Download UNIVERSIDAD AUTONOMA METROPOLITANA

UNIVERSIDAD AUTONOMA METROPOLITANA
UNIDAD IZTAPALAPA
C-3-v-
DISEÑO E IMPLEMENTACIÓN DE UN AMPLIFICADOR
DE POTENCIA PARA SEÑALES DE RADIO FRECUENCIA
PROYECTO PRESENTADO POR:
/RODRÍGUEZSÁNCHEZ B ANCA BERENICE
I
953LOBIF-3
ASE
PROF. DON
INDICE.
1. - Introducción
Página
4
2. - Sistemas de R.F (Radio Frecuencia)
2.1 Naturaleza de banda angosta
2.2 Análisis de un circuito de corriente alterna (C.A.)
2.3 Circuitos no lineales
2.4 Acoplamiento de impedancia
2.5 Acoplamiento de transfomadores
5
5
6
7
7
7
3. - Tipo de redes para el diseño de circuitos
3.1Redes L
3.1.1 Procedimiento de diseño rápido para redes L
3.2Redes PI y T (Q más altas)
3.2.1 Redes doble L (Q baja)
3.3 Reactores con pérdidas y eficiencia de las redes compatibles
3.4 Sumario del factor Q
8
8
11
12
13
14
15
4. - Tipos de amplificadores
4.1 Amplificadores lineales
4.2 Amplificadores de un solo rizo
4.3 Amplificadores de corriente directa
4.4 Amplificadores de audio
4.5 Amplificadores de R.F.
4.6 Aclaraciones respecto a la eficiencia
4.7 Una nota en acoplar un amplificador de potencia a su carga
15
15
16
16
16
18
19
19
5. - Tipos de conexión
5.1 El emisor seguidor
5.2 Emisor común
5.3 Base común
5.4 Un transistor y dos fuentes
5.5 Dos transistores y dos fbentes
20
20
20
21
21
22
2
6. - Amplificadores de R.F. a pequeña señal
6.1 Redes de dos puertos lineales
6.2 Especificaciones de los amplificadores
6.2.1 Ganancia
6.2.2 Ancho de banda
6.2.3 Impedancias
6.3 Estabilidad de los amplificadores
6.4 Características de sobrecarga
6.5 Intermodulación
6.6 Rango dinámico
6.7 Circuitos de amplificación de banda angosta
6.8 Circuitos de amplificación de banda ancha
6.9 Circuitos de transistor equivalentes
6.10 Diseño de amplificador
6.11 Amplificadores simples de baja frecuencia
6.12 Amplificador de base común
22
23
24
7. - Especificaciones del diseño del amplificador
7.1 Consideraciones generales de diseño
7.2 Diseño del amplificador
7.3 Rendimiento del amplificador
7.4 Consideración de tecnología
33
34
34
39
39
8. - Conclusión
42
9. - Bibliografia
43
25
26
27
28
28
29
30
31
31
32
3
1. - INTRODUCCI~N.
Considere la magia de la radio portátil, aun los de mano, transmisores de
onda corta que pueden alcanzar miles de kilómetros más allá del
horizonte. Pequeñisimos transmisores de microondas a bordo de sondas
espaciales regresan datos de por todo el sistema solar. Y todo a la
velocidad de la luz.
i Dónde esta la radio ahora? L a Radio AM que fue el servicio de difusión
pionero junto con FM, la TV y la comunicación bidireccional. Ahora el
radio incluye al radar, la búsqueda, navegación y satélites de difusión,
teléfonos celulares, dispositivos de control remoto y comunicación
inalámbrica de datos. Las aplicaciones de R.F(Radio Frecuencia), fuera
de la radio incluyen hornos de microondas, sistemas de imagenología
medica y TV por cable.
Este trabajo se aboca al estudio de la parte de la amplificación en
sistemas de R.F., sin esta no se lograría una plena comunicación. Todo
sistema de comunicación requiere de una etapa de amplificación debido a
la debilidad de la señal y a las grandes distancias que recorre, así como a
la contaminación que pudieran introducir las diferentes señales que
viajan en el espacio.
4
2. - Sistemas de Radio Frecuencia
Las principales funciones que un circuito de radio frecuencia hace son:
Generar
0
Amplificar
Modular
Filtrar
Demodular
Detectar
0
Medir voltajes de C.A.(Corriente Alterna), y corrientes de R.F
2.1 Naturaleza de Banda Angosta
La mayor parte de las localidades de R.F tienen anchos de banda limitado,
esto es, los anchos de banda son pequeños comparados con la frecuencia
central. El ancho de banda infinitesimal de una señal para cualquier transmisor
dado es menor al lo%, usualmente mucho menor. Esto significa que los
voltajes de R.F a través de un sistema de radio son prácticamente
sinusoidales. Cualquier otro voltaje portador puramente sinusoidal debe ser
modulado (variado de alguna manera) para transmitir información. Cada tipo
de modulación (audio, video, pulsos digitales etc.), trabajan al variar la
amplitud y /o fase de la portadora. Una portadora sin modulación tiene un solo
ancho de banda infinitesimal; es una pura línea espectral. La modulación
siempre amplia la línea a una banda espectral, pero la energía se aglomera
alrededor de la frecuencia de la portadora. Las trazas del Osciloscopio de
voltajes de R.F. en un transmisor, en una línea de transmisión o en una antena,
son por lo tanto, prácticamente sinusoidales. Debido a esta característica de
banda angosta, el análisis elemental de ondas sinusoidales en un circuito de
C.A. fiinciona para la mayor parte de Radio Frecuencia.
5
2.2 Análisis de un circuito de C.A.
Varios programas de computadora están disponibles para encontrar corriente y
voltajes en complicados circuitos de C.A. La mayor parte de las versiones de
SPICE harán un análisis de estado fijo de C.A. (que es mucho más simple que
el estado variable). Los programas de análisis especial lineal de C.A. para R.F
y trabajo con microondas, tales como el COPAC, TOUCHSTONE y el
MMICAD incluyen modelos de circuitos para líneas de cable, guía de onda y
otros componentes de R.F, usted puede escribir un programa simple para
analizar redes escalera, que analizara la mayor parte de los filtros y redes
compatibles.
Impedancia
Admitancia
Inductor
jwL
1/jwL
Capacitor
l/jwC
jwC
Resistencia
R
IR
Impedancia Resistencia + Reactancia
Admitancia Conductancia + Suceptancia
Dos simples combinaciones importantes para construirlos bloques de
ingeniería de R.F son:
Resonancia en serie
*+
AT Resonante
a
=
Corto circuito
Resonancia en paralelo
G-?
AT Resonante = Circuito abierto
6
2.3 Circuitos no lineales
Muchos circuitos importantes de R.F, que incluyen mezcladores, moduladores
y detectores se basan en circuitos con elementos no lineales tales como diodos
y transistores. Aquí no se puede usar el análisis lineal lo que se debe usar es
un análisis en el dominio del tiempo. Usualmente los elementos no lineales
pueden reemplazarse con modelos simples que expliquen la operación del
circuito. El modelo total de computación puede ser usado para una simulación
muy precisa del circuito.
