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SEP
SECRETARÍA DE
EDUCACIÓN PÚBLICA
Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico
Departamento de Ingenieria Electrónica
TESIS DE MAESTRÍA EN CIENCIAS
Desarrollo de un Circuito de Pruebas para la
Caracterización del Interruptor Bidireccional
Presentada por
Alfonso Pérez Sánchez
Como requisito para la obtención del grado de:
Maestría en Ciencias en Ingeniería Electrónica
Director de tesis:
Dr. Abraham Claudio Sánchez
Cuernavaca, Morelos, México.
3 de diciembre de 2008
SEP
SECRETARÍA DE
EDUCACIÓN PÚBLICA
Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico
Departamento de Ingenieria Electrónica
TESIS DE MAESTRÍA EN CIENCIAS
Desarrollo de un Circuito de Pruebas para la
Caracterización del Interruptor Bidireccional
Presentada por
Alfonso Pérez Sánchez
Ing. Electrónico por el I. T. de Orizaba
Como requisito para la obtención del grado de:
Maestría en Ciencias en Ingeniería Electrónica
Director de tesis:
Dr. Abraham Claudio Sánchez
Jurado:
Dr. Jesús Aguayo Alquicira Dr. José A. Hoyo Montaño Dr. Abraham Claudio Sánchez Cuernavaca, Morelos, México.
3 de diciembre de 2008
Dedicatoria
A mi pequeña princesa Rocio, por todos esos momentos que hemos pasado juntos.
A mis hermanos: Jorge, Juan, Jeronima, Modesta y en especial a Alejandra e Isabel,
por su apoyo incondicional.
A mi papa José y a mi fallecida madre María.
A mis amigos del cenidet y fuera de él, por el apoyo y los momentos vivídos juntos.
i
Agradecimientos
M
i agradecimiento total a todas esas personas que me brindaron ayuda económica
(sín pedirla) durante los momentos DIFÍCILES: a mis hermanas Alejandra e isa-
bel, a mi papa José, al Sr. José L. Spíndola Soler. A mis amigos del cenidet; no necesito
nombrarlos a todos, ellos saben a quienes me reero. Agradezco a ese Dr. que supo iluminarme en el momento de estar a punto de tirar la toalla, a él, que más que un Dr. es un
maestro y guía. A todos ellos: GRACIAS.
Agradezco a los profesores del cenidet, al laboratorio de electrónica (a España) y de
servicios escolares (a Anita), por haberme brindado su amistad.
Se le agradece al director de esta tesis Dr. Abraham Claudio Sánchez, por sus comentarios y aportaciones durante el desarrollo de la misma y, por dejarme trabajar de forma
totalmente independiente.
Agradecimientos, al comite de revisores: Dr. Jesus Aguayo Alquicira, Dr. José Antonio
Hoyo Montaño; por sus aportaciones durante la revisión de esta tesis.
Agradezco a los siguientes compañeros de generación, que a lo largo de mi estancia
en el cenidet se convirtieron en buenos amigos: Cesar Villanueva L., Rosendo Flores H.,
Eber J. Martínez G., Enrique Contreras M., Francisco J. Pereyra P., Dorotea Torres S. y
Arnoldo Pacheco A.
Agradezco al CONACYT por la beca otorgada durante sólo 5 meses de toda mi estancia en el cenidet.
iii
Resumen
E
n aplicaciones de convertidores de CA-CA, se requiere el uso de interruptores que
puedan ser capaces de bloquear voltajes y conducir corrientes bidireccionales. Estos
interruptores bidireccionales están disponibles comercialmente sólo del tipo tiristor, como
el TRIAC. Este tipo de interruptor tiene el problema del control para su apagado, además
de tener una frecuencia de conmutación muy baja. La solución a esta problemática es
mediante el arreglo discreto de interruptores unidireccionales (IGBTs o MOSFETs) y
diodos de potencia para formar un interruptor bidireccional.
El atractivo principal de los convertidores de CA-CA es su capacidad de hacer la
conversión de corriente alterna, sin la necesidad de una etapa intermedia de ltrado. La
eciencia de este tipo de convertidores depende fuertemente del desempeño de la tecnología
del interruptor bidireccional.
En este tipo de interruptores no existen lazos de libre circulación y, por lo tanto,
se deben de proporcionar trayectorias para la circulación de la corriente, mediante una
adecuada secuencia de encendido de los interruptores, para ello se disponen de dos técnicas
de conmutación: conmutación de dos pasos y conmutación de cuatro pasos.
En este trabajo, se trata sobre la selección y diseño de un circuito de pruebas que
permita estudiar al interruptor bidireccional en niveles estáticos de corriente y de voltaje. Así mismo, se muestra el adecuado funcionamiento del circuito propuesto mediante
pruebas experimentales, utilizando las técnicas de conmutación estudiadas. Los resultados
obtenidos se muestran en grácas donde se aprecia el proceso de conmutación.
v
Abstrac
I
n applications of converters of CA-CA, the use of switches is required that can be able
to block voltages and to conduct bidirectional currents. These bidirectional switches
are available commercially only of the type thyristor, as the TRIAC. This type of switch
has the problem of the control for turn-o, besides a frequency of low commutation.
The solution to this problem is with the discreet arrangement of unidirectional switches
(IGBTs or MOSFETs) and diodes of power to form a bidirectional switch.
The main attraction of the converters of CA-CA is its capacity to make the conversion
of alternating current, without the necessity of an intermediate stage of ltrate. The
eciency of this type of converters depends strongly on the performance of the technology
of the bidirectional switch.
In this type of switches there are no path of free ow and, therefore, trajectories should
be provided for the circulation of the current, by means of a correct sequence of turn-on of
the switches, for they exist two commutation techniques: commutation of two steps and
commutation of four steps.
In this work, it is on the selection and design of a circuit of tests that it allows to study
to the bidirectional switch in static levels of current and of voltage. Also, the appropriate
operation of the circuit proposed is shown by means of experimental tests, using the
studied commutation techniques. The obtained results are shown in graphic where the
commutation process is appreciated.
vii
Tabla de contenido
Lista de guras
xv
Lista de tablas
xix
Notación
xxi
1. Antecedentes
1
1.1. Problemática y conversión CA-CA
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
2
1.2. Tecnologías de interruptores . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
5
1.3. El interruptor bidireccional . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
6
1.3.1. Características del interruptor bidireccional
. . . . . . . . . . . . .
8
1.4. Problemática del interruptor bidireccional . . . . . . . . . . . . . . . . . .
8
1.5. Arreglos de interruptores bidireccionales . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
9
1.5.1. Interruptor puente de diodos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
9
1.5.2. Interruptor en paralelo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
9
1.5.3. Interruptor de emisor común . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10
1.5.4. Interruptor de colector común . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10
ix
Tabla de contenido
1.6. Elección del arreglo de interruptor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11
1.7. Modos de conmutación de un interruptor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12
1.7.1. Conmutación dura . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12
1.7.2. Conmutación suave . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12
1.7.3. Corto circuito . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12
1.8. Caracterización de dispositivos de potencia . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13
1.8.1. Caracterización experimental
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 14
1.8.2. Diseño de circuitos de prueba . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15
1.9. Justicación de la tesis . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 16
1.10. Objetivos y alcances . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17
1.11. Organización del documento . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 18
2. Características de las aplicaciones en CA-CA
21
2.1. Aplicaciones de los convertidores CA-CA . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22
2.1.1. Convertidor Cúk . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22
2.1.2. Convertidor Flyback . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23
2.1.3. Convertidor de Matriz . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24
2.2. Técnicas de conmutación en CA-CA
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 25
2.3. Conmutación de dos pasos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26
2.3.1. Conmutación con traslape de tiempo . . . . . . . . . . . . . . . . . 26
2.3.2. Conmutación sin traslape de tiempo
x
. . . . . . . . . . . . . . . . . 28
Tabla de contenido
2.4. Método modicado de dos pasos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30
2.5. Conmutación de cuatro pasos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33
2.5.1. Conmutación forzada . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36
2.5.2. Conmutación natural . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36
2.6. Resumen del capítulo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37
3. Diseño del circuito de pruebas
39
3.1. Selección del circuito de pruebas . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40
3.1.1. Selección del circuito auxiliar . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43
3.1.2. Circuito propuesto . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 45
3.1.3. Funcionamiento del circuito . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 46
3.2. Diseño del circuito de pruebas . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 48
3.2.1. Cálculo del inductor de carga . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 48
3.2.2. Inductancias parásitas presentes en el circuito . . . . . . . . . . . . 50
3.2.3. Efecto de la inductancia del bus de CD . . . . . . . . . . . . . . . . 51
3.2.4. Cálculo de la inductancia parásita . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 52
3.2.5. Cálculo del banco de capacitores . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 52
3.3. Circuito de control . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 55
3.4. Circuito de manejo de compuerta . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 57
3.4.1. Aislamiento óptico . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 57
3.4.2. Circuito de disparo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 58
Alfonso Pérez Sánchez
xi
Tabla de contenido
3.4.3. Potencia del circuito impulsor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 59
3.5. Parámetros del circuito impulsor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 60
3.5.1. Efectos del voltaje de compuerta . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 61
3.5.2. Efectos de la resistencia de compuerta . . . . . . . . . . . . . . . . 62
3.5.3. Consideraciones del PCB . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 63
3.6. Resumen del capítulo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 64
4. Resultados experimentales
67
4.1. Técnica de medición . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 67
4.2. Medición de la corriente y el voltaje . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 68
4.2.1. Medición de la corriente . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 69
4.2.2. Medición del voltaje . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 70
4.2.3. Ancho de banda del osciloscopio . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 71
4.3. Condiciones nominales . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 71
4.4. Dispositivos seleccionados . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 72
4.5. Pérdidas por conmutación en el IGBT
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 74
4.5.1. Pérdidas en el encendido . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 74
4.5.2. Pérdidas en el apagado . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 74
4.6. Desarrollo experimental
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 76
4.6.1. Conmutación con traslape . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 76
4.6.2. Conmutación sin traslape
xii
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 80
Tabla de contenido
4.6.3. Conmutación modicada de dos pasos
. . . . . . . . . . . . . . . . 83
4.6.4. Conmutación de cuatro pasos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 85
4.7. Voltajes y corrientes negativos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 90
4.8. Resumen del capítulo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 93
5. Conclusiones y trabajos futuros
95
5.1. Conclusiones . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 95
5.2. Trabajos futuros
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 97
A. Diagramas y programas
105
B. Grácas experimentales
111
Alfonso Pérez Sánchez
xiii
Lista de guras
1.1. Dispositivos semiconductores en función de la potencia y frecuencia. . . . .
3
1.2. Benecios del uso del interruptor bidireccional. . . . . . . . . . . . . . . . .
4
1.3. Operación del interruptor bidireccional en los cuatro cuadrantes. . . . . . .
7
1.4. Arreglos de interruptores bidireccionales. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11
1.5. Diferentes modos de conmutación en un interruptor. . . . . . . . . . . . . . 13
1.6. Cortocircuitos en un interruptor. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13
2.1. Clasicación de los convertidores de CA-CA. . . . . . . . . . . . . . . . . . 22
2.2. Convertidor Cúk CA-CA.
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23
2.3. Convertidor Flyback CA-CA. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24
2.4. Convertidor de Matriz. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 25
2.5. Conmutación de dos pasos con traslape de tiempo. . . . . . . . . . . . . . . 27
2.6. Conmutación de dos pasos sin traslape de tiempo. . . . . . . . . . . . . . . 29
2.7. Conmutación modicada de dos pasos, VA > VB . . . . . . . . . . . . . . . . 32
2.8. Conmutación modicada de dos pasos, VB > VA . . . . . . . . . . . . . . . . 33
2.9. Secuencia de conmutación de cuatro pasos. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 34
xv
Lista de guras
2.10. Secuencia de conmutación para una corriente positiva. . . . . . . . . . . . . 35
3.1. Circuitos convertidores analizados.
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 41
3.2. Selección del circuito de pruebas. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 42
3.3. Fuentes de corriente bidireccionales. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43
3.4. Circuito fuente de corriente. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44
3.5. Circuito de pruebas para la etapa positiva. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 46
3.6. Circuito de pruebas para la etapa negativa. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 46
3.7. Conmutación de cuatro pasos para una corriente positiva. . . . . . . . . . . 47
3.8. Secuencia de conmutación para una corriente positiva. . . . . . . . . . . . . 48
3.9. Inductancias parásitas consideradas en el circuito de pruebas. . . . . . . . . 50
3.10. Cálculo del di/dt y VLpar . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 53
3.11. Banco de capacitores para el circuito de pruebas. . . . . . . . . . . . . . . 55
3.12. Sistema de control basado en un PIC. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56
3.13. Esquema general del circuito de pruebas. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 58
3.14. Circuito impulsor de compuerta. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 59
3.15. Interruptor de potencia IGBT. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 60
3.16. Encendido del IGBT. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 63
3.17. Apagado del IGBT. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 64
4.1. Medición del voltaje y la corriente en el BDS. . . . . . . . . . . . . . . . . 69
4.2. Conmutación del IGBT. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 75
xvi
Lista de guras
4.3. Conmutación con traslape de tiempo. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 77
4.4. Conmutación con traslape de tiempo (VA = 160 V). . . . . . . . . . . . . . 78
4.5. Conmutación sin traslape de A y B (VA = 460 V). . . . . . . . . . . . . . . 81
4.6. Conmutación sin traslape de A y B (VB = 460 V). . . . . . . . . . . . . . . 82
4.7. Conmutación modicada de dos pasos (VA = 460 V). . . . . . . . . . . . . 84
4.8. Conmutación modicada de dos pasos (VB = 460 V). . . . . . . . . . . . . 86
4.9. Secuencia de cuatro pasos. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 87
4.10. Secuencia de conmutación para una corriente positiva. . . . . . . . . . . . . 88
4.11. Conmutación forzada de la corriente (VA = 460 V). . . . . . . . . . . . . . 89
4.12. Conmutación de la corriente de A a B (VB = 460 V). . . . . . . . . . . . . 90
4.13. Circuito de pruebas para corrientes y voltajes negativos. . . . . . . . . . . 91
4.14. Conmutación de la celda B hacia A (VB > VA ). . . . . . . . . . . . . . . . 92
4.15. Conmutación de la celda B hacia A (VA > VB ). . . . . . . . . . . . . . . . 93
A.1. Circuito simulado en PSpice. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 106
A.2. Programa en C para una secuencia de cuatro pasos. . . . . . . . . . . . . . 107
A.3. Esquema general del circuito de pruebas. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 108
A.4. Circuito de pruebas para la parte positiva. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 109
A.5. Circuito de pruebas para la parte negativa. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 109
A.6. Mediciones del circuito de pruebas. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 110
B.1. Corriente de cortocircuito. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 111
Alfonso Pérez Sánchez
xvii
Lista de guras
B.2. Transitorio de voltaje en QB1 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 112
B.3. Efecto de la recuperación inversa de DA1 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 112
B.4. Transitorios de voltaje en QA1 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 113
B.5. Transitorios de voltaje en QB1 .
xviii
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 113
Lista de tablas
4.1. Condiciones nominales (VA > VB ). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 72
4.2. Condiciones nominales (VB > VA ). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 72
4.3. Características eléctricas del IGBT IRG4PC50U. . . . . . . . . . . . . . . . 73
4.4. Características eléctricas del diodo BYP101. . . . . . . . . . . . . . . . . . 73
xix
Notación
Nomenclatura
BDS
Interruptor bidireccional.
A
Celda A.
B
Celda B.
di/dt
Variación de la corriente respecto al tiempo.
dv/dt
Variación del voltaje respecto al tiempo.
Lcarga
Inductor de carga.
Lpar
Inductancia parásita.
Leq
Inductancia equivalente.
Le
Inductancia de emisor del IGBT.
La
Inductancia en la celda A.
Lb
Inductancia en la celda B.
LbanA
Inductancia del banco de CD en A.
LbanB
Inductancia del banco de CD en B.
Lp
Inductancia entre el circuito auxiliar y las celdas.
LO
Inductor de salida.
L1
Inductor de entrada.
Hz
Frecuencia.
fs
Frecuencia de conmutación.
H
Inductancia.
W
Potencia.
J
Energía en Joule.
F
Capacitancia.
xxi
Notación
Continuación...
VA
Voltaje en la celda A.
VB
Voltaje en la celda B.
Vaux
Voltaje en la fuente auxiliar.
VCE
Voltaje de colector-emisor.
Vmax
Voltaje de prueba máximo.
VLpar
Voltaje en la inductancia parásita.
∆i
Variación de la corriente.
∆t
Variación del tiempo.
ttras
Tiempo de traslape.
tmuerto
Tiempo muerto.
∆Icarga
Variación de la corriente de carga.
∆tmax
Duración máxima de las conmutaciones.
∆VLpar
Variación del voltaje en la inductancia parásita.
ECbanco
Energía almacenada en el banco de CD.
CBAN CO
Capacitancia del banco de CD.
ELcarga
Energía en el inductor de carga.
VGE
Voltaje compuerta-emisor.
VGE(th)
Voltaje de umbral.
Icarga
Corriente de carga.
IC
Corriente de colector.
IG
Corriente de compuerta.
IGpico
Corriente de compuerta pico.
Irr
Corriente de recuperación inversa.
Rind
Resistencia del inductor de carga.
RG
Resistencia de compuerta.
Qaux
Interruptor auxiliar.
Q1
Interruptor 1.
Q2
Interruptor 2.
Q3
Interruptor 3.
Q4
Interruptor 4.
xxii
Continuación...
CO
Capacitor de salida.
C1
Capacitor de entrada.
QA1
Interruptor 1 de la celda A.
QA2
Interruptor 2 de la celda A.
QB1
Interruptor 1 de la celda B.
QB2
Interruptor 2 de la celda B.
D
Diodo.
DA1
Diodo 1 en la celda A.
DA2
Diodo 2 en la celda A.
DB1
Diodo 1 en la celda B.
DB2
Diodo 2 en la celda B.
DL
Diodo del inductor de carga.
CGE
Capacitancia de compuerta-emisor.
CGC
Capacitancia de compuerta-colector.
Cies
Capacitancia de entrada del IGBT.
Qg
Carga de la compuerta del IGBT.
Pinst
Potencia instantánea.
Pd(of f )
Pérdidas en el apagado del impulsor.
Pd(on)
Pérdidas en el encendido del impulsor.
Pd
Potencia disipada en la resistencia de compuerta.
IQA1
Corriente en el interruptor QA1 .
IQA2
Corriente en el interruptor QA2 .
IQB1
Corriente en el interruptor QB1 .
IQB2
Corriente en el interruptor QB2 .
VQA1
Voltaje en el interruptor QA1 .
VQA2
Voltaje en el interruptor QA2 .
VQB1
Voltaje en el interruptor QB1 .
VQB2
Voltaje en el interruptor QB2 .
Alfonso Pérez Sánchez
xxiii
Notación
Acrónimos
IGBT
Transistor Bipolar de Compuerta Aislada.
RB-IGBT
IGBT de Bloqueo Inverso.
MOSFET
Transistor de Efecto de Campo de Semiconductor Óxido-Metal.
MBS
Interruptor Bidireccional MOS.
TRIAC
Triodo para Corriente Alterna.
GTO
Tiristor Apagado por Compuerta.
IEGT
Transistor de Compuerta de Injección Mejorada.
MCT
Tiristor Controlado MOS.
BJT
Transistor de Unión Bipolar.
CA-CA
Corriente Alterna - Corriente Alterna.
CA-CD
Corriente Alterna - Corriente Directa.
CD-CA
Corriente Directa - Corriente Alterna.
CD-CD
Corriente Directa - Corriente Directa.
ZVS
Conmutación a Voltaje Cero.
ZCS
Conmutación a Corriente Cero.
DUT
Dispositivo Bajo Prueba.
SOA
Área de Operación Segura.
VSC
Convertidor Fuente de Voltaje.
PIC
Controlador de Interrupción Programable.
FWD
Diodo de Libre Circulación.
xxiv
Capítulo
1
Antecedentes
E
n muchas aplicaciones de CA, se requiere el uso de interruptores que puedan ser
capaces de bloquear voltajes positivos y negativos y, la conducción de corrientes en
ambos sentidos; es decir, que sean capaces de operar en los cuatro cuadrantes.
Estos interruptores bidireccionales están disponibles comercialmente sólo del tipo
tiristor, tal como el TRIAC. Este tipo de interruptor tiene el problema de no poder
controlar su apagado de forma sencilla; necesita de circuitos auxiliares para lograrlo, lo
que lo hace más voluminoso, más complejo e incrementan su costo. Además, tienen una
frecuencia de conmutación muy baja, del orden de unos cientos de Hz, lo que los hace
muy lentos comparados con la frecuencia de conmutación que tiene un interruptor como
el IGBT o MOSFET; los cuales pueden conmutar a frecuencias de decenas de kHz.
En aplicaciones industriales, el tiristor generalmente es el más utilizado para el
control de señales de corriente alterna. La desventaja de estos dispositivos es que generan
un alto contenido armónico hacia la línea de alimentación; desplazamiento del ángulo del
factor de potencia y, generación de subarmónicos que contaminan la red eléctrica.
En aplicaciones donde se requiere controlar tanto el encendido como el apagado de
forma sencilla y precisa; este tipo de interruptores dejan de ser una solución aceptable.
Una solución a esta problemática es mediante el arreglo discreto de interruptores
unidireccionales (IGBTs o MOSFETs) y diodos de potencia. También, para aplicaciones de
muy alta potencia también pueden utilizarse otro tipo de interruptores, como el GTO, para
1
1. Antecedentes
formar un interruptor que sea capaz de conducir corriente en los dos sentidos y bloquear
voltajes positivos y negativos; es decir, un Interruptor Bidireccional (BDS, BiDirectional
Switch).
