Download Capítulo 1.

S.E.P.
S.E.I.T.
D.G.I.T.
CENTRO NACIONAL DE INVESTIGACIÓN
Y DESARROLLO TECNOLÓGICO
cenidet
“ESTUDIO DEL CONVERTIDOR PUENTE COMPLETO
AISLADO CON SUJETADOR ACTIVO APLICADO A
CELDAS DE COMBUSTIBLE”
T
E
S
I
S
QUE PARA OBTENER EL GRADO DE:
MAESTRO
E N
CIENCIAS
EN
INGENIERÍA
ELECTRÓNICA
P
R
E
S
E
N
T
A:
ING. JAVIER ALEJANDRO MOLINA CORONEL
DIRECTORES DE TESIS:
DR. FRANCISCO CANALES ABARCA
DR. CARLOS AGUILAR CASTILLO
CUERNAVACA, MOR
MAYO 2006
Dedicatorias
A mi madre Luz Maria Coronel Yañes, por todo su amor y
paciencia que me ha entregado. Gracias por estar a mi lado durante
todo el trayecto de mi formación.
A Claudia Lizethe Delgado Torres, por todo lo que significas para
mí. Gracias por tu cariño y apoyo que siempre me has brindado.
i
Dedicatorias
ii
Agradecimientos
A Dios por que a pesar de todas las dificultades que tuve en este
proceso de mi formación jamás me fallo.
Durante el tiempo que realice este trabajo de investigación pude
constatar el apoyo incondicional de profesores, familiares y amigos, a
los cuales quiero expresarle mi más sincero agradecimiento.
A mis asesores, el Dr Francisco Canales Abarca y el Dr Carlos
Aguilar Castillo, gracias por guiarme durante todo el trabajo de
investigación mediante sus invaluables consejos y observaciones.
Dr Francisco, agradezco que me que me haya compartido conmigo
sus conocimientos y experiencia en el campo de la electrónica de
potencia. Tu trayectoria y formación profesional es un ejemplo a seguir.
Dr Carlos, gracias por su apoyo durante todo este proceso de mi
formación profesional. Agradezco tu confianza durante estos años en
que he recibido tu asesoría, realmente ha sido un honor trabajar bajo
su tutela.
A los miembros de mi comité tutorial; el Dr. Hugo Calleja, el Dr
Jaime Arau Roffiel y el Dr. Abraham Claudio Sánchez de CENIDET,
gracias por sus invaluables comentarios y observaciones acerca de mi
trabajo.
Agradezco también a todos mis profesores de CENIDET, quienes
me han transmitido parte de sus conocimientos, y a mis compañeros de
maestría: Israel Uribe Hernández, Abraham Cortés Dorantes, Luis
Adrián Sorcia Navarro, Gerardo Vázquez Guzmán, Ernesto Elías Vidal,
José Luis Rullan, Edson López Martínez, Rafael Maxin Méndez Ocaña y
Marvin quienes no solo compartimos conocimientos y experiencias,
sino también me ayudaron a mi formación personal.
iii
Agradecimientos
Agradezco profundamente el apoyo incondicional de mi madre
Luz Maria Coronel Yañez quien siempre confió en mí durante todo este
proceso de mi formación profesional. Además agradecer a Juan José
Mendoza Rosales por sus consejos para conducirme en la vida. A mis
hermanos Carlos Alberto Molina Coronel y Nazir Ossiel Molina Coronel.
Ante todo, agradezco también aquella persona muy especial en mi
vida que siempre estuvo a mi lado durante los tiempos difíciles, Claudia
Lizethe Delgado Torres. Amor te he dicho que “la felicidad de un
hombre no radica en su propia satisfacción, sino en la de sus seres
queridos”. Gracias por tu paciencia y apoyo incondicional durante esta
etapa de nuestras vidas.
Sin duda, he dejado de mencionar a muchas otras personas que
hicieron más placentera mi estancia en Cuernavaca. No obstante, a
todos ustedes les reitero mi más sincero agradecimiento.
Al Consejo Nacional de Ciencia y Tecnología (CONACYT) y a la
Secretaría de Educación Pública (SEP) por el apoyo económico que me
permitió dedicarme de tiempo completo a este trabajo.
Finalmente, agradezco al Centro Nacional de Investigación y
Desarrollo Tecnológico por permitirme desarrollarme.
iv
Estudio del convertidor puente completo aislado con
sujetador activo aplicado a celdas de combustible
(RESUMEN)
La necesidad de obtener nuevas alternativas de fuentes de
generación de energía eléctrica ha impulsado a grupos de investigación,
tanto de universidades como de empresas privadas, a emigrar al uso de
fuentes de energía renovables (solar, biomasa, eólica, etc.) que pueden
verse favorecidos y estimulados a través de la tecnología de celdas de
combustible. Las celdas de combustible distan mucho de tener las
características de una fuente de voltaje ideal, debido a que el voltaje
obtenido entre sus terminales es muy dependiente de la carga aplicada
y de otras variables del proceso de conversión de la propia celda. Por
otro lado, el voltaje entregado por la celda de combustible a la carga
tiene niveles relativamente bajos, requiriendo de un convertidor que
proporcione los niveles necesarios para luego ser transformados por el
inversor a corriente alterna. En esta tesis se presenta el análisis y
comparación de las topologías más utilizadas en sistemas de
alimentación basados en celdas de combustible: convertidor elevador,
push-pull y elevador puente completo aislado con sujetador activo. Con
base en los resultados obtenidos se puede concluir que el convertidor
elevador puente completo aislado con sujetador activo ofrece excelentes
características tales como: no permite corrientes pulsantes, aislamiento
en alta frecuencia, conmutaciones suaves, etc. Además, la tesis
presenta un análisis detallado y la implementación de un prototipo de
laboratorio del convertidor elevador puente completo con sujetador
activo. Los resultados experimentales muestran una muy alta eficiencia
(97%) y una excelente regulación del voltaje de salida ante variaciones
de la línea y de la carga.
v
Resumen
vi
STUDY OF THE ISOLATED FULL-BRIDGE BOOST
CONVERTER WITH ACTIVE CLAMP
APPLIED TO FUEL CELLS.
(ABSTRACT)
The need to obtain new alternatives of electrical energy generation
sources has impelled research groups, so much universities as for
companies, to use renewable power plants (solar, biomass, aeolian,
etc.). These groups can be favoured and stimulated through the
technology of fuel cells. The fuel cells do not have the characteristics of
an ideal voltage source, because the voltage obtained between its
terminals is very dependent of the applied load and other variables of
the process of conversion of the own cell. On the other hand, the voltage
given for the fuel cell to the load has relatively low levels, requiring a
converter that provides the necessary levels by the inverter to
alternating current. This thesis presents the analysis and comparison of
the topologies used in systems feeding by on fuel cells: boost converter,
push-pull converter and isolated full-bridge boost converter with active
clamp. Based in the comparison it is concluded that the isolated fullbridge boost converter with active clamp offers excellent characteristics,
such as: not pulsating currents, high frequency isolation between the
fuel cell and the load, soft switching, etc. In addition, this thesis
presents a detailed analysis design and the implementation prototype of
the isolated full-bridge boost converter with active clamp. The
experimental results show a very high efficiency (97%), and tight output
voltage regulation under both line and load variations.
vii
Abstract
viii
TABLA DE CONTENIDO
Capítulo 1. Introducción .................................................................... 1
1.1 Antecedentes ................................................................................ 1
1.2 Celdas de combustible .................................................................. 3
1.3 Ubicación y planteamiento del problema ....................................... 8
Capítulo 2. Marco concptual y estado del arte................................ 11
2.1 Convertidores conmutados en sistemas de alimentación basados
en celdas de combustible. ........................................................... 11
2.1.1 Esquema con aislamiento en baja frecuencia ................... 12
2.1.2 Esquema con aislamiento en alta frecuencia .................... 13
2.2 Estudio breve de las topologías que puedan cumplir con las
características de la aplicación.................................................... 15
2.3 Selección de la topología ............................................................. 21
2.4 Hipótesis .................................................................................... 23
Capítulo 3. Convertidor elevador puente completo aislado con
sujetador activo ............................................................ 25
3.1 Operación del convertidor elevador puente completo aislado con
sujetador activo .......................................................................... 25
3.2 Ganancia del convertidor en estado estable ................................. 31
3.3 Análisis en estado estable para la obtención de los elementos
pasivos del convertidor................................................................ 36
3.4 Criterios de diseño ...................................................................... 39
3.4.1 Selección del número de vueltas del transformador .......... 40
3.4.2 Ciclo de trabajo................................................................ 41
3.4.3 Intervalo de conmutación a voltaje cero (ZVS) .................. 43
Capítulo 4. Diseño e implementación del prototipo ....................... 45
4.1 Análisis de pérdidas para la selección de la inductancia de
dispersión y la frecuencia de conmutación .................................. 45
ix
Tabla de contenido
4.2 Diseño magnético del transformador ...........................................48
4.2.1 Diseño del transformador de potencia ..............................49
4.2.1.1 Procedimiento de diseño del transformador .............49
4.3 Diseño del ACFBC. ......................................................................54
4.3.1 Selección del ciclo de trabajo. ...........................................54
4.3.2 Obtener el valor del inductor de entrada...........................54
4.3.2.1 Procedimiento de diseño del inductor de entrada.....54
4.3.3 Obtener el valor del condensador de salida. ......................56
4.3.4 Obtener el valor del condensador del sujetador activo.......57
4.4 Selección de los dispositivos utilizados. .......................................57
4.5 Diseño de la placa de circuito impreso de potencia. .....................57
4.6 Acondicionamiento e implementación de las señales de control ...59
4.7 Simulaciones del ACFBC .............................................................62
Capítulo 5. Resultados experimentales............................................65
5.1 Resultados experimentales en lazo abierto...................................65
5.1.1 Conmutación a voltaje cero ..............................................67
5.1.2 Eficiencia en lazo abierto..................................................69
5.2 Resultados en lazo cerrado ..........................................................70
5.2.1 Función de transferencia control-salida............................70
5.2.2 Eficiencia en lazo cerrado .................................................80
5.2.3 Regulación de línea ..........................................................81
5.2.4 Regulación de carga .........................................................81
5.2.5 Respuesta dinámica .........................................................82
Capítulo 6. Conclusiones y trabajos futuros ....................................85
6.1 Conclusiones generales ...............................................................85
6.2 Conclusiones particulares ...........................................................85
6.3 Trabajos futuros..........................................................................86
Referencias .......................................................................................89
x
NOMENCLATURA
Ae
Área efectiva del núcleo
Bmax
Densidad de flujo máxima
Cs
Condensador del sujetador activo
Ciss
Capacitancia de entrada del MOSFET
Co
Condensador de salida
Coss
Capacitancia de salida del MOSFET
Cr1
Capacitancia de salida del MOSFET S1
Crs
Capacitancia de salida del MOSFET Sa
D
Ciclo de trabajo
Dc
Densidad de corriente
fs
Frecuencia de conmutación
ILmin
Corriente de entrada mínimo
Im
Corriente magnetizante
Io
Corriente de salida
Irmsp
Corriente rms en primario del transformador
L
Inductor de entrada
Lik
Inductancia de dispersión
Lm
Inductancia magnetizante
Np
Número de vueltas en el primario
Ns
Número de vuletas en el secundario
xi
Nomenclatura
nt
Relación de transformación
Pout
Potencia de salida
Qg
Energía
RDSon
Resistencia de encendido del MOSFET
Ro
Resistencia de carga
Ss
Interruptor del sujetador activo
tfall
Tiempo de bajada
ton
Tiempo encendido
trise
Tiempo de subida
trr
Tiempo de recuperación inversa
Ts
Periodo de conmutación
Vca
Voltaje en el sujetador activo
VDS
Voltaje drenaje-fuente
Vin
Voltaje de entrada
VL
Voltaje del inductor de entrada
Vo
Voltaje de salida
Vp
Voltaje en primario del transformador
xii
ACRÓNIMOS
ACFBC
Convertidor elevador puente completo aislado con sujetador
activo
AFC
Celda de combustible alcalina
CA
Corriente alterna
CD
Corriente directa
CD/CD
Corriente directa a corriente directa
CFE
Comisión federal de electricidad
IIE
Instituto de investigaciones eléctricas
LFC
Luz y fuerza del centro
MCC
Modo de conducción continuo
MCD
Modo de conducción discontinuo
MCFC
Celda de combustible de carbonato fundido
MOSFET
Transistor de efecto de campo con semiconductor de oxido
metálico
PEmag
Software de diseño de alto rendimiento electromagnético
PEMFC
Celda de combustible de membrana de intercambio
protónico
PWM
Modulación de ancho de pulso
SOFC
Celda de combustible de oxido sólido
ZCS
Conmutación a corriente cero
ZVS
Conmutación a voltaje cero
xiii
Acrónimos
xiv
LISTA DE FIGURAS
Figura 1. Generación de energía eléctrica en México ........................... 2
Figura 2. Generación de energía eléctrica por tipo de
tecnología............................................................................ 3
Figura 3. Respuesta típica de una celda de combustible
durante el arranque ............................................................ 4
Figura 4. Gráfica de la corriente vs. voltaje de una celda de
combustible en estado estable. ............................................ 5
Figura 5. Diagrama a bloques típico de un sistema de
alimentación basado en celdas de combustible .................. 11
Figura 6. Diagrama de un sistema de alimentación con
transformador de baja frecuencia ...................................... 12
Figura 7. Diagrama de un sistema de alimentación colocando
la batería en alta tensión ................................................... 14
Figura 8. Diagrama de un sistema de alimentación colocando
la batería en baja tensión .................................................. 14
Figura 9. Convertidor elevador puente completo aislado con
sujetador activo................................................................. 15
Figura 10. Circuito eléctrico del convertidor elevador.......................... 16
Figura 11. Corriente de entrada (mediante simulación) del
convertidor elevador durante el arranque .......................... 17
Figura 12. Eficiencia del convertidor elevador. .................................... 18
Figura 13. Circuito eléctrico del convertidor push-pull ........................ 18
Figura 14. Convertidor push-pull alimentado en corriente ................... 19
Figura 15. Eficiencia del convertidor push-pull.................................... 20
Figura 16. Circuito eléctrico del convertidor ACFBC. .......................... 20
Figura 17. Eficiencia del convertidor ACFBC....................................... 21
Figura 18. Comportamiento de la eficiencia teórica de los
convertidores propuestos en la literatura........................... 22
Figura 19. Circuito eléctrico del convertidor ACFBC. .......................... 26
Figura 20. Formas de onda teóricas del ACFBC. ................................. 26
Figura 21. Circuito equivalente durante el intervalo de tiempo
[t0 – t1]............................................................................... 27
xv
Lista de figuras
Figura 22. Circuito equivalente durante el intervalo de tiempo
[t1 – t2] ...............................................................................28
Figura 23. Circuito equivalente durante el intervalo de tiempo
[t2 – t3] ...............................................................................29
Figura 24. Circuito equivalente durante el intervalo de tiempo
[t3 – t4] ...............................................................................29
Figura 25. Circuito equivalente durante el intervalo de tiempo
[t4 – t5]. ..............................................................................30
Figura 26. Circuito equivalente durante el intervalo de tiempo
[t5 – t6]. ..............................................................................31
Figura 27. Diagrama del circuito equivalente simplificado
durante el intervalo de tiempo [t2 – t3] ................................31
Figura 28. Corriente en el inductor de entrada y corriente en
el capacitor del sujetador activo .........................................32
Figura 29. Circuito equivalente del ACFBC durante el tiempo
de encendido. ....................................................................36
Figura 30. Formas de onda de carga y descarga del inductor
de entrada .........................................................................37
Figura 31. Formas de onda del inductor de entrada y
condensador de salida .......................................................38
Figura 32. Corriente rms en un interruptor del puente completo
ante diferentes relaciones de vueltas en el
transformador. ..................................................................40
Figura 33. Corriente rms en el capacitor del sujetador activo ante
distintas relaciones de vueltas en el transformador. ...........41
Figura 34. Área de operación del ciclo de trabajo en función de la
inductancia de dispersión y la frecuencia de
conmutación bajo condiciones específicas de voltaje de
entrada, voltaje de salida, relación de transformación y
de potencia. .......................................................................42
Figura 35. Voltaje en el sujetador activo en función de la
inductancia de dispersión y la frecuencia de
conmutación. ....................................................................43
Figura 36. Formas de onda del intervalo ZVS. .....................................44
Figura 37. Diagrama de flujo para calcular las pérdidas en los
MOSFET´s. ........................................................................46
Figura 38. Pérdidas en conducción en los MOSFET´s del
convertidor ........................................................................47
xvi
Lista de figuras
Figura 39. Pérdidas en conmutación en los MOSFET´s del
convertidor........................................................................ 47
Figura 40. Pérdidas totales de los MOSFET´s...................................... 48
Figura 41. Estrategia de construcción de los devanados del
transformador ................................................................... 53
Figura 42. Modelo del transformador obtenido por PEmag. ................. 53
Figura 43. Plantilla de la etapa de potencia ........................................ 58
Figura 44. Fotografía del montaje de los dispositivos
semiconductores y elementos pasivos................................ 59
Figura 45. Diagrama a bloques de la implementación de las
señales de control de compuerta S1-S4 y S2-S3. ............... 59
Figura 46. Diagrama de tiempos de las señales de control de
compuerta de los MOSFET´s. ............................................ 60
Figura 47. Diagrama a bloques de la implementación de la
señal de control del sujetador activo .................................. 60
Figura 48 Diagrama a bloques de la implementación del
impulsor por cada MOSFET ............................................... 61
Figura 49. Fotografía del ACFBC implementado.................................. 62
Figura 50. Diagrama esquemático del circuito simulado en
Pspice ®. ........................................................................... 62
Figura 51. Formas de onda obtenidas por simulación. ........................ 63
Figura 52. Formas de onda teóricas y circuito equivalente
durante [t0 – t1]. ................................................................ 64
Figura 53. Corriente en sujetador activo, corriente en el
transformador y voltaje en el transformador. ..................... 65
Figura 54. Corriente en clamp, corriente en el MOSFET S1 y
voltaje en el MOSFET S1. .................................................. 66
Figura 55. Corriente en el MOSFET S2, corriente en el
MOSFET S1 y voltaje en el MOSFET S1. ............................ 66
Figura 56. Detalle de la ZVS en el MOSFET S2 (voltaje
drenaje-fuente y voltaje de compuerta). ............................. 67
Figura 57. Estrategia de construcción de los devanados del
transformador para obtener una mayor inductancia de
dispersión. ........................................................................ 67
Figura 58. Modelo del transformador obtenido por PEmag para
obtener una mayor inductancia de dispersión. .................. 68
Figura 59. Detalle de la ZVS en el MOSFET S2 (voltaje
drenaje-fuente y corriente)................................................. 68
xvii
Lista de figuras
Figura 60. Detalle del voltaje drenaje-fuente y voltaje de
compuerta en el MOSFET S2. ............................................69
Figura 61. Eficiencia del convertidor en lazo abierto ante