2.4 Acoplamiento de impedancia
El acoplamiento normalmente significa el uso de redes no resistivas o sin
pérdida entre una fuente de C.A. (aquí R.F) y una carga de tal manera que
máximize la potencia transferida a la carga. Un sintonizador de antena, por
ejemplo, es un dispositivo que acopla la antena al transmisor, puede ser
llamado sintonizador de salida. En el circuito de C.D (Corriente Directa), de la
figura 1, la máxima potencia es transferida cuando la resistencia de carga es
igual a la resistencia de fuente.
Figural
2.5 Acoplamiento de transformadores
En el caso de la fuente de C.A. un transformador puede acoplar la resistencia
de carga y la resistencia de fuente como se muestra en la figura 2. La situación
de C.A. comúnmente tiene una complicación la fuente y/o la carga pueden ser
reactivas, esto es, tiene una inevitable reactancia interconstruida. Un ejemplo
de carga reactiva es la antena; muchas antenas son puramente resistivas a solo
una frecuencia. Sobre esta frecuencia resonante se ve como una resistencia en
serie con un inductor y debajo de la frecuencia de resonancia se ve como una
resistencia en serie con un capacitor.
7
Una manera obvia de tratar esto, es primero cancelar la reactancia para hacer
la carga y/o la impedancia fuente puramente resistiva, y entonces usar un
transformador que acople las resistencias. En el circuito de la figura 3, un
inductor cancela la reactancia de una carga capacitiva.
Figura 3
3. Tipo de redes para el diseño de circuitos
=
3.1 Redes L
Más seguido que nunca, los circuitos compatibles carecen de transformadores
(no tienen inductores de acoplamiento). La figura 4 muestra una red L de dos
elementos (una letra “L” rotada), que hará compatible una fuente con un
resistor de carga cuya resistencia es menor que la resistencia de fuente. El
truco es poner un reactor, Xp, en paralelo con una resistencia mayor.
8
Ejemplo
Rs=lKSZ y &=50Q
1
I
.
I
Figura 4
La impedancia del lado izquierdo esta dada por :
Si tomamos el valor de Xp, de tal manera que la parte real de Zizq se de 50Q
esto es igual a RL.Usando la ecuación anterior encontramos que Xp2=52632,
Xp=229 (un inductor) o Xp=-229 (un capacitor). El lado izquierdo tiene ahora
el equivalente correcto en serie de la resistencia, 50Q más esta acompañada
por un equivalente de reactancia, Xiq. Podemos cancelar Xizq al meter un
reactor en serie, &, igual a -Xizq. La figura 5 muestra los circuitos
compatibles que resultan cuando Xp es un inductor y cuando X, es un
capacitor.
Figura 5a
9
Figura 5b
El paso final es encontrar el valor de la inductancia L y de la capacitancia C
que producen las reactancias especificas a una frecuencia dada. Para el
circuito de figura 5b, WLes igual a 218 si w=lSMHz, entonces L=23.1pH y
C=462pF. Note que los valores de los dos reactores están completamente
determinados por la resistencia de fuente y carga.
La compatibilidad es perfecta en el diseño de frecuencia, pero lejos de ésta
debemos aceptar que va haber respuestas indeseables. La respuesta en
frecuencia de los circuitos de la figura son graficados en la figura 6. Note que
alrededor de la frecuencia de diseño, esto es alrededor del pico resonante las
curvas son virtualmente idénticas.
1.2 T
1
0.8
0.6
0.4
0.2
O
0.5
1
1.5
2
2.5
3
Figura 6a
10
3.1.1 Procedimiento de diseño rápido para Redes L
Recordar que la reactancia en paralelo va de la mano con resistencias muy
grandes. Tener presente el factor Q para diseños de redes L.
Cuando QEL es grande los dos elementos en una red L tienen las reactancias
prácticamente iguales y opuestas, esto es juntos resonaran a la frecuencia de
diseño. En este caso la magnitud de las reactancias esta dada por la media
y %aja.
geométrica de bto
Cuando la relación resistencia fuente y resistencia carga difiere mucho de la
unidad, la red L produce una compatibilidad de banda angosta esto es, la
compatibilidad será muy buena solo muy cerca de la frecuencia de diseño. De
la otra manera cuando la relación de impedancia se acerca a la unidad, la
compatibilidad es muy amplia. La anchura de cualquier fenómeno de
resonancia está descrita por un factor, la Q efectiva que es igual a la
frecuencia central dividida entre el ancho de banda de los dos laterales de 3dB
(la diferencia entre los puntos de media potencia). Q efectiva es el reciproco
del ancho de banda infinitesimal. Cuando un generador de voltaje ideal
donde X es XL o
impulsa un circuito en serie RLC la QEFF esta dado por X/R,
X,en la frecuencia central, el circuito compatible de la red L es equivalente a
un circuito simple en serie RLC, pero QEL es dos veces QEFF ya que la fuente
de resistencia también esta en serie . El circuito compatible hace efectivo que
la resistencia de fuente sea igual a la de carga de tal manera que la resistencia
total en serie del rizo sea 2RL. Como resultado un ancho de banda
infinitesimal esta dado por 1/QEFF = 2QEL. En muchas aplicaciones la
compatibilidad del ancho de banda es importante, y esta determinada por la
resistencia de fuente y la resistencia de carga.
11
Cuando sea compatible una antena a un receptor, uno quiere un ancho de
banda angosto de tal manera que las señales de estaciones cercanas fbertes no
sobrecarguen al receptor. En otra situación la señal producida por un
transmisor modulado puede llegar a tener más ancho de banda que el que la
red L permita pasar las redes descritas abajo resuelven este problema.
3.2 Redes PI y T (Q más altas)
Las Q‘s más altas se pueden obtener con redes L espalda con espalda, el
resultado es un red PI que se muestra en la figura 7. Si una red L simple tiene
una QEL=4.4, en la red PI con resistencia de fuente de 100OsZ y la de carga de
50sZ , siendo estas compatibles a una impedancia de 10Q (parametros libres)
el ancho de banda es equivalente al de una red L con QEL=~1.95. cuando hta
>> &aja, la red PI tiene un ancho de banda equivalente a una red L con
QEL=(RB~$RO~&~)’”.
De nuevo el ancho de banda esta dado por i/GFF=2&.
La respuesta de la red PI se muestra en la figura 8.
Figura 7
12
1 -0.8
--
0.6 -0.4 --
0.2 -i
O
Figura 8
La configuración frente a frente con ZcenM >Zcarga
produce una red T (figura 9).
Figura 9
Nótese que tanto la red PI como la T tienen un parámetro libre, la ZcenM, que
nos da algún control sobre la frecuencia de respuesta mientras nos provee una
compatibilidadperfecta.
