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Laboratorio Eléctrico II
IE-0408
Proyecto Final
Control Infrarrojo de un Motor DC
Angélica Calderón Mata A71228
Daniel Camilo Rojas Quirós A54918
Grupo 4
Profesor: Jaime Cascante Vindas
Fecha de Entrega: jueves 10 de junio del 2010
Índice de Contenidos
Objetivo General ........................................................................................................... 3
Objetivos Específicos .................................................................................................... 3
Nota Teórica ................................................................................................................. 4
Lista de equipo.............................................................................................................. 9
Lista de Componentes................................................................................................. 10
Diseño......................................................................................................................... 12
Procedimiento ............................................................................................................ 29
Bibliografía.................................................................................................................. 31
Anexos ........................................................................................................................ 32
Índice de Tablas
Tabla 1. Equipo necesario para el experimento. ............................................................ 9
Tabla 2. Componentes pasivos que se utilizarán en el experimento. ........................... 10
Tabla 2 (Continuación). Componentes pasivos que se utilizarán en el experimento. ... 11
Tabla 3. Parámetros del filtro pasa banda estrecha f0=3kHz. ....................................... 20
Tabla 4. Parámetros del filtro pasa banda estrecha f0=3kHz. ....................................... 23
Tabla 5. Tabla de verdad puente H .............................................................................. 28
Tabla 6. Barrido de frecuencia para el sistema de filtros. ............................................ 29
Tabla 6 (Continuación). Barrido de frecuencia para el sistema de filtros. .................... 30
Índice de Figuras
Figura 1. Aplicación típica del LM331 [3]. ...................................................................... 5
Figura 2. Diagrama de Bode típico del Filtro Pasa Banda Estrecha [4]. ........................... 5
Figura 3. Esquemático de la topología Deliyannis Modificada [5]. ................................. 6
Figura 4. Diagrama del puente H y principio de funcionamiento [6]. ............................. 7
Figura 5. Puente H implementado con transistores BJT [8]............................................ 7
Figura 6. Interruptor de control .................................................................................. 12
Figura 7. Convertidor de tensión a frecuencia. ............................................................ 13
Figura 8. Circuito Emisor ............................................................................................. 14
Figura 9. Receptor infrarrojo. ...................................................................................... 16
Figura 10. Topología sugerida para el filtro pasa banda estrecha [4]. .......................... 18
Figura 11. Esquemático del filtro pasa banda estrecha con f0=3kHz ........................... 19
Figura 12. Simulación de la frecuencia central para filtro f0=3kHz. .............................. 19
Figura 13. Simulación del ancho de banda para el filtro f0=3kHz.................................. 20
Figura 14. Esquemático del filtro pasa banda estrecha con f0 = 5kHz. ......................... 22
Figura 15. Simulación de la frecuencia central para filtro f0 = 5kHz. ............................. 22
Figura 16. Simulación del ancho de banda para el filtro f0 = 5kHz. ............................... 23
Figura 17. Esquemático del circuito sumador. ............................................................. 24
Figura 18. Ámbito de enganche y seguimiento del PLL. ............................................... 25
Figura 19. Esquemático LM565. .................................................................................. 25
Figura 20. Curva para obtener R6-7 ............................................................................. 26
Figura 21. Convertidor de frecuencia a tensión ........................................................... 27
Figura 22. Conexión puente H. .................................................................................... 28
2
Objetivo General
Controlar la activación y el sentido de giro de un motor DC mediante un sistema de
comunicación infrarrojo.
Objetivos Específicos
•
Diseñar y construir un transmisor infrarrojo de frecuencia variable, basado en
un oscilador controlado por voltaje.
•
Diseñar e implementar un filtro pasa banda estrecho (narrow bandpass).
•
Diseñar y construir un sistema de control de motor DC mediante un puente H.