variaciones de voltaje de entrada. ......................................69
Figura 62. Eficiencia del convertidor en lazo abierto ante
variaciones de carga ..........................................................70
Figura 63. Curvas de reacción aproximando la respuesta a un
sistema de primer orden ....................................................71
Figura 64. Diagrama a bloques del sistema en lazo abierto .................72
Figura 65. Respuesta del convertidor en lazo abierto...........................73
Figura 66. Validación de la función de transferencia. ..........................74
Figura 67. Respuesta en frecuencia del convertidor en lazo
abierto...............................................................................74
Figura 68. Compensador con dos polos y un cero ...............................76
Figura 69. Respuesta en frecuencia del compensador .........................76
Figura 70. Respuesta en frecuencia en lazo cerrado ............................77
Figura 71. Respuesta en frecuencia del compensador en H(s) y
en H(z)...............................................................................78
Figura 72. Diagrama de flujo del voltaje del compensador ..................79
Figura 73. Eficiencia del convertidor en lazo cerrado ante
variaciones de voltaje de entrada .......................................80
Figura 74. Eficiencia del convertidor en lazo cerrado ante
variaciones de carga. .........................................................80
Figura 75. Regulación de línea del convertidor a plena carga
(250W)...............................................................................81
Figura 76. Regulación de carga del convertidor a voltaje
nominal (48V). ...................................................................81
Figura 77. Respuesta dinámica del convertidor ante un
escalón de potencia de 170 a 100W. ..................................82
Figura 78. Respuesta dinámica del convertidor ante un
escalón de potencia de 100 a 170W. ..................................82
Figura 79. Respuesta dinámica del convertidor ante un
escalón en el voltaje de entrada de 38 a 58V. .....................83
Figura 80. Respuesta dinámica del convertidor ante un
escalón en el voltaje de entrada de 58 a 38V ......................83
xviii
LISTA DE TABLAS
Tabla
Tabla
Tabla
Tabla
1.
2.
3.
4.
Tipos de celdas de combustible y características principales. ..7
Especificaciones de diseño. ...................................................16
Comparación de topologías revisadas ....................................23
Especificaciones de diseño para un sistema de alimentación
basado en celdas de combustible..........................................45
Tabla 5. MOSFET's utilizados para calcular las pérdidas ....................46
Tabla 6. Especificaciones del transformador de potencia.....................49
Tabla 7. Datos del compensador para el lazo de retroalimentación de
voltaje ..................................................................................76
xix
Lista de tablas
xx
Capítulo 1.
Introducción
1.1 Antecedentes
A través de los tiempos el hombre se ha valido de múltiples
servicios que le han proporcionado confort a su subsistencia, tal es el
caso de la energía eléctrica. Este servicio ha tenido un papel muy
importante en el desarrollo de la sociedad, puesto que ha permitido el
avance de la tecnología en la vida moderna, resultando en una variedad
de equipos cada vez más sofisticados que brindan recreación,
entretenimiento y comodidades.
En los últimos años el consumo de la energía se ha elevado
considerablemente debido a los avances tecnológicos. Esto es un
problema, puesto que en la mayoría de los casos la generación es
mediante la quema de hidrocarburos, los cuales generan grandes
cantidades de dióxido de carbono. Por ello, existe la necesidad de
obtener nuevas alternativas de generación, más eficientes y menos
contaminantes.
Por otro lado, en la actualidad la generación, transmisión y
distribución de energía en México se llevan a cabo, en forma exclusiva,
mediante la Comisión Federal de Electricidad (CFE) y Luz y Fuerza del
Centro (LFC). Es decir, el Estado es el único participante en la
generación y distribución de energía en México [1], limitando al sector
privado únicamente a la co-generación y al autoabastecimiento (ver
Figura 1). Debido al crecimiento del consumo y a las limitantes actuales
de CFE y LFC, la Secretaría de Energía pretende crear un nuevo marco
regulatorio que contemple abrir la generación y comercialización de la
energía a través del sector privado, aunque el debate aún persiste
(México 2006) y no está claro si se dará la apertura.
1
Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico
Asimismo, cabe mencionar que, de acuerdo con estadísticas
realizadas, la cobertura de energía eléctrica en México sólo alcanza al
95% de la población. En este contexto, el gobierno federal está
consciente de que aún existe un 5% de la población (en su mayoría
indígena y rural) que no tiene acceso a servicios básicos como
iluminación, telecomunicaciones, así como a la conservación de
alimentos, los cuales son esenciales para mejorar la calidad de vida [2].
Capacidad efectiva de la generación en México, 2003
49,672 MW
Usos propios
1%
Autoabastecimiento
6%
Co-generación
3%
CFE
74%
Producción independiente
de energía
LFC
2%
14%
Figura 1. Generación de energía eléctrica en México
Por ello, se tiene como meta alcanzar el 97% de la cobertura
nacional promoviendo el uso de sistemas de generación de energía
eléctrica a través de fuentes renovables (solar, biomasas, eólica, etc.)
que pueden verse favorecidos y estimulados a través de la tecnología de
celdas de combustible, puesto que ésta les permite integrarse en un
sistema que considere combustibles directos que pueden ser fácilmente
generados, como el hidrógeno, a partir de tecnologías como solar y
eólica. Ésto significa una evolución en dirección a tecnologías más
limpias y al uso de fuentes renovables de energía.
En la Figura 2 se puede observar que actualmente sólo una
pequeña porción del total de los requerimientos energéticos de México
se satisfacen a través de fuentes renovables, pero éstas ofrecen un gran
potencial de crecimiento en nuestro país.
2
Capítulo 1. Introducción
2003
203,555 GWh
DUAL
7%
Ciclo combinado
27%
Turbogás
3%
Carboeléctrica
8%
Nuclear
5%
Termoeléctrica
convencional
37%
Renovables
13%
Figura 2. Generación de energía eléctrica por tipo de tecnología
1.2 Celdas de combustible
Las celdas de combustible son dispositivos electroquímicos que
están compuestas por un ánodo y un cátodo separados por un
electrolito. Las celdas de combustibles convierten la energía química de
las reacciones de oxidación de un combustible y la reducción de un
oxidante, en energía eléctrica (corriente directa) y calor [3]. Una de las
ventajas más interesantes de las celdas de combustible es que, a través
de la combinación electroquímica entre el hidrógeno y oxígeno, generan
electricidad sin ninguna combustión. Este es un elemento relevante en
la tecnología, a tal grado que sus aplicaciones se visualizan no solo en
la industria automotriz sino también en otras áreas como la generación
de energía alterna para uso residencial e incluso para usarse en
grandes plantas generadoras de energía, como ya existen en algunos
lugares en Estados Unidos y España [4, 5].
Características y limitaciones de las celdas de combustible
Es importante mencionar que las celdas de combustible están
lejos de ser una fuente de energía eléctrica ideal. Por ello es necesario
tomar en cuenta las características que presentan, para determinar la
estructura de la interfase electrónica que permita explotar al máximo
sus bondades. A continuación se describen las principales
características:
3
Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico
Dinámica lenta de la celda. Está se presenta debido a la
velocidad con la que se realizan las reacciones electroquímicas en los
electrodos. Se ha visto que conforme la celda de combustible tenga una
buena velocidad en las reacciones electroquímicas, ésta entregará
niveles de voltaje más constantes. Por ejemplo, dependiendo del tipo de
celda, se podrían necesitar hasta 30 min. para estabilizarse durante el
encendido, como se muestra en la Figura 3. Es por ello que en algunos
acondicionadores de energía se necesita la integración de un banco de
baterías que proporcione el nivel óptimo de voltaje a la aplicación [6-7].
Figura 3. Respuesta típica de una celda de combustible durante el arranque
Bajos niveles de voltajes entregados por la celda. El voltaje
proporcionado por una celda individual es de alrededor de 0.7 volts, y el
voltaje final se obtiene al apilar cierto número de celdas individuales.
Para la obtención de niveles altos de voltaje sería necesario colocar un
número grande de celdas. Por esta razón, para reducir la complejidad y
los costos de ensamble se prefieren niveles bajos de voltaje.
Normalmente es necesario acondicionar este nivel de voltaje a valores
suficientemente altos para establecer el enlace con otras etapas.
No se permiten corrientes pulsantes. Debido a que la energía
entregada por la celda de combustible depende de las reacciones
químicas internas del proceso, la respuesta ante demandas de cargas
pulsantes que suministra la celda es muy lenta.
4
Capítulo 1. Introducción
Aislamiento de la celda. La celda de combustible debe estar
protegida contra la corriente de retorno que se presenta en las
topologías. Por ello, algunas de las topologías presentadas en la
literatura [8-9] muestran aislamiento mediante transformadores en baja
frecuencia (de línea) o alta frecuencia.
Respuesta en estado estable. Las características de las cargas
que se alimentan con las celdas de combustible son un parámetro
esencial en el diseño del acondicionador de energía. Estas interfases
deben de considerar aplicaciones de cargas críticas, en donde los
cambios repentinos en éstas deben ser absorbidos por la interfase con
una respuesta óptima. De ésta forma, la interfase debe considerar
variaciones de voltaje y corriente para compensar la respuesta dinámica
lenta de la celda.
Una de las principales desventajas de las celdas de combustible
es que el voltaje que se obtiene entre sus terminales, es muy
dependiente de la carga aplicada y de otras variables internas del
proceso de conversión de la propia celda. La Figura 4 muestra las
diferentes regiones de operación y las características presentadas por la
celda en función de la densidad de corriente.
Figura 4. Gráfica de la corriente vs. voltaje de una celda de combustible en
estado estable.
A continuación se describen las regiones características de la
celda de combustible:
5
Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico
Región de polarización por activación:
Ocurre cuando la operación de transferencia de carga en la
interfase electrodo-electrolito es lenta.
Se puede reducir incrementando la temperatura de operación, el
área de superficie activa del electrodo, o la actividad de los
electrodos a través del uso de catalizadores apropiados.
Región de polarización óhmica:
Resultante de pérdidas en resistencias eléctricas en la celda. Se
encuentran en el electrolito (iónicas), en los electrodos
(electrónicas e iónicas) y en las conexiones en las terminales de la
celda (electrónicas).
Para minimizar estas pérdidas, los electrolitos tienen que ser de
la más alta conductividad posible. Los electrodos deben ser
diseñados para tener alta conductividad eléctrica y estar lo más
cerca posible para minimizar la resistencia del electrolito.
Región de polarización por concentración:
Causada por limitaciones en el transporte de masa, en la
disponibilidad de especies electro-activas en la interfase
electrodo-electrolito.
Las reacciones en el electrodo requieren un suministro constante
de reactantes para aceptar o donar electrones y así mantener el
flujo de corriente eléctrica.
Cuando la disponibilidad de reactantes es reducida por difusión o
limitaciones de convección, los gradientes de concentración
resultantes reducen la actividad del electrodo conduciendo a
pérdidas en el voltaje de salida.
6
Capítulo 1. Introducción
Eficiencia y tipos de celdas de combustible
La ecuación que describe la eficiencia de conversión de energía
máxima intrínseca para la celda electroquímica es [10]:
Emax =
∆GT
∆H o
(1.1)
Donde: GT es el valor de la energía libre a la temperatura de la celda
Ho es la entalpía durante la combustión de calor en la celda
En la práctica, las eficiencias en celdas de combustible pueden
alcanzar valores entre 65% y 85%. La Tabla 1 muestra algunos valores
de eficiencia para diferentes tipos de celdas de combustible.
Tabla 1. Tipos de celdas de combustible y características principales.
Tipo
Membrana de
intercambio
protónico
(PEMFC)
Temp.
(°C)
Eficiencia
Aplicación
(%)
Ventajas
Generación
> 40,
► Electrolito sólido
distribuida,
(> 70 en
reduce la corrosión
60-100
transporte y
co► Baja temperatura
aplicaciones
generación)
► Encendido rápido
móviles
► Reacción en el cátodo
más rápida
► Alto desempeño
Potencia
(MW)
Hasta
0.25
Alcalina
(AFC)
90-100
60
Militares y
espacial
Acido
fosfórico
(PAFC)
175-200
40
Generación
distribuida y ► Mayor eficiencia
transporte
0.2 a10
45
► Mayor eficiencia
Generación ► Flexibilidad
distribuida ► Catalizadores
más baratos
0.25 a
100 y
mayor
50
► Mayor eficiencia
Generación ► Flexibilidad
distribuida ► Catalizadores
más baratos
1 a 10
Carbonato
fundido
(MCFC)
600-1000
Oxido sólido
600-1000
(SOFC)
7
0.005
Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico
Como se ha descrito, las celdas de combustibles distan mucho de
tener las características ideales de una fuente de voltaje. Sin embargo,
presenta ventajas que las hacen dignas de tomar en cuenta para la
implantación de sistemas de generación de energía.
1.3 Ubicación y planteamiento del problema
La necesidad de diseñar nuevos dispositivos para producir
energía de forma más eficiente y menos contaminante, ha impulsado el
desarrollo de nuevas tecnologías y el mejoramiento de las ya existentes.
La generación de energía con mayor eficiencia, la mejor adaptación para
proteger al medio ambiente y la mayor flexibilidad en el uso y consumo
de combustibles, hacen de las celdas de combustible una tecnología
cada vez más atractiva en comparación con las tecnologías
convencionales. Por ello, en la actualidad las celdas de combustible
adquieren cada vez más interés a nivel internacional y México no es la
excepción, puesto que ésta se ha convertido en una tecnología de
generación de electricidad con grandes beneficios, por el hecho de ser
más limpias y permitir el uso de fuentes renovables de energía.
Como ya se mencionó anteriormente, las celdas de combustible
producen CD que debe ser transformada en CA para alimentar
aplicaciones tales como casas habitación o negocios, o bien suministrar
energía a la red de distribución eléctrica. La CD producida por la celda
de combustible tiene niveles relativamente bajos, requiriendo de un
convertidor (acondicionador de potencia) que proporcione los niveles
necesarios para luego ser transformados por el inversor a CA.
Asimismo, el voltaje de CD generado por la celda de combustible varía
dependiendo de las condiciones de operación, características que puede
ser compensada de igual manera por un convertidor acondicionador de
potencia. La tecnología convencional de convertidores CD-CD
empleados para el enlace de las celdas de combustibles requiere
mejoras considerables para soportar las condiciones impuestas por las
cargas y la misma celda, lo cual no sólo significa generar nuevos
convertidores que presenten mejores características dinámicas, sino
también altas relaciones de transformación y alta eficiencia, sin olvidar
obviamente el costo; Estos nuevos esquemas de alimentación
facilitarían la comercialización de las celdas de combustible.
8
Capítulo 1. Introducción
Propuesta de tesis
Este trabajo de tesis está enfocado a la obtención y desarrollo de
un prototipo experimental de un sistema de alimentación en CD basado
en celdas de combustible. El sistema a desarrollar deberá ser capaz de
mantener constante el voltaje de salida ante variaciones de tensión de
la celda. El sistema debe proporcionar aislamiento entre la celda y la
carga.
Objetivo general
El objetivo principal de este trabajo de investigación es el estudio,
selección e implementación de un convertidor CD/CD para un sistema
de alimentación basado en celdas de combustible. Los objetivos
particulares del trabajo son:
Estudio y asimilación de la tecnología de celdas de combustible,
para lograr un mayor entendimiento de las necesidades de los
sistemas de alimentación basados en éstas.
Estudio y análisis de estructuras de conversión CD/CD con alta
eficiencia.
Aportaciones
Diseño e implementación de un convertidor de alta eficiencia para
sistemas de alimentación basados en celdas de combustible.
Alcances
Entre los alcances de este trabajo se pueden mencionar el
estudio, selección e implementación de un convertidor CD/CD
conmutado que opere como acondicionador de potencia en un sistema
basado en celdas de combustible, que presente alta eficiencia y buena
respuesta dinámica y con capacidad de operar a una potencia máxima
de 250W. El convertidor tiene la característica de mantener la tensión
de salida constante en 180V, con variaciones en la tensión de entrada
entre 38V y 63V, correspondiendo a las especificaciones de operación
9
Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico
de una celda de combustible propiedad Instituto de Investigaciones
Eléctricas (IIE, Cuernavaca, Mor.).
10
Capítulo 2.
Marco conceptual y estado del arte
2.1 Convertidores conmutados en sistemas de alimentación basados en
celdas de combustible.
Con la finalidad de obtener mejores resultados en la generación de
energía eléctrica a través de celdas de combustible, se han formado
diferentes grupos de investigación, tanto de universidades como de
empresas privadas. Ésto ha dado como resultado un incremento en las
aplicaciones basadas en esta tecnología, en las cuales se han propuesto
sistemas acondicionadores de energía que han minimizado o compensado
sus principales desventajas.
En la Figura 5 se muestra el diagrama a bloques típico de un
sistema de alimentación basado en celdas de combustible. La
implementación de cada una de las etapas del sistema puede ser de
diferentes maneras, dependiendo de las necesidades de la carga. En la
revisión bibliográfica efectuada, se detectaron puntos comunes o
tendencias para mejorar características tales como la eficiencia, volumen,
peso, la confiabilidad del equipo y el costo [8, 11].
Figura 5. Diagrama a bloques típico de un sistema de alimentación basado en
celdas de combustible
11
Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico
Se ha visto que las topologías propuestas como acondicionadores de
energía utilizan aislamiento, a fin de aislar eléctricamente a la celda de
combustible de la carga que alimentará. Se han propuesto
acondicionadores de energía que realizan este aislamiento a la frecuencia
de línea al colocar el transformador a la salida del inversor, lo que resulta
en elementos magnéticos de gran volumen y peso [12]. Se aclara que estos
sistemas se diseñaron para mantener una señal en CA a la salida.
Otro punto importante que se ha visto en los sistemas propuestos
para los acondicionadores de energía es la necesidad de incluir un
mecanismo de almacenamiento de energía (en algunos casos bancos de
baterías), no sólo para dar respaldo o proveer de energía adicional al
sistema, sino también para soportar los picos de corriente demandados
por la carga. Cabe señalar que la energía utilizada de la batería debe
restablecerse. Esto demandará características adicionales al sistema, como
la capacidad de recarga.
2.1.1 Esquema con aislamiento en baja frecuencia
En la Figura 6 se muestra el diagrama de un sistema basado en un
transformador de baja frecuencia (60 Hz). El sistema consta de tres etapas
de conversión que permiten un adecuado manejo de la celda de
combustible, pero no se incluye aislamiento entre la celda y la batería [4].
Salida de
la celda
(25-39V)
Convertidor
CD/CD
Boost
Enlace de
CD (50V) y
batería
Inversor CD-CA
PWM
Salida
Transformador Salida de
filtrada LC de frecuencia 120/240V.
@ 60 Hz.
(35V)
de línea
+
S2
1:3:5
S4
Lf
L1
C
Cf
Vout
S1
50V
n
Lf
S3
Celda de
combustible
a
S5
-
b
Figura 6. Diagrama de un sistema de alimentación con transformador de baja
frecuencia
12
Capítulo 2. Marco conceptual y estado del arte
El sistema acondicionador está basado en un convertidor elevador
alimentado por una celda de combustible, en la salida del convertidor se
encuentra conectado un banco de baterías con un bus de 50 volts en CD.
Posteriormente, el bus de CD se convierte a CA mediante un inversor
puente completo, al que se le agrega un filtro LC para extraer las
componentes de baja frecuencia (sinusoidal). Debido a las características
del convertidor puente completo sin aislamiento, el voltaje de salida en
este punto es menor a 50 volts rms. Para ello, es necesario emplear un
transformador de baja frecuencia que permita elevar el voltaje y al mismo
tiempo proporcionar aislamiento hacia la carga.
Como se observa, el sistema es simple y robusto. Sin embargo, existe
una baja densidad de potencia asociada al transformador. Además, debido
al empleo de tecnologías tradicionales de conversión (conmutación dura),