Además, debido a la alta frecuencia de conmutación de los interruptores en las
aplicaciones de convertidores de CA-CA, el tiristor deja de ser un dispositivo viable. Esto
no representa ningún problema para un dispositivo semiconductor, ya que fácilmente
alcanzan frecuencias de varios kHz, manejando potencias del orden de kWs.
En la Figura 1.1, podemos ubicar a los dispositivos semiconductores existentes en
función de sus características de manejo de potencia y frecuencia. Podemos observar a los
dispositivos de alta potencia ubicados en las aplicaciones de baja frecuencia, tales como
el TRIAC, GTO, IEGT, ETO, MTO, etc. En el rango de frecuencias de 1 kHZ - 100
kHz tenemos a dispositivos como el IGBT, con capacidades de potencia menores que los
tiristores pero, con mayores frecuencias de operación [1]. Y en el rango de alta frecuencia
están las diferentes tecnologías de MOSFETs.
Actualmente, la tendencia en el desarrollo de los dispositivos de potencia es lograr
un incremento en la velocidad de conmutación, aúnado a un aumento en sus capacidades
de manejo de corriente y voltaje, tal como está sucediendo con el desarrollo de los nuevos
dispositivos a base de Carburo de Silicio (SiC) [2], [3].
1.1.
Problemática y conversión CA-CA
Un número creciente de aplicaciones de conversión de potencia requiere la transferencia bidireccional de energía entre la fuente de CA y la carga. Como ejemplos de estas
aplicaciones se pueden mencionar a molinos, bandas transportadoras y ascensores. Otras
importantes aplicaciones son las generadas por las fuentes de energía alternas como el
viento, la fotovoltaica y las celdas de combustible.
En este tipo de aplicaciones se puede conseguir un ahorro muy importante de energía
si se regresa parte de ella a la fuente de CA.
2
1.1. Problemática y conversión CA-CA
Aplicaciones
industriales
100M
10M
Potencia [VA]
1M
100k
GTO
IEGT
ETO
GCT
MTO
Control de
motores
PT IGBT
NPT IGBT
SPT IGBT
RB-IGBT
Fuentes de alimentación
Balastros electrónicos
Automoviles
10k
1k
TRIAC
Transistor
BJT
MOSFET
CoolMOS
SJ MOSFET
SiC
100
1k
10k
100k
1M
10M
Frecuencia [Hz]
Figura 1.1: Dispositivos semiconductores en función de la potencia y frecuencia.
Actualmente, los sistemas de conversión de CA-CA buscan: ser más compactos;
mejora de su eciencia, mediante el uso de mejores dispositivos; mejora de la interacción
con la red eléctrica, por medio de la mejora del factor de potencia. Y mediante el aumento
de la frecuencia de operación buscan reducir el tamaño, peso y costo del convertidor.
Además, es deseable en estos convertidores de CA que el voltaje de salida sea regulable;
también, que tanto el voltaje como la corriente obtenidos sean sinusoidales y sin distorsión.
En este tipo de aplicaciones en corriente alterna se requieren dispositivos que sean
capaces de soportar voltajes y corrientes bidireccionales. En una aplicación de este tipo
un IGBT o MOSFET, tiene la desventaja de no poder bloquear voltajes negativos.
En convertidores de CA-CA reportados en la literatura [4], [5], [6], [7], el proceso de
conversión de energía se realiza en varias etapas. Primero, una etapa para el recticado
de la señal sinusoidal; una segunda, para el bus de CD y, por último, la etapa de inversión
para proporcionar una señal modulada en frecuencia y amplitud.
De las diferentes topologías de estos convertidores, existen aquellos en los cuales
la etapa de recticación es a base de diodos y, aquellos en los cuales la recticación es
controlada mediante el uso de interruptores unidireccionales.
Alfonso Pérez Sánchez
3
1. Antecedentes
Si se sustituye un interruptor unidireccional por uno bidireccional en un convertidor
de CD-CD, se obtienen varias ventajas: primero, se elimina la etapa de recticación, lo
que lo hace más compacto; segundo, la etapa de ltrado se hace pequeña o en algunos
casos innecesaria, ya que la transferencia se hace de forma directa (Figura 1.2). Y como los
interruptores bidireccionales pueden conmutar a las mismas frecuencias que su contraparte
discreta, el tamaño y peso del convertidor resultan pequeños. Además, los métodos de
diseño que se aplican a los convertidores del tipo VSC (siglas en ingles de: Voltage Source
Converter) se siguen aplicando a los convertidores de CA-CA, lo que facilita el diseño ya
que son métodos que han sido reportados en diferentes trabajos [6], [5].
A diferencia de los convertidores de fuente de voltaje, en los cuales existen trayectorias de libre circulación para la corriente, en un arreglo de interruptor bidireccional esta
trayectoria no existe, por lo tanto, se debe proporcionar una trayectoria alterna para la
corriente, mediante el uso de alguna técnica de conmutación adecuada. Para esto, es necesario conocer el comportamiento del interruptor bidireccional al utilizar estas técnicas,
para conocer sus ventajas o desventajas y poder elegir, de esta manera, la más apropiada
en función del tipo de aplicación.
Rectificador
Bus de CD
Inversor
Fuente CA
Carga
en CA
Convertidor CA-CD-CA
Convertidor CA-CA
Filtro
pequeño
Vca
Ci
Carga
en CA
Interruptor bidireccional
Figura 1.2: Benecios del uso del interruptor bidireccional.
4
1.2. Tecnologías de interruptores
1.2.
Tecnologías de interruptores
El IGBT (siglas en ingles de: Insulated Gate Bipolar Transistor ) es un interruptor
que reúne las mejores características tanto del transistor bipolar como del MOSFET,
es decir: alta capacidad de manejo de corriente y baja caída de voltaje en conducción,
características propias del transistor bipolar; así como la facilidad de control para el
encendido y apagado con un bajo voltaje, gracias a la alta impedancia que presenta el
MOSFET en su compuerta.
Otra de las características del IGBT es que posee un área de operación segura (SOA,
Safe Operation Area) casi cuadrada. Su desventaja es que su operación es dependiente de
la temperatura y presenta una cola de corriente durante el apagado [8], [9].
Actualmente, se fabrican varios tipos de tecnologías de IGBTs: la estructura PT
(Punch Through) o IGBT con estructura no homogénea; la estructura NPT (Non Punch
Through) o IGBT con estructura homogénea y la más reciente; la estructura FS (Field
Stop) o SPT (Soft Punch Through).
A continuación se muestran los dispositivos de potencia más utilizados en el área de
electrónica de potencia y sus características principales:
• Tecnologías de IGBTs
a ) El PT IGBT genera bajas pérdidas por conducción y conmutación y, posee
una velocidad de conmutación alta. Como desventaja ja un voltaje alto de
colector-emisor durante la conducción [10].
b ) El NPT IGBT posee alta velocidad en el apagado, además de proporcionar un
bajo voltaje de encendido [10].
c ) Con el FS IGBT se reducen las pérdidas por conducción mediante la reducción
del VCE(sat) . Las pérdidas en el apagado son reducidas debido a la reducción
de la corriente de apagado [11], [12], [13].
Alfonso Pérez Sánchez
5
1. Antecedentes
• MOSFET. La desventaja de este dispositivo es que presenta una resistencia en su
canal de conducción n− , la cual se incrementa a medida que aumenta la capacidad
de bloqueo del MOSFET; esto limita su capacidad de conducción de corriente [14].
• CoolMOS. Este dispositivo está basado en la estructura del MOSFET. Presenta una
menor resistencia de encendido; incremento del voltaje de ruptura; mayor frecuencia
de operación; y reducción de pérdidas por conmutación [15], [3].
• GTO. Es un tiristor fabricado para manejar potencias muy grandes a frecuencias
no mayores a 500 Hz. Para su apagado requiere un pulso negativo de corriente en
su compuerta; en conducción ja un voltaje pequeño. Es sensible a cambios rápidos
de voltaje y corriente (dv/dt y di/dt ) por lo que requiere el uso de snubbers [16].
• IEGT. La estructura de este dispositivo es similar al GTO. Este interruptor puede
manejar voltajes del orden de 4.5 a 6.3 kV y corrientes superiores a 1.5 kA. Posee un
bajo voltaje de encendido, similar a un GTO; un excelente comportamiento durante
las conmutaciones. Es un dispositivo controlado por una compuerta MOS y un área
de operación segura similar a la de un IGBT [17].
• RB-IGBT. Este dispositivo tiene la capacidad de bloquear voltajes positivos y negativos en su estado de apagado. Como resultado se obtiene un dispositivo bidireccional en voltaje muy simplicado. La eliminación de los diodos reduce el voltaje de
encendido; dando como resultado una reducción de las pérdidas [18], [19].
1.3.
El interruptor bidireccional
Un interruptor bidireccional es un dispositivo que es capaz de conducir corriente
en ambos sentidos y bloquear voltajes tanto de polaridad positiva como negativa. El
único dispositivo que existe comercialmente con esas propiedades es el TRIAC, pero con
características no útiles en los convertidores de potencia, como su baja frecuencia de
operación y la dicultad para controlar el apagado.
Un interruptor bidireccional es un dispositivo que es capaz de operar en los cuatro
cuadrantes, tal como se describe a continuación:
6
1.3. El interruptor bidireccional
+I
+I
QA1
II
QA1
DA2
I
DA2
DA1
+I
+I
II
II
I
I
DA1
QA2
QA2
-V
+V
-V
+V
-V
+V
-V
+V
QA1
QA1
DA2
DA2
III
IV
III
-I
(a) Primer cuadrante
IV
DA1
-I
(b) Segundo cuadrante
IV
QA2
III
-I
-I
(c) Tercer cuadrante
DA1
QA2
(d) Cuarto cuadrante
Figura 1.3: Operación del interruptor bidireccional en los cuatro cuadrantes.
Primer cuadrante. El interruptor opera con una corriente y voltaje positivos.
Considerando el arreglo mostrado en la Figura 1.3(a), el interruptor que realiza la
conmutación es QA1 .
Segundo cuadrante. La operación del interruptor es con una corriente positiva y
un voltaje negativo. La corriente circula a través de QA1 , el voltaje es llevado a cero
por QA2 .
Tercer cuadrante. El interruptor conmuta con una corriente y voltaje negativos.
El interruptor que realiza la conmutación es QA2 .
Cuarto cuadrante. El voltaje es positivo y la corriente negativa. La corriente
circula por el interruptor QA2 , el voltaje es llevado a cero por QA1 .
En la Figura 1.3 se muestran los estados de operación del interruptor bidireccional
durante su transición por cada uno de los cuadrantes.
Para la implementación física de un interruptor bidireccional se utilizan asociaciones
de componentes discretos, tales como IGBTs, MOSFETs y diodos de potencia. También
se han utilizado otro tipo de tecnologías como el GTO, MCT y SIT, para obtener un
interruptor bidireccional [20].
Alfonso Pérez Sánchez
7
1. Antecedentes
1.3.1.
Características del interruptor bidireccional
Las características deseables de un interruptor bidireccional son:
• Capacidad de conducir corrientes bidireccionales y bloquear voltajes bipolares.
• Control de la dirección de la corriente de forma independiente.
• Capacidad de conducir corrientes grandes y bloquear voltajes elevados.
• Capacidad de operar a frecuencias altas.
• Operación en los cuatro cuadrantes.
Actualmente, no existe un dispositivo con todos esos requerimientos, aunque existen
disponibles comercialmente [21] dispositivos bidireccionales, pero aún poseen limitaciones
como la frecuencia de operación y los niveles de potencia manejados. También, existen
módulos de potencia comerciales de interruptores bidireccionales [22], pero diseñados para
convertidores de matriz [23].
1.4.
Problemática del interruptor bidireccional
El buen desempeño de los interruptores bidireccionales utilizados para aplicaciones
de conversión de CA-CA, depende de factores como:
• Capacitancias e inductancias parásitas. Relacionadas con el dispositivo y los componentes asociados.
• Características estáticas. Niveles de voltaje y de corriente máximos que el interruptor
puede soportar.
• Características dinámicas. Tiempos de apagado y encendido.
• Tipo de técnica de control.
Debido a esto, los interruptores bidireccionales presentan fenómenos transitorios
durante el encendido y apagado. Y dependiendo de la frecuencia de conmutación y de los
niveles de operación, estos transitorios afectan el desempeño del dispositivo de potencia.
8
1.5. Arreglos de interruptores bidireccionales
1.5.
Arreglos de interruptores bidireccionales
Una solución al problema de la conmutación en alta frecuencia y del control en el
apagado del tiristor, es mediante el arreglo o asociación de interruptores unidireccionales
y diodos de potencia.
El interruptor resultante es una asociación discreta de diodos de potencia, IGBTs,
MOSFETs o cualquier otro tipo de tecnología de interruptor. De todas las tecnologías
existentes, el IGBT es el dispositivo más utilizado para formar un interruptor bidireccional.
Las ventajas obtenidas con estos arreglos es que se tiene control sobre el encendido
y apagado del interruptor; una operación en altas frecuencias y un control de la dirección
de la corriente. Por otro lado, las desventajas con estos arreglos es que jan un voltaje
durante el encendido, tanto de los diodos como del propio interruptor. Además, presentan
efectos parásitos como el inductivo y capacitivo.
1.5.1.
Interruptor puente de diodos
En la literatura [24], existen reportados arreglos o celdas de interruptor-diodo ya
ampliamente estudiadas. La Figura 1.4(a) muestra a un interruptor IGBT incrustado en
el centro de un puente de diodos. La ventaja de este arreglo es que la corriente, en ambas
direcciones, es controlada por un único interruptor, por lo que únicamente es necesaria
una señal de control y un solo impulsor por cada celda.
Esta conguración es la que mayores pérdidas en conducción tiene, debido al encendido simultáneo de los diodos e interruptor.
1.5.2.
Interruptor en paralelo
El arreglo mostrado en la Figura 1.4(b) presenta mejores características que la anterior. Este tipo de interruptor es frecuentemente utilizado en aplicaciones monofásicas.
Alfonso Pérez Sánchez
9
1. Antecedentes
Las pérdidas durante la conducción son menores debido a que sólo tiene dos dispositivos en cada lazo. En este arreglo es posible controlar la dirección de la corriente.
La desventaja es que necesita dos fuentes aisladas eléctricamente para alimentar los
circuitos de control de cada uno de los interruptores, ya que los puntos de referencia,
ubicados en los emisores de los interruptores, están en puntos diferentes.
1.5.3.
Interruptor de emisor común
El interruptor bidireccional de emisor común (EC), consiste de dos diodos de potencia y dos IGBTs unidos por los emisores, tal como se muestra en la Figura 1.4(c). El diodo
en serie con el interruptor tiene la función de darle a la celda la capacidad de bloquear
voltajes negativos. En esta conguración se puede controlar la dirección de la corriente de
manera independiente.
Las pérdidas por conducción son reducidas ya que sólamente existen dos dispositivos (diodo e IGBT) conduciendo en cada rama. Cada celda del interruptor bidireccional
requiere sólo una fuente aislada para sus circuitos de control, debido a que tienen como
punto de referencia común los emisores de los dos IGBTs. Esta conguración es la más
utilizada en aplicaciones de Convertidores de Matriz [25].
1.5.4.
Interruptor de colector común
El interruptor bidireccional de colector común (CC) es mostrado en la Figura 1.4(d).
Las pérdidas en conducción son similares a la conguración de emisor común. Una ventaja
de esta conguración es que únicamente son necesarias seis fuentes aisladas para alimentar
las señales de control de cada IGBT, para una aplicación de un convertidor de matriz, a
diferencia del emisor común que requiere de nueve fuentes para la misma aplicación.
Ambas conguraciones, la de emisor y colector común, pueden ser utilizadas sin la
conexión central, pero, esta unión provee ciertos benecios durante las conmutaciones.
10
1.6. Elección del arreglo de interruptor
Q1
D1
Q1
Q2
D2
D2
D2
D2
Q1
D1
D3
D4
Q2
(a) Puente de diodos (b) Arreglo paralelo
D1
D1
Q2
(c) Emisor común
Q1
(d) Colector común
Figura 1.4: Arreglos de interruptores bidireccionales.
El principal benecio se obtiene en la conguración de emisor común, la conexión
central permite alimentar a los dos circuitos de control de cada celda con una sola fuente
aislada, además de proveerle estabilidad durante el encendido de la celda.
1.6.
Elección del arreglo de interruptor
El interruptor de emisor común es recomendado para potencias arriba de 15 kW;
mientras que el arreglo de colector común es recomendado para potencias menores a 15
kW [25]. Además, el arreglo de emisor común tiene otras características que lo hacen
interesante, tales como:
• Es utilizado en convertidores de Matriz, Flyback, Boost y Cúk.
• Existen disponibles módulos de potencia con esta conguración [22].
• Es una estructura utilizada en diferentes trabajos.
• Tienen buen desempeño para potencias elevadas.
• Las señales de control no necesitan aislamiento.
Por estas razones, el arreglo que se seleccionó como interruptor bidireccional fue el
de emisor común.
Alfonso Pérez Sánchez
11
1. Antecedentes
1.7.
Modos de conmutación de un interruptor
Existen dos tipos de conmutación que se pueden presentar en un interruptor de
potencia. En las siguientes secciones se describen los modos de conmutación a los que
puede ser sometido un interruptor [26], [27].
1.7.1.
Conmutación dura
La conmutación dura en un interruptor se presenta cuando existe el cambio simultáneo del voltaje y la corriente en el interruptor, durante la conmutación. Se presenta en
el encendido y en el apagado, y se caracteriza por altas pérdidas durante la conmutación
(Figuras 1.5(a), 1.5(b)).
1.7.2.
Conmutación suave
La conmutación suave en un interruptor se presenta cuando el voltaje o la corriente
son cero durante el inicio de la conmutación. Se puede presentar tanto en el encendido
como en el apagado del interruptor. Una conmutación suave se puede presentar de dos
formas:
a ) Conmutación a voltaje cero (ZVS) (Figura 1.5(c)).
b ) Conmutación a corriente cero (ZCS) (Figura 1.5(d)).
1.7.3.
Corto circuito
El cortocircuito se caracteriza por muy altas pérdidas, debido a la presencia simultánea del voltaje y la corriente lo que lleva al dispositivo al límite de su área de operación.
Según el momento en el cual se presenta, se distinguen dos tipos:
12
1.8. Caracterización de dispositivos de potencia
V CE
IC
IC
V CE
V CE
V CE
IC
V*I
(a) Encendido duro
V*I
(b) Apagado duro
IC
V*I
(c) Encendido ZVS
V*I
(d) Apagado ZCS
Figura 1.5: Diferentes modos de conmutación en un interruptor.
V CE
V CE
IC
V*I
(a) Encendido corto I
IC
IC
V*I
V*I
(b) Encendido corto II
V CE
(c) Apagado corto I y II
Figura 1.6: Cortocircuitos en un interruptor.
• Corto circuito tipo I.
• Corto circuito tipo II.
En la Figura 1.6 se muestran los diferentes modos de cortocircuito que se pueden
presentar en un interruptor.
1.8.
Caracterización de dispositivos de potencia
Un método de estudio para los Dispositivos Semiconductores Electrónicos de Potencia (DSEP), que garantiza una caracterización completa del dispositivo, consiste en dos
aspectos importantes [28]:
Alfonso Pérez Sánchez
13
1. Antecedentes
• Análisis experimental.
• Análisis en simulación.
La simulación nos permitirá conocer aquellos parámetros que no son accesibles de
manera directa en la caracterización experimental. Así también, nos permitirá conocer el
comportamiento del dispositivo ante variaciones de diferentes parámetros, como temperatura, voltaje y corriente.
1.8.1.
Caracterización experimental
Para poder realizar la caracterización de un dispositivo de potencia es necesario
diseñar circuitos de prueba que reproduzcan las condiciones de operación reales del convertidor. Estos circuitos de prueba deben ser lo más sencillos posible para reducir al
mínimo los efectos parásitos presentes en el circuito de pruebas. Todo esto, para obtener
unas mediciones que reejen de la forma más exacta las características de operación del
dispositivo. El circuito de pruebas debe tener las siguientes características:
• Número limitado de componentes activos y pasivos.
• Fuentes de alimentación aísladas.
• Independencia entre las variables controladas.
• Calidad en la reproducción de las condiciones de operación de la aplicación.
En todo proceso de caracterización, el trabajo consiste en medir los transitorios de
corriente (di/dt) y de voltaje (dv/dt) ; durante el encendido y apagado del interruptor,
bajo las siguientes condiciones:
a ) utilizando diferentes casos de conmutación,
b ) variando parámetros como el voltaje y la corriente,
c ) y con diferentes tecnologías de interruptores.
14
1.8. Caracterización de dispositivos de potencia
1.8.2.
Diseño de circuitos de prueba
Para realizar la selección adecuada del circuito de pruebas, dependerá de la delidad
con la que se quiera reproducir las condiciones de operación de una aplicación especíca
[28], [27]. De tal forma, que se tenga cierta independencia en el control de parámetros
como el número de componentes del circuito y de la potencia demandada.
En el diseño del banco de pruebas se tienen que considerar aspectos como:
• El método de prueba a utilizar.
• El modo de funcionamiento del circuito.
• El tipo de control para el interruptor.
a ) Método de prueba a utilizar
El proceso de conmutación de un interruptor puede ser estudiado, ya sea en la aplicación directa o en un circuito especíco desarrollado para reproducir las condiciones
de operación de la aplicación. Estos circuitos pueden ser:
• Circuitos de aplicación en convertidores.
• Circuitos para caracterización especial.
b ) Modo de funcionamiento del circuito
Sin importar el método de prueba seleccionado, el circuito de pruebas puede funcionar en dos modos:
• Modo repetitivo.