3
Nota Teórica
Oscilador Controlado por Voltaje
Los osciladores controlados por tensión son circuitos capaces de generar a su salida
una forma de onda estable, periódica, y con una frecuencia que es función de la
tensión de entrada. Es frecuente encontrar estos circuitos en transmisores de FM,
analizadores de espectro, generadores de barrido, etc. La función de transferencia de
los circuitos VCO ideales es lineal [1]:
fout = a Vin + b
(1)
fout es la frecuencia de salida
Vin es la tensión de entrada
Un posible diseño para un circuito oscilador controlado por voltaje, se basa en varicaps
como elementos de sintonización. Estos componentes son fundamentalmente diodos,
que cuando se les aplica un voltaje reverso exhiben las características de un capacitor,
si se cambia el voltaje, se altera la capacitancia. Se selecciona la frecuencia aplicando
un voltaje dc al varicap, para cambiar la capacitancia neta del componente, y así la
frecuencia de sintonización del circuito [2].
El alto costo de los capacitores variables de buena calidad, convierten a los VCO’s en
una opción muy atractiva. Uno de estos elementos disponibles comercialmente es el
LM331. Este es un convertidor Frecuencia – Voltaje que tiene como salida un tren de
pulsos con una frecuencia proporcional al voltaje de entrada aplicado, puede ser
alimentado con tensiones tan bajas como 4V, y su frecuencia de salida puede variar de
1 Hz a 100 kHZ. Se recomienda su uso en circuitos simples de bajo costo para la
conversión analógica – digital, modulación o demodulación lineal de frecuencia, o
conversión de frecuencia a voltaje. La figura 1 muestra una aplicación típica de este
circuito integrado [3].
4
Figura 1. Aplicación típica del LM331 [3].
Filtro Pasa Banda Estrecha (Narrow Band Pass)
Este filtro tiene el mismo principio de funcionamiento que el filtro pasabanda
convencional, amplifica solamente las señales cuya frecuencia es parte un ámbito
determinado. Su característica particular es un alto facto de calidad Q, que busca
reducir el ancho de la banda de paso, para que idealmente solo sean amplificadas
señales con una frecuencia particular (frecuencia central).
Figura 2. Diagrama de Bode típico del Filtro Pasa Banda Estrecha [4].
Para implementar este filtro de forma sencilla, con un solo amplificador operacional, la
mejor opción es la topología Deliyannis. Si se compara con las topologías Twin T, MFB y
Sallen-Key, la seleccionada involucra el proceso de diseño menos complejo [5].
5
Figura 3. Esquemático de la topología Deliyannis Modificada [5].
Los parámetros de diseño principales se pueden calcular con las siguientes ecuaciones:
(2)
(3)
La ecuación 2 para el factor de calidad, se utiliza también para la ganancia máxima del
circuito.
6
Puente H
Este circuito permite controlar la activación y la dirección de giro de un motor DC.
Utiliza cuatro transistores, solamente dos de ellos conducen corriente cuando el motor
gira, los otros dos se reservan para el giro en sentido contrario (Fig. 4). La ventaja
principal del puente H, es que representa una interfaz para controlar el motor con una
señal digital de dos bits (Fig.5).
Figura 4. Diagrama del puente H y principio de funcionamiento [6].
Figura 5. Puente H implementado con transistores BJT [8].
7
Cuando se usan transistores bipolares (BJT’s), su voltaje de saturación tiene un valor de
aproximadamente 1 V en la juntura colector-emisor cuando son activados (modo
saturación). Si la fuente de alimentación es de 10 V, se consumen 2 V solamente en los
dos transistores requeridos para controlar la dirección de un motor DC. Es decir, 20%
de la potencia de la fuente es consumida por los transistores para generar mucho
calor, por lo que se requieren disipadores de potencia [8].
Se puede implementar el puente H con MOSFET’s para mejorar la eficiencia. Estos
dispositivos tienen una resistencia entre Drenaje y Fuente (RDS) cuando son activados,
cercana a los 0.1 ohms (dependiendo del modelo). En el caso anterior, con una
corriente de 4A, la caída de voltaje en cada transistor es de 0.4V (0.8V en total), lo cual
representa una notable mejora en el rendimiento del puente [8].
Los MOSFETs trabajan mediante la aplicación de un voltaje en la Compuerta o Gate.