3.2.1 L a Red doble L (Q baja)
En una red doble L (figura lo), la primera etapa transforma a una impedancia
entre las impedancias de fuente y carga. La segunda etapa se queda con lo que
sigue. El proceso puede, existir en un número de pasos muy pequeño de redes
en cascada. Una larga cadena de redes L forman una línea de transmisión
artificial que pone límite a una impedancia para producir una compatibilidad
independiente de la frecuencia.
Figura 10
13
.
3.3 Reactores con pérdida y eficiencia de las redes compatibles
Los componentes reales, tienen pérdidas debido a la conductividad finita de
los metales, dieléctricos con pérdidas o material magnético y aun radiación.
Potencia disipada en los componentes no ideales es la potencia que no puede
alcanzar la carga, así que, con componentes que tienen pérdidas se puede
modelar con una reactancia ideal o una conductancia en serie o paralelo a una
resistencia.
Consideremos la eficiencia de una red L que usa un inductor en serie y un
capacitor en paralelo, asumiremos que la pérdida en el capacitor es
despreciable comparada con la pérdida en el inductor. Modelaremos el
inductor con pérdidas como un inductor ideal en serie con una resistencia k.
La reacción de la reactancia, inductancia, XL,a este valor de resistencia es el
factor de calidad Qu, donde la U denota “Q sin carga” o componente Q
(menos resistencia en serie ciertamente implica un componente de mayor
calidad).
Nótese que esta resistencia (Rs), igual que el inductor esta en serie con el
resistor de carga, de tal suerte que la misma componente I fluye por ambas. La
potencia entregada es 12RL,y la potencia disipada en R, es 1 2 k . Usando las
relaciones X,= QELRL y Qu = X,& hallamos que la eficiencia de la
compatibilidad esta dada por:
q = eficiencia = potencia de salida
potencia de entrada
La eficiencia se maximiza al maximizar la razón Qu/QEL,esta es la relación de
la Q sin carga a la Q con carga. Si modelamos el inductor con pérdida como
un circuito paralelo RL y definimos Q sin carga como wq obtendremos la
misma expresión para q.
14
Igualmente, si la pérdida ocurre en un capacitor tendremos también esta
expresión. Cuando la resistencia de carga difiere mucho de la de fiiente, la
QEFF de una red L será muy alta, así que, para una alta eficiencia la Q sin carga
de las componentes debe ser muy alta. La red doble L con sus Q’s cargadas
bajas puede usarse.
3.4 Sumario del factor Q
El factor Q asociado con los circuitos puede ser alto o bajo dependiendo de la
aplicación. Los filtros de banda angosta tienen Q altamente cargados y los de
banda ancha Q’s de baja carga. Q cargada es por tanto un factor que no
muestra calidad, Q sin carga, sin embargo, especifica las pérdidas en
componentes, es sin duda una medida de calidad, ya que bajando las pérdidas
de componentes se aumenta la eficiencia del circuito.
4.- Tipos de amplificadores
4.1 Amplificadores lineales
Los amplificadores convencionales usados como amplificadores de C.D, de
audio, de vídeo, y de R.F son los amplificadores lineales. Veremos que
mientras el principio básico de operación es el mismo las configuraciones
quedan determinadas por la naturaleza de la carga , la naturaleza de la señal y
de si se necesita o no alta eficiencia. Es necesario concentrarse en la topología
de la salida del circuito de estos amplificadores. El termino lineal quiere decir
que la señal de salida debe ser linealmente proporcional a la señal de entrada
sobre algunos rangos continuos de entrada, esto es, que la salida debe ser una
reproducción graduada de la entrada.
15
4.2 Amplificadores de un solo rizo
Un circuito básico de amplificación es un rizo formado por una alimentación
de C.D, el dispositivo activo transistor y la carga. La eficiencia del
amplificador depende solamente de la forma de onda, esto es la eficiencia no
es una función de las características del transistor. La señal de entrada se
aplica a la base del transistor para controlar su resistencia. La potencia
entregada a la carga es mucho mayor que la potencia de impulso. La relación
de esta potencia es la ganancia. Con respecto a R.F ganancia siempre
significa ganancia de potencia.
4.3 Amplificadores de C.A.
Con la configuración push-pull (Figura 19), tenemos los amplificadores más
eficientes, los amplificadores pueden ser simplificados, cuando están
restringidos a señales de C.A. (audio) , y pueden ser simplificados aun más
cuando se restringen las señales de C.A. de banda angosta (R.F.).
4.4 Amplificadores de Audio
Las señales de audio que carecen de componentes en C.D., son simétricas
con respecto de los O volts, por lo que el acoplamiento de C.A. puede ser
usado para eliminar la necesidad de un alimentador de potencia negativa. El
circuito de lado izquierdo de la figura 1 1 es una versión de un solo
alimentador con un solo transistor de clase A. La máxima eficiencia es de
1/12, si cambiamos la resistencia por un inductor eliminamos la disipación de
potencia, este inductor permite que la salida vaya a los dos polos. No se
necesita un capacitor de bloqueo de C.D. (si el inductor tiene un resistencia de
C.D. despreciable). Debe haber una suficiente corriente de polarización a
través del inductor para mantener al transistor siempre listo para el control
continuo en operaciones lineales. La máxima eficiencia de esta corriente es del
50%; el inductor mejora la eficiencia en factor de 6 .
16
n
Figura 1 1
En los arreglos más comunes de este circuito (configuración emisor común),
la carga se pone sobre el transistor como se muestra en la figura 12.
Figura 12
La versión a la derecha muestra que un capacitor de bloqueo se necesita si una
terminal de la carga debe ser aterrizada (esta es la topología más común para
amplificadores de señal pequeña; cuando la eficiencia y los barridos muy
grandes no importan, una resistencia toma fiecuentemente el lugar del
inductor). La corriente impulso se llama para lograr la linealidad si el emisor
se amarra directamente a tierra. A expensas de un poco de pérdida de
potencia, sin embargo, el emisor puede aterrizarse por medio de una
resistencia para permitir que el voltaje del emisor siga al voltaje de impulso
(base). Entonces la corriente de emisor, la corriente del colector y el voltaje de
salida son también linealmente proporcionales al voltaje de entrada. Esta
técnica de linealización de un amplificador de emisor común se conoce como
realimentador de series o degeneración del emisor.
17
Frecuentemente la impedancia de una carga dada esta mal con respecto a la
máxima transferencia de potencia, el inductor y el capacitor de bloqueo se
reemplaza por un transformador como se muestra en la figura 13.
n
Figura 13
4.5 Amplificadores de R.F
Todas las consideraciones para amplificador de audio se aplican también para
amplificadores de R.F. Pero ya que los amplificadores de R.F son
amplificadores de C.A. de banda angosta, hay un par de trucos interesantes.