• Modo impulsional.
c ) Tipo de control para el interruptor
Existen dos formas para realizar el control de los elementos auxiliares que componen
el circuito de pruebas, así como la secuencia de disparo de los dispositivos:
• Control automático.
• Control con tiempo preestablecido.
Alfonso Pérez Sánchez
15
1. Antecedentes
1.9.
Justicación de la tesis
En el cenidet se han desarrollado trabajos [26], [27], [28], [29] sobre caracterización
de DSEPs, tanto de IGBTs como MOSFETs, utilizando para ello circuitos de pruebas en
los cuales la corriente y voltaje son unidireccionales. Estas pruebas se han desarrollado
utilizando circuitos de pruebas ya existentes. Los trabajos realizados hasta el momento
han sido variados y siempre enfocados hacia los convertidores del tipo DC-DC.
En este trabajo de tesis se busca desarrollar un circuito de pruebas que permita
la caracterización de un interruptor bidireccional en el contexto de las aplicaciones de
CA-CA.
En los últimos años ha crecido el interés en los sistemas de conversión directos de
CA-CA, debido a la gran variedad de aplicaciones que han surgido alrededor de él, como:
fuentes eólicas, convertidores de matriz, control de motores de CA y reguladores de CA.
En la literatura existen reportados una gran variedad de trabajos sobre estudios del
interruptor bidireccional, en los cuales se han tratado aspectos como: los diferentes tipos
de conmutación [30], [31] que suelen presentarse en los interruptores bidireccionales; las
técnicas que suelen utilizarse en el control [20] de este tipo de interruptores; análisis de
pérdidas [32], [33] y estudios de tecnologías de interruptores [23], [24], [25], tanto para
módulos de potencia como para IGBTS discretos.
Todos estos trabajos, ha sido realizados estudiando al interruptor bidireccional en
condiciones de CA. Pero, hasta ahora no existe un trabajo en el cual se realice un estudio
del interruptor en condiciones estáticas, es decir, desarrollando el proceso de conmutación
en niveles de corriente y voltaje jos. Estos no se han realizado debido que es un poco
difícil variar la corriente en un convertidor de CA-CA, ya que ésta depende del tipo de
carga y, únicamente se consigue variar la corriente cambiando el valor resistivo de la carga;
esto implica hacer cambios físicos al circuito de pruebas.
16
1.10. Objetivos y alcances
Existen también trabajos reportados en los cuales se realiza un estudio del interruptor bidireccional aplicando diferentes técnicas de conmutación o modicaciones de las
ya existentes [34], en los cuales se muestra el análisis y comportamiento del interruptor
bidireccional con estas técnicas.
Es por esta razón que en este trabajo de tesis se desarrolla un circuito de pruebas
para estudiar al interruptor bidireccional. El circuito tiene la posibilidad de conmutar
al interruptor bidireccional bajo condiciones estáticas de voltaje y corriente; así como la
posibilidad de conmutar al interruptor en condiciones dinámicas. Para conseguir esto, se
proponen dos circuitos de pruebas que permiten variar tanto el voltaje como la corriente
de carga. Así también, el circuito tiene la posibilidad de aplicar voltajes y corrientes
negativos a los interruptores, esto para aprovechar las características de bidireccionalidad
del interruptor.
Así mismo, se propone estudiar las características de dos técnicas de conmutación,
reportadas en la literatura, aplicadas a los interruptores bidireccionales, estas son la secuencia de dos pasos y la secuencia de cuatro pasos. Para ello se utilizará el circuito de
pruebas propuesto para: primero probar la funcionalidad del circuito de pruebas propuesto
y, segundo, conocer las ventajas y desventajas de cada método.
1.10.
Objetivos y alcances
1. Objetivo general
• Desarrollar un circuito de pruebas para la caracterización del interruptor bidireccional, durante el proceso de conmutación, en el contexto de los convertidores
de potencia de CA-CA.
2. Objetivos particulares
• Estudio de las aplicaciones de los convertidores de CA-CA y de los interruptores
bidireccionales.
• Estudio de las características de operación de los convertidores de CA-CA.
• Diseño e implementación de un circuito de pruebas para la caracterización del
Alfonso Pérez Sánchez
17
1. Antecedentes
interruptor bidireccional.
• Selección del tipo de arreglo del interruptor bidireccional.
• Desarrollo de pruebas experimentales con el circuito propuesto.
• Estudio experimental de las técnicas de conmutación de dos y cuatro pasos.
• Análisis de los resultados experimentales obtenidos.
Alcances
• Desarrollo de un circuito de pruebas para ser utilizado como parte de las practicas
de dispositivos semiconductores.
• El tipo de arreglo que se seleccionará es la de emisor común.
• Las características del interruptor utilizado para construir al interruptor bidireccional son: IGBT de 600 V y 27 A, de tecnología NPT.
• Las pruebas experimentales se desarrollan utilizando las técnicas de conmutación de
dos y cuatro pasos, variando los voltajes en las dos celdas y, manteniendo el valor
de la corriente de prueba constante.
• Los resultados de las pruebas realizadas se analizan y se muestran en grácas, donde
primero se muestra el correcto funcionamiento del circuito y, segundo, las ventajas
de cada una de las técnicas de conmutación estudiadas.
1.11.
Organización del documento
Este trabajo de tesis está dividido en cinco Capítulos y dos Apéndices, en los cuales
se muestran los antecedentes, conceptos sobre convertidores en CA, desarrollo del circuito
de pruebas, desarrollo de la parte experimental y las conclusiones del trabajo de tesis.
En el Capítulo 2 se mencionan las características de operación de los convertidores
de CA-CA; así como, las técnicas de conmutación aplicadas a los convertidores de CA-CA.
En el Capítulo 3 se desarrolla el diseño del circuito de pruebas; así también, se
hace un estudio de los parámetros que inuyen en el desempeño del circuito impulsor.
18
1.11. Organización del documento
En el Capítulo 4 se especican las condiciones para las pruebas experimentales
y, se realiza la comprobación experimental del funcionamiento del circuito de pruebas;
aplicando las técnicas de conmutación estudiadas.
En el Capítulo 5 se resumen las conclusiones a las cuales se llegaron después de
desarrollar el presente trabajo así como los trabajos futuros.
Finalmente, en el Apéndice A se muestran los diagramas eléctricos de los circuitos utilizados. En el Apéndice B se muestran las grácas más representativas de los
resultados experimentales obtenidos.
Alfonso Pérez Sánchez
19
Capítulo
2
Características de las aplicaciones en CA-CA
E
n este capítulo se hace una revisión de las características de operación de los convertidores de CA-CA. También, se hace una revisión del estado del arte sobre los
trabajos reportados sobre el tema [7].
La conversión de la energía es uno de los procesos fundamentales en muchos circuitos
electrónicos de potencia y dependiendo de las necesidades de la carga, los circuitos convertidores de potencia pueden funcionar como convertidores CA-CA, CA-CD, CD-CD o
CD-CA. En estos convertidores, los dispositivos semiconductores de potencia, tales como:
diodos, tiristores, GTOs y de manera más reciente los módulos de potencia de IGBTs,
han sido utilizados como interruptores de potencia.
Antes del surgimiento de los convertidores de CA-CA, los cicloconvertidores a base
de tiristores eran los favoritos para este tipo de aplicaciones; de hecho, los arreglos a base
de tiristores eran conocidos como convertidores de matriz. En estos cicloconvertidores,
los TRIACs conmutados de forma natural habían sido utilizados para aplicaciones de
potencias medianas. Mientras que los tiristores en arreglos back-to-back eran usados para
potencias altas.
El comportamiento de tales convertidores, particularmente en la calidad de las formas onda del voltaje y la corriente de salida, había sido limitado por la desventaja del
control en el apagado de los tiristores.
21
2. Características de las aplicaciones en CA-CA
Convertidores de
CA-CA
Unidireccionales
Buck
BuckBoost
Boost
Bidireccionales
Cúk
Sepic
Buck
Boost
BuckBoost
Cúk
Sepic
Figura 2.1: Clasicación de los convertidores de CA-CA.
Actualmente, un interruptor bidireccional puede ser fácilmente construido utilizando
IGBTs y diodos de conmutación rápida, el IGBT puede ser, por ejemplo, en forma discreta
o en forma de módulo de potencia, dependiendo esta elección del nivel de potencia que la
aplicación requiere.
El atractivo principal de los convertidores de CA-CA es la capacidad de hacer la
conversión de energía sin la necesidad, en algunos casos, de una etapa intermedia de
ltrado. El comportamiento en cuanto a eciencia de este tipo de convertidores depende
fuertemente del desempeño de la tecnología del interruptor bidireccional.
2.1.
Aplicaciones de los convertidores CA-CA
Las estructuras de convertidores de CA-CA conocidas se derivan de los arreglos
de convertidores de CD-CD tradicionales, de hecho para todos los convertidores de CDCD existe una conguración de CA-CA. Estos convertidores existen tanto para circuitos
monofásicos como para trifásicos [35]. En la Figura 2.1 se puede apreciar una clasicación
de los convertidores de CA-CA.
2.1.1.
Convertidor Cúk
El convertidor Cúk CA-CA de la Figura 2.2 tiene diferentes modos de operación,
dependiendo del tipo de carga que esté alimentando. Esta carga puede ser de tipo resistiva
22
2.1. Aplicaciones de los convertidores CA-CA
o inductiva. El tipo de carga que alimenta el convertidor determina si el ujo de corriente
entre la carga y la fuente de CA es unidireccional o bidireccional. En [36] se da un análisis
detallado de los diferentes modos de conmutación que se presentan en el convertidor Cúk.
Cuando el convertidor está alimentando una carga inductiva, existe un ujo bidireccional de la corriente entre la carga y la fuente de CA, a través de los interruptores
bidireccionales. En este modo de operación, durante algunas porciones del ciclo de línea,
el convertidor retorna parte de la energía, almacenada en la carga y en los inductores,
hacia la fuente de CA.
L1
Lo
C1
+ Vs
+ Vo
D2
D1
D4
D3
Co
Carga
Q2
Q1
Q4
Q3
Figura 2.2: Convertidor Cúk CA-CA.
2.1.2.
Convertidor Flyback
El convencional convertidor Flyback CD-CD es transformado en un convertidor CACA, reemplazando el interruptor de entrada y el diodo de salida por un interruptor bidireccional. El convertidor Flyback consiste de dos interruptores bidireccionales conectados
uno en serie con el voltaje de entrada y el otro en serie con el voltaje de salida. De esta
manera, la fuente de CD se puede sustituir por una fuente de CA. El voltaje de salida
queda aislado de la fuente de entrada por un transformador de tamaño reducido, operando
en alta frecuencia.
La Figura 2.3 muestra la conguración del convertidor Flyback CA-CA. Este convertidor permite una excelente regulación del voltaje de CA. El uso de interruptores
conmutando en altas frecuencias (12 kHz) provee una reducción importante del contenido
armónico, tanto de la corriente de entrada como del voltaje de salida.
Alfonso Pérez Sánchez
23
2. Características de las aplicaciones en CA-CA
La característica más importante del convertidor Flyback al utilizar interruptores
bidireccionales es la reducción del tamaño y peso del convertidor. Así también, debido a
la operación en alta frecuencia, la forma de onda de la corriente de línea es una sinusoidal
con un bajo nivel de distorsión. Esto permite tener un factor de potencia elevado y reduce
el tamaño del ltro LC de entrada y del capacitor de salida [6], [5].
+ Vs
+ Vo
I carga
Interruptor
bidireccional 1
Interruptor
bidireccional 2
Np
Co
Carga
Ns
Figura 2.3: Convertidor Flyback CA-CA.
2.1.3.
Convertidor de Matriz
Un Convertidor de Matriz (CM) es un convertidor de una sola etapa, el cual tiene
como punto neuronal, un arreglo de interruptores bidireccionales conectados directamente
a una fuente de corriente alterna. El convertidor de matriz mostrado en la Figura 2.4, tiene
un arreglo de interruptores de 3 x 3, de ahí el nombre de convertidor de matriz. Este tipo
de convertidor tiene un gran interés práctico debido a que permite conectar directamente
la fuente de CA con la carga, sin etapas de conversión intermedias.
Dado que los convertidores de matriz, normalmente se utilizan para regular fuentes
trifásicas y, debido a los niveles de voltaje y corriente que manejan, la estrategia de control
debe evitar que algún interruptor ponga en cortocircuito algunas de las fases de entrada.
Por otro lado, como las cargas son generalmente de tipo inductivo se debe evitar que se
presente un circuito abierto con la carga, ya que si a una carga inductiva se le interrumpe
abruptamente el ujo de la corriente, la energía almacenada en la bobina se libera de
manera abrupta, provocando grandes picos de voltaje que pueden destruir al interruptor.
24
2.2. Técnicas de conmutación en CA-CA
VA
LfA
Matriz de 3 x 3
C f AB
VB
LfB
Q UA
Q VA
Q WA
Q UB
Q VB
Q WB
Q VC
Q WC
N
C f BC C fAC
VC
LfC
U
V
W
M
Figura 2.4: Convertidor de Matriz.
2.2.
Técnicas de conmutación en CA-CA
En un convertidor del tipo fuente de voltaje existen trayectorias de libre circulación para la corriente de carga cuando el interruptor es apagado, estas trayectorias son
proporcionadas por los diodos en antiparalelo con el IGBT o MOSFET de potencia. En
estas topologías no importa el tipo de técnica de conmutación aplicada a los interruptores
debido que la corriente siempre encuentra un camino para uir gracias a las trayectorias
existentes. En estos convertidores los interruptores permanecen en estado apagado durante cortos lapsos de tiempo, en estos intervalos la corriente de carga circula por los diodos
de libre circulación, protegiendo al dispositivo de transitorios de corriente.
En un arreglo de interruptor bidireccional estos lazos de libre circulación no existen
y, por lo tanto, se debe de proporcionar una trayectoria para la circulación de la corriente
mediante una secuencia de encendido adecuada de los interruptores, para ello se disponen de técnicas ya reportadas y estudiadas en la literatura. Debido a esto, es necesario
conocer el proceso de conmutación del interruptor bidireccional al utilizar estas técnicas de conmutación para, de esta forma, poder realizar una conmutación segura de los
interruptores.
Alfonso Pérez Sánchez
25
2. Características de las aplicaciones en CA-CA
Existen dos técnicas de conmutación para el control de los interruptores bidireccionales en convertidores de CA-CA. La primera es llamada conmutación de dos pasos,
debido a que toda la secuencia de conmutación se realiza con únicamente dos señales
de control, una para cada celda. La segunda es conocida como conmutación de cuatro
pasos, ésta última es la más utilizada en convertidores de CA-CA, ya sean convertidores
monofásicos, trifásicos o matriciales.
2.3.
Conmutación de dos pasos
Es un método simple y de fácil implementación ya que sólo se requiere un impulsor
por cada celda, debido a que los interruptores reciben la misma señal de control proporcionada por el impulsor [37].
Para una mejor comprensión del desarrollo de la secuencia, se utilizará la Figura
2.5(a). En ella se muestra a un circuito convertidor, en el cual se observan a los interruptores de las dos celdas. En el Capítulo 3 se detalla la forma en la cual se llegó a este
esquema.
2.3.1.
Conmutación con traslape de tiempo
La secuencia para una conmutación con traslape de tiempo se muestra en la Figura
2.5(b). Esta es una conmutación dura en el encendido y el apagado de los interruptores
que componen a las celdas.
La desventaja principal de este método de conmutación es que al haber un tiempo
de traslape (ttras ) durante el cual los interruptores de las dos celdas están encendidos, se
presenta un cortocircuito entre las dos fuentes, provocando que la corriente aumente de
forma descontrolada a través del interruptor. La celda que bloquea el mayor voltaje, es la
que soporta el mayor esfuerzo de corriente. Esta corriente de cortocircuito únicamente es
limitada por la resistencia e inductancia parásita del circuito de pruebas.
26
2.3. Conmutación de dos pasos
V GE
(QA1, QA2)
Q A1
VA
Traslape de las celdas
Corriente de
cortocircuito
D A1
VB
IQA1
V CE(QA1)
VA - V B
D A2
Q A2
0
V GE
(QB1, QB2)
Celda A
Q B1
VB
I QB1
V CE(QB1)
D B1
0
0
D B2
Q B2
IQB2
Celda B
I carga
0
t0
(a) Circuito de pruebas
t1
t2
t3
t4
(b) Conmutación con traslape
Figura 2.5: Conmutación de dos pasos con traslape de tiempo.
Para analizar el funcionamiento del circuito, supongamos las siguientes condiciones
de operación: voltaje en VA > VB ; corriente de carga positiva, y una conmutación de la
celda A hacia la celda B (Figura 2.5(a)).
Desarrollo de la secuencia
• Encendido de la celda A (t0 ). En estas condiciones la corriente de carga únicamente
puede uir a través de los interruptores QA1 y QB1 . Cuando el interruptor QA1 es
encendido, el mayor voltaje en VA polariza en inversa al diodo DB1 evitando que
entre en conducción. El voltaje que bloquea el diodo DB1 es la diferencia de voltajes
de las fuentes (VDB1 = VA - VB ), esto provoca que el voltaje a través del interruptor
QB1 sea de 0 V.
• Encendido de la celda B (t1 ). Cuando el interruptor QB2 es encendido, en ese momento se produce el corto circuito de las fuentes VA y VB . La trayectoria de la corriente
es a través de QA1 y QB2 , esta corriente aumenta de forma lineal hasta que QA1 es
apagado. En ese momento el interruptor QA1 bloquea el voltaje de cortocircuito y
se estabiliza en el valor de VDB1 .
Alfonso Pérez Sánchez
27
2. Características de las aplicaciones en CA-CA
• Conmutación forzada de la corriente (t2 ). La corriente empieza a circular a través de
QB1 . El voltaje de bloqueo que el interruptor QA1 experimenta durante esta etapa
está determinado por la magnitud de la corriente de cortocircuito. Debido a esta
gran cantidad de corriente, el interruptor QA1 experimenta una fuerte recuperación
inversa durante su etapa de apagado, es por esto que se presenta un pico de corriente
durante el inicio de la conducción de QB1 .
• Estabilización de la corriente de carga (t3 ). La corriente de carga uye ahora a través
de la celda B. El transitorio de voltaje en QA1 se estabiliza en el valor de VDB1 . El
interruptor QA1 empieza a bloquear el nivel de VA , sólo hasta que el interruptor QB1
es apagado.
La ventaja de realizar una conmutación de esta forma, es que las señales de control
son simples, ya que únicamente es necesario un solo impulsor, para controlar el encendido
y apagado de los interruptores de cada celda. En una conmutación de este tipo, la carga
nunca queda en circuito abierto, siempre existe una trayectoria para la corriente.
La desventaja, es que los dos interruptores siempre van a estar sometidos a grandes
esfuerzos de corriente y voltaje debido a los constantes cortocircuitos de las fuentes, lo que
se traduce en una reducción de su vida útil y un nivel de conabilidad bajo del dispositivo.
Una forma de reducir la magnitud del transitorio de corriente durante el traslape
de las celdas es tratar que este tiempo sea lo más pequeño posible. Esto sería posible si
los interruptores fueran ideales, pero en la realidad no es así, sino que tienen retardos
durante el encendido y el apagado, lo que provocaría que se presentara un cortocircuito
entre las fuentes, cuya duración dependerá del tipo de tecnología del interruptor y de sus
velocidades de conmutación.
2.3.2.
Conmutación sin traslape de tiempo
En la Figura 2.6(b) se muestra las formas de onda de una conmutación sin traslape.
La desventaja de este método es que al haber un tiempo muerto (tmuerto ) durante el cual
los interruptores de las dos celdas están apagados, se presenta un circuito abierto entre
28
2.3. Conmutación de dos pasos
Tiempo muerto
V GE
(QA1, QA2)
Sobrevoltaje
VL
Q A1
VA
D A1
I QA1
V CE(QA1)
0
V GE
D A2
Q A2
(QB1, QB2)
Sobrevoltaje
Celda A
V QB1
Q B1
VB
I QB1
D B1
VL
0
0
0
D B2
Q B2
Celda B
I carga
-
V DB1
V QB2
=
t0
(a) Circuito de pruebas
t1
t2
t3
(b) Conmutación sin traslape
Figura 2.6: Conmutación de dos pasos sin traslape de tiempo.
las fuentes y la carga. Esto tiene serios inconvenientes si la carga es del tipo inductivo; al
interrumpirse el ujo de corriente provoca que el voltaje visto por la carga y el interruptor
se incremente de forma descontrolada, a valores del orden de kV. En una situación de este
tipo, los interruptores de ambas celdas son sometidos a grandes esfuerzos de voltaje y, si
esta magnitud sobrepasa el valor máximo el dispositivo puede destruirse.
El encendido y apagado de los interruptores de cada una de las celdas es con una
sola señal de control y, también, la necesidad de un solo impulsor por celda.
Tanto la conmutación con traslape de tiempo como la conmutación sin traslape, no
son utilizadas en convertidores de CA-CA trifásicos, aunque en convertidores monofásicos
si es factible su uso sobre todo con cargas no inductivas.
Para analizar el funcionamiento del circuito, se consideran condiciones similares a la
conmutación con traslape de tiempo: voltaje en VA > VB , una corriente de carga positiva
y, una conmutación de la celda A hacia la celda B (Figura 2.6(a)).
Alfonso Pérez Sánchez
29
2. Características de las aplicaciones en CA-CA
Desarrollo de la secuencia
• Encendido de la celda A (t0 ). La corriente de carga sólo puede uir a través del
interruptor QA1 y QB1 . Cuando el interruptor QA1 es encendido, el voltaje en VA
polariza inversamente a DB1 , evitando que entre en conducción. El diodo DB1 bloquea la diferencia de voltajes de las fuentes (VDB1 = VA - VB ). El voltaje a través
del interruptor QB1 es de 0 V.