los esfuerzos en corriente y voltaje a los que se encuentra sometidos los
dispositivos semiconductores son elevados.
2.1.2 Esquema con aislamiento en alta frecuencia
Una de las tendencias para resolver la baja densidad de potencia es
la utilización de convertidores conmutados que proporcionen aislamiento
en alta frecuencia [8-9], [12-13]. En las Figuras 7 y 8 se muestran dos
ejemplos en los que se obtiene el aislamiento en alta frecuencia entre la
celda de combustible y la carga mediante un convertidor CD-CD tipo pushpull.
En estos acondicionadores se puede observar la colocación del banco
de baterías. Mientras que en la Figura 7 la batería se coloca en el lado de
alta tensión del convertidor, existiendo aislamiento entre la celda y la
batería [14], en el acondicionador de la Figura 8 la batería se coloca en el
lado de baja tensión del acondicionador, resultando en un aislamiento
entre la batería y la carga [15]. Ambos esquemas resultarían en ventajas y
desventajas para el sistema, que no se clarificarían hasta realizar un
estudio profundo de ambas alternativas. Lo ideal, desde el punto de vista
de la batería, es que el sistema acondicionador de energía pueda
proporcionar aislamiento con respecto a la celda de combustible y la carga,
lo que protegería completamente a la batería y aumentaría la vida útil de
ésta; sin embargo, aumentaría la complejidad y costo del sistema
acondicionador de potencia.
13
Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico
Figura 7. Diagrama de un sistema de alimentación colocando la batería en alta
tensión
Figura 8. Diagrama de un sistema de alimentación colocando la batería en baja
tensión
Una de las ventajas presentadas por el sistema de la Figura 8 es la
eliminación de corrientes pulsantes vistas por la celda al utilizar un
convertidor elevador (inductor en la entrada). Además, el proveer un bus
de tensión regulado permite un diseño óptimo para el convertidor aislado
de la segunda etapa. Sin embargo, estas ventajas se ven penalizadas con
un aumento de las etapas de conversión.
Otra de las tendencias de los acondicionadores de energía es reducir
el número de etapas con la finalidad de aumentar la eficiencia del sistema
y reducir su complejidad. Esta tendencia presenta grandes desafíos para el
sistema ya que, como se comentó antes, la celda de combustible
proporciona niveles de voltaje reducidos que imponen la necesidad de
incluir etapas de conversión para lograr los valores deseados de voltaje
14
Capítulo 2. Marco conceptual y estado del arte
para cada aplicación. Además, estos bajos niveles de voltaje resultan en
altas corrientes que, a su vez, aumentan las pérdidas del convertidor,
reduciendo también la eficiencia del sistema [15].
En esencia, estos esquemas de acondicionamiento de potencia
ofrecen mejores ventajas que el sistema mostrado en la Figura 6, puesto
que la densidad de potencia aumenta considerablemente debido a la alta
frecuencia. No obstante, las conmutaciones duras continúan reduciendo la
eficiencia del sistema.
Una de las alternativas para reducir las pérdidas asociadas a la
operación del convertidor CD/CD en alta frecuencia, es el utilizar técnicas
de conmutación suave. La Figura 9 muestra una alternativa para esta
aplicación. La topología que se propone es un convertidor elevador puente
completo aislado alimentado en corriente [16-17], al cual se agrega un
circuito auxiliar compuesto por un interruptor Ss y un capacitor Cs para
recuperar la energía que se almacena en la inductancia parásita del
transformador. Este circuito también permite la conmutación a voltaje cero
(ZVS) de los interruptores principales.
L
S1
S2
Ss
Lik
Vin
Cs
Lm
S3
Co
Ro
S4
Figura 9. Convertidor elevador puente completo aislado con sujetador activo.
2.2 Estudio breve de las topologías que puedan cumplir con las
características de la aplicación
Con base en la revisión bibliográfica, se puede determinar que las
topologías más utilizadas en sistemas de alimentación basados en celdas
de combustible son: el convertidor elevador, el push-pull y el elevador
15
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puente completo aislado con sujetador activo. Por ello, en esta sección se
resume el estudio de las topologías utilizadas para está aplicación y, dado
que la intención es conseguir alta eficiencia, se realiza un análisis de
pérdidas ante distintas frecuencias de conmutación para determinar el
funcionamiento de los convertidores en alta frecuencia.
Las especificaciones de diseño para la comparación de convertidores
que puedan cumplir con las características de aplicación se muestran en
la Tabla 2.
Tabla 2. Especificaciones de diseño.
Especificaciones de diseño
Valores
Voltaje de entrada nominal
48 V
Voltaje de salida
180 V
Rizo de corriente en la entrada
0.025 Iin
Rizo de voltaje en la salida
1V
Potencia de salida
250 W
Frecuencia de conmutación
50–500 Khz
Convertidor elevador
En la Figura 10 se muestra el circuito eléctrico del convertidor. El
convertidor elevador es una topología sencilla por lo que se ha realizado
mucha investigación que ayuda a su optimización. En una aplicación
relacionada con celdas de combustible, el convertidor presenta las
siguientes características.
D2
L
Vin
D1
Q
Vo
C
R
Figura 10. Circuito eléctrico del convertidor elevador
16
Capítulo 2. Marco conceptual y estado del arte
Ventajas
Corriente de entrada no pulsante. La estructura de potencia del
convertidor hace que la corriente de entrada sea del tipo no pulsante, lo
cual es ideal para el caso de alimentación de una celda de combustible.
Desventajas
Sobre corriente en el arranque. Durante el transitorio de arranque,
el convertidor elevador drena una corriente que únicamente está limitada
por la impedancia del condensador de salida. Como resultado, se tiene un
pico de corriente considerable que es necesario tomar en cuenta para
evitar dañar a la celda de combustible (ver Figura 11).
20A
Sobre corriente en el arranque
15A
Corriente de entrada
10A
5A
0A
0s
-I(V1)
1.0ms
2.0ms
3.0ms
4.0ms
Time
Figura 11. Corriente de entrada (mediante simulación) del convertidor elevador
durante el arranque
Protección de corriente de corto circuito. Como se observa en la
Figura 10, el convertidor elevador no permite implementar fácilmente la
protección contra corto circuito. Esto se debe a que el interruptor no se
encuentra en la trayectoria directa entre la entrada y la salida. Es decir,
aun cuando se apague el interruptor, existe una trayectoria de corriente.
Esto es importante considerarlo para evitar daños a la fuente (celdas de
combustible en este caso).
En la Figura 12 se puede observar que debido a las conmutaciones
duras del MOSFET, al incrementar la frecuencia de conmutación la
eficiencia del convertidor disminuye.
17
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0.9
0.86
Eficiencia
0.81
0.77
0.72
0.68
0.63
0.59
0.54
0.5
50
125
200
275
350
425
500
Frecuencia en khz
Figura 12. Eficiencia del convertidor elevador.
Convertidor push-pull
En la Figura 13 se muestra el circuito eléctrico del convertidor. En
esencia son dos convertidores tipo forward que trabajan en desfase. Cabe
señalar que los interruptores conducen la corriente del inductor de salida
reflejada al primario y, además, deben soportar al menos dos veces el
voltaje de alimentación.
Figura 13. Circuito eléctrico del convertidor push-pull
Las ventajas y desventajas que ofrece el convertidor push-pull en un
sistema de alimentación basado en celdas de combustible son:
18
Capítulo 2. Marco conceptual y estado del arte
Ventajas
Proporciona aislamiento. El transformador del convertidor permite
aislar a la fuente de alimentación de la carga. Sin embargo, existen
problemas de resonancia en los diodos del convertidor debido a la
inductancia de dispersión.
Desventajas
Corriente de entrada pulsante. Debido a la estructura de potencia
del convertidor, la corriente de entrada es pulsante. Sin embargo, se puede
hacer una modificación como se muestra en la Figura 14. Como se
observa, el inductor L (en serie con la fuente) hace que la corriente de
entrada sea del tipo no pulsante. No obstante, los esfuerzos en voltaje
sobre los dispositivos se incrementan.
Figura 14. Convertidor push-pull alimentado en corriente
En la Figura 15 se muestra el comportamiento de la eficiencia
teórica con respecto al aumento de la frecuencia de conmutación. La
eficiencia del convertidor push-pull está limitada por la inductancia de
dispersión del transformador. Esto se debe a que, durante el apagado de
los interruptores, se induce en ellos un sobretiro en voltaje debido a la
inductancia de dispersión. Entonces es necesario utilizar dispositivos de
conmutación con mayor especificación de tensión, los cuales son de peores
características que los de baja tensión. No obstante, la eficiencia es mejor
comparada con la obtenida en convertidor elevador.
19
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0.95
Eficiencia
0.9
0.85
0.8
0.75
0.7
0.65
0.6
50
140
230
320
410
500
Frecuencia khz
Figura 15. Eficiencia del convertidor push-pull
Convertidor elevador puente completo aislado con sujetador activo.
En la Figura 16 se muestra el esquema del ACFBC. Básicamente, el
convertidor es un puente completo que utiliza dos elementos magnéticos:
un inductor en la entrada y un transformador. Adicionalmente, contiene
un circuito auxiliar, compuesto por un interruptor Ss y un capacitor Cs, el
cual tiene la función recuperar la energía que se almacena en la
inductancia parásita del transformador.
Figura 16. Circuito eléctrico del convertidor ACFBC.
Las ventajas que ofrece el ACFBC en un sistema de alimentación
basado en celdas de combustible son:
Corrientes no pulsantes en la entrada. La posición del inductor de
entrada (L) permite, mediante el diseño en modo de conducción continuo
(MCC), que la corriente de entrada sea no pulsante.
20
Capítulo 2. Marco conceptual y estado del arte
Proporciona aislamiento. El transformador del convertidor
proporciona aislamiento entre la celda de combustible y la carga.
En la Figura 17 se puede ver el comportamiento de la eficiencia
teórica con incrementos en la frecuencia de conmutación. A diferencia del
convertidor push-pull, el ACFBC aprovecha la energía almacenada en la
inductancia de dispersión para poder cargar y descargar las capacitancias
parásitas involucradas y con ello lograr la ZVS de los interruptores
principales.
0.97
0.92
Eficiencia
0.86
0.81
0.76
0.71
0.65
0.6
100
200
300
400
500
Frecuencia khz
Figura 17. Eficiencia del convertidor ACFBC.
Por otro lado, el sobretiro en voltaje inducido por la inductancia de
dispersión se elimina gracias a que el voltaje en el puente completo es
sujetado al voltaje al que se encuentra cargado el capacitor Cs. Con base
en lo anterior, es posible seleccionar dispositivos con mejores
características y obtener una mejor eficiencia.
2.3 Selección de la topología
En la Figura 18 se muestra el comportamiento de la eficiencia
teórica de los tres convertidores revisados en la literatura. Como se puede
observar en la gráfica, el ACFBC tiene la mejor eficiencia. La eficiencia
teórica máxima alcanzada por el ACFBC es del 96% a una frecuencia de
conmutación de 100kHz.
21
Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico
0.97
0.92
ACFBC
Eficiencia
0.86
Convertidor
push-pull
0.81
0.76
Convertidor
elevador
0.71
0.65
0.6
100
200
300
400
500
Frecuencia kHz
Figura 18. Comportamiento de la eficiencia teórica de los convertidores
propuestos en la literatura.
En la Tabla 3 se resumen las principales características de las
topologías mencionadas. Como ya se ha señalado, el principal
inconveniente de las topologías PWM (Convertidor elevador y push-pull) es
la correspondiente disminución de la eficiencia con incrementos en la
frecuencia de conmutación. Sin embargo, con el ACFBC es posible mejorar
la eficiencia, ya que permite la ZVS de los interruptores principales aun a
frecuencias altas de conmutación.
El análisis realizado nos permite seleccionar el ACFBC que cumple
con los objetivos que se buscan en los acondicionadores de energía para
sistemas de alimentación basados en celdas de combustible. De manera
resumida podemos resaltar:
El inductor de entrada no permite corrientes pulsantes, lo cual es
ideal para el caso de alimentación mediante una celda de
combustible.
Aislamiento entre la celda y la carga mediante transformador
operando en alta frecuencia.
Es posible obtener alta eficiencia, debido a la operación con
conmutación suave en los interruptores principales del convertidor
Alta densidad de potencia debido a la posibilidad de operación en
frecuencias de conmutación elevadas.
22
Capítulo 2. Marco conceptual y estado del arte
Tabla 3. Comparación de topologías revisadas
Características
MOSFET´s
utilizados
Convertidor Convertidor
elevador
push-pull
Convertidor
ACFBC
IRF840
IRFB31N20D
IRFB4710
Voltaje drenajefuente del
MOSFET (VDS)
500 V
200 V
100 V
Resistencia de
encendido (RDSon)
0.75 Ω
0.082 Ω
0.014 Ω
Pérdidas totales
en los MOSFET´s
(100khz)
32.5W
20.5W
10W
ZCS natural en los
diodos de salida
no
no
si
Eficiencia máxima
alcanzada (48V)
87 %
91.8 %
96 %
grande
bajo
bajo
Volumen de los
elementos
magnéticos
2.4 Hipótesis
En la revisión del estado del arte se observa que las topologías
analizadas satisfacen la mayoría de las características de operación
requeridas por los objetivos del tema de tesis. Sin embargo, el aspecto más
relevante es la alta eficiencia, el cual no es logrado por el convertidor
elevador y push-pull, debido a que presentan conmutaciones duras en los
interruptores principales. Por ello, la hipótesis de trabajo sobre la que se
desarrolla esta tesis es:
El convertidor elevador puente completo aislado con sujetador activo
satisface la característica de alta eficiencia requerida en los sistemas de
alimentación basados en celdas de combustible.
23
Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico
24
Capítulo 3.
Convertidor elevador puente completo aislado
con sujetador activo
3.1 Operación del convertidor elevador puente completo aislado con
sujetador activo
La operación del convertidor consiste en dos semiciclos simétricos.
Cada semiciclo empieza y termina con los cuatro interruptores del
puente encendidos. Para describir el comportamiento de la topología es
necesario mostrar los seis estados que ocurren en cada semiciclo de
conmutación. En la Figura 19 se muestra el circuito eléctrico y en la
Figura 20 se muestra el diagrama de tiempos del convertidor. A
continuación se describen las variables eléctricas del convertidor.
V(S1-S4) = voltaje de compuerta de los interruptores S1 y S4.
V(S2-S3) = voltaje de compuerta de los interruptores S2 y S3.
VSs = voltaje de compuerta del interruptor del sujetador
activo.
V = voltaje en el puente completo.
IL = corriente en el inductor de entrada.
im = corriente magnetizante.
I = corriente en el transformador.
ICs = corriente en el sujetador activo.
I(S1-S4) = corriente que circula por los interruptores S1 y S4.
Antes del instante t0, los interruptores S1, S2, S3 y S4 se
encuentran encendidos y el interruptor Ss se encuentra apagado (con su
capacitancia asociada cargada). Las inductancias magnetizante y de
dispersión se encuentran en corto circuito. El inductor de entrada (L)
está almacenando energía y el capacitor de salida (Co) suministra la
corriente a la carga. Los diodos de salida se encuentran polarizados en
inversa y sus capacitancias asociadas están cargadas.
25
Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico
Figura 19. Circuito eléctrico del convertidor ACFBC.
Figura 20. Formas de onda teóricas del ACFBC.
26
Capítulo 3. Convertidor elevador puente completo aislado con sujetador activo
Intervalo de tiempo [t0 – t1]
El circuito equivalente se muestra en la Figura 21. En el instante
t0 los interruptores en diagonal S1 y S4 se apagan. En consecuencia, la
corriente IL carga las capacitancias parásitas Cr1, Cr4 y al mismo
tiempo se inicia la descarga de la capacitancia Crs. El voltaje en Cr1 y
Cr4 crece mientras que el voltaje en Crs disminuye. En realidad ocurre
un proceso resonante entre la suma de la inductancia magnetizante y de
dispersión y las capacitancias parásitas de los interruptores S1, S4 y Ss.
La conducción de corriente en el primario (al aplicar el voltaje Vcs,
ver Figura 21) produce un crecimiento de voltaje en el secundario del
transformador. La diferencia de voltaje que ahora observan los diodos de
salida (voltaje aplicado desde el primario reflejado al secundario y el
voltaje de salida), provoca que las capacitancias de dichos diodos se
empiecen a descargar. El intervalo termina cuando se descargan por
completo las capacitancias correspondientes de los diodos de salida y se
alcanza el voltaje suficiente para polarizarlos directamente.
Figura 21. Circuito equivalente durante el intervalo de tiempo [t0 – t1].
Intervalo de tiempo [t1 – t2]
En la Figura 22 se muestra el circuito equivalente. Durante este
intervalo se inicia la transferencia de energía al conjunto capacitor de
salida-carga. Como se observa, ahora existe un proceso de resonancia
entre la inductancia de dispersión y las capacitancias parásitas de los
interruptores S1, S4 y Ss. Durante este intervalo, el voltaje en las
27
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capacitancias parásitas Cr1 y Cr4 es cada vez mayor y el voltaje en Crs
es cada vez menor.
Este intervalo finaliza cuando Cr1 y Cr4 se cargan completamente
y Crs se descarga totalmente. La descarga completa de Crs permite la
conducción del diodo Ds. Cabe señalar que el voltaje final de carga, y
por lo tanto los esfuerzos de voltaje en los interruptores, es el voltaje del
capacitor Cs (representado en las figuras como una fuente de voltaje de
valor Vcs).
Figura 22. Circuito equivalente durante el intervalo de tiempo [t1 – t2]
Intervalo de tiempo [t2 – t3]
El circuito equivalente se muestra en la Figura 23. En el instante
t2, Ds conduce la diferencia de corriente entre la corriente del inductor y
la corriente por el primario del transformador. Esta diferencia de
corriente recarga al capacitor Cs (representado en la figura como Vcs).
El encendido del diodo Ds provoca que el voltaje en dicho MOSFET sea
cero, permitiendo la ZVS. Obviamente, existe un tiempo finito para
conseguir la ZVS en este interruptor; éste tiempo está determinado por
el instante en que la corriente del inductor L sea igual a la corriente del
primario del transformador. Puesto que debe existir un balance de
energías en el capacitor Cs, la energía ganada se entrega hacia la carga.
Nótese que durante este intervalo la inductancia de dispersión es la
única que limita la corriente que circula a través de los interruptores del
puente. En la Figura 23 se muestra la etapa de salida del convertidor
28
Capítulo 3. Convertidor elevador puente completo aislado con sujetador activo
mediante la fuente de voltaje Vo/nT (que implica que los diodos
correspondientes de salida están conduciendo).
Figura 23. Circuito equivalente durante el intervalo de tiempo [t2 – t3]
Intervalo de tiempo [t3 – t4]
El circuito equivalente se muestra en la Figura 24. En el instante
t3 el interruptor Ss se apaga y su capacitancia asociada empieza a
cargarse mientras se descargan Cr1 y Cr4.
El intervalo finaliza cuando Cr1 y Cr4 se descargan
completamente y Crs se carga totalmente. En ese momento es posible la
conducción de los diodos que se encuentran en anti-paralelo con los
interruptores S1 y S4.
Figura 24. Circuito equivalente durante el intervalo de tiempo [t3 – t4]
29
Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico
Intervalo de tiempo [t4 – t5]
En la Figura 25 se muestra el circuito equivalente. En el instante
t4 los interruptores S1 y S4 se encienden a voltaje cero, dado que en la
etapa anterior se descargaron completamente las capacitancias
asociadas a esos interruptores. Durante este intervalo sigue existiendo
cierta transferencia de energía hacia la carga, y es la correspondiente a
la almacenada en la inductancia de dispersión. Esta etapa finaliza
cuando la energía en la inductancia de dispersión “se agota”, dejando de
conducir los diodos de salida correspondientes y su capacitancia
parásita se carga a la tensión de salida.
Figura 25. Circuito equivalente durante el intervalo de tiempo [t4 – t5].
Intervalo de tiempo [t5 – t6]
El circuito equivalente se muestra en la Figura 26. Durante este
intervalo los cuatro interruptores del puente están encendidos y el
interruptor Ss se mantiene apagado. La inductancia de entrada del
convertidor (L) se carga, siendo la condición de inicio para el intervalo
[t5 – t6].
30
Capítulo 3. Convertidor elevador puente completo aislado con sujetador activo
L
iL
V
Cr1
S1
S2
Cr2
S4
Cr4
Vcs
+
Vin
I=im
Crs
Ds
Ss
Cr3
S3
Figura 26. Circuito equivalente durante el intervalo de tiempo [t5 – t6].
3.2 Ganancia del convertidor en estado estable
La ecuación de ganancia que representa la relación que existe
entre el voltaje de salida y entrada del convertidor se obtiene a partir de
la corriente promedio que circula a través del condensador Cs durante el
lapso [t2 – t3]. Por tanto, aplicando KCL al circuito eléctrico equivalente
simplificado que se muestra en la Figura 27, se tiene:
iCs = iLin − ix
(3.1)
Figura 27. Diagrama del circuito equivalente simplificado durante el intervalo
de tiempo [t2 – t3]
31
Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico
La corriente
(ver Figura 28):
promedio
(1− D )⋅
iLin
1
=
Ts
∫
Ts
2
0
de
entrada