Ya que tanto los amplificadores de R.F de pequeña señal y los de potencia
parecerán ser circuitos de audio clase A con su inductor en el colector como se
muestra en la figura 14. En frecuencias altas la capacitancia paralela de salida
en el transistor ( se muestra en línea punteada), puede efectivamente
cortocircuitar el lado de salida del amplificador pero sobre un rango de
frecuencia angosta, esta capacitancia parásita se puede cancelar con una
inductancia paralela resonante. La capacitancia parásita de entrada se puede
botar de la misma manera. Mientras este amplificador de R.F tiene la misma
topología que un amplificador de audio clase A común, el circuito de sintonía
resonante le permite trabajar como un amplificador eficiente clase B.
Figura 14
18
4.6 Aclaraciones respecto a la eficiencia
Podría parecer que la eficiencia de un amplificador clase B (78%) es
solamente un poco menor que la máxima eficiencia que uno de clase A (50%).
Pero las eficiencias máximas se aplican solamente cuando el amplificador esta
entregando una onda senoidal dando una máxima amplitud. Para habla y
música la potencia promedio es mucho menor que la potencia máxima. El
amplificador clase B tiene poca disipación cuando la señal esta baja, más el de
clase A, con su continua corriente de polarización, siempre jala más potencia
igual a 2 veces la máxima potencia de salida. El amplificador clase A
estimado en 25W de salida consumirá 50W continuos de su fuente, mientras
que el de clase B de igual potencia estimada consumiría, en promedio unos
cuantos Watts.
4.7 Una nota en acoplar un amplificador de potencia a su carga
El análisis de un circuito amplificador de potencia muestra que tan grande el
voltaje de salida pico puede ser, usualmente el voltaje de alimentación, Vcc.
La potencia máxima, Pm,, a una carga, R, será por tanto Vc$/2R. Si
necesitamos una potencia máxima dada Pm,, y teniendo una carga dada R,
entonces el valor de VCCdebería ser VCC= (2RPm4”2. Si el amplificador debe
trabajar hacia C.D,V,, debe ser justamente este valor, para tener la potencia
máxima deseada (por supuesto V,, puede ser más grande, pero con la
penalidad de eficiencia reducida).
Para amplificadores de C.A., sin embargo, podemos transformar la
,
: /2Pm,, por medio de un
impedancia de una carga dada al valor deseado, V
transformador (para audio o R.F) o una red sintonizada de acoplamiento (para
R.F Únicamente). Nótese que el transformador o red de compatibilidad
transforma la impedancia de una carga dada al valor V:, /2Pm, y no alguna
impedancia que caracterice al transistor para amplificador de potencia, el
transistor es una opción por su habilidad para soportar los voltajes aplicados y
las corrientes (y para que trabaje correctamente ala frecuencia máxima
requerida). Las impedancias de pequeña señal de este dispositivo no tiene
nada que ver con el diseño de un circuito compatible de salida de un
amplificador de potencia.
19
5.- Las diferentes conexiones que se pueden hacer con los
transistores son:
5.1 Emisor sepuidor (figura 15). El emisor seguidor puede entregar voltajes
positivos a la carga sobre un rango continuo desde cero al voltaje dado, pero
no puede entregar voltajes negativos. El resistor de carga y el transistor
forman un divisor de voltaje en el cual la resistencia de un transistor controla
la caída del voltaje a lo largo de la carga. Esto funciona si la carga es en si una
resistencia pero deja de funcionar si es un capacitor. A pesar de estas
limitaciones hay situaciones para las que el amplificador mono rizo es muy
bueno. Toma en cuenta un horno regulado eléctricamente. La resistencia de
carga es el elemento calentador, el transistor puede cambiar la magnitud del
voltaje a lo largo de esta resistencia y no hay necesidad de cambiar la
polaridad.
Figura 15
5.2 Emisor común figura 16). Ya que la fuente de C.D., el transistor y a
carga están en serie, la operación básica y la eficiencia son la misma que el
emisor seguidor. Pero con el emisor aterrizado el voltaje de impulso se coloca
directamente sobre la unión de la base-emisor y la corriente del transistor será
una función exponencial del voltaje de impulso. La linealidad del amplificador
en general dependerá de p, la ganancia de corriente de pequeña señal,
permaneciendo constante sobre excursiones largas. El amplificador de emisor
común tiene más ganancia de potencia que el emisor seguidor.
1
20
Figura 16
5.3 Base común (figura 17). Se obtiene ganancia por que mientras el impulsor
y la carga tienen la misma corriente (la corriente base puede ser solo 1% más
grande que la corriente de colector-emisor). El voltaje oscilará en el colector
determinado por el voltaje de alimentación, y será más grande que la
oscilación del voltaje en el emisor determinados por el cercano corto circuitaje
de la unión base- emisor.
ir-+
Figura 17
5.4 Un transistor. dos fuentes (figura 18): Si el amplificador tiene que
alimentar voltajes de salida en cualesquiera polaridades y también tiene que
manejar formas de ondas arbitrarias requerirá de un circuito con dos
alimentadores de potencia. Para máxima eficiencia esto hace el voltaje
negativo igual a dos veces el positivo y RE igual a RL. Puede verificar, sin
embargo, que la eficiencia máxima es pobre solo 1/12. Los amplificadores
polarizados se conocen como amplificadores clase A y son comúnmente
usados en aplicaciones de pequeña señal donde la disipación de potencia es
siempre baja y la eficiencia no es muy importante.
21
Figura 18
5.5 Dos transistores, dos fuentes: La configuración de dos transistores push
pull de la figura 19 nos da un voltaje de salida con ambas polaridades y puede
lograr una altísima eficiencia. El circuito push pull es el circuito de opción
para formas de ondas arbitrarias; la eficiencia es tan alta como sea posible
para un circuito lineal (78% para onda senoidal de máxima amplitud). El
amplificador push pull normalmente se enfoca como clase B.Lo que significa
que cuando el voltaje de salida es cero ambos transistores se apagan y no hay
disipación. Para corrientes positivas el dispositivo de arriba esta activo y el de
abajo apagado, para negativas la situación es inversa.
Figura 19
6.- Amplificadores de R.F. a pequeña señal
Los amplificadores de R.F. y de F.I. en receptores de radio son obvios
ejemplos de amplificadores de R.F. a pequeña señal. La máxima potencia de
salida de estos amplificadores varia típicamente de 1/100 a 1/10 W (10 a 20
dBm). Su uso en niveles extremamente bajos de potencia esta finalmente
limitado por su ruido interno generado. Las características claves de los
amplificadores clase A son: ganancia, ancho de banda, impedancia de entrada
y salida, linealidad y ruido.
22
6.1 Redes de dos puertos lineales
Los amplificadores de pequeña señal son nominalmente amplificadores
lineales, la señal de salida debe ser una reproducción fiel de la señal de
entrada. Mientras un amplificador de pequeña señal es lineal casi por
definición, se hace una excepción importante que consiste en que tienen un
amplificador limitante o limitador. En estos amplificadores, la ganancia
disminuye por el aumento de los niveles de señal. Los limitadores en cascada
pueden tener un nivel de salida casi independiente del nivel de entrada. Un
limitador se usa delante de un detector de FM, si el detector particular es
sensible a las variaciones de amplitud, tanto como a la de frecuencia la mayor
parte de los osciladores especialmente puros, se basan en amplificadores que
tienen características limitantes simétricas y suaves tales como las del
amplificador con acoplamiento de emisor diferencial.