• Tiempo muerto entre celdas. Cuando el interruptor QA1 es apagado (t1 ), en ese
momento se produce el circuito abierto entre la fuente y la carga, provocando el
sobrevoltaje en ambos interruptores. Este estado perdura hasta que el interruptor
QB1 es encendido (t2 ). En esta etapa, tanto QA1 como QB1 son sometidos a un valor
excesivo de voltaje. El voltaje que los interruptores experimentan durante esta etapa
está determinado por la magnitud de la inductancia de la carga, principalmente.
• Encendido de la celda B (t2 ). La corriente empieza a uir en QB1 y se estabiliza en
el valor de Icarga . El transitorio de voltaje en el interruptor se hace cero.
• Apagado de la celda B (t3 ). El apagado de QB1 es en conmutación dura.
En los puntos mencionados, se consideró una corriente positiva, voltajes positivos y
una conmutación de la celda A hacia la celda B. Aunque, la conmutación es posible en
cualquier sentido con voltajes y corrientes, tanto positivos como negativos.
2.4.
Método modicado de dos pasos
Este método es una variante de una conmutación de dos pasos para convertidores
trifásicos, el cual se basa en el conocimiento de la magnitud del voltaje en las fases de
entrada. Las características de este método son [34]:
• Permite realizar una conmutación segura entre celdas.
• Las pérdidas por conmutación son similares a una conmutación de cuatro pasos.
• La secuencia es fácil de implementar en un microcontrolador.
30
2.4. Método modicado de dos pasos
Como el método se basa en los voltajes de conmutación, se requiere conocer los
estados de los niveles de tensión en VA y VB , de tal forma, que la diferencia de voltaje
sea positiva para poder aplicar la secuencia adecuada. En este caso, como se trata de
un banco de capacitores, no representa ningún problema controlar los valores de las dos
fuentes.
Secuencia de conmutación para VA > VB
La Figura 2.7(b) muestra la secuencia de conmutación para una conmutación de la
celda A a la celda B. El desarrollo de la secuencia para VA > VB y una corriente positiva,
se desarrolla de la siguiente manera:
1. En t0 , son encendidos los interruptores QA1 , QA2 y QB1 . El interruptor QA1 tiene
un encendido duro. El interruptor QA2 es encendido para darle la característica
bidireccional a la celda A. QB1 no conduce corriente porque el voltaje VA polariza
inversamente a DB1 . Este diodo bloquea el voltaje VA - VB , provocando que el voltaje
en el interruptor QB1 sea 0 V.
2. En t1 el interruptor QA1 es apagado, el diodo DB1 deja de estar polarizado inversamente, permitiendo a QB1 conducir la corriente de carga. En este instante la
corriente (Icarga ) es forzada a uir a través de QB1 . Cuando la corriente empieza a
circular a través de QB1 lo hace a 0 V.
3. En t2 es encendido el interruptor QB2 , sólo para darle la característica bidireccional
a la celda.
4. En t3 el interruptor QB1 es apagado. En este momento, el interruptor QA1 pasa del
nivel de VA - VB , al valor de VA . En t4 los interruptores QA2 y QB2 son apagados,
dando por terminada la secuencia de conmutación.
Secuencia de conmutación para VB > VA
La secuencia mostrada en la Figura 2.7(b) no se puede utilizar si los valores de las
fuentes de voltaje cambian, ya que si se aplica un voltaje con la condición VA < VB ,
el nivel en VB hace que el interruptor QB1 entre en conducción, cerrandose el lazo de
corriente a través de QA2 , el cual está encendido. Esta condición hace que las fuentes VA
Alfonso Pérez Sánchez
31
2. Características de las aplicaciones en CA-CA
V GE(QA1)
I QA1
V CE(QA1)
VB
VA - V B
0
V GE(QA2)
Q A1
VA
V CE(QA2) =
- V DA2
VB
Q A2
IQB1
V CE(QB1)
Celda A
Q B1
=0
V GE(QB1)
D A2
VB
IQA2
0
0
D A1
0
0
D B1
- V DB1
0
V GE(QB2)
D B2
Q B2
V CE(QB2)
Celda B
I carga
IQB2 = 0
0
(a) Circuito de pruebas
t0
t1
t2
t3
t4
(b) Secuencia de conmutación
Figura 2.7: Conmutación modicada de dos pasos, VA > VB .
y VB entren en cortocircuito, provocando que la corriente aumente de forma muy rápida
en los interruptores QA2 y QB1 , llevándolos a su destrucción.
En consecuencia, en base al conocimiento de los niveles de voltaje en las fuentes, si se
presenta la condición VA < VB , la secuencia se debe cambiar para evitar un cortocircuito.
La secuencia se muestra en la Figura 2.8(b), ahora la conmutación es de la celda B a la
celda A, con VB > VA .
1. En t0 se encienden los interruptores QB1 , QB2 y QA1 . El interruptor que entra en
conducción es QB1 . El interruptor QA1 no conduce, porque VB está polarizando
inversamente a DA1 . El interruptor QB2 es encendido para darle la característica
bidireccional a la celda B.
2. En t1 inicia el apagado de QB1 , esto forza a la corriente de carga a uir a través de
QA1 . El inicio de la conducción en QA1 es suave.
3. Después de un tiempo (t2 ) se enciende QA2 para que la celda A tenga la característica
32
2.5. Conmutación de cuatro pasos
V GE(QA1)
IQA1
V CE(QA1)
0
0
Q A1
VA
- V DA1
D A1
V GE(QA2)
V CE(QA2)
IQA2 = 0
D A2
Q A2
Celda A
Q B1
VB
0
V GE(QB1)
V CE(QB1)
I QB1
D B1
VB - V A
0
V GE(QB2)
0
V CE(QB2) = I QB2 = 0
D B2
0
0
Q B2
Celda B
I carga
- V DB2
VB
0
(a) Circuito de pruebas
t0
t1
t2
t3
t4
(b) Secuencia de conmutación
Figura 2.8: Conmutación modicada de dos pasos, VB > VA .
de un interruptor de cuatro cuadrantes. Por último, se apagan los interruptores QB2
y QA2 , nalizando la secuencia.
Por simplicidad se enciende de manera simultánea QB1 y QA1 , pero no hay diferencia
si QA1 es encendido después de QB1 , de hecho puede hacerse en cualquier momento en el
intervalo en el cual QB1 está encendido, sólo para garantizar que el voltaje en sus extremos
sea cero y de esta forma tener un encendido suave. No debe encenderse después de que
QB1 se haya apagado porque se presentaría un encendido duro, ya que el diodo DA1 no
estará polarizado inversamente.
2.5.
Conmutación de cuatro pasos
Esta estrategia permite controlar a los interruptores de tal forma que la corriente
puede uir libremente en ambas direcciones a través de la celda. Se considera el ujo de
Alfonso Pérez Sánchez
33
2. Características de las aplicaciones en CA-CA
corriente positivo, si ésta uye de la celda hacia la carga y negativa si uye de la carga
hacia la celda. La señales de control se muestran en la Figura 2.9.
Para el desarrollo de la secuencia, se considera que inicialmente los interruptores de
la celda A están encendidos y conduciendo. Al terminar la secuencia de conmutación, los
interruptores que estarán encendidos serán los de la celda B.
Sec. cuatro pasos
V GE(QA1)
V GE(QA1)
V CE(QA1)
IQA1
V A- V B
VB
0
V GE(QA2)
V CE(QA1)
I QA1 = 0
0
V CE(QA2)
=IQA2 = 0
0
V GE(QB1)
V GE(QA2)
V CE(QA2)
V CE(QB1)
IQA2
0
0
IQB1
0
0
- V DA2
V GE(QB1)
- V DB1
V GE(QB2)
V CE(QB2)
0
V CE(QB1) = IC(QB1) = 0
0
V GE(QB2)
V CE(QB2)
IQB2
VA
IQB2 = 0
t0
t1 t2 t3 t4
(a) Corriente positiva
t5
0
t0
t1 t2 t3 t4
t5
(b) Corriente negativa
Figura 2.9: Secuencia de conmutación de cuatro pasos.
Considerando una corriente de carga positiva y una conmutación de la celda A hacia
la celda B, con VA > VB , la secuencia de cuatro pasos se desarrolla de la siguiente manera
(Figura 2.10):
Paso 1. Apagado del interruptor que no está conduciendo (QA2 ). La corriente únicamente puede uir en la dirección positiva a través de la celda.
Paso 2. Encendido del interruptor que está en condición de conducir (QB1 ). El
ujo de la corriente es en la misma dirección. No existen trayectorias de retorno
para corrientes negativas. En casos donde existe una conmutación natural entre el
34
2.5. Conmutación de cuatro pasos
interruptor de la celda A y la celda B, inicia en este paso.
Paso 3. Apagado del interruptor que está conduciendo (QA1 ). En este momento, la
corriente es forzada a pasar del interruptor que está apagándose (QA1 ) al interruptor
que está en condición de conducir (QB1 ).
Paso 4. Encendido del interruptor que no está en posibilidad de conducir (QB2 ).
Este es un paso pasivo, con el único propósito de establecer las características de un
interruptor de cuatro cuadrantes.
Q A1 on
Q A1 on
D A1
VA
D A2
on Q A2
D A2
Q B1 off
D B1
I carga
off Q A2
Q B1 on
D B1
VB
D B2
D A1
VA
D A2
Q B1 off
VB
Q A1 on
D A1
VA
I carga
D B1
VB
D B2
off Q B2
off Q B2
(b) Paso 1
Q A1 off
D A2
off Q A2
D B1
VB
D A1
VA
D A2
Q B1 on
(c) Paso 2
Q A1 off
D A1
VA
Icarga
D B2
off Q B2
(a) Estado inicial
off Q A2
Q B1 on
I carga
D B1
VB
D B2
off Q A2
I carga
D B2
off Q B2
(d) Paso 3
on Q B2
(e) Paso 4
Figura 2.10: Secuencia de conmutación para una corriente positiva.
La duración de los estados de conmutación pasiva (paso 1 y paso 4) no es crítica;
debido que de los dos interruptores de la celda que están conmutando, sólo uno de ellos
conduce corriente, el otro está en un estado pasivo; por lo tanto, puede cambiar de estado mucho más rápido y sin ningún tipo de pérdidas. La duración de la conmutación
activa (paso 2 o paso 3) es crítica y está en función de las características eléctricas de los
dispositivos utilizados en el arreglo de la celda [37].
Alfonso Pérez Sánchez
35
2. Características de las aplicaciones en CA-CA
En una conmutación de cuatro pasos, no importa el sentido de la conmutación, es
decir; se puede ir de la celda A a la celda B y viceversa, sin importar el nivel de voltaje de
las fuentes VA y VB . Ya que esta técnica se basa en la medición del sentido de la corriente
y no en el valor de los voltajes de las fases. De hecho, si la corriente de carga siempre es
positiva, la secuencia de conmutación siempre inicia en el interruptor QA1 , sin importar
la relación de magnitudes de VA y VB .
2.5.1.
Conmutación forzada
A partir del circuito de la Figura 2.6(a), se dará un ejemplo de cómo se realiza una
conmutación forzada entre las dos celdas de interruptores bidireccionales.
Considerando una conmutación de la celda A hacia la celda B; una corriente de
carga positiva y con VA > VB .
Antes de iniciar la secuencia de la conmutación, los dos interruptores de la celda A
están encendidos. La corriente uye, en el sentido positivo, a través del interruptor QA1 .
En un primer paso, el interruptor QA2 es apagado. En el segundo paso, el interruptor QB1
es encendido. Como VA > VB , esto hace que el diodo DB1 se polarice inversamente, en
sus extremos se aplica un voltaje positivo el cual es la diferencia de VA - VB , impidiendo
cualquier ujo de corriente a través de él. En un tercer paso, el interruptor QA1 es apagado,
el diodo DB1 deja de estar polarizado inversamente; en este momento la corriente es forzada
a conmutar de la celda A hacia la celda B. En un último paso, es encendido el interruptor
QB2 , únicamente para darle la característica de un interruptor bidireccional a la celda B.
2.5.2.
Conmutación natural
Las condiciones para esta conmutación son las siguientes: conmutación de la celda
B hacia la celda A; corriente de carga positiva y con VA > VB .
36
2.6. Resumen del capítulo
Partimos del último paso del ejemplo anterior, es decir, la celda B está encendida y el
interruptor QB1 es el que conduce la corriente de carga. En un primer paso, el interruptor
QB2 es apagado. En el segundo paso, el interruptor QA1 es encendido, en este momento
la corriente conmuta de forma natural de la celda B hacia la celda A, ya que debido al
mayor voltaje en VA , el diodo DB1 no permite que circule corriente a través de QB1 . Como
la corriente ya conmutó de celda, en el tercer paso, el interruptor QB1 es apagado. Por
último, el interruptor QA2 es encendido.
2.6.
Resumen del capítulo
En este capítulo se presentaron las principales características de las estructuras de
convertidores en CA-CA más comunes; tales como, el convertidor Cúk, el convertidor
Flyback y el convertidor de Matriz, por ser éstos los más representativos y en los cuales
se han utilizado interruptores bidireccionales.
Así también, se hizo un estudio de las diferentes técnicas que se utilizan para el
control del interruptor bidireccional en aplicaciones de CA. También, se mostró el proceso
de conmutación que realiza la corriente entre las dos celdas bidireccionales, utilizando
estas técnicas.
Alfonso Pérez Sánchez
37
Capítulo
3
Diseño del circuito de pruebas
P
ara estudiar el comportamiento del interruptor bidireccional es necesario que las
condiciones bajo las cuales se hacen las pruebas sean similares a las condiciones en
las cuales está operando el interruptor. Esto es, el circuito de pruebas debe reproducir las
condiciones de operación del convertidor de CA-CA, para poder observar las situaciones
típicas de conmutación que suelen presentarse en estas aplicaciones.
Un circuito de pruebas se diseña con el objetivo de facilitar el estudio de los fenómenos transitorios presentes durante las conmutaciones. Este circuito de pruebas puede ser
un circuito convertidor particular que sea capaz de reproducir las condiciones de operación
del interruptor. Para conseguir esto, se le añaden componentes auxiliares como: interruptores, fuentes, inductores y capacitores; los cuales, en su conjunto, permitan reproducir
las condiciones de operación deseadas.
Una característica muy importante de un circuito de pruebas es que el número
de elementos auxiliares debe ser reducido, para evitar que el funcionamiento de éstos
intereran con el dispositivo bajo prueba y, además, que su funcionamiento se vuelva
complejo.
En cenidet se han realizado trabajos previos sobre el estudio del interruptor de
potencia, ya sea utilizando IGBTs o MOSFETs. Estos trabajos se han basado en circuitos
de prueba existentes, probados y reportados en la literatura, pero, únicamente, para el
estudio unidireccional del interruptor y caracterizando un solo dispositivo.
39
3. Diseño del circuito de pruebas
En el área de los convertidores CA-CA se han desarrollado trabajos referentes al
estudio del interruptor bidireccional. Todos ellos se han enfocado al estudio del interruptor
en CA-CA, observando el proceso de conmutación [30], [38] o estudiando las pérdidas
durante el proceso de conmutación [32], [33].
Así también, existen trabajos reportados en los cuales se hace un estudio exhaustivo
de las técnicas de conmutación aplicadas en convertidores de CA-CA [34], [37] ya sean
estos en convertidores monofásicos o convertidores trifásicos. Estos trabajos se dividen en
estudios de secuencias de dos pasos y secuencias de cuatro pasos.
En este capítulo se trata sobre la selección y diseño de un circuito de pruebas que
permita estudiar al interruptor bidireccional en niveles estáticos de corriente y de voltaje.
3.1.
Selección del circuito de pruebas
Durante el proceso de busqueda del circuito de pruebas, se consideraron varios arreglos de circuitos convertidores. Para poder conseguir que el circuito de pruebas proporcionara un voltage positivo y negativo, se pensó en un convertidor del tipo CD-CA. Dentro de
esta gama de convertidores están los Convertidores Fuente de Voltage y los Convertidores
Fuente de Corriente. En estos convertidores existen aquellos que proporcionan un voltaje tanto positivo como negativo pero corriente unidireccional, o corriente bidireccional y
voltage unidireccional.
Uno de los primeros circuitos considerados, fue el convertidor puente completo (Figura 3.1(a)), con un inductor en serie con la fuente de CD, operando como fuente de
corriente. Este convertidor necesita de cuatro interruptores para poder conseguir invertir la corriente de carga. Dos de estos interruptores comparten un punto común con el
negativo de la fuente y dos se encuentran otados.
Para poder aplicar las técnicas de conmutación estudiadas era necesario como mínimo tener dos interruptores bidireccionales, cada uno con su fuente de voltaje por separado.
En el caso de este convertidor, en los extremos de la carga (la cual es el interruptor bidi40
3.1. Selección del circuito de pruebas
reccional) existe sólo un voltaje aplicado y un único interruptor como elemento de carga,
y dado que se requiere conmutar de un nivel de voltaje a otro, este arreglo no resultó
útil. Ya que cada interruptor bidireccional debe estar a un potencial diferente, para poder
emular el funcionamiento en CA.
Además, el circuito posee un número excesivo de interruptores, sólo para la etapa de
acondicionamiento del voltaje y la corriente; faltando aún las celdas de los interruptores
bidireccionales, lo que resultaría en un arreglo con muchos dispositivos.
Q1
L1
Fuente de
corriente
Q1
Q2
V CC
V CC / 2
V CC
Q5
Q2
Q3
C arga
Q3
Q4
V CC / 2
Q4
(a) Convertidor puente completo
(b) Circuito medio puente
Figura 3.1: Circuitos convertidores analizados.
Otro tipo de convertidor considerado es el mostrado en la Figura 3.1(b). En este
convertidor el voltaje aplicado a los interruptores es VCC /2 y no es posible variar de
manera independiente cada fuente de CD; es decir, si se deseara variar el voltaje VCC , al
interruptor inferior siempre estaría aplicandose VCC /2. Con este esquema sólo se puede
conmutar el interruptor bidireccional desde un nivel de VCC a VCC /2. Es decir, no permite
una variación independiente de cada fuente, ya que el valor de una depende de la otra.
En estos arreglos faltaría aún la etapa de acondicionamiento para generar la corriente de carga. Todos estos factores hicieron a estos circuitos no viables como circuito
de pruebas, debido que no cumplían el principio de que debían ser sencillos.
El diagrama del tercer circuito analizado se muestra en la Figura 3.2(a), este es
un convertidor de CA-CA utilizado para estudiar el interruptor bidireccional en diversos
Alfonso Pérez Sánchez
41
3. Diseño del circuito de pruebas
trabajos [30], [39]. Con este circuito es posible analizar todo el comportamiento del interruptor bidireccional, considerando sólo dos fases, ya que son sucientes estos dos voltajes
para demandar del interruptor sus características de operación bidireccional. Además,
existe una diferencia de potencial entre las fuentes lo que permite que la corriente pueda
ir de un interruptor hacia otro.
Q A1
D A1
VA
VA
LA
A
D A2
C
VB
LB
QA
Q B1
D B1
VB
B
Q A2
N
D B2
QB
Icarga
Carga
(a) Convertidor CA
Q B2
(b) Convertidor CD
Figura 3.2: Selección del circuito de pruebas.
Estudiar al interruptor bidireccional directamente en este convertidor de CA-CA,
tiene ciertas desventajas:
• No es posible jar el nivel del voltaje de prueba.
• Difícil variar la corriente, ya que depende de la carga.
• La potencia demandada está en función de la carga.
Analizando el circuito, es posible sustituir a las fuentes de CA por fuentes de CD
variables y, además, si se considera en este circuito una etapa auxiliar que permita regular
la corriente de carga, el circuito que resulta es el que se muestra en la Figura 3.2(b).
42
3.1. Selección del circuito de pruebas
3.1.1.
Selección del circuito auxiliar
Una de las dos partes que componen al circuito de pruebas es el circuito auxiliar.
La función de este circuito es funcionar como una fuente de corriente constante. Existen
varios arreglos de circuitos que permiten obtener una fuente de corriente bidireccional,
utilizando circuitos convertidores sencillos como los que se muestran en la Figura 3.3 [40].
En la Figura 3.3(a) se muestra un circuito fuente de corriente, con dos fuentes de
voltaje. En este caso, las dos fuentes tienen el mismo valor para que la corriente sea de
la misma magnitud. Para que el circuito pueda funcionar como una fuente de corriente se
conectan dos inductores del mismo valor en serie con cada una de las fuentes, de esta forma
se consigue una corriente bipolar simétrica. El circuito sólo utiliza dos interruptores y dos
inductores, el valor de estos inductores está en función del nivel de la corriente de carga
que se desee generar. La desventaja del circuito es que requiere dos fuentes de voltaje.
En la Figura 3.3(b) se muestra un circuito con sólo una fuente de voltaje. Sus
características son similares al circuito anterior; dos inductores en serie con la fuente de
voltaje y dos interruptores.
+ Vcc
L1
L1
Q1
L2
+ Vcc
Carga
- Vcc
Q2
Q1
Carga
Q2
L2
(a) Con dos fuentes de voltaje
(b) Con una fuente de voltaje
Figura 3.3: Fuentes de corriente bidireccionales.
En los arreglos mencionados, se debe dejar un tiempo muerto lo sucientemente
grande durante la conmutación de los interruptores para evitar cortocircuitos. El criterio
para elegir el valor de este tiempo se basa en el tiempo de apagado del interruptor seleccionado. El tiempo muerto debe ser mayor al tiempo de apagado del interruptor, para
Alfonso Pérez Sánchez
43
3. Diseño del circuito de pruebas
asegurar que la corriente llegue a cero antes de encender el otro interruptor; como regla
práctica, este tiempo debe ser el doble del tiempo de apagado del dispositivo.