 I L min − I L max
 I L max + 
Ts

 (1 − D) ⋅
2


iLin
 
 
⋅t
 
 
está
dada
por
(3.2)
Figura 28. Corriente en el inductor de entrada y corriente en el capacitor del
sujetador activo
La corriente promedio ix se encuentra dada por la suma de la
corriente promedio que circula a través de la inductancia de dispersión y
la corriente magnetizante. Es decir, ix está dada por:
(1− D )⋅
ix =
1
Ts
∫
0
Ts
2


Vo 
 Vcs − n 

T

 ⋅ t + Im  dt
 Lik 







(3.3)
donde el valor inicial de la corriente magnetizante en el instante t0 es:
Vo
⋅ (1 − D) ⋅ Ts
nT
Im = −
2 ⋅ Lm
32
(3.4)
Capítulo 3. Convertidor elevador puente completo aislado con sujetador activo
Por otro lado, el voltaje en el sujetador activo durante el lapso
[t2 – t3] (ver Figura 23) está dado por:
Vcs = Vin + VL
(3.5)
Vin ⋅ D ⋅ Ts 
L⋅
2 ⋅ L 
Vcs = Vin + 
Ts
(1 − D) ⋅
2
(3.6)
Vcs = Vin +
Vcs =
Vin ⋅ D
(1 − D)
(3.7)
Vin ⋅ (1 − D) + Vin ⋅ D
(1 − D)
(3.8)
Vin
(1 − D)
(3.9)
Vcs =
Substituyendo las ecuaciones (3.2) y (3.3) en la ecuación (3.1) se
tiene:
(1− D )⋅
iCs =
1
Ts
∫
0
Ts
2



I
−I
 I L max +  L min L max
Ts

 (1 − D) ⋅

2



Vo 
Vo


Vcs −
⋅ (1 − D) ⋅ Ts 



nT
n
 dt (3.10)
⋅t + T
⋅t − 
Lik
2
⋅
Lm











Desarrollando la ecuación (3.10) se tiene:
iCs =
Ts
(1− D )
2
0
I L max
⋅t]
Ts
+
I L min − I L max 2
⋅ t 
Ts
(1 − D) ⋅
2
Vo
nT 2 (1− D )⋅Ts2
−
⋅ t 
0
Lik ⋅ Ts
Vcs −
33
Ts
(1− D )⋅
2
0
Vo
⋅ (1 − D) ⋅ Ts
Ts
nT
(1− D )⋅
2
+
⋅ t ]0
2 ⋅ Lm ⋅ Ts
(3.11)
Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico
Vo
Vo 

⋅ (1 − D)2 ⋅ Ts  Vcs −
n
nT 
Ts
 ⋅ (1 − D) 2 ⋅
iCs = I L min ⋅ (1 − D) + T
−
2 ⋅ Lm
2
 Lik 




(3.12)
Vo
 Vo

⋅ Lik − Vcs ⋅ Lm + ⋅ Lm 

Ts n
nT

iCs = I L min ⋅ (1 − D) + (1 − D)2 ⋅ ⋅  T
2 
Lm ⋅ Lik



(3.13)
Sabiendo que la corriente promedio que circula a través del
capacitor Cs es igual a cero se tiene (ver Figura 28):
Vo


−Vcs ⋅ Lm + ( Lik + Lm ) 