Existen en dos tipos: N-Channel (canal negativo) y P-Channel (canal positivo). En el
primer caso pasan a modo conducción (activado) mediante un voltaje positivo en la
Compuerta y mediante un voltaje negativo para el segundo caso.
Es importante considerar que los MOSFET’s son extremadamente sensibles a las
corrientes estáticas. Además, se debe recordar que si su Compuerta es dejada sin
conexión pueden llegar a autodestruirse. La Compuerta presenta una muy alta
impedancia (alrededor de 10 MOhm) y un simple ruido eléctrico puede activarlo [8].
8
Lista de equipo
A continuación se muestra el equipo que se utilizará durante el experimento.
Tabla 1. Equipo necesario para el experimento.
Equipo
Modelo
Placa
Modelo
Placa
Modelo
Placa
Osciloscopio
Multímetro
Generador
de señales
Fuente
Protoboard
9
Lista de Componentes
En las siguientes tablas se pueden consultar los componentes que serán utilizados en
el experimento, junto información relevante de cada uno.
Tabla 2. Componentes pasivos que se utilizarán en el experimento.
Experimento
Componente
Símbolo
Cantidad
R1
20 kΩ
R2
10 kΩ
R3
40 kΩ
R4
10 kΩ
R5
10 kΩ
Rpu
1 kΩ
Rs
1 kΩ
RL
10 kΩ
Rt
10 kΩ
Rc
630 Ω
Rb
900 Ω
Potenciómetros
Pot
10 K
Capacitores
CL
42 nF
Resistencias
Valor
teórico
Valor
experimental
Transmisor
Switch
Receptor
IRed
276-143
VCO
LM331
Resistencias
Ro
500 Ω
Potenciómetro
Po
5 kΩ
Fototransistor
276-143
10
Tabla 2 (Continuación). Componentes pasivos que se utilizarán en el experimento.
Experimento
Componente
Símbolo
Cantidad
Filtro A
Resistencias
R1
5.3 kΩ
R2
280 Ω
R3
100.7 kΩ
R4
5.3 kΩ
C1
10 nF
C2
10 nF
Capacitores
Filtro B
Amplificador
Operacional
Resistencias
Capacitores
Sumador
PLL
R1
3.18 kΩ
R2
167 Ω
R3
60.48 kΩ
R4
3.18 kΩ
C1
10 nF
C2
10 nF
μA741
Resistencias
R1
3.5 kΩ
R2
3.5 kΩ
R3
3.5 kΩ
Capacitores
PLL
Valor
experimental
μA741
Amplificador
Operacional
Amplificador
Operacional
Resistencias
Valor
teórico
μA741
R2
1 kΩ
R3
1 kΩ
Ro
16 kΩ
R6-7
10 kΩ
Co
4.7 nF
C1
39 nF
LM565
11
Diseño
Circuito transmisor
Para controlar el carro se utiliza un control de tres estados (Fig. 6).
1. Primer estado: Interruptor cerrado en avance (generando una tensión de 3 V
en Vcontrol).
2. Segundo estado: Interruptor cerrado en retroceso (tensión de 5 V en Vcontrol).
3. Tercer estado: Interruptor cerrado en freno (tensión de 0 V a la salida de cada
R1 20k
control).
R2 10k
SW-SPTT
R5 10k
Vcontrol
R4 10k
R3 40k
V1 15
Figura 6. Interruptor de control
La etapa siguiente, produce un tren de pulsos con frecuencia proporcional al nivel DC
de voltaje de control. Se basa en un VCO LM331, y su salida tendrá una frecuencia
determinada para 3 V, otra para 5 V y otra para 0 V (Fig. 7).
12
Figura 7. Convertidor de tensión a frecuencia.