En los arreglos estudiados, se tienen dos inductores que son cargados de manera
secuencial, además, cada uno de ellos tiene su propio interruptor auxiliar. Esto hace muy
voluminoso el circuito auxiliar, cuando lo que se busca es que el circuito sea sencillo y con
pocos elementos.
Cuando la corriente es forzada a conmutar de la celda A hacia la celda B, sólo un
interruptor es el que conduce la corriente en cada celda, además, es una corriente en
un sólo sentido. De esta manera, basta considerar únicamente esta parte de operación
del circuito auxiliar para estudiar el proceso de conmutación entre las dos celdas, con el
objetivo de simplicar el circuito.
Desde este punto de vista, se puede estudiar el interruptor bidireccional con un
circuito más sencillo; compuesto de un inductor, un interruptor y una fuente de CD.
El circuito simplicado se muestra en la Figura 3.4(a). Los tiempos de conmutación
de los dispositivos se muestran en la Figura 3.4(b), por simplicidad sólo se muestra una
secuencia de pulsos, pero en realidad, cada pulso es generado de forma independiente para
cada uno de los interruptores que componen a las celdas.
D fw
Q aux
Secuencia BDS
Control
Icarga
0
Q aux
BDS
L carga
DL
V aux
I carga
0
I BDS
R ind
0
(a) Circuito simplicado
t0
(b) Diagrama de tiempos
Figura 3.4: Circuito fuente de corriente.
44
t1 t 2
t3
3.1. Selección del circuito de pruebas
El intervalo de t0 a t1 es el tiempo de encendido del interruptor Qaux para cargar el
inductor Lcarga . Este tiempo está en función del valor de la corriente de carga y de Vaux .
De t1 a t2 es el tiempo dejado para estabilizar la corriente en el inductor, este tiempo se
estableció en 20 µs, y corresponde a la etapa de libre circulación del diodo DL . Con este
tiempo muerto también se asegura que el interruptor auxiliar se apague completamente
antes de iniciar la secuencia de encendido de las celdas A y B.
El tiempo consumido durante una secuencia es variable y, depende del tipo de técnica
de control utilizada; el valor máximo de tiempo establecido para una secuencia fue de
20 µs. En la Figura 3.4(a) el BDS representa a las dos celdas bidireccionales.
3.1.2.
Circuito propuesto
Finalmente, el circuito de pruebas que se propone tiene las siguientes características:
• Permite variar el voltaje y la corriente de forma independiente.
• Capacidad de poder funcionar con voltajes positivos y negativos.
• Capacidad de generar corrientes positivas y negativas.
• Control independiente de cada interruptor.
• Funcionamiento en modo impulsional y continuo.
• Demanda mínima de potencia.
De esta forma, se tiene una mayor exibilidad en la variación de parámetros como
el voltaje y la corriente; así como el tipo de secuencia de conmutación. Todo esto de
manera controlada para no someter al dispositivo a niveles de corriente y voltaje que lo
puedan dañar o destruir. En la Figura 3.5 se muestra el circuito propuesto para la etapa
positiva, es decir, para voltajes y corrientes positivas. El circuito para voltajes y corrientes
negativos se muestra en la Figura 3.6.
Alfonso Pérez Sánchez
45
3. Diseño del circuito de pruebas
Q A1
D A1
I carga
VA
Circuito auxiliar
D A2
Celda A
Q B1
D B1
L carga
VB
Q aux
D pro
D fw
Q A2
Vaux
D Lfw
D B2
R ind
Q B2
Icarga
Celda B
Figura 3.5: Circuito de pruebas para la etapa positiva.
Q A1
D A1
L carga
VA
I carga
Q aux
D Lfw
D A2
D pro
D fw
V aux
R ind
Q A2
Celda A
Q B1
I carga
D B1
VB
Circuito auxiliar
Celda B
D B2
Q B2
Figura 3.6: Circuito de pruebas para la etapa negativa.
3.1.3.
Funcionamiento del circuito
Para demostrar la secuencia de conmutación de los interruptores bidireccionales se
utilizará la técnica de conmutación analizada en la sección Conmutación de cuatro pasos,
por ser este método el de mayor aplicación en convertidores de CA. Para ello se utilizará
el circuito de la Figura 3.5.
Las condiciones de operación del circuito son las siguientes: corriente Icarga positiva
y VA > VB . Para ilustrar el proceso de conmutación se utilizará el circuito simplicado,
la fuente de corriente se considera como una fuente de CD constante. Las señales de
conmutación se muestran en la Figura 3.7.
46
3.1. Selección del circuito de pruebas
Sec. cuatro pasos
V GE(QA1)
V CE(QA1)
IQA1
V A- V B
VB
0
V GE(QA2)
V CE(QA2)
=IQA2 = 0
0
V GE(QB1)
V CE(QB1)
IQB1
0
0
- V DB1
V GE(QB2)
V CE(QB2)
0
IQB2 = 0
t0
t1 t2 t3 t4
t5
Figura 3.7: Conmutación de cuatro pasos para una corriente positiva.
Secuencia de conmutación para una corriente positiva
En la Figura 3.8 se muestra la secuencia de encendido de los interruptores. Esta
secuencia es la misma sin importar la relación de los voltajes en las dos fuentes. La
celda A es encendida, la corriente uye a través de QA1 y de DA1 . El voltaje VA polariza
inversamente a DB1 ; el voltaje en QB1 es 0 V.
Paso 1. El interruptor QA2 es apagado. Este interruptor es encendido y apagado en
un estado pasivo, es decir, nunca entro en conducción.
Paso 2. Se enciende QB1 . Como el voltaje a través de él es cero, el interruptor tiene
un encendido a 0 V, y como DB1 está polarizado inversamente, no conduce corriente.
Paso 3. El interruptor QA1 es apagado, en este instante el diodo DB1 deja de estar
polarizado inversamente. La corriente de carga es forzada a conmutar del interruptor
QA1 al interruptor QB1 .
Paso 4. El interruptor QB2 es encendido, sólo para completar la bidireccionalidad
de la celda.
Alfonso Pérez Sánchez
47
3. Diseño del circuito de pruebas
Q A1 on
Q A1 on
D A1
VA
D A2
on Q A2
D A2
Q B1 off
D B1
I carga
off Q A2
Q B1 on
D B1
VB
D B2
D A1
VA
D A2
Q B1 off
VB
Q A1 on
D A1
VA
I carga
D B1
VB
D B2
off Q B2
off Q B2
(b) Paso 1
Q A1 off
D A2
off Q A2
D B1
VB
D A1
VA
D A2
Q B1 on
(c) Paso 2
Q A1 off
D A1
VA
Icarga
D B2
off Q B2
(a) Estado inicial
off Q A2
Q B1 on
I carga
D B1
VB
D B2
off Q A2
I carga
D B2
off Q B2
(d) Paso 3
on Q B2
(e) Paso 4
Figura 3.8: Secuencia de conmutación para una corriente positiva.
3.2.
Diseño del circuito de pruebas
El circuito propuesto está constituído por dos etapas: la etapa de potencia y la etapa
de control. El diseño de todo circuito conlleva a estudiar cada una de las etapas de manera
independiente para después ser integrado en una sola. En esta sección se hace un análisis y
estudio de cada una de las partes del circuito propuesto e implementado en el laboratorio.
3.2.1.
Cálculo del inductor de carga
Habiéndose seleccionado el arreglo del circuito que funcionará como fuente de corriente, el siguiente paso es diseñar el valor del inductor de carga.
48
3.2. Diseño del circuito de pruebas
La ecuación que rige el comportamiento del circuito en términos de una ecuación
diferencial es
VLcarga = i · Rind + Lcarga
di
.
dt
(3.1)
Resolviendo la Ec. (3.1) y considerando que las condiciones iniciales son todas cero,
I(0+) = 0, y que la resistencia del inductor Rind es lo sucientemente pequeña como para
considerarse despreciable. Entonces, la corriente i(t) crece en forma lineal, únicamente
limitada por el valor de la inductancia de carga. Este crecimiento de la corriente está
determinado por la ecuación
VLcarga = Lcarga
di
dt
≈ Lcarga
∆i
.
∆t
(3.2)
Despejando ∆t, obtenemos una expresión que nos da el tiempo de encendido del
interruptor Qaux, para que el inductor se cargue al valor de la corriente de prueba. El
valor de la inductancia Lcarga es un dato conocido, así como el valor del voltaje VLcarga ,
entonces
∆t =
∆i · Lcarga
VLcarga
.
(3.3)
Si Lcarga es muy grande (Lcarga >> (VLcarga · ∆t)/∆i), entonces ILcarga puede considerarse como una fuente de corriente constante.
Si se elige un valor de VLcarga = 300 V; una inductancia Lcarga = 7.26 mH y una
corriente Icarga = 20 A. El tiempo ∆t que el interruptor Qaux debe permanecer encendido
para alcanzar ese nivel de corriente, es
∆t =
(20)(7.26 mH)
300 V
= 484 µseg.
Como se considera despreciable la resistencia del conductor de la bobina, la energía
disipada, debido a esta resistencia, es muy pequeña; por lo que la corriente se puede
considerar constante.
Esta suposición es válida, ya que a la bobina le toma unos 10 ms disipar toda la
energía almacenada. Comparado este valor con el tiempo máximo que requiere completar
Alfonso Pérez Sánchez
49
3. Diseño del circuito de pruebas
una secuencia, unos 20 µs, se nota que este tiempo es muy grande, por lo que puede
considerarse que la corriente se mantiene constante durante toda una secuencia de conmutación.
3.2.2.
Inductancias parásitas presentes en el circuito
Las inductancias formadas por el cableado del circuito de pruebas se muestran en
la Figura 3.9.
Q A1
VA
Le
D A1
L banA
I carga
La
Circuito auxiliar
D
Lp
Q A2
Q B1
VB
Le
D B1
L banB
Q aux
L carga
Lb
D B2
DL
Le
D pro
D A2
Le
V aux
R ind
Q B2
Figura 3.9: Inductancias parásitas consideradas en el circuito de pruebas.
donde:
Le = inductancia de emisor de cada IGBT;
La = inductancia de la conexión de los emisores en A;
Lb = inductancia de la conexión de los emisores en B;
LbanA = inductancia del banco de capacitores en A;
LbanB = inductancia del banco de capacitores en B;
Lp = inductancia de la conexión entre el circuito auxiliar y las celdas.
Si se considera un voltaje positivo (VA > VB ); una corriente también positiva y una
conmutación de la celda A hacia la celda B. En estas condiciones, los únicos interruptores
50
3.2. Diseño del circuito de pruebas
que están en posibilidad de conducir son QA1 y QB1 . En este caso, en el encendido y
apagado de QA1 , el transitorio de voltaje será afectado por las inductancias LbanA , Le y
Lp . El voltaje generado por la inductancia de la trayectoria está dada por
VLpar = Leq
di
di
= (LbanA + Le + Lp ) .
dt
dt
(3.4)
Cuando la corriente conmuta a la celda B, el interruptor que ahora conduce es QB1 .
El transitorio se ve ahora afectado por las inductancias LbanB , Le y Lp . El voltaje a través
de la celda B es ahora
VLpar = Leq
di
di
= (LbanB + Le + Lp ) .
dt
dt
(3.5)
Si los elementos parásitos fueran pequeños, del orden de nH, los transitorios también serían pequeños. Pero, existen estos parásitos y se debe de conseguir una operación
adecuada del circuito, reduciendo al mínimo estos elementos.
3.2.3.
Efecto de la inductancia del bus de CD
En el circuito de la Figura 3.9, los elementos parásitos que agrega el bus de CD son
las inductancias provocadas por las conexiones del banco de capacitores (LbanA y LbanB ).
Cuando el interruptor QA1 es encendido, estas inductancias se oponen al cambio instantáneo de la corriente Icarga . Esta corriente provoca que aparezca un voltaje instantáneo a
través de las inductancias (de valor igual a VLeq = Leq di/dt) en oposición al incremento
de la corriente en el bus.
Este voltaje se suma o se resta al voltaje en el bus de CD. Este voltaje es el que
el interruptor ve durante el encendido (caída de voltaje ∆VLpar ) y durante el apagado
(sobreimpulso de voltaje). Este transitorio de voltaje en algunos casos puede exceder
el valor máximo del IGBT y provocar su destrucción. Para reducir el efecto de estas
inductancias se opto por utilizar barras de aluminio como medio de conexión entre el
circuito y el banco de capacitores, en lugar del tradicional cableado.
Alfonso Pérez Sánchez
51
3. Diseño del circuito de pruebas
3.2.4.
Cálculo de la inductancia parásita
Los elementos críticos del circuito de pruebas son la inductancia de carga Lcarga y
la inductancia parásita Lpar . Como este factor (Lpar ) afecta severamente al interruptor
durante las conmutaciones, esta inductancia debe tener un valor pequeño. El valor de Lpar
calculado para el circuito de pruebas, se determina a partir de
VLpar = Lpar
di
dt
≈ Lpar
∆i
∆t
(3.6)
despejando Lpar , tenemos
Lpar =
VLpar · ∆t
∆i
.
(3.7)
Los parámetros VLpar , ∆i y ∆t, se obtienen de la Figura 3.10, la cual representa los
transitorios en el encendido de QA1 . Los valores calculados son: VLpar = 220 V, ∆i = 18
A y ∆t = 45 ns, con estos datos el valor de la inductancia parásita es
Lpar =
220 V · 45 ns
18 A
= 550 nH.
El valor calculado de Lpar es grande; una forma de reducirlo es haciendo más compacto el circuito de pruebas.
3.2.5.
Cálculo del banco de capacitores
Para dimensionar la fuente de alimentación, se considera que la energía almacenada
en el banco de capacitores debe ser mucho mayor que la energía consumida en el inductor
de carga. Esto para asegurar que la variación del voltaje en la fuente de alimentación sea
mínima. La energía almacenada en el inductor Lcarga para el valor de corriente máxima
(Icarga = 20 A) es
1
1
2
) = (7.26 mH)(202 ) = 1.45 J.
ELcarga = (Lcarga )(Icarga
2
2
52
(3.8)
3.2. Diseño del circuito de pruebas
500
50
I
rr
40
400
30
200
20
18 A / 45 ns
100
Corriente [A]
Voltaje [V]
VLpar = 220 V
300
10
0
0
−10
−100
1.8
1.9
2.0
2.1
Tiempo [µs]
2.2
2.3
2.4
Figura 3.10: Cálculo del di/dt y VLpar .
La potencia disipada por el inductor se determina de PLdis = i2 R, donde R es la
resistencia del inductor y es igual a 5.72 Ω, lo que nos da PLdis = 2288 W. Y si se considera
un tiempo de 20 µs para el desarrollo de una secuencia de conmutación. Entonces, la
energía disipada por el inductor en este intervalo, es
Z
Z
20µs
ELdis =
20µs
PLdis dt = 2288
0
dt = 46 mJ.
0
(3.9)
La energía disipada es muy pequeña, por lo que se puede concluir que la corriente
en el inductor se mantiene constante durante este intervalo.
Como el circuito de pruebas necesita dos fuentes de voltaje, uno para cada celda,
cada fuente de CD se construyó con cuatro capacitores de 2200 µF y 450 Vcd, en un
arreglo serie-paralelo (Figura 3.11). Dos capacitores se conectaron en serie para aumentar
el nivel de voltaje del banco, ya que el voltaje de prueba fue de 460 V; a su vez, los dos
capacitores en serie se conectaron en paralelo, con otro arreglo en serie, para aumentar
el valor de la capacitancia y con ello disminuir el nivel de disipacipación del banco. Con
esto se obtuvo una mayor estabilidad del voltaje. El banco de capacitores resultante tiene
una capacitancia de 2200 µF y 900 Vcd.
Alfonso Pérez Sánchez
53
3. Diseño del circuito de pruebas
La energía almacenada en cada uno de los bancos de CD, considerando el voltaje
máximo, es
1
1
2
ECbanco = (Cbanco )(Vmax
) = (2200 µF)(4602 V ) = 233 J.
2
2
(3.10)
Si se considera un tiempo máximo de 20 µs para una secuencia y un voltaje de 460
V. El incremento de la corriente en el inductor durante este tiempo es
∆i =
1
Lcarga
(VL )(∆tmax ) =
(460 V )(20 µs)
7.26 mH
= 1.27 A
(3.11)
con esto, la energía almacenada en el inductor es
1
ELcarga = (7.26 mH)(1.27 A)2 = 6 mJ.
2
(3.12)
Ésta es la energía demandada del banco de capacitores durante los 20 µs que tarda
cada conmutación, y representa la energía que se disipa durante el proceso. De la Ec.
(3.10), se obtiene una caída de voltaje durante este intervalo de 2.33 V. Como se puede
apreciar, la demanda de energía del banco en cada conmutación es pequeña, por lo que el
voltaje en el banco de CD no muestra variaciones signicativas durante una secuencia.
Para cargar el banco de capacitores al valor de voltaje de prueba, se utilizó una
fuente de CD regulable de 0 - 500 V. Como medio de interconexión entre la fuente de CD
y el banco de capacitores se uso un interruptor mecánico, asegurándose siempre que en
el momento de hacer la conexión, el valor de la fuente de CD estuviera al mismo nivel
del banco de capacitores. Esto para evitar que existiera una diferencia de potencial en
el momento de hacer la conexión y evitar que se presentara un arco eléctrico, debido a
la diferencia de potencial entre las dos fuentes. De esta forma se pudo variar el nivel de
voltaje sin descargar el banco de capacitores.
Para la selección del interruptor auxiliar Qaux se tiene que considerar un dispositivo
con características de voltaje y corriente similares o mayores a los niveles de prueba. El
interruptor con el cual se contaba en el laboratorio fue el CM50DY-24H, este dispositivo
54
3.3. Circuito de control
Banco de CD
Circuito
Circuitode
de
pruebas
pruebas
Circuito eléctrico
Barras de
aluminio
2.2 mF
0.1 µF
460 V max
2.2 mF
Figura 3.11: Banco de capacitores para el circuito de pruebas.
tiene una capacidad de conducción de corriente de 50 A y un voltaje de 1200 V, como
puede apreciarse sus características están por arriba de los valores de prueba especicados.
Para alimentar el circuito auxiliar se utilizó una fuente de CD de 300 V conectada
al circuito. Cuando el inductor Lcarga es cargado, la fuente queda aislada de las dos
celdas mediante el interruptor Qaux , es por esto que esta fuente no tiene efecto sobre los
transitorios de los interruptores bajo estudio.
3.3.
Circuito de control
El sistema de control con el cual se disponía en el laboratorio para realizar las pruebas
de caracterización de dispositivos, estaba basado en un sistema operativo de Windows 3.0,
por lo que, para poder realizar las pruebas de funcionamiento del circuito fue necesario,
para la etapa de control, implementar un sistema mínimo basado en un microcontrolador.
El sistema de control se implementó con un microcontrolador de la familia de los
PICs, de la marca Microchip; el PIC elegido fue el PIC16F876A. Se decidió por esta
opción debido al fácil acceso a este tipo de microcontroladores, a su bajo costo y fácil
programación. El sistema mínimo utilizado se muestra en la Figura 3.12.
Alfonso Pérez Sánchez
55
3. Diseño del circuito de pruebas
Las principales características de este microcontrolador son:
• Frecuencia de operación 20 MHz.
• Memoria Flash de 8k.
• Memoria EEPROM de 256 bytes.
• Tres puertos de E/S.
• Cinco convertidores A/D de 10 bits.
Este PIC tiene tres puertos de E/S A, B y C, el puerto que se habilita como salida
es el puerto B. De los ocho bits que dispone este puerto únicamente se utilizan 5 (pines
23, 24, 25, 26 y 27) y son salidas TTL.
El circuito se alimenta con 5 V, la resistencia de 10 kΩ es sólo para limitar la corriente
hacia el PIC, el uso de los diodos es sólo por protección, para evitar algún transitorio de
voltaje que pueda dañar al microcontrolador.
Q B1 Q A2 Q A1
+5 V
Q B2
+5 V
Q aux
10 k Ω
10 k Ω
27 26 25
1
20
D2
Inicio
5 V 100 nF
19
10
20 MHz
22
100 nF
100 Ω
23
9
SW1
24
15 pF
PIC16F876A
100 Ω
8
D1
15 pF
Figura 3.12: Sistema de control basado en un PIC.
El programa para el control de los interruptores es muy sencillo, una de las ventajas
de programar en C. En el Apéndice A se muestra un programa para la secuencia de
cuatro pasos, a manera de ejemplo, los programas para las otras secuencias son similares
y no implican mayor problema.
56
3.4. Circuito de manejo de compuerta
Cuando el programa detecta que se ha oprimido el botón Inicio, da comienzo la
secuencia programada en el PIC. El funcionamiento es en modo impulsional, es decir,
sólo se ejecuta una secuencia de encendido para los IGBTs, cada vez que se oprime el
interruptor. EL interruptor WS1 es para reiniciar el microcontrolador, sólo en caso de
que éste cayera en un bucle innito. Aunque, se debe evitar este modo ya que al apagarse
el PIC y reiniciarse, no se tiene control en el estado de las salidas del puerto y, considerando los niveles de voltaje y corriente que está manejando el circuito de pruebas, este
reinicio provocaría un encendido aleatorio de los IGBTs; provocando un cortocircuito en
los interruptores de potencia.
3.4.
