cual se realizó mediante los condensadores de filtrado de la fuente.
Ya construida la fuente de alto voltaje en conjunto con la etapa de almacenamiento
de energía, se procedió a implementar los circuitos de prueba con sus respectivos controles
e impulsores, dando como resultado el banco de pruebas completo.
Teniendo el banco de pruebas listo para utilizarse, se procedió a realizar pruebas de
conmutación dura con dos dispositivos a manera de verificar el buen funcionamiento del
mismo. Las pruebas se realizaron con los módulos CM150DU-24HA y CM1000HA-28H
variando el voltaje de alimentación V0 y manteniendo la corriente de conducción IC
constante y posteriormente variando la corriente de conducción manteniendo el voltaje de
alimentación constante.
82
Conclusiones y trabajos futuros
Se observan resultados muy similares entre las simulaciones con el módulo
CM150DU-24HB y las pruebas experimentales del mismo. Las formas de onda obtenidas
para el módulo CM1000HA-28H, sin embargo, muestran un comportamiento algo diferente
de este dispositivo ante la variación de parámetros realizada. Para este módulo no se
obtuvieron resultados en simulación, puesto que no se contaba con su modelo en Pspice.
Los resultados obtenidos ante las variaciones de parámetros se presentan en la Tabla
6.1, que se muestra a continuación.
Tabla 6.1 Resultados obtenidos en conmutación dura
Parámetro variado
Voltaje de alimentación
(V0)
V0 ↑⇒
-
Corriente de conducción
(IC)
IC ↑⇒
-
Encendido
El tiempo de caida
de vCE aumenta
Aumenta la
pendiente diC/dt
Apagado
- El tiempo de subida
de vCE aumenta
- Aumenta la cola de
apagado de iC
El tiempo de
encendido aumenta
Aumenta la
pendiente diC/dt
-
Aumenta la
pendiente diC/dt
De acuerdo a los buenos resultados obtenidos en la prueba de conmutación dura,
quedó verificado el funcionamiento del banco de pruebas para caracterizar dispositivos de
alta potencia. Sin embargo, en base a las pruebas realizadas en corto circuito con el banco,
queda visto que se deben hacer mejoras para corregir los problemas encontrados, entre los
cuales se puede mencionar el circuito de control y los elementos parásitos del circuito.
Trabajos futuros
Como trabajos futuros para realizarse se proponen los siguientes:
Implementar un sistema de cargado de condensadores para controlar el tiempo
de carga y descarga durante las pruebas realizadas.
Agregar snubbers para controlar el di/dt.
Disminuir la inductancia parásita de cableado utilizando barras en lugar de
cables en la parte de potencia para unir todos los componentes.
Implementar un soporte mecánico robusto que resista las potencias de
conmutación muy elevadas que se quieren manejar con este banco y evite las
posibles vibraciones mecánicas.
83
Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia
Realizar un mejor circuito de control para obtener pulsos de compuerta mas
adecuados para las pruebas a realizar, así como control de las pruebas a
distancia usando varios metros de fibra óptica
Hacer pruebas en conmutación dura a mas altos valores de voltaje y corriente,
variando otros parámetros como son: la resistencia de compuerta, la
temperatura, el di/dt, entre otros.
Realizar pruebas en conmutación dura, así como pruebas en casos extremos y
conmutación suave a cero corriente y a cero voltaje con variación de parámetros
84
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Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia
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parámetros para un modelo físico de IGBT”, Tesis de maestría, cenidet, Cuernavaca
Morelos, 2001.
86
Anexo I
Análisis en Matcad
Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia
A continuación se presenta las ecuaciones utilizadas en el programa Mathcad, así
como las graficas obtenidas con ellas.