Una definición general de amplificador de pequeña señal puede ser que son
amplificadores construidos completamente con elementos lineales (de lo que
se infiere que todo el circuito será lineal). Un amplificador siendo un ejemplo
de una red de 2 puertos, tiene una terminal de entrada nominal, una terminal
de salida nominal, y una terminal común (o no). La operación de cualquiera
dos puertos lineales puede describirse mediante 4 variables: por sus voltajes
de entrada y salida y por sus corrientes. Cualesquiera de estas dos variables
pueden considerarse independientes (“entrada” o “causa”). Las dos salidas
restantes son entonces variables dependientes (“salida” o “efecto”). Si por
ejemplo I1 e I2 se escogen como variables de entrada los dos puertos se
describen por las ecuaciones siguientes:
Nótese que la salida es una función lineal de las variables de entrada; parecen
elevadas solo a la primera potencia. Por convención la corriente en estas dos
termínales es positiva cuando fluye en la red. Para esta opción de variables
dependientes, los 4 coeficientes se conocen como “parámetros Z”. (Estamos
implícitamente tratando con un análisis de C.A., así que estos 4 parámetros
son generalmente complejos y están en función de la fi-ecuencia).
23
Al inspeccionar la ecuación 1 nos percatamos que Zll es la impedancia de
entrada de la red cuando la corriente de salida es cero, esto es cuando la salida
es un circuito abierto. Z21, la impedancia de transferencia hacia delante, es el
voltaje de salida de circuito abierto divido por la corriente de entrada -una
“transresistecia”-. Si se nos da la impedancia de carga podemos usar las
ecuaciones 1 y 2 para calcular la ganancia de potencia. La impedancia de
transferencia inversa Z21es una medida de alimentación inversa. Si el
amplificador de R.F. precede un mezclador no balanceado en un receptor
super heterodino tiene alimentación inversa, algo de la potencia del oscilador
local se quedara en la antena. Este formalismo de los dos puertos, provee más
que solo una descripción de alto nivel de un amplificador. Es la base para el
análisis de circuitos de amplificación, ya que los dispositivos activos
(transistores) dentro del amplificador pueden en si mismos pueden ser
representados como redes de 2 puertos.
6.2 Especificaciones de los amplificadores (ganancia, ancho de banda e
impedancias)
Ganancia (hacia delante y en reversa), ancho de banda, impedancia de entrada
e impedancia de salida podrían llamarse especificaciones lineales porque todas
ellas pueden ser derivadas de los parámetros Z (o de un equivalente juego de
parámetros) de un amplificador. La ganancia y ancho de banda de un
amplificador tienen una última limitante en las características de los
transistores o transistor. Los transistores son reactancias interconstruidas
insalvables, quizá una simple entrada paralela y una capacitancia de salida en
un modelo simple para frecuencias bajas o más de una docena de capacitores
e inductores para frecuencia de microondas.
Los amplificadores diseñados para uso en banda angosta (ancho de banda
infinitesimal de 20% o menos) usan redes compatibles de entrada y salida para
absorber o cancelar estas reactancias. En frecuencias más altas el desvío de
reactancias capacitivas se hace más bajo. Las redes acopladas deben entonces
necesariamente tener Q’s cargadas más altas lo que significa que el ancho
banda disminuye. Esta limitación es fhdamental; sin importar que tan
complicada sea la red compatible, la ganancia debe ser intercambiada por
ancho de banda.
24
La retroalimentación negativa alrededor de un transistor disminuirá el efecto
de sus reactancias. Pero la retroalimentación disminuirá la ganancia, así que
de nuevo hay otra vez intercambio entre ganancia y ancho de banda. En
algunas aplicaciones las impedancias de entrada y salida de un amplificador
son críticas si un filtro de banda angosta se coloca entre dos amplificadores,
los amplificadores deben presentar las impedancias correctas con respecto al
filtro, si se quiere colocar una forma pasa banda la dependencia de frecuencia
de las impedancias de entrada y salida de un amplificador es, por supuesto,
con respecto a sus anchos de banda ya que la respuesta en frecuencia esta
normalmente determinada por la compatibilidad (la reflexión).
6.3 Estabilidad de los Amplificadores
Cuando se requiere que un amplificador sea estable (que no oscile), en su
ambiente de trabajo. Un amplificador de lOOMHz por ejemplo no será
satisfactorio si oscila simultáneamente a una frecuencia muy diferente por
decir 1GHz.La oscilación invariantemente se lleva al circuito en grandes
excursiones de larga amplitud, y la superposición de la amplificación y
oscilación son altamente no lineales. Un amplificador que permanece estable
cuando se presentan con cualquier combinación de fuente (pasiva), e
impedancia de carga (pero sin trazos de retroalimentación externa), se dice
que es incondicionalmente estable. La estabilidad incondicional no es siempre
necesaria, un amplificador I.F. en un receptor solamente necesita ser estable
en su invariablemente ambiente de trabajo. El amplificador de entrada de R.F.
en un radio de onda corta, sin embargo, podría estar conectado a una antena
arbitraria aleatoria por lo que debería ser incondicionalmente estable, por lo
menos con respecto a la impedancia de entrada. Amplificadores de propósito
general se construyen como bloques, comúnmente se diseñan para ser
incondicionalmente estables. El diseñador del sistema puede llevar a cabo una
fiinción de transferencia necesaria para los amplificadores en cascada, filtros y
demás, y saber que la combinación será estable. La estabilidad, como la
ganancia e impedancia, es enteramente predecible a partir de los parámetros
de puertos, para hallar si el amplificador será incondicionalmente estable o no
es necesario demostrar que la parte real de la impedancia de entrada o salida
para cualquier frecuencia es positiva con respecto a cualquier carga pasiva (o
impedancia de carga).
25
Un análisis general muestra que tanto las impedancias de entrada y de salida
siempre tendrán partes reales positivas, si un cierto factor de estabilidad K (la
función de un parámetro de puertos). Es mayor que la unidad para todas las
frecuencias. Nótese, sin embargo, que todo esto solo asegura que un puerto
doble no puede ser provocado por la oscilación al variar sus términos. El
puerto doble puede ya contener en sí mismo un oscilador. Un criterio
suficiente pero no muy marcado para la estabilidad incondicional es que todo
puerto doble interno en una cascada de puertos dobles sea incondicionalmente
estable.
Suponga que un análisis muestra que para algunas combinaciones de carga y
fuente, la parte real de la impedancia de entrada sea negativa pero no más allá
de 5Q. Entonces sumando una resistencia en serie de 5Q a la entrada del
amplificador lo convertirá en incondicionalmente estable. Tales remedios
resistivos, sin embargo, disminuyen siempre la ganancia y aumentarán el ruido
interno generado.