Ts
nT

0 = I L min ⋅ (1 − D) + (1 − D) 2 ⋅ ⋅ 
2 
Lm ⋅ Lik



(3.14)
Despejando el voltaje de salida del convertidor se tiene:
 Ts 
− I L min ⋅ Lm ⋅ Lik + Vcs ⋅ Lm ⋅ (1 − D) ⋅  
Vo
 2
=
nT
 Ts 
( Lik + Lm) ⋅ (1 − D) ⋅  
 2
ILmin
(3.15)
Si consideramos una eficiencia del 100%, tenemos que la corriente
se encuentra definida por:
I L min =
Pout
Vin
(3.16)
Substituyendo las ecuaciones (3.9) y (3.16) en (3.15) se tiene:
Vo =
nT
2 ⋅ Pout ⋅ Lik 

⋅ Vin −
Vin ⋅ Ts 
 Lik  
(1 − D ) ⋅ 1 +

 Lm 
34
(3.17)
Capítulo 3. Convertidor elevador puente completo aislado con sujetador activo
Normalizando la expresión del voltaje de salida
Vo
nT ⋅ Vin
(3.18)

(1 − D )  2 4 ⋅ nT2 ⋅ a
⋅ b +
− b
2
2
2 ⋅ nT ⋅ a 
(1 − D )

(3.19)
Von =
Von =
Donde:
a=
2 ⋅ Lik
 Ts 
Ro ⋅  
 2
(3.20)
y
 Lik 
b = 1 +

 Lm 
(3.21)
Multiplicando por el conjugado la expresión (3.19) se tiene:
Von =
(1 − D) 
⋅
2 ⋅ nT 2 ⋅ a 
 2 4 ⋅ n2 ⋅ a

T
+ b
 b +
2
(1 − D)
 

4 ⋅ nT2 ⋅ a
b2 +
− b ⋅ 
2
(1 − D)

  2 4 ⋅ nT2 ⋅ a
+ b
 b +
2
(1 − D)


(3.22)
Desarrollando la ecuación (3.22) se tiene:
Von =
2
⋅
(1 − D)
1
4 ⋅ nT2 ⋅ a
b +
+b
(1 − D) 2
(3.23)
2
Si se considera Lm>>Lik y substituyendo la ecuación (3.20) en
(3.23) se obtiene:
35
Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico
Von =
1
⋅
(1 − D)
2
16 ⋅ Lik ⋅ fs
1+ 1+
 Ro 
2
 2  ⋅ (1 − D)
 nT 
(3.24)
Finalmente, substituyendo la ecuación (3.18) en (3.24) se tiene:
M=
Vo
1
= nT
⋅
Vin
(1 − D )
2
16 ⋅ Lik ⋅ fs
1+ 1+
 Ro 
2
 2  ⋅ (1 − D )
 nT 
(3.25)
3.3 Análisis en estado estable para la obtención de los elementos
pasivos del convertidor
Para el cálculo del inductor de entrada (L) y del condensador de
salida (Co) del convertidor, es posible usar las ecuaciones bien
conocidas para el convertidor elevador, puesto que en esencia es un
elevador aislado. En la Figura 29 se muestra el circuito equivalente
durante el tiempo de encendido de los MOSFET´s del puente completo
del convertidor.
Figura 29. Circuito equivalente del ACFBC durante el tiempo de encendido.
El valor del inductor de entrada está ligado directamente con el
rizado de corriente que se desea permitir en la entrada. Por tanto, su
valor puede obtenerse de las ecuaciones durante el tiempo de encendido
de los cuatro MOSFET´s del puente completo. Entonces tenemos que el
inductor de entrada se encuentra dado por:
36
Capítulo 3. Convertidor elevador puente completo aislado con sujetador activo
∆iL (ON ) =
L=
Vin
tON
L
Vin
tON
∆iL (ON )
(3.26)
(3.27)
Como se observa en la formas de ondas mostradas en la Figura
30, el inductor de entrada carga y descarga la energía almacenada en
medio periodo de conmutación.
Figura 30. Formas de onda de carga y descarga del inductor de entrada
Por tanto, se tiene que el valor del inductor de entrada se
encuentra dado por:
Vin ⋅ D ⋅ Ts
2 ⋅ ∆iL (ON )
(3.28)
Vin ⋅ D
2 ⋅ ∆iL (ON ) ⋅ fs
(3.29)
L=
L=
El valor del condensador de salida puede estimarse considerando
la energía que éste debe proveer a la carga durante el tiempo de recarga
del inductor de entrada, como se muestra en la Figura 31.
37
Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico
Figura 31. Formas de onda del inductor de entrada y condensador de salida
Por lo tanto, partiendo
condensador definida por:
de
corriente
del
1
ic ⋅ dt
Co
(3.31)
D⋅
Co =
de
(3.30)
1
∆Vo =
Co
∆Vo =
ecuación
dVCo
dt
ic = Co ⋅
dVCo =
la
Ts
2
∫
ic ⋅ dt
(3.32)
0
D ⋅ Io
2 ⋅ C ⋅ fs
D ⋅ Pout
2 ⋅ ∆Vo ⋅ Vo ⋅ fs
(3.33)
(3.34)
El condensador del sujetador activo se selecciona a través de un
tanque resonante formado entre la inductancia de dispersión (Lik) y el
condensador del sujetador activo (Cs). De acuerdo con las ecuaciones
descritas en [17], tenemos que el valor de la inductancia de dispersión
para obtener ZVS se determina con la siguiente expresión:
38
Capítulo 3. Convertidor elevador puente completo aislado con sujetador activo
Lik ≥
 2 ⋅ Vin ⋅ Vo
Vin 2 
−
⋅ Ceq

2 
 (1 − D ) ⋅ nT (1 − D ) 
 Pout Vin

Vo
+
DTs +
(1 − D ) ⋅ Ts 

2nT ⋅ Lm
 Vin 2 ⋅ L

2
(3.35)
Donde Ceq es la suma de las capacitancias parásitas de los
interruptores Cr1, Cr4, Crs y la capacitancia parásita del embobinado
del transformador. Cabe aclarar que para el diseño se utilizaron los
valores típicos de las capacitancias de salida de los interruptores dados
por el fabricante. Con base en lo anterior se presupone que los valores
de las capacitancias pueden cambiar dependiendo de las condiciones de
operación.
Por tanto, el valor del condensador del sujetador activo se calcula
de manera que la mitad del periodo de resonancia sea igual al tiempo
máximo del apagado de los interruptores.
π ⋅ Cs ⋅ Lik = (1 − D) ⋅ Ts
(3.36)
Despejando de la ecuación (3.36) se tiene:
(1 − D )2 ⋅ Ts 2
Cs =
π 2 Lik
(3.37)
3.4 Criterios de diseño
Para satisfacer los requerimientos y objetivos del tema de tesis es
importante identificar los compromisos que existen en el convertidor.
Las pérdidas totales deben ser lo más reducidas posibles mientras que
la frecuencia de conmutación tiene que ser seleccionada tan arriba como
sea posible para disminuir el tamaño de los componentes pasivos.
Por otro lado, la ecuación de ganancia que representa la relación
que existe entre el voltaje de salida y entrada del convertidor se muestra
en la expresión (3.38).
39
Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico
M=
Vo
1
= nT
⋅
Vin
(1 − D )
2
16 ⋅ Lik ⋅ fs
1+ 1+
 Ro 
2
 2  ⋅ (1 − D )
 nT 
(3.38)
Como se puede observar, la ecuación de ganancia depende de la
resistencia de carga Ro, del ciclo de trabajo D, de la relación de
transformación nT, de la inductancia de dispersión Lik y la frecuencia de
conmutación fs. El objetivo final es encontrar la mejor combinación de
las variables para alcanzar una alta eficiencia y una alta densidad de
potencia.
3.4.1 Selección del número de vueltas del transformador
Un punto importante en el diseño del convertidor se encuentra
relacionado con el número de vueltas del transformador. En la
Figura 32 se puede ver el comportamiento de la corriente rms que
circula a través de los interruptores del puente completo a diferentes
relaciones de transformación y con respecto al ciclo de trabajo D. De
acuerdo al gráfico, a medida que la relación de transformación
disminuye los esfuerzos en corriente son menores.
Figura 32. Corriente rms en un interruptor del puente completo ante
diferentes relaciones de vueltas en el transformador.
40
Capítulo 3. Convertidor elevador puente completo aislado con sujetador activo
Por otro lado, en la Figura 33 se muestra el comportamiento de la
corriente rms que circula a través del capacitor del sujetador activo Cs y
del interruptor auxiliar, con diferentes relaciones de transformación. De
la misma manera que en el caso anterior, a medida que la relación de
transformación disminuye los esfuerzos en corriente son menores.
Figura 33. Corriente rms en el capacitor del sujetador activo ante distintas
relaciones de vueltas en el transformador.
Como puede observarse en las figuras anteriores, los esfuerzos en
corriente, tanto en los interruptores del puente completo como en el
interruptor auxiliar (sujetador activo), son mayores a medida que se
incrementa el número de vueltas en el transformador.
3.4.2 Ciclo de trabajo
La operación descrita [t0 – t4] ocurre durante el 50% del periodo de
conmutación. Por lo tanto, el ciclo de trabajo está limitado al 50%. Por
otro lado, debe existir un tiempo mínimo para que ocurra la carga del
inductor [t4 – t4], que puede seleccionarse libremente. Si consideramos
un tiempo mínimo del 10%, entonces, a partir de la ecuación (3.38) se
puede obtener la siguiente relación:
0.1 ≤ D = 1 −
nT ⋅ Vin 4 ⋅ Lik ⋅ fs ⋅ Vo ⋅ nT
+
< 0.5
Vo
Ro ⋅ Vin
41
(3.39)
Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico
Esta ecuación muestra la dependencia entre ciertos elementos del
convertidor para la operación más adecuada. Como ejercicio para
observar el intervalo de operación del convertidor, se graficará la
ecuación (3.39) suponiendo las siguientes condiciones de operación:
Vin=48V, Vo=180V, Pout=250W y nT=2.5. La Figura 34 muestra la
evolución del ciclo de trabajo ante distintos valores de inductancia de
dispersión y de frecuencia de conmutación. Se observa que a ciertos
valores de inductancia de dispersión, en combinación con ciertas
frecuencias de conmutación, no es posible la operación del convertidor.
Figura 34. Área de operación del ciclo de trabajo en función de la inductancia
de dispersión y la frecuencia de conmutación bajo condiciones específicas de
voltaje de entrada, voltaje de salida, relación de transformación y de potencia.
Por otro lado, es importante conocer el comportamiento del voltaje
que existe en el sujetador activo, puesto que éste es el voltaje de bloqueo
que deben soportar los interruptores del puente y del sujetador. Este
voltaje se encuentra determinado por la siguiente ecuación:
Vcs =
Vin
1 − D ( Lik , fs )
42
(3.40)
Capítulo 3. Convertidor elevador puente completo aislado con sujetador activo
Como se observa en la ecuación (3.40), el voltaje en el sujetador
activo es función del voltaje de entrada y del ciclo de trabajo que, como
se mostró en la ecuación (3.39), a su vez también depende de la
frecuencia de conmutación y de la inductancia de dispersión del
convertidor. Nuevamente, realizando el ejercicio para conocer la
evolución de los esfuerzos de voltaje, se graficó la ecuación (3.40) bajo
las condiciones señaladas anteriormente (ver Figura 35).
Figura 35. Voltaje en el sujetador activo en función de la inductancia de
dispersión y la frecuencia de conmutación.
3.4.3 Intervalo de conmutación a voltaje cero (ZVS)
Para garantizar la ZVS de los interruptores es necesario que la
energía almacenada en la inductancia de dispersión sea suficiente para
descargar las capacitancias parásitas Cr1, Cr4 (ó Cr2 y Cr3), así como
para cargar a las capacitancias parásitas del MOSFET del sujetador
activo y del embobinado del transformador. Además, parte de la energía
de la inductancia de dispersión se transfiere hacia la carga. (ver Figura
21). Esto se logra si:
1
1
Dx 1
2
2
Lik ⋅ ( 2 I L ) − ( I L )  > Ceq ⋅ Vcs 2 + Vo ⋅ Io ⋅
⋅