Circuito de manejo de compuerta
La Figura 3.13 muestra el diagrama general del circuito de pruebas propuesto. En
el diagrama se observa el circuito para el manejo de la compuerta del IGBT (de aquí
en adelante a este circuito únicamente lo llamaremos impulsor ). El circuito genera dos
voltajes de ± 15 V para el encendido y apagado de los interruptores.
3.4.1.
Aislamiento óptico
Para romper los lazos de tierra formados entre las etapas del circuito impulsor y, de
esta manera, aislar la parte de control de la etapa de potencia; se utilizó un optoacoplador
con muy alto rechazo al ruido, el dispositivo utilizado es el HCPL-2611. Este optoacoplador
permite conseguir un excelente aislamiento eléctrico entre el circuito de control y la etapa
de potencia. Sus principales características:
• 1000 voltios de aislamiento.
• Alta velocidad de transferencia - 10 Mbits/seg.
• Elevado rechazo al ruido en modo común - 10 kV/µseg.
• Salida lógica positiva.
• Compatible con TTL.
Alfonso Pérez Sánchez
57
3. Diseño del circuito de pruebas
+15 V
C
C
-15 V
Fuentes de alimentación
para los impulsores
+15 V
C
C
-15 V
Fase
+5 V
C
Interruptor
bidireccional
Neutro
Bus de CD
Banco de
capacitores
0 - 900 V
R G1
Aislamiento
óptico
Circuito
impulsor
Aislamiento
óptico
Circuito
impulsor
Circuito de
control
R G2
Tierra
Figura 3.13: Esquema general del circuito de pruebas.
3.4.2.
Circuito de disparo
La Figura 3.14 muestra el circuito de disparo formado por un arreglo push-pull a la
entrada de la compuerta del IGBT, esta etapa es la que se encarga de proporcionar los
voltajes positivos y negativos a la compuerta. El valor de la corriente pico de la compuerta
puede ser calculada [41], aproximadamente, por
IGpico =
+ VGE + |−VGE |
RG
.
(3.13)
La función del buer es proporcionar la suciente corriente a la base del transistor
Q3 para encenderlo, ya que la capacidad de manejo de corriente del optoacoplador es muy
pequeña. El transistor Q3 es el que permite el apagado del IGBT.
58
3.4. Circuito de manejo de compuerta
8
2
Buffer
7
DM74LS125A
λ
4
Referencia
digital
ig
6
V GE(th)
Efecto
Miller
+ V GE
- V GE
+I G
IG
Q2
Referencia
de potencia
0
RG
Q3
5
off
V GE
R
1
3
on
Q1
HCPL-2611
Señal de
control
Interruptor bidireccional
+ V GE
Circuito de
disparo
-IG
+ IG
0
- V GE
Carga en la
compuerta
- IG
Figura 3.14: Circuito impulsor de compuerta.
El valor de la corriente promedio IG , se puede calcular usando las características de
la capacitancia de compuerta
+ IG = −IG = fs [Qg + Cies (|−VGE |)] .
(3.14)
La cantidad de corriente que el impulsor debe proporcionar, aumenta en relación directa con la frecuencia de operación. Como el valor de IG demandado durante las conmutaciones es generalmente grande, para ello se utiliza una etapa de amplicación mediante
un circuito push-pull para proporcionar la potencia necesaria.
3.4.3.
Potencia del circuito impulsor
Cuando el IGBT es encendido y apagado, la capacitancia CGE se carga y descarga
con una corriente IG que uye hacia y desde la compuerta del IGBT. El valor de esta
corriente debe ser suciente para cargar y descargar apropiadamente la capacitancia de
compuerta. Si la carga (QGE ) es grande o el valor de RG es pequeña, el valor pico de IG
aumenta. El valor de QGE aumenta a medida que el IGBT maneja un nivel de corriente
mayor, por lo que, el consumo de corriente en la compuerta también aumenta.
Alfonso Pérez Sánchez
59
3. Diseño del circuito de pruebas
La potencia disipada por la resistencia RG , se puede determinar a partir de


1
1
Pd(on) = fs  Qg |+VGE | + Cies |−VGE |2 
(3.15)
2
2
Pd(on) = Pd(of f )
Pd = Pd(on) + Pd(of f )
£
¤
Pd = fs Qg |+VGE | + Cies |−VGE |2
(3.16)
donde, Qg y Cies son proporcionados por el fabricante. Se considera que la energía disipada
en la resistencia durante el encendido y apagado son iguales. El consumo de potencia del
circuito impulsor aumenta con la frecuencia de operación.
3.5.
Parámetros del circuito impulsor
Algunos parámetros necesarios a tomar en cuenta en el diseño del circuito impulsor
pueden ser: el voltaje de compuerta VGE , la resistencia de compuerta RG , la corriente
de compuerta máxima IGmax y diseño del PCB. Es necesario conocer cada uno de estos
parámetros así como las características de conmutación del IGBT para diseñar adecuadamente el circuito impulsor [42], [41]. Los puntos mencionados serán analizados en las
siguientes secciones, basándose en el circuito de la Figura 3.15.
L par
C GC
RG
V GE
C
G
E
IG
C GE
V GE
Figura 3.15: Interruptor de potencia IGBT.
60
3.5. Parámetros del circuito impulsor
3.5.1.
Efectos del voltaje de compuerta
Uno de los parámetros más importantes en el diseño del circuito impulsor es el valor
de +VGE , éste es el voltaje a través de las terminales de compuerta y emisor del IGBT
cuando está en conducción.
Durante la conducción
Para un valor de IC dado, el valor de VCE(sat) está inversamente relacionado a +VGE . Si
+VGE es pequeño, el canal entre la capa n+ y la capa de drenaje n− se hace más delgada,
por lo que la resistencia del canal aumenta. Por lo tanto, el aumento de la resistencia del
canal provoca un aumento del voltaje de encendido entre el colector y el emisor. Esto es,
si el valor de +VGE es pequeño, provoca que el canal n− sea reducido, aumentando su
resistencia. Esto lleva a un incremento en el VCE(sat) y, como consecuencia, las pérdidas
en conducción son mayores. Para reducir las pérdidas por conducción es recomendable
utilizar un valor grande de +VGE .
Durante el encendido
Si el valor de +VGE es grande, los tiempos de conmutación son más pequeños, como
consecuencia, las pérdidas por conmutación son menores. Esto porque existe una mayor
corriente IG en la compuerta, lo que provoca que la capacitancia CGE se cargue más
rápidamente. El voltaje VGE también aumenta rápidamente, lo que provoca un incremento
de IC . Como puede verse en la ecuación siguiente, un aumento rápido de IG y VGE lleva
a un aumento del di/dt.
IG =
(+VGE − VGE(th) )
RG
(3.17)
Como las características dinámicas del diodo antiparalelo son afectadas directamente
por el di/dt; cualquier cambio en el di/dt afecta directamente a la corriente de recuperación
inversa del diodo (Irr ) y lo somete a un mayor sobrevoltaje. El IGBT también se ve
afectado por sobrevoltajes y sobrecorrientes, provocados por el aumento del di/dt.
Alfonso Pérez Sánchez
61
3. Diseño del circuito de pruebas
Durante el apagado
Las características en el apagado son afectadas por −VGE . La cola de corriente IC , presente
en el apagado, se debe a las características del BJT interno del IGBT, el cual es de
naturaleza interna y no puede ser controlada externamente por −VGE .
Si −VGE es de un valor (absoluto) grande, entonces permite desalojar mucho más
rápido a las cargas almacenadas en la capacitancia parásita CGE , aumentando la velocidad
en el apagado. Este efecto se traduce en un aumento proporcional del di/dt y dv/dt. La
inductancia parásita Lpar y el transitorio en el diodo (diD /dt) provocan un voltaje que
se suma a VCC , de acuerdo a VLpar = Lpar ·diD /dt, provocando un sobrevoltaje en el
interruptor.
3.5.2.
Efectos de la resistencia de compuerta
La resistencia RG es un parámetro que tiene un efecto muy importante en las formas
de las señales de corriente y de voltaje (Figura 3.16). Si RG es pequeña, el di/dt y el
dv/dt aumentan, como consecuencia las pérdidas por conmutación disminuyen. Una de
las ventajas al tener una RG pequeña es que se mejora la inmunidad al ruido, provocado
por el dv/dt, lo que signica que se reduce el riesgo de que el IGBT pueda encenderse
accidentalmente, debido a un acoplamiento de voltaje.
El valor mínimo de RG está limitado por las características de recuperación inversas
del diodo FWD. Los esfuerzos provocados por el di/dt y dv/dt cambian para cada valor
de RG , valores grandes de resistencia darán menores esfuerzos transitorios de corriente y
voltaje; pero, se paga con un aumento en las pérdidas por conmutación. Siempre debe
existir un compromiso entre las pérdidas en el encendido y, el aumento de RG para reducir
los esfuerzos transitorios en el diodo.
Efecto en el apagado
El efecto de tener una resistencia RG pequeña, es similar al hecho de aumentar el voltaje
negativo −VGE . Cuando RG se hace grande, el tiempo de apagado y las pérdidas por
conmutación aumentan. Sin embargo, el efecto de RG durante el apagado es menor que
62
3.5. Parámetros del circuito impulsor
Q GE
V GE(t)
V Lpar
Q GC
V GE, I 0
+ V GE
V GE(th)
C GC
RG
G
0
C
FWD
V CE
-V
GE
I RR
V CE
+I G
V GE
C GE
E
V CE(t),
I C(t)
IC
τ = R G (C GE + C GC )
0
V CE(sat)
t0
t 1 t2 t3 t 4
t5
Figura 3.16: Encendido del IGBT.
en el encendido, ya que sólo la corriente del MOSFET es controlada durante el apagado
(Figura 3.17), debido a que la corriente se divide entre el MOSFET y el transistor pnp.
3.5.3.
Consideraciones del PCB
Si el cableado entre el circuito impulsor y el interruptor bidireccional es muy largo,
el IGBT puede tener un mal funcionamiento, debido al ruido (en forma de dv/dt) que se
puede inducir hacia la compuerta provocado por la inductancia del cableado. Para reducir
este efecto se deben tomar en cuenta las siguientes consideraciones:
a ) La longitud del cableado entre el impulsor y el interruptor debe ser lo más corto posible, el cableado resultante debe ser trenzado, para cancelar el efecto de los campos
magnéticos inducidos. Este arrollamiento debe tener como mínimo dos vueltas por
pulgada.
b ) Se puede aumentar el valor de RG , para reducir la magnitud de los transitorios.
c ) Se debe separar el circuito impulsor tanto como sea posible del interruptor de potencia y, evitar colocar los circuitos impulsores de forma paralela, para reducir los
efectos de las inductancias mútuas entre los impulsores.
Alfonso Pérez Sánchez
63
3. Diseño del circuito de pruebas
V GE(t)
Q GE
Q GC
d V CE / dt =
( + V GE - V GE , I0 ) / (R G C GC )
V GE
V Lpar
V GE(th)
-V
GE
RG
V GE
V CE
V CE(t)
- IG
FWD
V CE
G
C GE
IC
I C(t)
0
C
C GC
0
E
Corriente en
el MOSFET
Corriente
en el BJT
t0
t1
t2
t3
t4
t5
Figura 3.17: Apagado del IGBT.
Durante las conmutaciones la corriente uye a través de la compuerta, en esta etapa
la fuente del impulsor puede entrar en oscilaciones, para evitar esto se deben colocar
capacitores para evitar las oscilaciones y los transitorios de voltaje [43].
3.6.
Resumen del capítulo
Para obtener el circuito de pruebas nal, fue necesario estudiar las características
de diferentes estructuras de convertidores de CD para, de esta forma, poder elegir la que
reuniera las características especicadas.
Finalmente, el convertidor elegido fue un convertidor de CA, al cual se le convirtió a
un convertidor de CD. También, se estudiaron las características de tres circuitos fuentes
de corriente que pudieran funcionar como circuitos auxiliares para el circuito de pruebas
nal.
El circuito propuesto en este capítulo permite variar el voltaje y la corriente de
carga de forma controlada. Además, tiene la posibilidad de funcionar con corrientes y
64
3.6. Resumen del capítulo
voltajes tanto positivos como negativos. También, permite un control independiente de
cada interruptor, además, el consumo de energía por parte del circuito es pequeña. El
circuito tiene pocos elementos y su funcionamiento es sencillo.
Para el diseño del banco de capacitores se consideraron elementos de gran valor
para reducir al mínimo la energía disipada durante las pruebas. Esto para que el valor del
voltaje no mostrara variaciones signicativas mientras se realizaban las mediciones.
Para el control de encendido y apagado de las celdas fue necesario desarrollar un
sistema basado en un microcontrolador. La programación de este PIC se realizó en C, lo
que permitió realizar la programación de las secuencias del circuito en forma sencilla.
También, se hizo un estudio de los parámetros que afectan el desempeño del circuito
impulsor, tales como el valor de la resistencia y el voltaje de compuerta.
Alfonso Pérez Sánchez
65
Capítulo
4
Resultados experimentales
E
n este capítulo se presentan los resultados experimentales obtenidos utilizando el
circuito de pruebas propuesto en el Capítulo 3. Los resultados corresponden a los
obtenidos aplicando las técnicas de conmutación estudiadas en el Capítulo 2, con los
diferentes casos de conmutación que se pueden presentar en el circuito de pruebas. Las
únicas variables que se modicaron durante las pruebas fueron el voltaje, el sentido de la
conmutación y la secuencia de conmutación. La corriente de carga se mantiene constante
en 20 A para todas las pruebas.
Para poder realizar las pruebas de laboratorio, es necesario especicar antes las
condiciones bajo las cuales se harán estas pruebas; así como las características de los
dispositivos utilizados y del equipo de medición.
4.1.
Técnica de medición
En el circuito de pruebas se tienen cuatro interruptores conmutando de forma secuencial; por lo tanto, se debe seleccionar una técnica para medir la corriente y voltaje
en los interruptores de forma adecuada.
De acuerdo al sentido de la corriente de carga, las mediciones deben hacerse primero
en los interruptores que desarrollan el proceso de conmutación; es decir, en aquellos que
están conduciendo la corriente y bloqueando el voltaje (Figura 4.1).
67
4. Resultados experimentales
Segundo, hacer una medición en los interruptores que no conducen corriente, esto
para observar si existen corrientes circulantes o cualquier otro fenómeno en la celda. En
base a estos criterios se establece el siguiente método para la medición de voltajes y
corrientes:
a ) Medir la corriente y voltage en el interruptor y diodo que realizan el proceso de
conmutación.
b ) Medir la corriente y voltaje en los interruptores que no participan en la conmutación.
c ) Captura de los vectores de voltaje y corriente para su análisis posterior.
d ) Generación de las grácas donde se muestre el proceso de conmutación.
e ) Cálculo de las potencias instantáneas disipadas en los interruptores.
Las mediciones deben de hacerse de esta forma, debido a que es primordial que
se conozcan los transitorios únicamente en los dispositivos que están siendo sometidos a
esfuerzos de corriente y voltaje. Además, de esta forma los vectores de datos obtenidos
están síncronizados, por lo que, al gracar las señales no existen desfasamientos en el
tiempo tanto de la corriente como del voltaje. El punto de disparo debe ser el mismo para
todas las pruebas, así como los valores de las escalas para que no existan errores en el
momento de gracar los voltajes y corrientes.
Hay que tener en consideración que en cada secuencia de conmutación se consume
parte de la energía almacenada en el banco de capacitores, además, de la que se disipa
durante el tiempo que toma hacer el cambio de las puntas de medición. Por lo tanto, al
realizar una segunda medición las condiciones ya no serán las mismas; el voltaje en el
banco de CD habrá disminuido. Por supuesto, en esta segunda secuencia, únicamente se
harán las mediciones en aquellos interruptores que no conducen corriente.
4.2.
Medición de la corriente y el voltaje
Durante el proceso de conmutación del interruptor bidireccional se presentan cambios de señales con dinámicas muy elevadas, tanto del voltaje como de la corriente.
68
4.2. Medición de la corriente y el voltaje
I
V
CH CH
1
2
CH
3
Punta diferencial
de voltaje
CH
4
I carga
Canal de
disparo
Punta de corriente
Figura 4.1: Medición del voltaje y la corriente en el BDS.
Para poder realizar las mediciones eléctricas de estas señales con un alto grado de
calidad, es necesario que las puntas de medición posean tiempos de retardo y valores de
oset pequeños, esto para realizar mediciones con un mínimo de errores.
4.2.1.
Medición de la corriente
Para poder realizar mediciones de corriente con dinámicas muy elevadas, las puntas
de corriente deben contar con un ancho de banda lo sucientemente grande para poder
capturar con presición las señales de conmutación.
Un punto importante en el momento de la selección de las puntas de medición,
son los retardos que introducen en las señales medidas. Estos retrasos son normalmente
del orden de ns ; muy grandes si se consideran los tiempos de conmutación de los actuales
interruptores de potencia (10 ns para el encendido de un CoolMOS de tercera generación).
Para reducir los efectos de los tiempos de retraso, una adecuada elección es elegir
anchos de banda similares; tanto para la punta de corriente como para la de voltaje.
Alfonso Pérez Sánchez
69
4. Resultados experimentales
Para las mediciones realizadas se utilizó una punta de corriente TCP202 de la marca
Tektronix. Las características principales de este sensor son:
• Ancho de banda - 50 MHz.
• Corriente máxima en DC - 15 A.
• Corriente pulsante máxima - 50 A.
• Sensitividad mínima - 10 mA/div.
• Retardo de 17 ns.
• Presición de ± 3 %.
• Impedancia: 0.002 Ω a 1 kHz, 0.1 Ω a 5 MHz.
4.2.2.
Medición del voltaje
Para medir correctamente las dinámicas de voltaje se debe de contar con puntas de
voltaje que posean anchos de banda muy grandes, valores de oset pequeños y tiempos
cortos de propagación de las señales. Una punta de voltaje con un ancho de banda reducido, no es capaz de capturar el comportamiento real del proceso de conmutación del
interruptor.
Para medir los transitorios de voltaje se utilizó una punta diferencial de la marca
Tektronix, con las siguientes características:
• Voltaje DC diferencial - 1300 V.
• Ancho de banda - 100 MHz.
• Voltaje DC en modo común - 1300 V.
• Atenuación - 50X/500X.
• CMRR a 60 Hz/1 MHz - 80 dB/50 dB.
• Resistencia de entrada - 4 MΩ.
• Capacitancia de entrada - 7 pF.
70
4.3. Condiciones nominales
4.2.3.
Ancho de banda del osciloscopio
El sistema de medición utilizado durante las pruebas quedó formado por el osciloscopio y las puntas de medición. Por lo que, los dos componentes dependientes de la
frecuencia (osciloscopio y puntas) quedaron en cascada, como consecuencia, el ancho de
banda del sistema resultante es diferente a si sólo se tuviera un sensor.
Para determinar si el ancho de banda del sistema es lo sucientemente grande, la
ecuación (4.1) puede utilizarse para obtener una aproximación
1
BWsistema = q
1
2
BWosciloscopio
+
1
.
(4.1)
2
BWpunta
El ancho de banda del sistema de medición limita su propia capacidad de representar
de forma exacta la magnitud de una señal eléctrica.
En el caso de mediciones de tiempos de conmutación, para una razonable presición
en los tiempos de subida o bajada; el tiempo de subida del sistema, tanto de la punta de
medición como del osciloscopio, debe ser de tres a cinco veces más rápida que la señal
medida. Cuando no se dispone de este dato, se puede determinar a partir del ancho de
banda del sistema [44]
tr =
4.3.
0.35
.
BWsistema
(4.2)
Condiciones nominales
Las condiciones que se proponen para realizar las pruebas experimentales del circuito, se muestran en la Tabla 4.1, para el caso de VA > VB . Para el caso VB > VA , los
valores propuestos se muestran en la Tabla 4.2. Estos valores se seleccionaron en base a
las características eléctricas del interruptor.
Alfonso Pérez Sánchez
71
4. Resultados experimentales
Tabla 4.1: Condiciones nominales (VA > VB ).
Variable
Símbolo
Valor nominal
Corriente de carga
Icarga
+ 20 A
Voltaje en la celda A
VA
160 V, 260 V, 360 V, 460 V
Voltaje en la celda B
VB
110 V
Resistencia de compuerta
RG
10 Ω
Voltaje de compuerta
VGE
± 15 V
Temperatura de unión
◦
30 ◦ C
Inductancia de cableado
Lpar
C
550 nH
Tabla 4.2: Condiciones nominales (VB > VA ).
4.4.
Variable
Símbolo
Valor nominal
Corriente de carga
Icarga
+20 A
Voltaje en la celda A
VA
110
Voltaje en la celda B
VB
160 V, 260 V, 360 V, 460 V
Resistencia de compuerta
RG
10 Ω
Voltaje de compuerta
VGE
± 15 V
Temperatura de unión
◦
Inductancia de cableado
Lpar
C
30 ◦ C
550 nH
Dispositivos seleccionados
El dispositivo de potencia seleccionado tiene las características que se muestran en
la Tabla 4.3. Este interruptor es un IGBT de tecnología NPT de la marca International
Rectier.
Las características del diodo utilizado para las pruebas se muestran en la Tabla 4.4.
Las características que se deben considerar en la elección del diodo de potencia son: que la
velocidad de conmutación sea al menos igual a la del interruptor y que sus características
72
4.4. Dispositivos seleccionados
Tabla 4.3: Características eléctricas del IGBT IRG4PC50U.
Variable
Símbolo
Valor nominal
Voltaje de bloqueo
VCE
600 V
Corriente de colector
IC
27 A
Frecuencia de conmutación
fs
8 - 40 kHz
Potencia disipada
PD
78 W
Voltaje de compuerta
VG
± 15 V
Tiempo de encendido (td(on) + tr )
ton
52 ns
Tiempo de apagado (td(of f ) + tf )
tof f
258 ns
de recuperación inversa sean lo mejor posible, esto implica que Qrr y trr deben tener
valores pequeños. El valor de Qrr contribuye de manera signicativa a las oscilaciones de
la corriente, debido que es energía que el diodo regresa al circuito, cuando ya el dispositivo
no conduce corriente. Los niveles de corriente y voltaje del diodo deben ser iguales o
mayores a los que maneja el interruptor.