El valor para en parámetro de transferencia inversa juega el papel clave en la
estabilidad. Por ejemplo una condición suficiente (más no necesaria) para que
un amplificador sea incondicionalmente estable es su característica de
transferencia inversa, tal como 212 o Y12 se igualen a cero. La añadidura de
circuitería externa para cancelar la transferencia externa se llama
neutralización. En un amplificador de banda angosta por ejemplo la
capacitancia problemática base a colector se puede cancelar con un inductor
en paralelo.
6.4 Características de sobrecarga
Cualquier amplificador será no lineal en altos niveles de señal, solamente si la
salida corre en contra del “riel” de la alimentación de C.D., este
comportamiento esta más allá del reino de los parámetros de pequeña señal.
Una especificación directa del límite superior de potencia de un amplificador
es el punto de compresión de 1dB. Este es el valor de potencia de salida al
cual la ganancia ha caído ldB, esto es el punto en el cual la potencia de salida
es de 79.4% de lo que se había predicho en base a mediciones de ganancia de
baja potencia.
26
6.5 Intermodulación
Pequeños escapes de la linealidad aun cuando el amplificador esta muy por
debajo de la compresión se convierten en una preocupación en un receptor
cuando el pasa banda de un amplificador de R.F. contiene dos o más señales
en las fiecuencias fA, fB, fc,...., que son mucho más fuertes que la señal deseada
(la señal que será aislada por un filtro angosto pasa banda). La no linealidad
puede producir mezclas en las frecuencias n$,+nqfb+n&+. .., donde
ni=O,&l,+2,...;en receptores lo más problemático de estos productos son los
de 3er orden 2fa-fb y 2fb-fa. (LOS productos de tercer orden serán
inevitablemente producidos sí el voltaje de salida del amplificador, contiene
aún un pequeño termino proporcional al cubo del voltaje de entrada). El
problema especial con estos particulares productos es que pueden caer dentro
del pasa banda de FI. Para observar esto suponga que fi y f 3 son frecuencias
de señales suficientemente cercanas a la frecuencia deseada fl y que ellas
pasaran a través de la parte frontal de un receptor de banda ancha. El
oscilador local se sintoniza para convertir f 1 al centro de pasa banda FI e
interferirán con la señal deseada. La intermodulación de Zd0 orden no es tan
problemática debido a que sus productos pueden ser filtrados.
Una medición estándar de la intermodulación es la prueba de “dos tonos”, que
usa dos señales espaciadas muy cercanas de igual amplitud A. En una gráfica
segmentada de potencia de entrada contra potencia de salida cada una de estas
señales fundamentales quedará en una línea de 45’, esto es de pendiente igual
a 1. Los productos de tercer orden, sin embargo, caerán en una línea cuya
pendiente será igual a 3 ya que la potencia en los productos de tercer orden es
proporcional al cubo de la potencia en el par de señales de entrada. La
ordenada al origen de tercer orden es el punto en el cual el producto de tercer
orden tendrá tanto potencia como cada una de las señales fundamentales.
Normalmente el numero dado para el punto a ordenada al origen es la fuerza
de la señal de salida. La ordenada al origen de segundo orden esta definida de
igual manera. Generalmente un amplificador no puede ser llevado más allá de
sus puntos de ordenada al origen; estas son extrapolaciones de las medidas
hechas a niveles de entrada muy bajo. (Las fuerzas de salida de las
fundamentales y de los productos de segundo y tercer orden solo necesitan ser
medidas en el nivel de entrada). Líneas con pendiente igual a 1 y pendientes
igual a 2 y 3 son entonces dibujadas a través de ellas para localizar las
ordenadas al origen.
6.6 Rango dinámico
Todo amplificador le pone algo de ruido a su señal. Las señales muy débiles
deben ser enterradas en éste ruido y desechadas. El rango dinámico de un
amplificador esta por tanto determinado en el extremo bajo por el ruido
añadido y en el extremo alto por la no linealidad. Para poder manejar señales
muy fuertes, un receptor debe mantener sus productos de mezcla pequeños al
tener tan poca amplitud como sea posible menos en la etapa mas angosta del
filtro pasa banda. Observemos por otra parte, que si un receptor comienza con
un mezclador o con filtro de banda angosta, la pérdida en estos elementos
aumentará el ruido y hará al receptor menos sensible que si el primer elemento
después de la antena haya sido un amplificador de poco ruido. Un intercambio
debe hacerse seguido entre sensibilidad y rango dinámico. La disipación de
potencia es obviamente importante para equipos operados por baterías donde
los mW cuentan. Pero para lograr el mejor rango dinámico posible un
amplificador de pequeña señal puede tener colocado un punto de relativa alta
potencia y tener que dispar tanto como algunos Watts de potencia aunque este
manejando niveles de señal extremadamente bajos.
6.7 Circuitos de amplificadores de banda angosta
Amplificadores para frecuencias por debajo de lo 30MHz se ven muy
parecidos a los amplificadores de audio con resistencia acoplada. Las
resistencias de carga se reemplazan por inductores de choque que cancelan las
capacitancias del transistor que tenderían de otra manera a provocar cortos
circuitos en R.F.. Estos circuitos resonantes tienen un amplificador de banda
angosta, y muy seguido es deseable un pasa banda más angosto: a los
inductores se les dan valores muy pequeños y se les aplica el choque con
capacitores externos (efectivamente aumentando las capacitancias del
transistor).
Enfocándose en un amplificador de una etapa, las decisiones fundamentales de
diseño son la selección del transistor y la configuración del circuito lo que es
emisor común, base común, colector común. (Aquí y usualmente en cualquier
otro lado emisor, fuente y colector pueden significar fuente, compuerta y
desagüe).
La selección del transistor estará basada en la habilidad para proveer
ganancia en la frecuencia deseada, ruido y quizá linealidad. La orientación del
transistor podrá ser como emisor común cuando se requiera máxima ganancia,
base común cuando el dispositivo sea llevado muy cerca del límite de su
frecuencia superior o cuando el aislamiento entre entrada y salida sea crítico,
como colector común cuando se necesite una impedancia muy baja de salida.
En lo que a ruido concierne las tres orientaciones son equivalentes cuando se
trata de armar un amplificador multi etapa es decir de muy alta ganancia.
6.8 Circuitos de amplificadores de banda ancha
La mayor parte de los amplificadores de banda ancha utilizan
retroalimentación. La impedancia de un emisor sin cruces provee
retroalimentación. La impedancia entre colector y base provee
retroalimentación shunt (derivación) Los amplificadores modulares de
propósito general, por ejemplo los de avantek y minicircuits, usan
retroalimentaciones resistivas en serie y shunt. Estos amplificadores son
bastante planos hasta 2GHz y tienen impedancia de entrada y salida muy
cercanas a 50a con respecto a todo el rango. La retroalimentación resistiva es
simple más degrada el rendimiento de ruido de un amplificador. Los
amplificadores de banda ancha de bajo ruido utilizan con frecuencia redes de
retroalimentación hechas únicamente con elementos sin pérdida, es decir,
*
reactores.