De la hoja del fabricante se toman las ecuaciones para el diseño de los componentes
externos del LM331.
f OUT =
VIN RS 1
2.09 RL Rt C t
(4)
Se proponen los siguientes componentes:
RS = 1KΩ + Pot
R L = 10KΩ
C L = 42nF
C t = 10nF
Rt = 10 KΩ
La resistencia Rs se elige como una resistencia en serie con un potenciómetro con el fin
de ajustar bien la ganancia del VCO. Se toma el potenciómetro como 1,09 kΩ
Se sustituyen valores:
f OUT =
VIN 2.09k
1
= 1000VIN
2.09 10k 10k (10n)
(5)
La onda de salida del LM331 tendrá frecuencia de 1000 Hz, cuando la magnitud de la
tensión de entrada es 1 V. Por lo tanto las frecuencias asociadas a cada una de las
señales de control serán:
13
V IN = 3V ⇒ f OUT = 3KHz
V IN = 5V ⇒ f OUT = 5 KHz
(6)
V IN = 0V ⇒ f OUT = 0 KHz
Entonces, para que el carro retroceda, se fija una señal DC de 5 V, que produce un tren
de pulsos de 5 KHz. Para el avance, con 5 V DC la frecuencia será 3 kHz, y para que se
detenga, con 0 V DC y una frecuencia de 0 Hz. Esta señal cambiante en el tiempo, es
transmitida utilizando un IRED y un fototransistor.
Figura 8. Circuito Emisor
En la figura 8 el símbolo de diodo representa IRed un Radio Shack 276-143. Las
resistencias Rb y Rc se diseñan para proteger el transistor y el emisor IRed.
El IRed debe ser protegido por la resistencia Rc. La corriente máxima que puede
soportar es de 25 mA y debe existir una caída de tensión de 2 V para que emita
radiación.
Tomando en cuenta que el transistor en saturación tiene una VCEsat máxima de 400
mV y limitando la corriente a 20 mA. Se tiene la siguiente ecuación de malla.
RC =
15 − 0.4 − 2
= 630Ω
0.02
(7)
14
Luego, para el transistor:
IB >
IC
β
(8)
Para 2N2222 βmín es igual a 100:
IB >
20m
100
I B > 200 µA
(9)
Haciendo una malla se puede despejar Rb:
RB =
RB =
V BB − V BE
IB
15 − 0.7
IB
(10)
(11)
Ahora se debe comprobar la potencia disipada:
P = I 2R
(12)
Para una potencia de 0,25 W y asegurando que la resistencia tenga una tolerancia del
10%.
2  14.3 
(1.1)
0.25 = (I B ) 
 IB 
I B = 15.9mA
Entonces,
RB =
14.3
= 900Ω
15.9m
(13)
15
Circuito Receptor
La figura 9 muestra la propuesta del circuito receptor de infrarrojo, se basa en un
fototransistor Radio Shack 276-142.
Figura 9. Receptor infrarrojo.
Para limitar la corriente por el transistor se debe diseñar R0. Cuando el transistor está
en corte la corriente que pasa por R0 es prácticamente igual a la que se va a tierra.
Entonces tenemos:
R0 + P0 =
9
I
(14)
Se limita la corriente a 20 mA (la corriente máxima del transistor es 25 mA):
R0 + P0 = 450
El peor de los casos es cuando el potenciómetro alcanza su valor mínimo y la
resistencia tiene un valor mínimo, es decir
R0 + P0 = 450
450
= 500Ω
(15)
0. 9
Existen resistencias comerciales de 500 Ω, por lo cual no hay que variar ese valor.
R0 =
16
La potencia será:
2
 9 
P = 500
 = 0.162W
 500 
(16)
Las resistencias están diseñadas para disipar 0.25 W, por lo que una potencia de 0.162
W es aceptable.
Filtros
Una vez recibida la señal se filtra, con esto se busca mejorar la relación señal-ruido, y
se amplifica.
Diseño de Filtros Pasa Banda Estrecha (Narrow Band Pass).
Filtro A
Este circuito se diseña para que las señales con frecuencia de 3 kHz, sean amplificadas
con una ganancia de 10 dB, y las que poseen otras frecuencias sean atenuadas
(comportamiento ideal). Se sugiere una topología Deliyannis, con un factor de calidad
Q=10, lo cual fija la ganancia en la frecuencia de paso en 10 dB, para ser alimentado
con una fuente bipolar. El procedimiento de diseño se realiza según el Aplication
Report de Texas Instruments indicado en [4]. La topología sugerida se muestra en la
figura 10.