Tabla 4.4: Características eléctricas del diodo BYP101.
Variable
Símbolo
Valor nominal
Voltaje de bloqueo
VRRM
1000 V
Corriente directa RMS
IF RM S
25 A
Carga de recuperación inversa
Qrr
2.2 µC
Potencia disipada
Ptot
40 W
Tiempo de recuperación inversa
trr
80 ns
Corriente de recuperación inversa pico
IRRM
35 A
Alfonso Pérez Sánchez
73
4. Resultados experimentales
4.5.
Pérdidas por conmutación en el IGBT
Para poder determinar las pérdidas por conmutación en el interruptor es necesario
conocer los mecanismos de conmutación que se presentan. Como se ha visto en las secciones
anteriores, son posibles varios escenarios dependiendo de la secuencia utilizada, de la
dirección de la corriente de carga y, de los potenciales relativos de VA y VB [32].
4.5.1.
Pérdidas en el encendido
La Figura 4.2(a) muestra una conmutación dura ideal con una inductancia parásita
durante el encendido del IGBT. En t0 la corriente empieza a aumentar con una pendiente
di/dt, esto causa una caída de voltaje a través de la inductancia parásita Lpar , provocando
un valle en la forma de onda del voltaje a través del interruptor. La profundidad de este
valle depende del valor de la inductancia, y está dado por ∆VLpar = Lpar di/dt. La corriente
alcanza su valor máximo de Icarga + Irr en t1 y, entonces, empieza a caer al valor de Icarga .
La potencia instantánea puede ser calculada a partir del triangulo de potencia. La
energía Eon disipada durante el encendido, está dada por
1
Eon = ton Pints
2
(4.3)
donde
Pints = (VCE - ∆VLpar )(Icarga + Irr ).
El tiempo de encendido, ton , está aproximadamente dado por ton ≈ tr + trr . Estos
datos, junto con Irr , son proporcionados en las hojas de datos de los fabricantes.
4.5.2.
Pérdidas en el apagado
La Figura 4.2(b) muestra el apagado duro del IGBT. Las pérdidas en el apagado se
dividen en dos partes, las pérdidas debidas a la conmutación del interruptor principal y
74
4.5. Pérdidas por conmutación en el IGBT
t0
t1
t1
t0
t2
∆ VL par
t2
Irr
V CE
∆ Icarga
90%I carga
∆ VL par
V CE
Icarga
0
10%I carga
0V
tr
10%I carga
0A
trr
P inst
P inst
0W
0W
ton
toff
(a) Encendido duro del IGBT
tcola
(b) Apagado duro del IGBT
Figura 4.2: Conmutación del IGBT.
a las provocadas por la cola de corriente. De acuerdo a [32], el tiempo de apagado está
dado por
tof f (ns) = 0.25 |VCE | + 60.
(4.4)
La corriente ∆Icarga es debido al dv/dt a través de la capacitancia parásita del
interruptor. Las pérdidas del interruptor en el apagado, pueden aproximarse por
1
Eof f (principal) = tof f |VCE | · (|Icarga | × 10−9 ).
2
(4.5)
Las pérdidas provocadas por la cola de corriente pueden ser calculadas mediante
Eof f (cola) =
1
2
· 1 × 10−6 (0.1 |Icarga | · |VCE |).
(4.6)
Se asume que la corriente cae linealmente a cero desde el 10 %Icarga , en 1 µs.
Alfonso Pérez Sánchez
75
4. Resultados experimentales
4.6.
Desarrollo experimental
En esta sección se muestran los resultados experimentales obtenidos, aplicando la secuencia de conmutación de dos pasos. La conmutación de los interruptores es con traslape
y sin traslape de tiempo entre las dos celdas.
El diagrama simplicado del circuito de pruebas se muestra en la Figura 4.3(a).
La secuencia de conmutación para las dos celdas se muestra en la Figura 4.3(b). Las
grácas obtenidas experimentalmente, únicamente muestran el momento cuando se da la
conmutación de la corriente de la celda A hacia la celda B por ser, en esta prueba, el
punto de mayor interés debido al esfuerzo al cual es sometido el interruptor. Las formas
de las señales durante el encendido y apagado de las celdas A y B, se omiten por considerar que no aportan información útil al proceso de conmutación, ya que son curvas cuyo
comportamiento ya se han estudiado en diferentes trabajos.
Las condiciones bajo las cuales se hicieron las pruebas son: voltaje en VA > VB ;
corriente de carga positiva y conmutación de la celda A hacia la celda B.
◦ Tiempo de traslape - ttraslape = 400 ns.
◦ Voltaje en la celda A - VA = 160 V.
◦ Voltaje en la celda B - VB = 110 V.
◦ Sentido de la conmutación = A ⇒ B .
4.6.1.
Conmutación con traslape
El análisis del proceso de conmutación sólo se aplicará a las etapas de t1 a t3 de
la Figura 4.3(b), por ser la corriente de cortocircuito la variable de mayor efecto en los
interruptores QA1 y QB2 , cuando las fuentes VA y VB se ponen en cortocircuito.
El tiempo durante el cual permaneció el estado de cortocircuito se jó en 400 ns;
aunque el tiempo real de traslape fue de 300 ns (Figura4.4), debido a los retardos introducidos por las puntas de corriente y voltaje, además del tiempo de procesamiento de los
76
4.6. Desarrollo experimental
V GE
(QA1, QA2)
Traslape de las celdas
Corriente de
cortocircuito
Q A1
D A1
VA
VB
IQA1
V CE(QA1)
VA - V B
0
D A2
Q A2
V GE
(QB1, QB2)
Celda A
I QB1
V CE(QB1)
Q B1
D B1
VB
0
0
D B2
IQB2
Q B2
Celda B
I carga
0
t0
(a) Circuito de pruebas
t1
t2
t3
t4
(b) Etapas de conmutación del circuito
Figura 4.3: Conmutación con traslape de tiempo.
datos. Se eligió este valor para no someter al dispositivo a un exceso de corriente; este
valor corresponde al doble del tiempo de apagado del IGBT. Un tiempo más grande es
innecesario, sólo se tendrían corrientes de cortocircuito mayores y una mayor degradación
del interruptor.
El sentido de la conmutación es de la celda A hacia la celda B; la corriente de carga
es de 20 A; el voltaje en VA es mayor a VB . En la Figura 4.4 se muestran las curvas de la
corriente y el voltaje sólo para VA = 160 V. En el Apéndice B se muestra una gráca de
la variación de la corriente de cortocircuito en QA1 para diferentes valores de VA .
Para voltajes mayores (VA = 460 V) la corriente de cortocircuito máxima obtenida
fue de 250 A. Estos valores estaban fuera del rango del sensor de corriente, razón por
lo cual se saturaba y no alcanzaba a capturar todo el vector. La corriente de carga se
encuentra uyendo a través de QA1 y de DA1 , en el momento de iniciar el cortocircuito el
lazo se cierra a través de QB2 .
Alfonso Pérez Sánchez
77
4. Resultados experimentales
t3
50
40
I
400
QA1
300
30
Irr
V
200
QA1
20
100
10
0
[A]
2
QA1
t
t1
I
Celda A, V
QA1
[V]
500
0
−100
30
I
200
20
V
100
10
I
QB1
[A]
QB1
QB1
Celda B, V
QB1
[V]
300
0
0
−100
Pinst [kW]
20
15
P
inst
10
(Q )
A1
P
inst
5
0
−2
0
100
200
300
400
(Q )
B1
500
600
700
800
Tiempo [ns]
Figura 4.4: Conmutación con traslape de tiempo (VA = 160 V).
Análisis del proceso de conmutación
• t1 < t < t2 . En t1 la celda B es encendida (Figura 4.4), los interruptores QA1 y
QB2 establecen la trayectoria de la corriente de cortocircuito, la magnitud de esta
corriente es igual en ambos interruptores. Las fuentes VA y VB se ponen en cortocircuito y la corriente empieza a aumentar linealmente con una pendiente di/dt. Esta
corriente está limitada sólo por la inductancia parásita y la resistencia del circuito.
A medida que aumenta el voltaje en VA , el valor de la corriente de cortocircuito
también se incrementa.
• t2 < t < t3 . El interruptor QA1 es apagado, el cortocircuito termina. La corriente cae
a una pendiente di/dt, determinado por las características del impulsor y del valor
de la corriente. La cola de corriente del IGBT (QA1 ) cae lentamente a cero, esta
cola de corriente provoca pérdidas en el apagado del interruptor. En este momento,
la energía almacenada en la inductancia parásita se transere a la carga a una
magnitud de VLpar = Lpar di/dt, debido a esto, QA1 experimenta un transitorio de
78
4.6. Desarrollo experimental
voltaje máximo de 400 V.
La corriente empieza a uir a través de QB1 , alcanzando su valor máximo en Icarga +
Irr . Inicia la etapa de recuperación inversa del diodo DA1 , esta corriente negativa
contribuye a las oscilaciones de la corriente en QB1 . La potencia instantánea en QA1
alcanza un valor de 17 kW, durante la etapa mas disipativa.
• t3 < t. La corriente en QB1 se estabiliza en el valor de Icarga , además es oscilatoria
debido al efecto de Lpar . EL voltaje en QA1 se estabiliza en el valor VDB1 = VA - VB .
El interruptor QB2 sólo entra en conducción durante el tiempo que dura el traslape
de las celdas. Cuando este traslape termina, la corriente de carga inicia su trayectoria
a través de QB1 . El valor pico de esta corriente en QA1 es igual a Icarga + Icorto , lo que
nos da 20 + 30 A = 50 A. En el interruptor QB2 , el valor máximo de la corriente de
cortocircuito es Icorto = 30 A. Este interruptor sólo conduce corriente durante la etapa de
cortocircuito de las celdas. Estos valores están por debajo de la corriente pulsante que el
IGBT es capaz de soportar, por lo que no sufre ningún daño.
El valor de la inductancia parásita tiene efectos sobre el valor de la pendiente di/dt.
Si esta inductancia se reduce, el valor máximo de la corriente de cortocircuito aumenta,
como se observa en la relación di = (VL /L)dt. Es decir, la inductancia funciona como un
inductor de choque, ya que limita el incremento rápido de la corriente. Otro factor muy
importante aquí es la resistencia de compuerta, una resistencia mayor a la utilizada (RG
= 10 Ω) provocaría una reducción del di/dt, aunque esto traería como consecuencia un
aumento de las pérdidas en el encendido.
De los resultados obtenidos se concluye que realizar una conmutación de la corriente
de carga con traslape entre las celdas A y B, no se obtiene benecio alguno para el proceso
de conmutación de los interruptores. Lo único que se provoca es someter al interruptor
QA1 y QB2 a un esfuerzo de corriente muy grande. La simplicidad en el control de las
celdas no justica el esfuerzo al cual son sometidos los interruptores.
Alfonso Pérez Sánchez
79
4. Resultados experimentales
4.6.2.
Conmutación sin traslape
Se realizó una conmutación de la corriente entre las celdas A y B, dejando un tiempo
muerto entre el apagado de A y el encendido de B (Figura 2.6(b)). El objetivo es observar
el efecto del voltaje de la inductancia parásita, al interrumpirse el ujo de corriente. En
una aplicación de una carga inductiva, esto corresponderia a interrumpir la trayectoria de
la corriente entre la fuente y la carga.
Aquí sólo se trata de reproducir el efecto en pequeña escala, pues aunque se tiene
un inductor como carga, éste no emula el comportamiento de una carga inductiva, como
un motor por ejemplo. Las formas de las señales se muestran en la Figura 4.5, sólo para
el caso de VA = 460 V. Las condiciones de las pruebas son:
◦ Tiempo muerto - tmuerto = 400 ns.
◦ Corriente de carga - Icarga = 20 A.
◦ Voltaje en la celda A - VA = 460 V.
◦ Voltaje en la celda B - VB = 110 V.
◦ Sentido de la conmutación = A ⇒ B .
Análisis del proceso de conmutación
• t1 < t < t2 . En t1 la celda A es apagada, la corriente cae con una pendiente di/dt,
determinado por la resistencia de compuerta. El interruptor QA1 bloquea el voltaje
VA , este interruptor tiene un apagado duro, por lo que es muy disipativo y, se reeja
en la magnitud de la potencia instantánea disipada. El diodo DB1 deja de estar
polarizado inversamente y está en posibilidad de conducir.
En la etapa III inicia el efecto de la recuperación inversa del diodo DA1 y, provoca
un pico de potencia negativa; esta energía negativa se regresa al circuito.
• t2 < t. La celda B es encendida y la corriente empieza a uir en QB1 alcanzando
su valor máximo (Icarga + Irr ). El valor pico de esta corriente alcanza los 50 A,
debido principalmente a Lpar y al valor de la resistencia de compuerta (10 Ω), lo
que provoca el valor elevado del di/dt.
80
4.6. Desarrollo experimental
En el intervalo de t1 a t2 aparece un voltaje oscilatorio a través de la celda B. Este
efecto es provocado por la interrupción del ujo de la corriente en la inductancia del
circuito y del inductor Lcarga . Durante un corto tiempo las dos celdas quedan en circuito
abierto lo que provoca este transitorio. La magnitud del voltaje está en función del valor
de la inductancia. El efecto del voltaje en esta prueba no es muy notorio, debido que no se
tenia una carga netamente inductiva, pero en una aplicación real, la magnitud del voltaje
40
VQA1
20
Irr
200
10
0
−100
[A]
30
QA1
IQA1
400
I
600
t2
0
60
I
400
II
IV
III
V
40
IQB1
VQB1
VLpar
VI
20
0
−100
0
I
200
[A]
600
t1
QB1
Celda A, VQA1 [V]
800
Celda B, VQB1 [V]
alcanza cientos de voltios.
10
P
inst
[kW]
8
6
Pins (QA1)
4
Pins (QB1)
2
0
−2
0
0.2
0.4
0.6
0.8
Tiempo [µs]
1
1.2
1.4
Figura 4.5: Conmutación sin traslape de A y B (VA = 460 V).
Bajo las mismas condiciones anteriores, se varió la fuente VB , manteniendo VA contante. El sentido de la conmutación es de A a B. La Figura 4.6 muestra la conmutación
de la corriente entre las dos celdas para VB > VA .
Análisis del proceso de conmutación
• t1 < t < t2 . La celda A es apagada en t1 . Existe un sobreimpulso de voltaje debido
a la inductancia Lpar . QA1 tiene un apagado duro, aunque no es muy disipativo, la
Alfonso Pérez Sánchez
81
4. Resultados experimentales
potencia instantánea alcanza 4 kW.
En la etapa III se presenta una ligera recuperación inversa de DA1 . Se aprecia una
potencia negativa debido a este efecto.
• t2 < t. La celda B es encendida. La corriente alcanza su valor máximo (Icarga +
Irr ). El di/dt provoca una caída de voltaje en QB1 , lo que se reeja en un pico de
corriente grande. Existe un voltaje negativo en QA1 debido al efecto de Lpar . La
potencia disipada por QB1 es mayor que la energía disipada en QA1 , debido a la
mayor pendiente de la corriente IQB1 y al valor de Irr .
Esta forma de conmutación es más disipativa que la anterior, ya que existe disipación
de energía durante el apagado y encendido de las dos celdas. Como ahora la fuente VB
es mayor a VA , el diodo DB1 no se polariza inversamente, por lo que es el interruptor
QB1 el que bloquea el voltaje VB . Cuando QB1 es encendido polariza inversamente a DA1 ,
provocando que el voltaje en QA1 se vaya a cero.
t
1
2
I
QA1
200
V
Lpar
30
V
20
QA1
100
10
0
IQA1 [A]
Celda A, VQA1 [V]
t
300
0
Irr
600
I
II
V
III
IV
60
V
QB1
Irr
400
40
IQB1
di/dt
200
20
0
−100
0
Pinst [kW]
6
4
Pinst (QB1)
Pinst (QA1)
2
0
−2
0
0.2
0.4
0.6
0.8
Tiempo [µs]
1
1.2
1.4
Figura 4.6: Conmutación sin traslape de A y B (VB = 460 V).
82
IQB1 [A]
Celda B, VQB1 [V]
−100
4.6. Desarrollo experimental
4.6.3.
Conmutación modicada de dos pasos
En esta sección se muestran los resultados obtenidos aplicando una conmutación
modicada de dos pasos, tal como ya se analizó en el Capítulo 2. Las pruebas se hicieron
bajo las siguientes condiciones:
◦ Corriente de carga - Icarga = 20 A.
◦ Voltaje en la celda A - VA = 460 V.
◦ Voltaje en la celda B - VB = 110 V.
◦ Sentido de la conmutación = A ⇒ B.
Variación del voltaje en la celda A
Las formas de la corriente y el voltaje sólo muestran la conmutación de la corriente
de la celda A hacia B (t1 ), ya que esta es la parte de interés. La Figura 4.7 muestra las
diferentes etapas a detalle de la conmutación.
Análisis del proceso de conmutación
• El interruptor QA1 es apagado en t0 , la corriente cae con una pendiente di/dt, QA1
experimenta un dv/dt muy fuerte lo que provoca un sobreimpulso de voltaje.
• La cola de corriente en QA1 llega lentamente a cero. Esto provoca que siga disipando
potencia. La corriente es forzada a circular a través de QB1 con una pendiente di/dt,
alcanzando su valor máximo (Icarga + Irr ). La corriente conmuta a voltaje cero.
• Existe una pequeña recuperación inversa del diodo DA1 , las pérdidas son mínimas
debido a este efecto.
Como se puede apreciar no existe el pico de corriente en QB1 al conmutar la corriente
de la celda A hacia la celda B, además el voltaje no muestra oscilaciones severas en QA1 .
Es una conmutación sin disipación de potencia en QB1 . En el diodo DA1 no existe el efecto
de la recuperación inversa, por esto la potencia disipada es muy pequeña en el interruptor.
La potencia disipada en QA1 es de 8 kW.
Alfonso Pérez Sánchez
83
4. Resultados experimentales
V
QA1
400
30
VQA1
Lpar
I
20
I
200
10
rr
Celda B, VQB1 [V]
0
−100
IQA1 [A]
600
0
30
300
I
II
III
IV
I
200
20
QB1
V
QB1
100
10
0
−50
IQB1 [A]
Celda A, VQA1 [V]
t1
0
Pinst [kW]
8
6
P
4
inst
Pinst (QB1)
(Q )
A1
2
0
−1
0
100
200
300
400
Tiempo [ns]
500
600
700
800
Figura 4.7: Conmutación modicada de dos pasos (VA = 460 V).
Variación del voltaje en la celda B
El segundo caso corresponde a una conmutación de la celda B hacia la celda A, con
el voltaje VB mayor a VA . Las formas obtenidas de la corriente y el voltaje se muestran en
la Figura 4.8. Las condiciones bajo las cuales se realizaron las pruebas son las siguientes:
◦ Corriente de carga - Icarga = 20 A.
◦ Voltaje en la celda A - VA = 110 V.
◦ Voltaje en la celda B - VB = 460 V.
◦ Sentido de la conmutación = B ⇒ A.
Análisis del proceso de conmutación
• En t1 es apagado QB1 , la corriente cae con una pendiente de valor di/dt. El interruptor QB1 experimenta un fuerte dv/dt lo que provoca un sobreimpulso de voltaje
debido a la inductancia Lpar . El interruptor QB1 tiene un apagado muy disipativo.
84
4.6. Desarrollo experimental
• La cola de corriente de QB1 cae lentamente a cero, lo que provoca que continue
disipando potencia. En esta etapa, la corriente es forzada a uir a través de QA1 con
una pendiente di/dt; determinado por las características del impulsor y del valor
de Icarga , alcanzando su valor máximo (Icarga + Irr ). Existe un pico de corriente
pequeño en QA1 ; esto se debe a la ausencia de voltaje en el interruptor.
• Existe una recuperación inversa del diodo DB1 , las pérdidas por este efecto son
pequeñas, como se observa en la etapa III.
De la gráca experimental, se observa que no existe transitorio de la corriente al
pasar de una celda a otra, esto debido a la ausencia de voltaje en el interruptor sobre
el cual va a circular la corriente. La potencia disipada por el interruptor inmerso en la
conmutación es de 0 W. El diodo de la celda A no sufre del efecto de la recuperación
inversa, aunque se paga con una cola de corriente de mayor duración, razón por la cual
el interruptor continua disipando potencia en esta etapa. No existe energía disipada por
QA1 , durante la transición.
Realizar una conmutación de la corriente entre las dos celdas utilizando este método,
ya sea de la celda A hacia B o de B hacia A, es muy seguro para los interruptores.
Los resultados son similares en cualquier sentido, no existen cambios importantes
en las formas de la corriente y el voltaje. En ambos casos se presenta una conmutación
suave de la corriente en los interruptores involucrados en el proceso de la conmutación ya
que, como se observa en las grácas, uno de los interruptores conmuta a 0 V y el otro lo
hace en una conmutación dura.
4.6.4.
Conmutación de cuatro pasos
En esta parte, se muestra el comportamiento del voltaje y la corriente en los interruptores QA1 y QB1 . En el caso de los diodos DA1 y DB1 , sólo se observan sus efectos de
recuperación inversas. Los resultados experimentales se muestran en grácas comparativas de las dos celdas para observar el proceso de conmutación y los efectos transitorios en
los interruptores.