El efecto Miller [la señal colectora en un amplificador emisor común tiene
una magnitud mayor -debido a la amplificación- que la señal base. También
es de signo contrario el voltaje a lo largo de la capacitancia inherente basecolector del transistor es por lo tanto mayor que la del voltaje base. Como
resultado fluye mayor corriente en esta capacitancia si el capacitor estuviera
aterrizado. El valor de la capacitancia es multiplicado] multiplica la
capacitancia efectiva de entrada en un amplificador emisor común. Esta
capacitancia puede ser neutralizada par lo menos en un amplificador de banda
angosta. Los amplificadores de banda ancha comúnmente utilizan el circuito
en cascada en que la etapa de entrada de un emisor común impulsa a una etapa
de base común de baja impedancia. Otro buen circuito de alta frecuencia, el
par diferencial usa una etapa emisor seguidor (alta impedancia a la entrada y
baja en la salida) para impulsar una etapa de base común.
29
6.9 Circuito equivalente del transistor
Un diseñador de amplificadores debe tener una descripción eléctrica precisa
de sus transistores. Para análisis basta con tener las tablas (normalmente las
hojas de especificaciones del fabricante) de los parámetros de pequeña señal
del transistor. El transistor en si, es una “red” de puerto doble. Una tabla de
numero, sin embargo, es una herramienta pobre para diseño (síntesis), y la
táctica usual consiste en representar al transistor como un circuito equivalente
de resistencias, capacitores, inductores, generadores de voltaje controlado,
generadores de corrientes además de otras cosas. Un circuito equivalente
para una sola frecuencia se puede construir directamente de los parámetros de
pequeña señal correspondientes a tal frecuencia. Este puede ser un modelo
adecuado para el diseño de un amplificador de banda angosta, más hay que
tener muy presente que un amplificador diseñado para rangos de frecuencia
angosta debe ser estable para todas las frecuencias, por tal razón y para el
diseño de amplificadores de banda ancha los circuitos equivalentes se
conjuntan para representar al transistor sobre un rango amplio de frecuencias.
Normalmente la topología de un circuito equivalente se basa en la fisica y
construcción del transistor; los valores de los elementos se determinan por
programas de encaje al menos cuadrados que hagan concordar los parámetros
de pequeña señal del modelo tanto como sea posible con los parámetros
medidos de pequeña señal del transistor real sobre el rango de frecuencias
deseado, la concordancia puede ser siempre mejorada al sumar más elementos
al modelo, pero un modelo más complicado bloqueará la intuición del
diseñador. Los circuitos equivalentes tienen desde 1 hasta quizá 20
parámetros, la figura 20 enseña un circuito equivalente simple para un
transistor común de alta frecuencia. Este circuito equivalente se hizo
encajando los datos del fabricante desde 10 hasta 2000MHz.
30
Figura 20
6.10 Diseño de amplificadores
Diseñar un amplificador de pequeña señal para frecuencias de microonda
puede ser una pesadilla, aun cuando solo las metas de diseño sean respuesta de
frecuencia, estabilidad y ganancia. Diseños hechos por computadora se usan
seguido, especialmente cuando el amplificador este especificado para tener
bajo ruido y alto rango dinámico.
6.1 1 Amplificadores simples de baja frecuencia
En frecuencias más bajas que unos cuantos MHz, podemos desmenuzar el
transistor en circuitos equivalentes hasta sus elementos más simples. Echemos
una mirada al más simple diseño “vértebra de la envolvente” para un
amplificador de R.F. De emisor común y entonces a un amplificador de base
común que usa transistores bipolares. Esta comienza con un transistor
propiamente polarizado en la región activa en algún colector de Io. El circuito
de polarización puede ser el divisor de voltaje estándar para la base junto con
una resistencia emisora que hará caer probablemente el 20% de V,,, es
cruzada para aterrizar el emisor para R.F. Un modelo simplificado de un
transistor bipolar es solo un resistor Rb,desde la base al emisor y un generador
de corrientes desde el colector al emisor. La resistencia de salida del transistor
O
mpero podemos ignorarla si usamos una resistencia más
es del orden de 1
chica.
31
--
Esta descompensación nos evitará obtener la ganancia máxima posible, pero
en alias frecuencias todavía tendrá ganancia útil, y la descompensación nos
servirá para lograr estabilidad, (aun si es necesario podemos neutralizar al
transistor. El circuito de entrada puede proveer compatibilidad para &. El
amplificador de emisor común se enseña en la figura 21 teniendo presente
algunos fundamentos del transistor la conductancia mutua de un transistor
definida por iJvb, esta dado por gm=IONm; donde V T H es igual a 0.026V e Io
es la corriente de polarización de colector. La resistencia de base es &=p/gm
donde p es la ganancia de corriente del transistor. El voltaje se salida del
amplificador esta dado por VoutTbgmRL. Usando estas relaciones la ganancia
es igual a gRRLp=IORLpNTH. Pongamos unos números típicos Io=%nA, p=SO,
RL=500n nos da una ganancia de potencia aproximadamente igual a 36&, lo
que es bastante alto a pesar de la descompensación deliberada.
vcc
I
Figura 2 1
6.12 Amplificadores de base común
Un circuito base común tiende a ser estable ya que la base aísla los lados de
entrada y salida del amplificador. El análisis es aun más fácil con este circuito.
Ni siquiera tenemos que saber la p del transistor. Otra vez polarizamos al
transistor a una Io razonable, la circuitería de polarización es la misma que en
el ejemplo anterior pero ahora necesitamos un inductor R.F. para obtener
corriente continua hacia el emisor y otro capacitor de cruce para aterrizar la
base como se ve en la figura 22. En este circuito la corriente de la señal de
entrada es igual a la corriente de la señal de salida porque la corriente base es
pequeñisima. La resistencia del emisor RE es aproximadamente VTH/IO y con
10=SmA nuevamente tenemos, Re =26mV/5mA=5R. Suponiendo que
queremos una impedancia de entrada de 50n.
32
Podemos construir una red compatible para convertir de 5 a 500, pero usemos
más simple una resistencia de 450, aun si con este perdemos algo de ganancia.
La ganancia esta ahora dada por G=RL/50. Si hacemos R~=5000el
amplificador nos dará una ganancia de 1OdB. Si hubiésemos usado la red de
compatibilidad de entrada, la ganancia hubiese sido de 500/5=100=20dB
(podemos quedarnos con la resistencia de 450 y aumentar la carga de
resistencia para tener más ganancia -.RL puede ser por lo menos de algunos
miles de ohms).
Figura 22
7.- Especificaciones del diseño del amplificador
Esta nota describe el rendimiento de un amplificador ultra lineal de banda
ancha (de 470 a 860 M H z ) diseñado para servicio en bandas IV y V para
transponedores de TV.