2
2
2 2 fs
43
(3.41)
Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico
Donde Ceq es la suma de las capacitancias Cr1, Cr4, Crs y la
capacitancia parásita del embobinado del transformador.
La inductancia parásita del transformador no puede cargar y
descargar a la capacitancia equivalente Ceq cuando su corriente es
inferior a la corriente promedio de entrada (IL). Por lo tanto, la ZVS debe
ocurrir antes de que la corriente que pasa a través del transformador
sea la mitad de la corriente promedio de entrada (IL), como se muestra
en la Figura 36.
Figura 36. Formas de onda del intervalo ZVS.
44
Capítulo 4.
Diseño e implementación del prototipo
En este capítulo se describirá el diseño e implementación de un
prototipo de laboratorio para probar las características de operación del
ACFBC, aplicado a de un sistema de alimentación basado en celdas de
combustibles. Las especificaciones de operación se muestran en la Tabla
4. Los límites de voltaje de entrada se obtuvieron de las características
de operación de una celda de combustible propiedad del Instituto de
Investigaciones Eléctricas (IIE, Cuernavaca, Mor.).
Tabla 4. Especificaciones de diseño para un sistema de alimentación
basado en celdas de combustible
Especificaciones de diseño
Valores
Voltaje de entrada nominal
48 V
Voltaje de entrada mínimo
38 V
Voltaje de entrada máximo
63 V
Voltaje de salida (Vo)
180 V
Rizo de corriente en la entrada (∆IL(ON))
0.025 Iin
Rizo de voltaje en la salida (∆Vo)
1V
Potencia de salida (Pout)
250 W
Nótese que no se ha especificado la frecuencia de conmutación,
esto se debe a la fuerte dependencia que existe con otros parámetros del
convertidor, como se ha mostrado en el Capítulo 3 (criterios de diseño).
Por ello, en la siguiente sección se muestra un análisis adicional que
involucra el efecto de la inductancia de dispersión y de la frecuencia de
conmutación sobre la eficiencia del convertidor, manteniendo constante
una relación de transformación de nT=2.5.
4.1 Análisis de pérdidas para la selección de la inductancia de dispersión
y la frecuencia de conmutación
Partiendo de las especificaciones de diseño del convertidor, en la
Figura 37 se muestra el diagrama de flujo utilizado para calcular las
45
Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico
pérdidas de conducción y conmutación en los MOSFET´s. Los valores
máximos utilizados para el análisis son: inductancia de dispersión de
1200 nH y la frecuencia de conmutación de 500kHz. Los MOSFET´s
utilizados y sus características de operación se muestran en la Tabla 5.
Tabla 5. MOSFET's utilizados para calcular las pérdidas
Voltaje en el sujetataVca<52V
52V<Vca<70V 70V<Vca<100V 100V<Vca<150V
tador activo (VCa)
Dispositivo
FDP047A08A0
FDP3632
FDP2532
STP40N20
VDS
75V
100V
150V
200V
RDS(ON) @ 100 °C
7.05 mΩ
14.4 mΩ
28 mΩ
62 mΩ
Qg
92 nC
84 nC
82 nC
75 nC
Coss
1 nF
0.82 nF
0.615 nF
0.51 nF
Figura 37. Diagrama de flujo para calcular las pérdidas en los MOSFET´s.
46
Capítulo 4. Diseño e implementación del prototipo
En la Figura 38 se puede ver el comportamiento de las pérdidas
por conducción del convertidor. De acuerdo con esta gráfica, para una
frecuencia de conmutación mayor, la selección de la inductancia de
dispersión es cada vez mas restringida, debido a que las pérdidas en
conducción aumentan y, por lo tanto, la eficiencia del convertidor
disminuye.
30
400khz
Pérdidas en conducción (w)
25
300khz
500khz
20
15
100khz
200khz
10
5
0
0
0.2
0.4
0.6
0.8
1
Inductancia de dispersión Lik (H)
1.2
x 10
-6
Figura 38. Pérdidas en conducción en los MOSFET´s del convertidor
En la Figura 39 se puede ver el comportamiento de las pérdidas
en conmutación de los MOSFET´s. De la misma manera que en el caso
anterior, las pérdidas del convertidor aumentan con incrementos en la
frecuencia de conmutación.
60
Pérdidas en conmutación (w)
50
500khz
400khz
40
30
300khz
200khz
20
100khz
10
0
0
0.2
0.4
0.6
0.8
Inductancia de dispersión Lik (H)
1
1.2
-6
x 10
Figura 39. Pérdidas en conmutación en los MOSFET´s del convertidor
47
Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico
La Figura 40 muestra el comportamiento de las pérdidas totales
de los MOSFET´s. Cabe señalar que, antes del crecimiento abrupto de
las pérdidas de conmutación, las principales pérdidas se deben a la
conducción. Por lo tanto, es posible conseguir una mejor eficiencia al
mejorar los dispositivos de conmutación en lo que se refiere a
resistencia serie de encendido (RDS(ON)).
80
500khz
70
400khz
Pérdidas totales (w)
60
300khz
50
200khz
40
100khz
30
20
10
0
0.2
0.4
0.6
0.8
1
Inductancia de dispersión Lik (H)
1.2
-6
x 10
Figura 40. Pérdidas totales de los MOSFET´s.
Con base en los resultados obtenidos se puede observar que, a
una frecuencia de conmutación de 100 kHz y en un intervalo de la
inductancia de dispersión menor a 600 nH, las pérdidas totales en los
MOSFET´s son lo más reducidas posibles. Por lo tanto, la frecuencia de
conmutación seleccionada es de 100 kHz, con una inductancia de
dispersión menor a 600 nH; pero ésta a su vez tiene que ser mayor a
233 nH, de acuerdo a la ecuación descrita en (3.35) para garantizar la
ZVS de los interruptores principales.
4.2 Diseño magnético del transformador
Como ya se mencionó previamente, el desempeño del convertidor
es muy dependiente del acoplamiento magnético entre los devanados del
transformador. Por lo tanto, el diseño magnético es muy importante
para el buen funcionamiento del convertidor. Para ello, la inductancia de
dispersión puede ser disminuida mediante la optimización del
48
Capítulo 4. Diseño e implementación del prototipo
acoplamiento magnético, lo cual es posible gracias al uso de
conductores hilo de litz, ya que debido a la cercanía que existe entre los
conductores, el acoplamiento magnético mejora considerablemente. Sin
embargo, a medida que los conductores están más próximos, los efectos
capacitivos se hacen más notorios.
Por otro lado, cuando se opera en alta frecuencia tiene que
considerarse el efecto piel, en el cual la corriente tiende a circular por la
superficie del conductor. Este efecto en alta frecuencia tiene mucho
menor impacto en un conductor hilo de litz, reduciendo con ello la
resistencia de CA.
4.2.1 Diseño del transformador de potencia
En la Tabla 6 se resumen las especificaciones de diseño para la
construcción del transformador de potencia. Es importante mencionar
que, para la implementación de éste, se utilizaron conductores de hilo
de litz para los devanados. Por otro lado, para minimizar las pérdidas
por conducción en el transformador y mejorar el acoplamiento
magnético, se conectaron varios devanados en paralelo.
Tabla 6. Especificaciones del transformador de potencia
Especificaciones de diseño
Características
Capacidad de potencia
250W
Frecuencia de conmutación
100 kHz
Voltaje máximo en el devanado del primario
72V
Corriente rms en el primario
5.8A
Corriente rms en el secundario
2.15A
Número de capas en paralelo en el devanado primario
2
Número de capas en paralelo en el devanado secundario
2
4.2.1.1
Procedimiento de diseño del transformador
Con base en las ecuaciones de diseño mostradas en [18], se tiene
que el transformador puede calcularse como sigue:
49
Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico
Paso 1. Seleccionar el tipo de material
Para el diseño del transformador elegiremos al fabricante
Ferroxcube y un material de ferrita 3C81, el cual es apropiado para la
frecuencia de operación seleccionada.
Paso 2. Seleccionar la densidad de flujo máxima (Bmax)
La densidad de flujo máxima para un material 3C81 es de 3300G
a 100 ºC. Para garantizar el buen funcionamiento del transformador se
debe cumplir con la siguiente condición de diseño:
B max
1.7
(4.1)
B max = 1941 G
(4.2)
B max =
Paso 3. Seleccionar la densidad de corriente del conductor
Con base en la experiencia del autor [18], el valor de la densidad
de corriente (también conocido como CIR MIL), óptimo para el diseño es
de 400 A/cm2.
Paso 4. Determinar el producto de áreas del núcleo
Para determinar el producto de áreas del núcleo utilizaremos la
siguiente ecuación:
AcAe =
0.68 ⋅ Pout ⋅ Dc ⋅103
fs ⋅ B max
AcAe = 0.35 cm 4
Donde: Dc = densidad de corriente
50
(4.3)
(4.4)
Capítulo 4. Diseño e implementación del prototipo
Una vez obtenido el producto de áreas, verificar en la hoja de
datos del fabricante cuál núcleo cumple con éste valor obtenido. El
núcleo seleccionado es un tipo E34/14/9
Paso 5. Determinar el calibre del conductor y el número de vueltas
del primario.
La expresión que determina el calibre del conductor se encuentra
dado por la siguiente expresión:
Calibre = Dc * Irmsp
(4.5)
Calibre = 2321 CIR MILS
(4.6)
Donde: Irmsp = corriente del primario
Una vez obtenido el valor en CIR MIL y consultando una hoja de
datos de AWG, el calibre del conductor correspondiente a 2321 CIR
MILS es un #16.
Por otro lado, en el catálogo de calibres AWG verificar el valor de
vueltas por cm2. Para este caso el valor es de 40.73 vueltas; asumiendo
que el embobinado primario necesita el 30 % del área de bobina
tenemos que el valor obtenido es de 12.21 vueltas. Si el número de
vueltas del primario calculado es menor a 12.21 vueltas, entonces el
núcleo y el conductor seleccionado es correcto.
La expresión que determina el número de vueltas del primario es
la siguiente:
Np =
Vp ⋅108
K ⋅ fs ⋅ B max⋅ Ae
Donde: K = factor constante (K=4).
Ae = área efectiva del núcleo.
Vp = voltaje en el primario del transformador.
51
(4.7)
Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico
(4.8)
Np = 12 vueltas
Paso 6. Verificar que el núcleo no se sature
Con base en la expresión (4.9), se puede
efectivamente el núcleo no se encuentre en saturación.
verificar
Vp ⋅108
B max =
K ⋅ fs ⋅ Np ⋅ Ae
B max = 1879 G
que
(4.9)
(4.10)
Paso 7. Determinar el número de vueltas del secundario
Para determinar el número de vueltas del secundario se tiene:
Vout
Vp
(4.11)
Ns = 30 vueltas
(4.12)
Ns = Np ⋅
Paso 8. Calcular el calibre del embobinado secundario
Para determinar el calibre del secundario tenemos que la corriente
rms de salida del convertidor es de 2.15A. Por lo tanto, el calibre del
embobinado secundario está dado por la siguiente expresión:
Calibre2 = Dc ⋅ Iout
(4.13)
Calibre2 = 860 CIR MILS
(4.14)
De acuerdo con las hojas de datos de AWG, se tiene que el calibre
que corresponde para está aplicación es el # 21. Con base en lo anterior
verificar en el catálogo de calibres el valor de vueltas por cm2. Para este
caso el valor es de 124 vueltas.
52
Capítulo 4. Diseño e implementación del prototipo
Asumiendo que el embobinado secundario necesita el 50 % del
área de bobina, tenemos que el 50% de 124 vueltas nos da un valor de
62 vueltas. Si el número de vueltas del secundario calculado es menor a
62 vueltas, entonces el núcleo y el conductor seleccionado es correcto.
Por otro lado, debido a la importancia que tiene el valor de la
inductancia de dispersión, es necesario utilizar una herramienta de
modelado avanzada como lo es PEmag (software de diseño de alto
rendimiento electromagnético), la cual se basa en expresiones analíticas
y método de elementos finitos para generar y resolver modelos de
componentes magnéticos. Este software nos permite predecir las
características del transformador ante distintas estrategias de devanado.
En la Figura 41 se muestra la estrategia de devanado implementada en
el transformador.
Figura 41. Estrategia de construcción de los devanados del transformador
En la Figura 42 se muestra el modelo del transformador obtenido
por PEmag. Como se puede observar, la inductancia de dispersión
conseguida es de 300 nH, lo cual cumple con las restricciones
encontradas.
99.81pf
38.69mΩ
300nH
221.18pf
479.16µH
1.925µH
210.28mΩ
2994.44µH
Figura 42. Modelo del transformador obtenido por PEmag.
53
Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico
4.3 Diseño del ACFBC.
Con base en los resultados obtenidos del análisis y las
especificaciones de diseño mostradas en la Tabla 4, en esta sección se
presenta el diseño del ACFBC.
4.3.1 Selección del ciclo de trabajo.
Partiendo de la ecuación de ganancia del convertidor se tiene que
el ciclo de trabajo se encuentra determinado por:
D = 1−
nT ⋅ Vin 4 ⋅ Lik ⋅ fs ⋅ Vo ⋅ nT
+
Vo
Ro ⋅ Vin
(4.15)
Substituyendo se tiene:
D = 1−
2.5 ⋅ 48V 4 ⋅ 300 nH ⋅100 Khz ⋅180V ⋅ 2.5
+
= 0.342
180V
129.6Ω ⋅180V
(4.16)
4.3.2 Obtener el valor del inductor de entrada.
Con base en la ecuación (3.29), tenemos que el valor del inductor
de entrada se encuentra dado por:
L=
48V ⋅ 0.342
2 ⋅ 0.13 ⋅100 kHz
L = 630.4 µ H
4.3.2.1
(4.17)
(4.18)
Procedimiento de diseño del inductor de entrada
Paso 1. Seleccionar la densidad de flujo máxima (Bmax)
Para seleccionar la densidad de flujo máxima es necesario
consultar la hoja de datos del fabricante (Ferroxcube). Tenemos que
para un material 3C81, la densidad de flujo máxima es de 3300G a 100
ºC. Para garantizar el buen funcionamiento del inductor de entrada se
debe cumplir con la siguiente condición de diseño:
54
Capítulo 4. Diseño e implementación del prototipo
B max
1.5
(4.19)
B max = 2200 G
(4.20)
B max =
Paso 2. Seleccionar el calibre del conductor a utilizar
Con base en la ecuación (4.21), el calibre para el inductor de
entrada esta dado por:
Calibre = Dc * Iin
(4.21)
Calibre = 2083 CIR MILS
(4.22)
Donde: Dc = densidad de corriente.
Iin = corriente de entrada.
Una vez obtenido el valor en CIR MIL y consultando una hoja de
datos de AWG, el calibre del conductor correspondiente es el #16 ( tiene
un diámetro de 0.137 cm).
Paso 3. Determinar el área de ventana para la selección del núcleo
Para determinar el área de ventana del núcleo utilizaremos la
siguiente ecuación:
AeAc =
5.067 ⋅108 ⋅ L ⋅ Da 2
K ⋅ B max
AeAc = 3.4063 cm 4
Donde: K = factor constante (K=0.8).
Da = diámetro del conductor.
55
(4.23)
(4.24)
Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico
Una vez obtenida el área de ventanas verificar en la hoja de datos
del fabricante (Ferroxcube) qué núcleo cumple con las especificaciones
obtenidas por el cálculo. El núcleo seleccionado para el inductor de
entrada es un ETD49.
Paso 4. Calcular la longitud del entre-hierro (gap)
La longitud del entrehierro del núcleo se encuentra descrita por la
siguiente expresión:
Lg =
0.4 ⋅ π ⋅ L ⋅ Iin 2 ⋅108
Ae ⋅ B max 2
(4.25)
Lg = 0.210 cm
(4.26)
Donde: Ae = área efectiva del núcleo
Paso 7. Calcular el número de vueltas
El número de vueltas se encuentra determinado por la siguiente
expresión:
N=
B max⋅ Lg
0.4 ⋅ π ⋅ Iin
(4.27)
Por lo tanto, el número de vueltas del inductor es:
N = 70
(4.28)
4.3.3 Obtener el valor del condensador de salida.
Con base en la ecuación (3.34) tenemos que el valor del
condensador de salida se encuentra dado por:
Co =
0.342 ⋅ 250W
2 ⋅1V ⋅180V ⋅100 kHz
56
(4.29)
Capítulo 4. Diseño e implementación del prototipo
Co = 2.37 µ F
(4.30)
4.3.4 Obtener el valor del condensador del sujetador activo
Con base en la ecuación (3.37) el valor del condensador activo se
encuentra dado por:
Ca =
(1 − 0.342)2 ⋅ 0.000012
π 2 ⋅ 300 nH
(4.31)
Ca = 14.62 µ F
(4.32)
4.4 Selección de los dispositivos utilizados.
Para la construcción del prototipo se utilizaron componentes
discretos, con las siguientes características:
Los dispositivos de conmutación utilizados (MOSFET´s), son
STP40N20 los cuales tienen las siguientes especificaciones:
vds=200V, id=40A, rds(ON)=0.038Ω, ciss=2500pF, coss=510 pF,
qg=75nC y trr=192ns.
Para la etapa de los diodos rectificadores del secundario se
seleccionaron diodos de recuperación ultrarrápida. Estos fueron
diodos MUR840, cuyas características de operación son:
vrrm=400V, iF(AV)=8A, cj=25pf y trr=60ns.
4.5 Diseño de la placa de circuito impreso de potencia.
Es muy importante tomar en cuenta el diseño de la placa de
circuito impreso de la etapa de potencia, puesto que de ésta dependerá
el buen funcionamiento del prototipo. Además, es necesario tomar en
cuenta ciertas consideraciones como lo son:
Las distancias entre los dispositivos semiconductores deben de
ser lo más cortas posibles para evitar elementos parásitos de
cableado.
57
Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico
Evitar lazos de corriente para lograr que ésta fluya en un solo
sentido.
Los impulsores de los MOSFET´s deben estar lo más cercanos
posible.
El punto más crítico en el diseño de la placa se encuentra
relacionado con las distancias que existen entre los MOSFET´s del
puente completo y la rama auxiliar, puesto que en cierta manera se ven
reflejados en picos de voltaje, debido a la inductancia parásita de
cableado que se genera entre estos dispositivos. Por otro lado, es
importante tomar en cuenta a los disipadores de los dispositivos
semiconductores, puesto que al requerir espacio limitan la distribución
y optimización de las distancias entre los MOSFET´s. Tomando en
cuenta las consideraciones antes mencionadas, en la Figura 43 se
muestra la plantilla de la placa, así como la distribución de los
dispositivos semiconductores y los elementos pasivos del prototipo.
D2
D1
Lm
L
VCC
D4
Co
D3
Iin
Ca
S1
Sa
S3
S2
S4
GND
Figura 43. Plantilla de la etapa de potencia
Como se puede observar, los dispositivos semiconductores se
encuentran lo más cerca posible con el fin de reducir las distancias y
con ello minimizar las inductancias parásitas de cableado. Esto es
posible gracias a que se colocaron sobre el disipador. Por otro lado, los
58
Capítulo 4. Diseño e implementación del prototipo
elementos pasivos del convertidor fueron montados sobre las pistas de
la placa de circuito impreso (ver Figura 44).
Transformador
Inductor de
entrada L
Condensador
de salida
Dispositivos
semiconductores
Disipador
Figura 44. Fotografía del montaje de los dispositivos semiconductores y
elementos pasivos.
4.6 Acondicionamiento e implementación de las señales de control
Para la generación de las señales de compuerta de los MOSFET´s
es muy importante que exista un desfase de 180° entre S1-S4 y S2-S3.
De no ser así, se presentarían asimetrías en las formas de onda del
convertidor, principalmente en el transformador. En la Figura 45 se
muestra el diagrama a bloques del circuito implementado.
Figura 45. Diagrama a bloques de la implementación de las señales de control
de compuerta S1-S4 y S2-S3.
Como se puede ver, el circuito integrado UC2823 genera la señal
de compuerta para los interruptores S1-S4. Por otro lado, la señal de los
59
Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico
interruptores S2-S3 se genera por medio de los monoestables 1 y 2, los
cuales tienen la función de sincronizar, a través de flancos de subida y
bajada, el desfase a 180° a partir de la señal S1-S4. Finalmente, tanto la
señal negada del monoestable 1, así como la señal no negada del
monoestable 2, son introducidas a una compuerta lógica OR para
obtener la señal de compuerta de S2-S3.
Otro punto importante es la obtención de la señal de compuerta
del sujetador activo, ya que de ésta depende el ajuste de los tiempos
muertos existentes entre el encendido y el apagado de los interruptores
del puente completo (ver Figura 46).
Figura 46. Diagrama de tiempos de las señales de control de compuerta de los
MOSFET´s.
Por lo tanto, la señal de compuerta del interruptor Ss, debe poder
ser manipulada tanto en el encendido como en el apagado, y con ello
ajustar el tiempo de carga y descarga de las capacitancias involucradas
en el proceso. En la Figura 47 se muestra el diagrama a bloques del
circuito implementado para este interruptor.
Figura 47. Diagrama a bloques de la implementación de la señal de control del
sujetador activo
60
Capítulo 4. Diseño e implementación del prototipo
Diseño de los impulsores
La función del circuito impulsor es suministrar la corriente
necesaria para encender y apagar el interruptor de potencia en un
tiempo mínimo. Además, proporciona aislamiento entre los MOSFET´s y
el circuito de control.
En la Figura 48 se muestra el diagrama a bloques de los
impulsores. Cabe señalar que es necesaria la utilización de cuatro
fuentes independientes para el disparo de los MOSFET´s, puesto que
existen tres MOSFET´s en el convertidor que se encuentran con tierra
flotada (S1, S2 y Ss).
Figura 48 Diagrama a bloques de la implementación del impulsor por cada
MOSFET
Los tiempos de activación obtenidos en los MOSFET´s son
alrededor de tfall=45ns ↓ y trise=48ns ↑. Se implementó un impulsor para
cada MOSFET del convertidor y se colocaron tan cerca de los MOSFET´s
como fue posible.
En la Figura 49 se muestra una fotografía del prototipo de
laboratorio desarrollado para validar los objetivos y especificaciones
requeridas para un sistema de alimentación basado en celdas de
combustible.
61
Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico
Fuente de
alimentación para
el control.
Fuentes de
alimentación para
los impul sore s.
Placa de control
de las señales de
compuerta de los
MOSFET´s.
Impulsor del
MOSFET Sa.
Figura 49. Fotografía del ACFBC implementado.
4.7 Simulaciones del ACFBC
Para verificar el funcionamiento del convertidor se realizaron
simulaciones donde se incluyen los modelos de los siguientes
componentes: transformador obtenido por PEmag, diodos MUR840 e
interruptores STP40N20. Además, se consideran las inductancias
parásitas por las pistas (5nH/cm) y las colocadas en el puente que se
utilizan para medir corriente. En la Figura 50 se muestra el diagrama
esquemático del convertidor simulado en Pspice ®.
Las condiciones de operación para la simulación son las
siguientes: voltaje de alimentación 48V, voltaje de compuerta 15V con
tiempos de activación de los MOSFET´s de tfall=45ns ↓ y trise=48ns ↑,
voltaje de salida de 180V, resistencia de carga de 129.6Ω y frecuencia de
conmutación en el puente de 100 kHz.
Ω
479.16uH
221.18pF
Ω
Figura 50. Diagrama esquemático del circuito simulado en Pspice ®.
62
Ω
Capítulo 4. Diseño e implementación del prototipo
Obsérvese que se han colocado inductancias asimétricas en las
ramas del puente completo, debido a la distribución física de los
componentes en la placa de circuito impreso.
En la parte superior de la Figura 51 se muestran las formas de
onda de corriente y voltaje en el interruptor S1. Por otro lado, en la parte
inferior se muestra la corriente que circula a través del transformador.
En este punto es importante señalar que existe una diferencia
observada en las formas de onda de la corriente de los interruptores,
respecto de las teóricas (y también se refleja en la corriente del
transformador). Estas diferencias se observan en el instante señalado
con un círculo en la Figura 51. Además, se observan asimetrías en la
conducción de los interruptores, debido a las diferentes impedancias de
cada rama del puente completo.
Asimetrías en la conducción
del dispositivo
1
100V
2
9.0A
5.0A
50V
0V
0A
-27V
SEL>>
-2.5A
1
V(U1:1,VG2)
2
I(U1:1)
10A
5A
0A
-5A
-10A
6.9800ms
I(R8)
6.9840ms
6.9880ms
6.9920ms
6.9960ms
7.0000ms
Time
Figura 51. Formas de onda obtenidas por simulación.
Previo al instante t0, como se muestra en la Figura 52, se
encontraban conduciendo los cuatro interruptores del puente, y justo en
éste instante se apagan dos de ellos, S1 y S4. Durante ese instante
previo al encendido del interruptor del sujetador activo ocurre la carga
de las capacitancias de salida de los MOSFETs que se apagaron (S1 y
S4) y la descarga de la capacitancia del MOSFET Ss (sujetador activo).
Nótese que en teoría no hay corriente hacia el transformador. Sin
embargo, en el transformador existe la corriente magnetizante y cierta
corriente que carga las capacitancias de los diodos de salida y las
63
Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico
capacitancias parásitas del transformador. En las simulaciones
realizadas esta corriente es la que “evita” que la corriente en los
interruptores sea cero. Por otro lado, en el transformador la corriente
debería iniciar en cero, con corriente discontinua. Sin embargo, se
observa que existe una corriente continua (ver Figura 51, corriente en el
transformador). Como referencia, en la Figura 52 se muestran las
formas de onda teóricas y el circuito equivalente durante ese instante.
Figura 52. Formas de onda teóricas y circuito equivalente durante [t0 – t1].
64
Capítulo 5.
Resultados experimentales
En este capítulo se muestra el funcionamiento en forma
experimental del ACFBC bajo las siguientes condiciones de prueba:
intervalo del voltaje de entrada de 38 a 63V, voltaje de salida de 180V,
voltaje de compuerta 15V con tiempos de activación de los MOSFET´s de
tfall=45ns ↓ y trise=48ns ↑, intervalo de potencia de carga de 100 a 250W y
frecuencia de conmutación en el puente de 100kHz.
5.1 Resultados experimentales en lazo abierto
En la Figura 53 se pueden observar las formas de onda de la
corriente que circula a través del sujetador activo, la corriente en el
transformador y el voltaje en el transformador. Como se puede ver, la
parte positiva de la corriente del sujetador activo la conduce el diodo
parásito en anti-paralelo del MOSFET Ss y la parte negativa la conduce
el canal de conducción del MOSFET. Cabe señalar que el MOSFET se
apaga con conmutación dura (por la naturaleza de operación del
convertidor), lo cual se refleja en la corriente del transformador.
Corriente del Clamp
Corriente del transf
Voltaje del transf
Figura 53. Corriente en sujetador activo, corriente en el transformador y
voltaje en el transformador.
65
Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico
El apagado “duro” del sujetador activo se refleja también en la
corriente de los MOSFET´s del puente completo, como se muestra en la
Figura 54. Sin embargo, existe ZVS en el MOSFET del sujetador activo.
Corriente en el clamp
Corriente en S1
Voltaje en S1
Figura 54. Corriente en clamp, corriente en el MOSFET S1 y voltaje en el
MOSFET S1.
En la Figura 55 se muestran las formas de onda de corrientes en
los MOSFET´s S1 y S2. En este punto es importante señalar que los
sobretiros de voltaje en los MOSFET´s, inducidos por la inductancia de
dispersión son reducidos. Esto se debe a que el voltaje en el puente
completo es sujetado al voltaje a que se encuentra cargado el capacitor
Cs.
Corriente en S2
Corriente en S1
Voltaje en S1
Figura 55. Corriente en el MOSFET S2, corriente en el MOSFET S1 y voltaje en
el MOSFET S1.
66
Capítulo 5. Resultados experimentales
5.1.1 Conmutación a voltaje cero
La Figura 56 muestra el detalle de la conmutación durante el
encendido del interruptor S2. Con base en los resultados obtenidos
experimentalmente, se puede concluir que existe un traslape entre la
señales de voltaje de compuerta y voltaje drenaje-fuente del interruptor
S2. Esto puede deberse a que no se tiene energía suficiente para
descargar las capacitancias parásitas involucradas; por lo tanto, se
incrementará la inductancia de dispersión para así conseguir ZVS.
Vds
IS2
Figura 56. Detalle de la ZVS en el MOSFET S2 (voltaje drenaje-fuente y voltaje
de compuerta).
Para incrementar la energía disponible, se implementa un nuevo
transformador manteniendo la misma relación de vueltas (nT=2.5), pero
con una inductancia de dispersión mayor a 300nH. Esto se logra
cambiando la estrategia de embobinado, como se muestra en la Figura
57. La inductancia de dispersión se incrementa debido a que en este
caso no se utilizan técnicas de entrelazado en los devanados del
transformador, como en el primer diseño.
Figura 57. Estrategia de construcción de los devanados del transformador
para obtener una mayor inductancia de dispersión.
67
Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico
En la Figura 58 se muestra el modelo del transformador obtenido
por PEmag. Como se puede ver, la inductancia de dispersión es mayor
que la obtenida en el primer diseño.
42.41pf
774nH
80mΩ
4.71µH
2994.44µH
479.16µH
282.54pf
693mΩ
Figura 58. Modelo del transformador obtenido por PEmag para obtener una
mayor inductancia de dispersión.
La inductancia de dispersión medida en el primario es de 928nH.
Con el nuevo transformador se realizaron pruebas bajo las mismas
condiciones que en el caso anterior (inductancia de dispersión de
300nH).
En la Figura 59 se muestra el detalle de la conmutación en el
interruptor S2. Ahora no existe conmutación dura entre las señales
drenaje-fuente y corriente. Por lo tanto, existe ZVS en los interruptores.
Vds
IS2
Figura 59. Detalle de la ZVS en el MOSFET S2 (voltaje drenaje-fuente y
corriente).
68
Capítulo 5. Resultados experimentales
La Figura 60 muestra las formas de onda de voltaje drenaje-fuente
y voltaje de compuerta en el interruptor S2. Como puede observarse, no
existe ningún traslape en las señales.
Vg
Vds
Figura 60. Detalle del voltaje drenaje-fuente y voltaje de compuerta en el
MOSFET S2.
5.1.2 Eficiencia en lazo abierto
En la Figura 61 se muestra el comportamiento experimental de la
eficiencia del convertidor ante variaciones de voltaje de entrada de
ambos transformadores. Como se observa en la gráfica, el transformador
con inductancia de dispersión de 300nH produce una mejor eficiencia
en comparación con el que tiene una inductancia de dispersión de
928nH. Esto se debe principalmente a que las pérdidas del convertidor
también dependen de la inductancia de dispersión (Figura 40).
1
0.99
300nH
0.97
Eficiencia
0.96
0.95
928nH
0.94
0.92
0.91
0.9
0.88
0.87
33
38
43
48
53
58
63
Voltaje de entrada
Figura 61. Eficiencia del convertidor en lazo abierto ante variaciones de voltaje
de entrada.
69
Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico
La Figura 62 muestra el comportamiento experimental de la
eficiencia del convertidor ante variaciones de carga. De la misma
manera que en el caso anterior, la eficiencia del transformador con
inductancia de dispersión de 300nH es más alta.
1
300nH
0.97
Eficiencia
0.95
0.93
928nH
0.9
0.88
0.85
0.83
0.8
100
125
150
175
200
225
250
Potencia de salida
Figura 62. Eficiencia del convertidor en lazo abierto ante variaciones de carga
Se puede concluir que al incrementar el valor de la inductancia de
dispersión se tiene más energía para descargar las capacitancias
parásitas de los MOSFET´s para lograr ZVS. Sin embargo, las pérdidas
aumentan y con ello se tiene una menor eficiencia en el convertidor.
5.2 Resultados en lazo cerrado
5.2.1 Función de transferencia control-salida
Debido a la complejidad para obtener la función de transferencia
control-salida del convertidor mediante métodos tradicionales, tales
como la técnica de variables de estados promediados ó el empleo del
modelo del interruptor PWM, es necesario recurrir a técnicas de control
enfocadas a la identificación de procesos.
El término “identificación de procesos” puede definirse como el
conjunto de estudios, teorías y algoritmos que permiten obtener la
estructura y los parámetros de un modelo matemático (generalmente
dinámico) que reproduce, con suficiente exactitud, las variables de
salida de un sistema real ante el mismo conjunto de variables de
entrada [19]. Para definir el concepto de identificación de procesos de
70
Capítulo 5. Resultados experimentales
una manera mas precisa y partiendo de los objetivos que se persiguen,
se pueden abordar distintos enfoques o métodos de identificación
experimental como son: análisis a la respuesta escalón, análisis
experimental de frecuencias e identificación de parámetros con el
método de mínimos cuadrados.
Identificación experimental utilizando la respuesta a la señal
escalón.
La señal más simple que puede utilizarse para la identificación es
sin duda la función escalón. Esta señal se aproxima mediante un
cambio rápido de voltaje o corriente que alimenta a algún tipo de
actuador sobre el sistema. Un escalón ideal es una señal cuyo tiempo de
crecimiento es cero. Sin embargo, en la práctica este tipo de señal no
puede ser realizada físicamente. Pero, si el tiempo de crecimiento inicial
es varias veces más pequeño que la constante de tiempo más pequeña
del sistema, el error que se introduce en la identificación puede
considerarse despreciable. Una limitación muy importante de estos
métodos es la obtención de modelos determinísticos, sin considerar las
posibles perturbaciones y en ocasiones no es apropiado para el
desarrollo de estrategias de control sofisticadas.
Con base en lo anterior, Cohen y Coon observaron que la mayoría de las