17
Figura 10. Topología sugerida para el filtro pasa banda estrecha [4].
Los valores de C1 y C2 se escogen:
C1= C2 =10 nF
(17)
Se calculan las resistencias R1 y R4 para satisfacer la frecuencia de corte:
R1 = R4 =
1
1
=
= 5,3k
2πC1 f 2π ⋅ 10n ⋅ 3k
(18)
Se calculan las resistencias R3 y R2 para obtener una ganancia de 10 dB en la
frecuencia de paso:
R3 = 19 ⋅ R1 = 100,7 kΩ
R2 =
(19)
R1
= 280 Ω
19
(20)
Se procurará en el circuito experimental, realizar configuraciones en serie y en paralelo
para alcanzar valores de resistencias experimentales cercanas a la frecuencia de
diseño, de modo que la frecuencia de paso experimental, sea lo más cercana posible a
3 kHz. El esquemático del circuito resultante se muestra en la figura 11.
18
R3 100,7k
R4 5,3k
2
4
V2 15
-
OP1 uA741
Vout filtro 3kHz
+
+
7
C2 10n
3
V1 15
R2 280
Vin
+
R1 5,3k
C1 10n
6
Figura 11. Esquemático del filtro pasa banda estrecha con f0=3kHz
Se obtiene el diagrama de Bode de ganancia mediante Tina, los resultados de la
simulación se muestran en las figuras 12-13.
Figura 12. Simulación de la frecuencia central para filtro f0=3kHz.
19
Figura 13. Simulación del ancho de banda para el filtro f0=3kHz.
Los resultados de las simulaciones (Tabla 3) muestran que la frecuencia de paso es
muy similar a al valor de diseño. En todo caso se espera que en el circuito físico la
diferencia entre la frecuencia real y esperada sea mayor, debido a la tolerancia de los
componentes. Por esta razón, se debe realizar un barrido en frecuencias para medir la
correspondiente a la máxima ganancia, y sintonizar el transmisor de acuerdo a este
resultado. Se obtiene un ancho de banda de 450 Hz, que se considera muy estrecho. La
ganancia máxima es casi el doble de la esperada, pero esto es positivo, ya que mejora
la relación señal a ruido, y en el peor de los casos en el cual los amplificadores
operacionales se saturan, la señal cuadrada es aceptable para el buen funcionamiento
de la etapa del PLL posterior.
Tabla 3. Parámetros del filtro pasa banda estrecha f0=3kHz.
Teórica
Simulada
Ganancia
Máxima
(dB)
10
18
Frecuencia
de Paso f0
(Hz)
3000
3020
Frecuencia de
Corte Baja fL
(Hz)
2700
Frecuencia de
Corte Alta fH
(Hz)
3150
Ancho de
Banda
(Hz)
450
20
Filtro B
La topología sugerida es la misma que en el filtro A (Fig. 10), se diseña para una
frecuencia de paso de 5 kHz.
Los valores de C1 y C2 se escogen:
C1= C2 =10 nF
(21)
Se calculan las resistencias R1 y R4 para satisfacer la frecuencia de corte:
R1 = R4 =
1
1
=
= 3,18kΩ
2πC1 f 2π ⋅ 10n ⋅ 5k
(22)
Se calculan las resistencias R3 y R2 para obtener una ganancia de 10 dB en la
frecuencia de paso:
R3 = 19 ⋅ R1 = 60,48kΩ
R2 =
R1
= 167 Ω
19
(23)
(24)
Se procurará en el circuito experimental, realizar configuraciones en serie y en paralelo
para alcanzar valores de resistencias experimentales cercanas a la frecuencia de
diseño, de modo que la frecuencia de paso experimental, sea lo más cercana posible a
5 kHz. El circuito resultante se muestra en la figura 14.
21
R3 60,4k
R4 3,18k
2
4
V2 15
-
OP1 uA741
+
Vout filtro 5kHz
7
C2 10n
+
V1 15
R2 167
Vin
+
R1 3,18k
C1 10n
6
3
Figura 14. Esquemático del filtro pasa banda estrecha con f0 = 5kHz.