F
20000
1
T
F
Vo( t )
300
D
0.5
T = 5 . 10
5
A
D .T
A = 2.5. 10
5
if( ( t > 0 ) . ( t A ) , Vo( t ) , if( ( t > A ) . ( t T ) , Vo( t ) , Vo( t ) ) )
Vp( t )
200
Vp( t )
0
200
0
1 10
5
2 10
5
t
3 10
5
4 10
5
5 10
5
Voltaje en el primario del transformador
Figura AII.1 Voltaje en el primario del transformador
Vs( t )
if( ( t > 0 ) . ( t A ) , Vo( t ) . n , if( ( t > A ) . ( t T ) , Vo( t ) . n , Vo( t ) . n ) )
1000
Vs( t )
0
1000
0
1 10
5
2 10
5
t
3 10
5
4 10
5
5 10
Voltaje
en el secundario
del transformador
Figura AII.2
Voltaje
en el secundario
del transformador
88
5
n
5
Anexo I
Lp
795. 10
Ip( t )
6
I( t )
Vp( t ) .
t
2 . Lp
Vp( t ) .
(t
2 . Lp
H( t )
A)
if( ( t > 0 ) . ( t A ) , I( t ) , if( ( t > A ) . ( t T ) , H( t ) , 0 )
5
Ip( t )
0
5
0
1 10
5
2 10
5
t
3 10
5
4 10
5
5 10
5
Corriente en
Figura A11.3 Corriente
en el
el primario
primariodel
deltransformador
transformador
Ls
20. 10
3
I( t )
Vs( t ) .
(A
4 . Ls
t)
H( t )
Vs( t ) .
(T
4 . Ls
t)
if( ( t > 0 ) . ( t A ) , I( t ) , if( ( t > A ) . ( t T ) , H( t ) , 0 )
Is ( t )
0.5
Is( t )
0
0.5
0
1 10
5
2 10
5
t
3 10
5
4 10
5
5 10
Corriente en
Figura AII.4 Corriente
en el
elsecundario
secundariodel
deltranformador
transformador
89
5
Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia
5
Ip( t )
Is( t ) .5
0
5
0
1 10
5
2 10
5
t
3 10
5
4 10
5
5 10
Corrientes
del primario
y secundario
del transformador
Figura AII.5
Corrientes
del primario
y secundario
del transformador
Id( t )
Is ( t )
0.6
0.4
Id( t )
0.2
0
0
1 10
5
2 10
5
3 10
t
5
4 10
5
5 10
Corrienteen
enlos
losdiodos
diodos del
del rectificador
rectificador
Figura AII.6 Corriente
90
5
5
Anexo I
R
3
5.48. 10
C
440. 10
6
Ic( t )
Id( t )
n . Vo( t )
R
0.2
0
Ic( t )
0.2
0.4
0
1 10
5
2 10
5
t
3 10
5
4 10
5
5 10
5
FiguraCorriente
AII.7 Corriente
en el capacitor
en el capacitor
de filtradode filtrado
IL( t )
Id( t )
Ic( t )
0.2738
IL( t )
0.2736
0.2734
0
1 10
5
2 10
5
t
3 10
5
4 10
5
Corriente
enCorriente
la carga en la carga
Figura
AII.8
91
5 10
5
Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia
VL( t )
n . Vo( t )
1502
1501
VL( t ) 1500
1499
1498
0
1 10
5
2 10
5
3 10
t
5
4 10
5
5 10
de de
salida
Figura AII.9Voltaje
Voltaje
salida
t
DVL( t )
Id( t ) . R. 1
e
C .R
0.05
DVL( t )
0
0.05
0
2 10
5
4 10
5
t
6 10
5
8 10
RizoRizo
de voltaje
dv/dt dv/dt
Figura AII.10
de voltaje
92
5
5
Anexo II
Hojas de datos de los fabricantes
AI.1 Módulo CM150DU-24HA
AI.2 Módulo CM1000HA-28H
AI.3 Diodo HFA16PB120
Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia
AI.1 Módulo CM150DU-24HA
94
Anexo II
95
Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia
96
Anexo II
97
Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia
AI.2 CM1000HA-28H
98
Anexo II
99
Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia
100
Anexo II
101
Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia
AI.3 Diodo HFA16PB120
102
Anexo II
103

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