Dispositivo usado TPV-597
Especificaciones básicas
IMD(')= - 60dB cuando Po=l W
VCE = 2OVolts
IE= 440 mA
Pgdn=11.5dB
(')
portadora de visión -8dB, portadora de sonido -7 dB, señal de banda lateral
-16 dB.
I M D (Acoplación interna del dispositivo)
33
P
Consideraciones generales de diseño
En general para obtener una ganancia plana para amplificadores de banda
ancha que usen transistores con una ganancia de potencia alrededor de -6 dE3
en una variación por octava podemos usar dos técnicas:
*:* Técnica de retroalimentación (quiere decir que la resistencia de emisión y
la retroalimentación negativa con un circuito selectivo entre el colector y la
base).
*:* Reflejar la potencia de entrada o de salida selectivamente para tener una
pérdida de inserción de 6 dB por octava con OdB para más alta frecuencia
(hay también otra técnica que utiliza un atenuador selectivo).
Con la técnica de retroalimentación podemos tener un buen acoplamiento de
entrada-salida. Con la segunda técnica necesitamos reflejar la potencia de
entrada y tener un buen acoplamiento de salida de tal manera que obtengamos
un buen IMD. Significa que VSWR (Relación de onda fija a voltaje) de
entrada es muy alto para las fiecuencias bajas.
La segunda solución es más simple que la primera, si usamos dos
amplificadores conectados junto con las cuadraturas híbridas de 3dB para
tener un amplificador balanceado, esta molestia desaparece. Hemos escogido
para este amplificador está segunda solución. Para un amplificador más
grande de banda ancha (es decir de 170 a 860 M H z ) esta solución debe
rechazarse y la única solución aceptable es la técnica de retroalimentación.
P
Diseño del amplificador
El primer acercamiento para el cálculo del circuito se hizo usando la carta
SMITH desde las impedancias de entrada y salida, dados en las hojas de
especificaciones del TPV-597, para tener, en la entrada, la potencia reflejada
de tal manera que la ganancia sea plana y a la salida obtener la mejor
concordancia posible.
34
VSWR de entrada contra frecuencia para obtener una ganancia plana:
La ganancia de potencia puede ser aproximada por:
G (Fm,/F)*
F,, =frecuencia en la cual la ganancia de potencia cae hasta la unidad.
La pérdida de transmisión de vida a la reflexión de entrada es:
a=
1-1 p12
p coeficiente de reflexión
Para ser Ga una constante debemos tener :
Ga
(Fm,/F)2
[ 1 -IPI2] = GH = (FmJFEI)2
GH es la ganancia en su más alta frecuencia usando F H .
I
k:
[I - ( F F H )
VSWR= 1+IpI
1-1
pI
2 112
1
1
+ rl -(F/F
2 112
%
7
1 - [ I - (FEH)]
Para 860MHz. Hemos definido un circuito de entrada considerando la
impedancia de entrada del dispositivo TPV-597 para tener un VSWR de
entrada tan cercano como sea posible a la curva que lo caracteriza, y hemos
asumido que las pérdidas de salida del circuito contra frecuencia son
despreciables.
Después de haber calculado por separado los circuitos de entrada y salida
optimizamos algunos de los parámetros por medio del amplificador global y
los parámetros del TPV-597 con el programa COMPACT.
0
0
0
Circuito equivalente de R.F, figura A
Programa, figura B
VSWR calculada y empírica de entrada, figura C
VSWR calculada y empírica de salida, figura D
-L
AA
BB
Pk
4.5
Valc. Valores
,Valor empírico , 4.7
"I I
f
cc+
L
LO
(R) (mm)
I
50
50
I
32.0
45.4
cc
DD
Pk
29.3
I 10.0
LO
FF
L
LO
14
14
50
50
L
(a) (mm) (a) (mm)
,
25
25
I
I
I
72.2
34.9
Figura A. Circuito equivalente R.F para programa Compact
36
I
MET AA ZZ
CAP AA PA -4.61
TRL BB SE 50
41.64 1
CAP CC PA -25.39
OST DD PA 25
14 1
TWO EE S1 50
SST FF PA 50
-63.43
1
TRL GG SE 110
28.44 1
TRL HH SE 45
14 1
CAP I1 SE -5.134
SST JJ PA 75
49.98 1
CAP KK PA -4.129
CAX AA KK
PRI AA SI
50
END
470
800
500 600
860
700
.92
.91
.93
.93
.92
.91
176
175
171
170
169
167
72
71
63
59
54
52
END
END
.5
o
2.38
2.21
1.80
1.57
1.40
1.30
100 1 12
100 100 2 12
END
>
Definición del
circuito
1
Frecuencia (MHz)
.O33
.O34
.O37
.O39
,043
.O45
31
33
34
36
38
40
.55
.54
.56
.59
.58
.58
- 166
-
-
- 168
- 165
- 166
1
Optimización de datos
Figura B. Programa Compact
37
38
Rendimiento del amplificador
0
0
0
0
I M D contra potencia de salida, figura Ea
I M D contra fiecuencia, figura Eb
Pérdida de rebote en la entrada con VSWR, figura C
Pérdida de rebote en la salida con VSWR, figura D
Condiciones de polarización: VCE 20 Volts; IE= 440mA
Consideración de tecnología
El teflón cristalizado de 1/16 de pulgada (E, = 2.55) se usa ampliamente como
material. Este sustrato se suelda al punto máximo de calor para tener un buen
contacto y resultados repetibles.
La figura F muestra el diagrama del circuito y el circuito de polarización.
Las longitudes se dan en Fo =860MHz {hg = 3.10A8/ [Fo(~eff)~l/2]}
Telón cristalizado ET= 2.55, 1/16" material de la tarjeta
Figura Fa. Diagrama del circuito
39
5s
-
60
65
70
- 7s
IMO (ai
-60
-
IS
POUT SYNC
1 W
-VISION
CARRNR
8 46SOYNO CARRIER
rd8
SIRLIAND
- - 16 d6
-
t
~-
I
vaI,
MV
-
-44om4
- ?O
Figura Eb. IMD versus frecuencia
40
Vce
Figura Fb. Polarización. Circuito clase A
41
8. - Conclusión
La importancia de la etapa de amplificación es crucial para lograr, un enlace
óptimo entre equipos de R.F.
Para el diseño de ésta etapa de amplificación utilizamos la técnica de reflexión
de potencia selectivamente, de entrada o salida; para con ello, tener una
pérdida de inserción de 6dB por octava; de tal manera que se obtiene alta
frecuencia. Tratando así de obtener un amplificador balanceado; cuya gran
virtud es tener un acoplamiento de alta precisión con el receptor.
42
.._
I
-
9. - Bibliografia
Hagen, Jon B. Radio Frequency Electronics. Prentice Hall. 1990.
TPV-597 R.F. Device Data. Motorola Booklet AN1030.