Alfonso Pérez Sánchez
85
4. Resultados experimentales
1
300
II
III
I
di/dt
IV
30
QA1
200
20
VQA1
100
10
0
−50
IQA1 [A]
40
I
0
400
VLpar
I
30
V
QB1
QB1
20
400
I
dv/dt
200
rr
10
0
−50
IQB1 [A]
Celda B, VQB1 [V]
Celda A, VQA1 [V]
t
400
0
P
inst
[kW]
8
6
Pinst (QB1)
4
Pinst (QA1)
2
0
−1
0
100
200
300
400
Tiempo [ns]
500
600
700
800
Figura 4.8: Conmutación modicada de dos pasos (VB = 460 V).
Las grácas pertenecientes a los transitorios en QA2 , QB2 , DA2 y DB2 ; no se muestran
ya que ninguno de estos dispositivos conduce corriente. Debido a que los diodos DA2 y
DB2 están polarizados inversamente.
Variación del voltaje en la celda A
El sentido de la conmutación es de la celda A hacia la celda B, la corriente de carga
es positiva (Icarga = 20 A); el voltaje en VA es mayor a VB . La corriente de carga uye a
través de QA1 y de DA1 . La secuencia de conmutación inicia en el instante en el que la
celda QA es encendida (t0 ). Como VA > VB , el diodo DB1 se polariza de manera inversa,
provocando que el voltaje en QB1 sea 0 V. Las condiciones jadas para las pruebas son:
◦ Corriente de carga - Icarga = 20 A.
◦ Voltaje en la celda A - VA = 460 V.
◦ Voltaje en la celda B - VB = 110 V.
86
4.6. Desarrollo experimental
El circuito de pruebas se muestra en la Figura 4.9(a) y en la Figura 4.9(b) la secuencia
de conmutación. Las curvas experimentales muestran sólo el momento de la transición de
la celda A hacia la celda B, por ser esta etapa la de mayor interés.
Sec. cuatro pasos
V GE(QA1)
V CE(QA1)
IQA1
V A- V B
Q A1
VA
VB
0
D A1
V GE(QA2)
V CE(QA2)
=IQA2 = 0
0
V GE(QB1)
D A2
Q A2
V CE(QB1)
Celda A
Q B1
VB
IQB1
0
0
D B1
- V DB1
0
V GE(QB2)
D B2
Q B2
Celda B
I carga
V CE(QB2)
0
(a) Circuito de pruebas
IQB2 = 0
t0
t1 t2 t3 t4
t5
(b) Secuencia de conmutación
Figura 4.9: Secuencia de cuatro pasos.
La corriente de carga está circulando a través de QA1 y DA1 . La conmutación de la
corriente inicia cuando el interruptor QA1 es apagado (Figura 4.10).
Análisis del proceso de conmutación
• La corriente en el interruptor QA1 cae a una pendiente di/dt. El voltaje a través del
interruptor se incrementa linealmente a una razón de dv/dt y, experimenta un sobrevoltaje (de valor VLpar = Lpar di/dt) provocado por las características del circuito
impulsor y por la inductancia parásita. El interruptor QA1 tiene una disipación de
potencia de 4 kW.
• La corriente es forzada a uir a través de QB1 y continua incrementandose por arriba
del valor de la corriente de carga (Icarga + Irr ), provocado por la recuperación inversa
Alfonso Pérez Sánchez
87
4. Resultados experimentales
Q A1 on
Q A1 on
D A1
VA
D A1
VA
D A2
D A2
Q B1 off
off Q A2
D B1
VB
Q B1 on
I carga
off Q A2
D B1
VB
D B2
Icarga
D B2
off Q B2
off Q B2
(a) Paso 1
(b) Paso 2
Q A1 off
Q A1 off
D A1
VA
D A1
VA
D A2
D A2
Q B1 on
off Q A2
D B1
VB
Q B1 on
I carga
D B2
off Q A2
D B1
VB
I carga
D B2
off Q B2
(c) Paso 3
on Q B2
(d) Paso 4
Figura 4.10: Secuencia de conmutación para una corriente positiva.
del diodo DA1 . La potencia disipada por QB1 es casi cero.
• El diodo DA1 tiene una recuperación inversa pequeña, lo que provoca que exista una
potencia negativa. La corriente conmuta de celda y se estabiliza en el valor de la
corriente de carga.
No existe transitorio durante la conmutación de la corriente de la celda A a la celda
B. La conmutación se realiza sin disipación de energía en QB1 . El efecto de la recuperación
inversa del diodo es pequeña y se reeja en una potencia negativa. La duración de la cola
de corriente es muy pequeña.
Variación del voltaje en la celda B
Las variables de prueba siguen siendo las mismas que en la sección anterior pero,
ahora, se varía el voltaje VB manteniendo VA constante.
88
4.6. Desarrollo experimental
10
[A]
I
I
QA1
20
0
−100
0
300
I
di/ dt
200
II
I
III
QB1
30
IV
20
I
rr
100
10
V
I
QB1
[A]
QA1
QA1
400
rr
[V]
Celda A, V
V
200
QB1
Celda B, V
30
VLpar
IQA1
QB1
[V]
t3
600
0
0
−100
5
P
inst
[kW]
4
3
Pinst (QB1)
Pinst (QA1)
2
1
0
−1
0
100
200
300
Tiempo [ns]
400
500
600
Figura 4.11: Conmutación forzada de la corriente (VA = 460 V).
◦ Corriente de carga - Icarga = 20 A.
◦ Voltaje en la celda A - VA = 110 V.
◦ Voltaje en la celda B - VB = 460 V.
La corriente de carga está uyendo a través de QA1 y DA1 (Figura 4.12). La conmutación de la corriente inicia en el momento en el cual QB1 es encendido.
Análisis del proceso de conmutación
• En t3 es apagado QB1 ; el voltaje VB aparece en el cátodo de DB1 . Inicia la etapa de
polarización inversa del diodo DA1 , provocado por el voltaje VB . La corriente en el
interruptor QA1 empieza a caer a cero. La corriente empieza a circular por QB1 , el
di/dt a través de QB1 provoca una caída de voltaje debido a la inductancia Lpar del
circuito.
• La corriente es negativa, en esta etapa se transere energía hacia la inductancia
parásita Lpar . La corriente continua incrementandose a través de QB1 , por arriba
Alfonso Pérez Sánchez
89
4. Resultados experimentales
del valor de la corriente de carga (Icarga + Irr ), debido a la recuperación inversa del
diodo DA1 . El encendido de QB1 es muy disipativo ya que tiene un encendido duro.
• La corriente llega a cero con una pendiente determinada por las características de
t3
20
I
0
di/dt
Celda B, VQB1 [V]
−200
I
400
IRRM
II
III
IV
V
I
rr
VQB1
200
−20
40
[A]
VQA1
I
0
QA1
[A]
QA1
IQB1
20
di/dt
QB1
200
I
Celda A, VQA1 [V]
recuperación inversa de DA1 . La potencia instantánea disipada por QB1 es de 3 kW.
0
0
3
P
inst
2
P
inst
1
(Q )
B1
(Q )
A1
P
inst
[kW]
4
0
−1
0
100
200
300
Tiempo [ns]
400
500
600
Figura 4.12: Conmutación de la corriente de A a B (VB = 460 V).
4.7.
Voltajes y corrientes negativos
Para este caso las condiciones cambian, ya que ahora los interruptores que estarán
conduciendo son QA2 y QB2 , y los diodos DA2 y DB2 ; los transistores que antes conducían,
en este circuito ya no lo hacen.
El circuito de pruebas es una modicación del circuito propuesto para la parte
positiva, el diagrama se muestra en la Figura 4.13. La parte del circuito auxiliar se ha
mantenido sin modicaciones. Con este nuevo circuito se puede aplicar una corriente
90
4.7. Voltajes y corrientes negativos
negativa a las dos celdas. Además, como se puede notar, las fuentes están en un arreglo
que permite aplicar voltajes negativos a los interruptores. Toda la teoría de funcionamiento
para la parte positiva se sigue aplicando para este circuito.
Q A1
D A1
L carga
VA
I carga
Q aux
D Lfw
D A2
Q A2
D pro
D fw
V aux
R ind
Celda A
Q B1
I carga
D B1
VB
Circuito auxiliar
Celda B
D B2
Q B2
Figura 4.13: Circuito de pruebas para corrientes y voltajes negativos.
En los resultados experimentales mostrados, la corriente se consideraba positiva si
salía de la celda bidireccional; ahora, la corriente entra directamente hacia las celdas, por
lo que se considera negativa. Las mediciones se deberan hacer sobre los interruptores QA2
y QB2 que son los que están en posibilidad de conducir la corriente de carga.
Las Figuras 4.14 y 4.15 muestran las simulaciones de este circuito. En ellas se muestra
la conmutación de la corriente entre las dos celdas, sólo para los dos casos considerados:
conmutación de la celda B hacia la celda A, con VB > VA ; y conmutación de B hacia A,
con VA > VB ; en ambos casos con una corriente negativa de 20 A. Las guras muestran un
ciclo completo de la secuencia de conmutación entre las celdas, demostrando el correcto
funcionamiento del circuito para esta etapa.
Alfonso Pérez Sánchez
91
4. Resultados experimentales
El circuito funciono muy bien en simulación, pero en pruebas de laboratorio, en el
momento de iniciar la secuencia de conmutación, la corriente mostró oscilaciones. Todo
parece indicar que la inductancia del circuito y la resistencia del banco de capacitores
entraban en resonancia, lo que provocaba que la corriente oscilara.
Como el tiempo disponible para estas pruebas no fue suciente para realizar las
correcciones necesarias; éstas se dejan para un trabajo posterior, para que ahora si se
realize una caracterización completa del interruptor bidireccional. Ya que se dejan los
diagramas de los dos circuitos para que el único trabajo sea la etapa de implementación.
300
30
QA2
20
10
100
IQA2 [A]
Celda A, VQA2 [V]
I
200
VQA2
0
0
−50
60
V
400
40
QB2
I
QB2
20
200
0
−100
0
0
1
2
3
4
5
Tiempo [us]
6
7
8
9
10
Figura 4.14: Conmutación de la celda B hacia A (VB > VA ).
92
IQB2 [A]
Celda B, VQB2 [V]
600
4.8. Resumen del capítulo
60
VQA2
400
40
I
rr
IQA2
200
20
0
IQA2 [A]
Celda A, VQA2 [V]
600
0
−100
30
IQB2
200
20
VQB2
10
100
0
IQB2 [A]
Celda B, VQB2 [V]
300
0
Irr
−150
0
1
2
3
4
5
Tiempo [us]
6
7
8
9
10
Figura 4.15: Conmutación de la celda B hacia A (VA > VB ).
4.8.
Resumen del capítulo
El objetivo principal de este capítulo era vericar el correcto funcionamiento del
circuito de pruebas utilizando las técnicas de conmutación estudiadas, todo esto se realizó
de forma satisfactoria. El desempeño del circuito fue el adecuado durante cada una de las
pruebas realizadas.
Se realizaron pruebas experimentales utilizando una conmutación con traslape de
las celdas A y B, con este método se observó como las celdas son sometidas a valores
grandes de corriente, debido al cortocircuito entre las dos fuentes. Una conmutación de
esta naturaleza no es adecuada para los interruptores, ya que reducen su vida útil.
También se realizaron pruebas, conmutando las celdas sin que existiera traslape
entre ellas. Con una conmutación de este tipo, ahora el interruptor es constantemente
sometido a excesos de voltaje, lo que es más crítico que una sobrecorriente, ya que el área
segura del IGBT es más sensible a los sobrevoltajes que a una sobrecorriente.
Alfonso Pérez Sánchez
93
4. Resultados experimentales
Se realizaron pruebas con un método reportado en la literatura, llamado método modicado de dos pasos. Con este método se observó que la corriente conmutaba de manera
segura entre las celdas, sin los esfuerzos observados con los dos métodos anteriores. Aunque el voltaje seguía presentando un comportamiento oscilatorio, debido a la inductancia
del circuito.
Por último, se hizo un breve estudio de la conmutación de cuatro pasos, con el n
de aplicar el método al circuito de pruebas. De los resultados se observó que el método
permite una conmutación segura de la corriente entre las dos celdas. Como es un método
que se basa en el sentido de la corriente, los interruptores no son sometidos a grandes
voltajes durante la conmutación de la corriente entre las celdas.
En todos los casos analizados, y dependiendo del método, la respuesta del diodo en
serie con el interruptor, depende de sus características de respuesta dinámicas, considerando que se utilizaron diodos discretos. En estos casos, lo mejor es utilizar un diodo ya
integrado en el encapsulado del IGBT, para mejorar el desempeño del dispositivo durante
las conmutaciones.
94
Capítulo
5
Conclusiones y trabajos futuros
El desarrollo de este trabajo de tesis fue muy satisfactorio, sobre todo porque se
realizó un estudio, muy interesante del interruptor bidireccional y de las técnicas existentes
para su control.
Así también, toda la etapa de desarrollo experimental resultó muy enriquecedora,
en cuanto al conocimiento adquirido durante las pruebas. Las pruebas realizadas comprobaron el correcto funcionamiento del circuito.
5.1.
Conclusiones
El circuito propuesto permite variar el voltaje y la corriente de forma controlada;
puede funcionar con corrientes y voltajes tanto positivos como negativos; permite un
control independiente de cada interruptor, además, el consumo de energía es mínima por
parte del circuito. El circuito de pruebas tiene pocos elementos y es sencillo de utilizar.
Para el estudio del interruptor bidireccional con corrientes y voltajes negativos se
desarrollo un circuito, cuyo funcionamiento se vericó mediante simulaciones; ya que experimentalmente no se realizó una implementación satisfactoria en el laboratorio.
Uno de los objetivos particulares de la tesis, era comprobar experimentalmente el
funcionamiento del circuito, aplicando las técnicas de conmutación reportadas en la
95
5. Conclusiones y trabajos futuros
literatura. De las observaciones hechas durante el desarrollo experimental, se derivan las
siguientes conclusiones.
• En una conmutación con traslape, el interruptor es sometido a grandes transitorios
de corriente, debido al cortocircuito entre las dos fuentes. La inductancia parásita
funciona funciona como un inductor de choque, limitando el aumento de la corriente.
Si la inductancia se reduce el valor de la corriente aumenta. Otro factor importante es
la resistencia de compuerta, una resistencia mayor a la usada provoca una reducción
del di/dt, debido a que la capacitancia de compuerta se carga más lento; aumentando
el tiempo de encendido.
• En una conmutación sin traslape, cuando las dos celdas quedan en circuito abierto, la
magnitud del voltaje en los interruptores está en función del valor de la inductancia.
Este efecto es provocado por la interrupción del ujo de la corriente en la inductancia
del circuito y del inductor Lcarga .
• El método modicado de dos pasos permite una conmutación segura entre las dos
celdas, sin importar el sentido de la conmutación. El método permite conmutaciones
suaves en los interruptores. Además, los efectos de la recuperación inversa en el diodo
son pequeños.
• Con el método de cuatro pasos, la corriente conmuta de celda a celda de forma
segura, sin someter a ningún esfuerzo a los interruptores. Aunque, en este caso, los
diodos se ven afectados por la polarización abrupta de las fuentes. Se presentan
conmutaciones suaves y duras en los interruptores.
• La ventaja del método modicado de dos y de cuatro pasos es la seguridad que
ofrecen tanto para los interruptores como para la carga, además de la existencia de
conmutaciones suaves, lo que signica que las pérdidas por conmutación son menores
con estos métodos.
• El diodo en serie con el interruptor tiene un papal importante en el desempeño de la
celda, debido a los bloqueos de voltaje que tiene que realizar en cada conmutación.
Su desempeño está en función de los niveles de voltaje, de la corriente y del valor
de RG . La mejor opción es utilizar un interruptor con el diodo ya integrado en el
mismo encapsulado.
96
5.2. Trabajos futuros
5.2.
Trabajos futuros
A continuación menciono los trabajos que pueden ser continuación del presente y
siguiendo la línea de caracterización de Dispositivos Semiconductores de Potencia:
• Realizar la implementación de las celdas, utilizando IGBTs con el diodo ya integrado
en el encapsulado. Para mejorar el desempeño del interruptor y hacer más compacto
el circuito.
• Realizar un estudio de dos o más arreglos de interruptores bidireccionales, utilizando
diferentes tecnologías de dispositivos semiconductores.
• Realizar las pruebas necesarias para llevar a un correcto funcionamiento del circuito
para la parte negativa de las pruebas.
Alfonso Pérez Sánchez
97
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Alfonso Pérez Sánchez
103
Apéndice
A
Diagramas y programas
Para comprobar el correcto funcionamiento del circuito de pruebas, se hicieron una
serie de simulaciones en el programa de simulación de circuitos eléctricos-electrónicos
R . Para evitar los tiempos de simulación largos; se hicieron las siguientes
OrCAD PSpice°
consideraciones:
• La inductancia de carga se sustituyó por una fuente de corriente constante.
• Únicamente se simularon los periodos de transición (encendido y apagado).
• Sólo se consideró la inductancia parásita del cableado de cada celda.
• Se utilizó el modelo del IGBT IRG4PC50U de International Rectier. El modelo
del diodo de potencia fue el BYP301.
• La corriente de prueba se jo en 20 A. El periodo de simulación fue de 10 µs.
• Los tiempos de encendido y apagado se ajustaron a los valores dados por el fabricante: tr = 52 ns y tf = 258 ns.
Los parámetros establecidos para realizar las simulaciones y, para evitar los problemas característicos de convergencia, se ajustaron de la siguiente manera:
• Precisión relativa de voltajes y corrientes: RELTOL = 0.01.
• Precisión de voltajes: VNTOL = 1 µ.
• Precisión de corrientes: ABSTOL = 1 µ.
• Precisión de cargas: CHGTOL = 1 µ.
• Conductancia mínima para cada rama: GMIN = 435 µ.
105
A. Diagramas y programas
• Número máximo de interacciones para análisis en CD: ITL1 = 500.
• Número máximo de interacciones para análisis en CD: ITL2 = 1500.
• Número máximo de interacciones para análisis transitorio: ITL4 = 500.
El circuito simulado en PSpice se muestra en la Figura A.1.
Figura A.1: Circuito simulado en PSpice.
En la Figura A.2 se muestra un ejemplo de un programa en C para una secuencia
de cuatro pasos.
En la Figura A.3 se muestra el diagrama general del circuito de pruebas.
Y en las Figuras A.4, A.5 y A.6, imagenes del circuito de pruebas implementado en
el laboratorio.
106
Figura A.2: Programa en C para una secuencia de cuatro pasos.
Alfonso Pérez Sánchez
107
108
8
PIC16F876A
20
19
9
10
Figura A.3: Esquema general del circuito de pruebas.
5V
+5V
10 k Ω
100 nF
100 Ω
Q aux
Q A1
Q A2
Circuito de control
15 pF
22
20 MHz
23
100 nF
15 pF
27 26 25
1
100 Ω
Q B2
24
SW1
D1
10 k Ω
+5V
Q B1
-15 V
C
C
+15 V
-15 V
C
C
+15 V
Fuentes de alimentación
para los impulsores
Inicio
D2
1 kΩ
22 µF
22 µF
5
6
7
8
5V
0.022 µF
0.022 µF
8
10
9
11
12
14
13
1.7 k Ω
100 nF
7
6
5
4
2
3
1
DM74LS125A
RG
Circuito de manejo de compuerta
0.047 µF
470 Ω
470 Ω
Circuito
impulsor
HCPL2611
4
3
2
1
22 µF
Aislamiento
óptico
2N2222
680 Ω
- 15 V
BD136
RG
10 Ω
BD135
+ 15 V
Interruptor
bidireccional
A. Diagramas y programas
Figura A.4: Circuito de pruebas para la parte positiva.
Figura A.5: Circuito de pruebas para la parte negativa.
Alfonso Pérez Sánchez
109
A. Diagramas y programas
Figura A.6: Mediciones del circuito de pruebas.
110
Apéndice
B
Grácas experimentales
A continuación se muestran algunas grácas obtenidas experimentalmente, sólo para
los casos más interesantes. La Figura B.1 muestra la corriente de cortocircuito durante
el traslape de las celdas A y B, en una conmutación con traslape de tiempo. En la Figura B.2 se muestra el transitorio de voltaje en QB1 , durante el tiempo muerto entre la
conmutación de las celdas A y B. La Figura B.3 muestra el efecto de la recuperación
inversa de DA1 , durante el apagado de QA1 durante una conmutación de cuatro pasos.
Las grácas B.4 y B.5 muestran pantallas del osciloscopio utilizado durante las pruebas,
para una conmutación de cuatro pasos.
80
160 V
260V
360 V
460 V
70
60
Corriente en QA1 [A]
50
40
30
20
10
0
−10
7.0
7.1
7.2
7.3
7.4
7.5
Tiempo [µs]
7.6
7.7
7.8
Figura B.1: Corriente de cortocircuito.
111
7.9
8.0
B. Grácas experimentales
500
160 V
260V
360 V
460 V
450
400
350
Voltaje en QB1 [V]
300
250
200
150
100
50
0
−50
7.0
7.1
7.2
7.3
7.4
7.5
Tiempo [µs]
7.6
7.7
7.8
7.9
8.0
Figura B.2: Transitorio de voltaje en QB1 .
25
160 V
260V
360 V
460 V
20
15
Corriente en QA1 [A]
10
5
0
−5
−10
−15
−20
−25
7.2
7.3
7.4
7.5
7.6
7.7
Tiempo [µs]
7.8
7.9
8.0
8.1
Figura B.3: Efecto de la recuperación inversa de DA1 .
112
8.2
Figura B.4: Transitorios de voltaje en QA1 .
Figura B.5: Transitorios de voltaje en QB1 .
Alfonso Pérez Sánchez
113