Se obtiene el diagrama de Bode de ganancia mediante Tina, los resultados de la
simulación se muestran en las figuras 15-16.
Figura 15. Simulación de la frecuencia central para filtro f0 = 5kHz.
22
Figura 16. Simulación del ancho de banda para el filtro f0 = 5kHz.
Los resultados de las simulaciones (Tabla 4) muestran que la frecuencia de paso es
menor al valor de diseño. Igual que en el caso anterior, se espera que la frecuencia
experimental varíe respecto al valor esperado. Este error intrínseco al diseño, se
corrige midiendo la frecuencia de paso experimental mediante un barrido de ganancia,
luego el transmisor se sintoniza de acuerdo a este resultado.
Se obtiene un ancho de banda de 430 Hz, que se considera muy estrecho. La ganancia
máxima es el doble de la esperada, pero esto es positivo, ya que mejora la relación
señal a ruido, y en el peor de los casos en el cual los amplificadores operacionales se
saturan, la señal cuadrada es aceptable para el buen funcionamiento de la etapa del
PLL posterior.
Tabla 4. Parámetros del filtro pasa banda estrecha f0=3kHz.
Teórica
Simulada
Ganancia
Máxima
(dB)
10
20,1
Frecuencia
de Paso f0
(Hz)
5000
4780
Frecuencia de
Corte Baja fL
(Hz)
4570
Frecuencia de
Corte Alta fH
(Hz)
5000
Ancho de
Banda
(Hz)
430
23
Las salidas de los dos filtros se suman, mediante el circuito sugerido en la figura XX.
Consiste en un sumador inversor de ganancia unitaria, basado en un amplificador
operacional 741.
R3 3.5k
V1 9
Vout sumador
6
R2 3.5k
++
+
7
3
Vout filtro 3kHz
+
2
4
R1 3.5k
OP1 uA741
V2 9
Vout filtro 5kHz
Figura 17. Esquemático del circuito sumador.
Conversión de Frecuencia a Voltaje
Para recuperar la información en forma de niveles de voltaje DC, es necesario convertir
la frecuencia de las señales de salida de los filtros a una señal de tensión DC. Haciendo
uso de un LM565, es posible convertir frecuencias en diferentes niveles de tensión.
Para diseñar el PLL se necesita escoger un ámbito de captura y un ámbito de
seguimiento. El ámbito de captura deberá ser tal que las frecuencias 3 KHz y 5 KHz se
encuentren contenidas en él. El ámbito de seguimiento se escoge, 500 Hz mayor la
frecuencia de captura mayor y 500 Hz menor al ámbito de captura menor. La
frecuencia central se coloca por conveniencia en 4 KHz.
24
Figura 18. Ámbito de enganche y seguimiento del PLL.
Después de ubicar ámbito de enganche y de seguimiento del PLL se pueden diseñar los
parámetros del LM565.
Figura 19. Esquemático LM565.
De la hoja de datos del fabricante se dispone de la ecuación:
fo =
0.3
Ro C o
(25)
25
Se escogen los valores:
C o = 4.7 nF
Ro = 16 KΩ
Para diseñar R6-7 se hace uso de la siguiente curva dada por el fabricante:
Figura 20. Curva para obtener R6-71
La frecuencia relativa es:
f Lmín
2kHz
=
= 0.5
fo
4 KHz
(26)
R 6 − 7 = 10 KΩ
(27)
3kHz
= 0.75
4 KHz
(28)
5kHz
= 1.25
4 KHz
(29)
Ubicando este valor en la curva
Nótese que:
Esto quiere decir que, la tensión de salida para 3 KHz es positiva y para 5 KHz es
negativa.