respuestas de los procesos ante variaciones de entrada tenían un
comportamiento como se muestra en la Figura 63.
Figura 63. Curvas de reacción aproximando la respuesta a un sistema de
primer orden
Por lo tanto, proponen que la función de transferencia se puede
aproximar a un sistema de primer orden con un tiempo muerto [20].
71
Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico
G (s) =
K ⋅ e− td ⋅s
τ s +1
(5.1)
Donde:
K=
τ=
Salida en estado estable
B
=
Entrada en estado estable A
B
, donde S es la pendiente de la respuesta en el tiempo en el punto
S
de inflexion
td = tiempo transcurrido hasta que el sistema responde
Dado que el objetivo es obtener la función de transferencia
control-salida del convertidor, es necesario introducir un escalón de
voltaje en el compensador, como se muestra en el diagrama a bloques
del sistema de la Figura 64.
Figura 64. Diagrama a bloques del sistema en lazo abierto
Con base en los resultados obtenidos experimentalmente del
escalón de voltaje en la salida del convertidor (ver Figura 65), y
aplicando el método de curvas de reacción, se tiene que la función de
transferencia obtenida es de primer orden y se encuentra dada por:
72
Capítulo 5. Resultados experimentales
G (s) =
430.7 ∗ e-0.000318∗s
s+100.5
(5.2)
La respuesta obtenida es de primer orden. Sin embargo, se
utilizará la aproximación de pade para obtener una función de
transferencia de segundo orden. La función de transferencia aproximada
a un sistema de segundo orden es:
G (s) =
-430.7 ∗ s+2.705e006
s + 6381 ∗ s+6.311e005
(5.3)
2
Respuesta del convertidor en lazo abierto
205
Voltaje de salida (v)
200
195
190
185
180
175
-0.25
-0.2
-0.15
-0.1
-0.05
0
0.05
0.1
0.15
0.2
0.25
Tie mpo (s)
Figura 65. Respuesta del convertidor en lazo abierto.
Una manera de validar que la función de transferencia obtenida
cumple con la respuesta obtenida por el convertidor en forma
experimental, es aplicar un escalón de la misma magnitud a la que se
empleó en el compensador en forma experimental. En la Figura 66 se
puede observar que efectivamente la función de transferencia obtenida a
través del método de curvas de reacción es similar a la obtenida en
forma experimental.
73
Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico
Respuesta del convertidor en lazo abierto
205
Voltaje de salida (v)
200
195
190
185
180
175
-0.25
-0.2
-0.15
-0.1
-0.05
0
0.05
0.1
0.15
0.2
0.25
Tiempo (s)
Figura 66. Validación de la función de transferencia.
Con la identificación de la función de transferencia control-salida
del convertidor, se grafica el diagrama de Bode para observar el
comportamiento dinámico del sistema (Figura 67).
Bode Diagram
Magnitude (dB)
20
0
-20
-40
Phase (deg)
-60
360
270
180
90
0
10
1
10
2
10
3
10
4
10
5
10
6
10
Frequency (rad/sec)
Figura 67. Respuesta en frecuencia del convertidor en lazo abierto
74
Capítulo 5. Resultados experimentales
Descripción y diseño del compensador
El análisis de estabilidad tiene como objetivo garantizar que, en
lazo cerrado, la ganancia unitaria cruce con una pendiente de 20
dB/década, y en este mismo punto el cambio de fase sea menor a 360°.
Para obtener un sistema estable, el margen de fase debe estar entre 30°
y 60° y el margen de ganancia debe ser mayor a 6 dB.
Para conseguir una buena respuesta dinámica y estabilidad del
sistema, es necesario diseñar un compensador que modifique tanto la
magnitud como la fase del sistema, de manera tal que se tenga alta
ganancia, amplio ancho de banda y además conserve cierto margen de
fase. La implementación del compensador se puede llevar a cabo de
manera flexible al utilizar un microcontrolador, del cual se aprovecha su
versatilidad de programación para ajustar los parámetros de la red de
retroalimentación. Sin embargo, el ancho de banda que puede obtenerse
para la red de compensación está limitado por la frecuencia de muestreo
del microcontrolador. Para el microcontrolador utilizado (AT90S8515), la
frecuencia de muestreo es de 38kHz, y el ancho de banda que se logró
programar fue de 4.85kHz.
En la Figura 68 se muestra el compensador seleccionado, el cual
agrega dos polos: uno en el origen y el otro polo se encuentra a la
frecuencia dada por la ecuación (5.4), se agrega también un cero
ubicado en la frecuencia dada por la ecuación (5.5).
fpc =
1
2 ⋅π ⋅ R2 ⋅ C 2
(5.4)
fzc =
1
2 ⋅ π ⋅ R1 ⋅ C1
(5.5)
De acuerdo con las ecuaciones (5.4) y (5.5), es posible encontrar
los valores requeridos de R1, R2, C1 y C2 para obtener el ancho de
banda de la red de compensación del sistema. En la Tabla 7 se resumen
los valores calculados para el compensador y en la Figura 69 se muestra
el diagrama de Bode correspondiente.
75
Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico
Figura 68. Compensador con dos polos y un cero
Tabla 7. Datos del compensador para el lazo de retroalimentación de voltaje
Componentes
R2
C1
45.2 k
280 nf
R1
45.2 k
C2
510 pf
Valores obtenidos
Ganancia
Polo
Cero
36.4 dB
6.9 kHz
12.57 Hz
Bode Diagram
100
90
Magnitude (dB)
80
70
60
System: sys
Frequency (rad/sec): 78
Magnitude (dB): 39.5
50
System: sys
Frequency (rad/sec): 4.31e+004
Magnitude (dB): 33.4
40
30
20
10
Phase (deg)
0
0
-45
-90
10
0
1
10
2
10
3
10
10
4
5
10
6
10
Frequency (rad/sec)
Figura 69. Respuesta en frecuencia del compensador
La respuesta total del convertidor en lazo cerrado se muestra en la
Figura 70. El ancho de banda se encuentra en 4.8kHz con un margen de
fase de 78°.
76
Capítulo 5. Resultados experimentales
Bode Diagram
100
80
Magnitude (dB)
60
40
System: sys
Frequency (rad/sec): 3.04e+004
Magnitude (dB): -0.0613
20
0
-20
-40
-60
-80
-100
360
Phase (deg)
270
180
System: sys
Frequency (rad/sec): 3.04e+004
Phase (deg): 78.6
90
0
1
10
2
10
3
4
10
10
5
10
6
10
Frequency (rad/sec)
Figura 70. Respuesta en frecuencia en lazo cerrado
Para la implementación del compensador se utilizó un
microcontrolador, entonces es necesario cambiar del plano H(s) al plano
H(z). La función de transferencia obtenida en el tiempo continuo para el
compensador esta dada por la ecuación (5.6).
H ( s) =
0.01266 ∗ s+1
4.423 × 10-9 ∗ s 2 + 1.921× 10-4 ∗ s
(5.6)
Para obtener la trasformada z de la función de transferencia del
compensador se utiliza el método de la transformación bilineal. Por lo
tanto, H(z) se obtiene de H(s) mediante la sustitución de s por la
expresión (5.7).
1 − z −1
s → c⋅
1 + z −1
(5.7)
Con base en lo anterior, la función de transferencia del
compensador en H(z) se encuentra descrita por la ecuación (5.8).
77
Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico
H ( z) =
24.84 ⋅ z 2 + 0.05445 ⋅ z − 24.78
z 2 − 1.247 ⋅ z + 0.247
(5.8)
En la Figura 71 se muestra el diagrama de Bode de las respuestas
de los compensadores obtenidos tanto en H(s) como en H(z).
Bode Diagram
Magnitude (dB)
100
H(s)
H(z)
50
0
-50
Phase (deg)
-100
0
-45
-90
0
10
1
10
2
3
10
10
4
10
5
10
6
10
Frequency (rad/sec)
Figura 71. Respuesta en frecuencia del compensador en H(s) y en H(z).
Método de la transformada z para la solución de ecuaciones en
diferencias.
Con el método de la transformada z, las ecuaciones en diferencias
lineales e invariantes en el tiempo se pueden transformar en ecuaciones
algebraicas. Esto facilita el análisis de la respuesta transitoria de los
sistemas en control digital. Por tanto, en la ecuación (5.9) se considera
un sistema en tiempo discreto, lineal e invariante en el tiempo
caracterizado por:
y ( k ) + a1 y ( K − 1) + ⋅⋅⋅ + an y ( k − n) = b0 x( k ) + b1 x( k − 1) + ⋅⋅⋅ + bn x( k − n)
78
(5.9)
Capítulo 5. Resultados experimentales
Donde x(k) y y(k) son la entrada y salida del sistema respectivamente, en
la k-esima interacción [21]. Por lo tanto, tenemos que nuestra ecuación
en diferencias del sistema se encuentra descrita por:
y ( k ) = 24.84 ⋅ x ( k ) + 0.0544 ⋅ x ( k − 1) − 24.78 ⋅ x ( k − 2) + 1.247 ⋅ y ( k − 1) + 0.247 ⋅ y ( k − 2) (5.10)
Diagrama de flujo
En la Figura 72 se muestra el diagrama de flujo del control
implantando para obtener el voltaje del compensador.
INICIO
x(k)=0;
x(k)=0;
x(k-1)=0;
x(k-1)=0;
x(k-2)=0;
y(k)=0;
y(k)=0;
y(k-1)=0;
y(k-1)=0;
y(k-2)=0;
Programa 1
x(k-1)=x(k);
x(k)=x(k-1);
y(k-1)=y(k);
Programa 1
x(k-2)=x(k-1);
x(k-1)=x(k-2);
y(k-2)=y(k-1);
x(k-1)=x(k);
x(k)=x(k-1);
y(k-1)=y(k);
Programa 1
Figura 72. Diagrama de flujo del voltaje del compensador
79
Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico
5.2.2 Eficiencia en lazo cerrado
En la Figura 73 se muestra el comportamiento experimental de la
eficiencia del convertidor ante variaciones de voltaje de entrada a plena
carga (250W). La eficiencia máxima alcanzada en lazo cerrado es de
96.7%.
0.98
0.97
Eficiencia
0.96
0.95
0.94
0.93
0.92
38
43
48
53
58
voltaje de entrada
Figura 73. Eficiencia del convertidor en lazo cerrado ante variaciones de
voltaje de entrada
Por otro lado, en la Figura 74 se muestra el comportamiento
experimental de la eficiencia del convertidor ante variaciones de carga
con un voltaje de alimentación de 48V. Como se puede ver, la eficiencia
alcanzada ante variaciones de carga es 96.9 %.
0.975
Eficiencia
0.97
0.965
0.96
0.955
0.95
100
125
150
175
200
225
250
Potencia de salida
Figura 74. Eficiencia del convertidor en lazo cerrado ante variaciones de carga.
80
Capítulo 5. Resultados experimentales
5.2.3 Regulación de línea
En la Figura 75 se muestra la gráfica de regulación de línea del
convertidor. El error promedio en todo el intervalo de evaluación es de
0.19% a plena carga (250W).
Error promedio = 0.19 %
% Regulación de línea (%)
Voltaje
0.3
0.25
0.2
0.1 %
0.15
0.1
0.05
0
38
40
42
44
46
48
50
52
54
56
58
voltaje de entrada
Figura 75. Regulación de línea del convertidor a plena carga (250W).
5.2.4 Regulación de carga
La Figura 76 muestra la gráfica de regulación de carga del
convertidor con un voltaje de alimentación de 48V. El error promedio en
todo el intervalo de evaluación es de 0.21%.
Error promedio = 0.21 %
% Regulación de carga (%)
Voltaje
0.5
0.4
0.3
0.2
0.35%
0.1
0
-0.1
100
125
150
175
200
225
250
Potencia de salida
Figura 76. Regulación de carga del convertidor a voltaje nominal (48V).
81
Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico
5.2.5 Respuesta dinámica
En las Figuras 77 y 78 se muestra la respuesta dinámica del
convertidor ante un escalón de potencia de 70W, con un voltaje de
alimentación de 48V y una inductancia de dispersión de 300nH.
Corriente de salida
Ch4: 500mA/div
Voltaje de salida
Ch3: 50V/div
Tiempo de asentamiento en 2.18ms
Figura 77. Respuesta dinámica del convertidor ante un escalón de potencia de
170 a 100W.
Corriente de salida
Ch4: 500mA/div
Voltaje de salida
Ch3: 50V/div
Tiempo de asentamiento en 2.26ms
Figura 78. Respuesta dinámica del convertidor ante un escalón de potencia
de 100 a 170W.
82
Capítulo 5. Resultados experimentales
Para conocer la respuesta dinámica del convertidor ante
variaciones de la tensión de entrada, se utilizó los resultados
experimentales de la caracterización de la celda de combustible
tipo PEM mostrados en [29]. Cabe aclarar que los escalones de
voltaje mostrados en las Figuras 79 y 80 fueron realizados con
una fuente de alimentación de CD programable, simulando la
variación de voltaje que entrega la celda de combustible al
convertidor. Como puede obsérvarse el voltaje de salida en el
convertidor se mantiene constante.
Voltaje de entrada
Ch1: 10V/div
Corriente de entrada
Ch2: 2A/div
Voltaje de salida
Ch3: 100V/div
Figura 79. Respuesta dinámica del convertidor ante un escalón en el voltaje de
entrada de 38 a 58V.
Voltaje de entrada
Ch1: 10V/div
Corriente de entrada
Ch2: 2A/div
Voltaje de salida
Ch3: 100V/div
Figura 80. Respuesta dinámica del convertidor ante un escalón en el voltaje de
entrada de 58 a 38V
83
Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico
84
Capítulo 6.
Conclusiones y trabajos futuros
6.1 Conclusiones generales
Los avances en la tecnología y el aumento de consumo de energía
eléctrica han hecho indispensable el estudio de nuevas alternativas de
sistemas de generación, que satisfagan los requerimientos y demandas
de los avances tecnológicos en nuestros días. Por otro lado, el uso de
técnicas PWM convencionales, operando en alta frecuencia, reducen la
eficiencia por causas inherentes a las topologías como son:
conmutaciones duras en los dispositivos y severa interferencia
electromagnética. Estas limitaciones nos llevan a emigrar a tecnologías
que incluyan técnicas de reducción de pérdidas en la conmutación.
En este contexto, el convertidor elevador puente completo aislado
con sujetador activo es una topología muy atractiva, por que permite
alcanzar niveles de eficiencia muy altos, con baja tensión de entrada y
alta corriente. Esto es posible debido a la utilización de un interruptor
Ss y un capacitor Cs que tiene dos funciones principales: sujetar el
voltaje en el bus de CD, evitando sobretiros de voltaje en los MOSFET´s,
y además, permitir recuperar la energía que se almacena en la
inductancia parásita del transformador para lograr la ZVS de los
interruptores principales. Por otro lado, la estructura de potencia del
convertidor hace que la corriente de entrada sea no pulsante, lo cual es
ideal para el caso de alimentación mediante una celda de combustible.
6.2 Conclusiones particulares
En el diseño de la etapa de potencia del ACFBC fueron
identificadas tres variables de suma importancia para la
implementación del convertidor: inductancia de dispersión (Lik),
frecuencia de conmutación (fS) y el número de vueltas del transformador
(nT). Cabe señalar que el objetivo principal es encontrar la mejor
combinación de las variables para obtener las menores pérdidas
posibles y con ello lograr una alta eficiencia. Al respecto, se demostró
85
Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico
que con una inductancia de dispersión menor, aun cuando no descarga
por completo las capacitancias de los interruptores, permite obtener una
eficiencia mayor.
El prototipo implementado en laboratorio opera satisfactoriamente
a una potencia de 250W alcanzando una eficiencia del 97 %, además de
obtener ZVS en los principales interruptores del convertidor.
Por otro lado, los resultados experimentales muestran ciertas
diferencias con las formas de onda teóricas reportadas en la literatura;
la tesis muestra que esto se debe al efecto de las capacitancias parásitas
de los interruptores, el transformador y la de los diodos de salida.
Otro aspecto importante está relacionado con la respuesta
dinámica del convertidor. Para identificar el comportamiento del sistema
fue necesario recurrir a técnicas de identificación de procesos, debido a
la complejidad para obtener la función de transferencia control-salida
mediante métodos tradicionales tales como la técnica de variables de
estados promediados ó el empleo del modelo del interruptor PWM. No
obstante, se obtuvieron buenos resultados con la sintonización del PID
implementado para el lazo de voltaje.
El principal inconveniente del convertidor es su sensibilidad a la
variación de parámetros, debido a que es muy dependiente de elementos
parásitos que influyen en el comportamiento del convertidor.
6.3 Trabajos futuros
De acuerdo con investigaciones realizadas en convertidores
CD/CD para bajo voltaje de alimentación, estos se han enfocado a
conseguir una mayor densidad de potencia, lo cual solo es posible al
aumentar la frecuencia de conmutación. Sin embargo, la eficiencia del
convertidor seleccionado se ve afectada, principalmente, por efectos
relacionados con la frecuencia de conmutación en los dispositivos de
conmutación (MOSFET´s), y la inductancia de dispersión. Por lo tanto,
como sugerencias para trabajos futuros se propone:
86
Capítulo 6. Conclusiones y trabajos futuros
Escalar el prototipo a una mayor frecuencia de conmutación para
obtener alta densidad de potencia con las menores pérdidas
posibles.
Obtener el modelo en pequeña señal del convertidor para poder
generalizar el diseño del compensador, puesto que el obtenido es
valido únicamente para un punto de operación.
87
Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico
88
Referencias
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