1
Tomada de hoja de datos del fabricante , LM565, National Semiconductor
26
Para diseñar C1 usamos:
∆f C =
3k =
1 Π∆f L
Π 3.6kC1
(30)
1
Π 4k
Π 3.6kC1
C1 = 39nF
(31)
Interfaz de control del motor
Para adaptar la información para el control de los motores, se conecta a la salida del
PLL dos amplificadores operacionales con salida de colector abierto (LM311). En uno
de ellos se conecta a su entrada V6-7, de esta manera, cuando el PLL tenga una salida
de tensión positiva (3 KHz) se tendrá una tensión de 5 V y en caso contrario será de 0
V. El otro se conectará a –V6-7, por lo que tendrá una salida de 5 V, en caso de que el
PLL suministre una tensión negativa entre las patillas 6 y 7 (5 KHz), y 0 V si no es así.
Con esta configuración, cuando uno de los amplificadores está encendido, el motor
avanza, cuando el otro está encendido el motor retrocede. Y cuando ambos están
apagados, el motor no gira.
Figura 21. Convertidor de frecuencia a tensión
27
Control del Motor
El motor será controlado por un puente H, cuyos estados se resumen en la Tabla 5.
Tabla 5. Tabla de verdad puente H
F1
1
0
0
B1
0
1
0
Estado
Avanza
Retrocede
Se detiene
Dada la anterior tabla de verdad y evaluando las salidas F1 y B1 de los LM311 se nota
que es suficiente conectar las terminales F1 y B1 del puente H, cada una con una de las
salidas de los LM311.
Figura 22. Conexión puente H.
Los transistores serán MOSFET de enriquecimiento de canal N, 2N6755. Los
potenciómetros se ajustan de modo tal que la corriente no sobrepase el valor
permitido para los transistores y que sea suficiente para la operación del motor.
28
Procedimiento
1. Encienda las fuentes de poder y estabilícelas en 9V. La tierra NO será común en
ambas fuentes, tome en consideración este punto a la hora de tomar señales con el
osciloscopio.
2. Ensamble el emisor infrarrojo en una protoboard. Aliméntelo con la Fuente A.
3. Ensamble el receptor infrarrojo, los filtros pasa banda estrecha, el sistema de
conversión frecuencia – voltaje, la interfaz de control y el puente H en otra
protoboard. Aliméntelos con la Fuente B, cuando el sistema funcione correctamente,
se sustituye la Fuente B por dos baterías de 9V.
4. Se realiza un barrido de frecuencias del sistema de filtros pasa banda estrecha y el
sumador, introduciendo una señal senoidal en la entrada de ambos filtros
simultáneamente y registrando la señal de salida del sumador. Identifique las dos
frecuencias donde la ganancia es máxima, y sus frecuencias de corte asociadas.
Tabla 6. Barrido de frecuencia para el sistema de filtros.
Frecuencia
[Hz]
Frecuencia
real [Hz]
Ganancia
[dB]
Frecuencia
[Hz]
10
3100
100
3300
500
3500
1000
4000
2000
4500
2500
4700
2700
4900
2900
5000
3000
5100
Frecuencia
real [Hz]
Ganancia
[dB]
29
Tabla 6 (Continuación). Barrido de frecuencia para el sistema de filtros.
Frecuencia
[Hz]
Frecuencia
real [Hz]
Ganancia
[dB]
Frecuencia
[Hz]
5300
20000
5500
50000
6000
100000
Frecuencia
real [Hz]
Ganancia
[dB]
7000
10000
15000
5. Ajuste los divisores de voltaje del interruptor de control para que las dos frecuencias
de salida del VCO, coincidan con las frecuencias de máxima ganancia identificadas en
el punto anterior. Se registra el voltaje DC de entrada al VCO asociado con cada señal
de control.
6. Se activa el sistema de transmisión infrarrojo, y se toman capturas de la salida en el
VCO y la salida del fototransistor, para las tres señales de control.
7. Se registra el voltaje de salida DC del PLL para cada una de las tres señales de
control.
8. Se conecta un amperímetro en serie con el motor, y se fijan los dos potenciómetros
del puente H en su valor máximo. Para la condición de avance, se reduce el valor del
potenciómetro correspondiente hasta obtener la velocidad deseada en el motor, con
cuidado de no exceder la corriente máxima de los MOSFET.
9. Repetir el punto anterior para la condición de retroceso, con el potenciómetro
correspondiente.
30
Bibliografía
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operación.
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Anexos
Hojas del Fabricante
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