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Diseño de Circuitos Electrónicos para
Comunicaciones
CONTENIDO RESUMIDO:
1- Introducción.
2- Sintetizadores de frecuencias.
3- Amplificadores de potencia para comunicaciones.
4- Técnicas de mejora de rendimiento de amplificadores de potencia.
5- Componentes y subsistemas para receptores y transmisores
ópticos.
6- Circuitos electrónicos para receptores, transmisores, transceptores y
repetidores regenerativos.
7- Circuitos electrónicos para concentradores, conmutadores y
encaminadores.
ATE-UO DCEC opt 00
Componentes y subsistemas para receptores y
transmisores ópticos
Objetivo fundamental del tema: Describir el funcionamiento
de los bloques funcionales que se encuentran en los sistemas de
comunicaciones ópticas. Son:
• Detectores de luz:
- Fotodiodos PN.
- Fotodiodos PIN.
- Fotodiodos de avalancha y sus circuitos de polarización.
- Otros foto-detectores (fototransistores, fotoconductores, etc.)
• Preamplificadores y amplificadores de señales de detectores de luz.
• Emisores de luz:
- Diodos emisores de luz (LEDs).
- Diodos láser de homounión.
- Diodos láser de heterounión.
• Amplificadores de potencia (drivers) para emisores de luz.
• Circuitos de interface digital.
ATE-UO DCEC opt 01
Revisión de los efectos ópticos en la unión PN (I)
La unión PN puede:
• Ser sensible a la luz fotodiodos y células solares
• Emitir luz Diodos Emisores de Luz (LED)
Longitud de onda de la luz y energía de un fotón:
l = c/f = c·h/(f·h) = h·c/E = 1,24/E
(con l en mm y E en eV)
Longitud de onda [micras]
0,4
0,5
0,6
0,7
0,8
0,9
Energía de un fotón [eV]
2,5
SiC
2
CdS
1,8
1,6
1,4 Si
GaAs1-xPx
GaAs
Anchos de banda prohibida (“gaps”) de semiconductores
ATE-UO DCEC opt 02
Revisión de los efectos ópticos en la unión PN (II)
+-
-
-
-
Si
-
-
-
-
Si
+
Si
-
-
-
ATE-UO DCEC opt 03
Si
-
• Absorción: Para que un
fotón genere un par electrón
hueco, su energía debe ser
mayor o igual que la energía
correspondiente al ancho de
la banda prohibida (“gap”). El
proceso es más complejo en
la realidad.
Luz
-
-
-
Eg
-
Energía
• Hay tres procesos por los cuales se produce
interacción entre la luz y los electrones:
Luz
- Absorción.
- Emisión espontánea.
- Emisión estimulada.
-
• Emisión espontánea: El proceso es, en cierta
medida, reversible. Sin embargo, para que una
recombinación electrón hueco genere radiación de
una manera efectiva, el semiconductor debe ser “de
tipo directo”.
+
• En ellos, las recombinaciones no implican cambio
de la cantidad de movimiento de los electrones y de
los huecos.
-
-
Si
-
-
-
Si
+
Si
-
-
-
ATE-UO DCEC opt 04
Si
-
• En los de “tipo indirecto” la
recombinación requiere un cambio
de la cantidad de movimiento, lo
que implica choques y vibraciones
en
la
red
(producción
de
“fonones”). El resultado final es
poca emisión de radiación y, por el
contrario, generación de calor .
Luz
-
-
-
-
-
Eg
-
Luz
-
Energía
Revisión de los efectos ópticos en la unión PN (III)
Revisión de los efectos ópticos en la unión PN (IV)
• Emisión estimulada: Llega un fotón a un átomo que tiene un hueco
(átomo excitado). Se genera un fotón idéntico en frecuencia y fase.
-
-
Si
-
-
-
-
Luz
Si
-
-
+
Luz
-
+
-
-
Si
-
-
Eg
Luz
Si
-
-
-
Luz
Luz
-
Energía
Luz
ATE-UO DCEC opt 05
Revisión de los efectos ópticos en la unión PN (V)
Efecto fotovoltaico:
Luz (Eluz = h·f)
+
+- +
-
P
+
N
Los pares electrón-hueco generados modifican las condiciones de
equilibrio térmico de la unión. Se llegará a otras condiciones de
equilibrio distintas. Por ejemplo, con la unión en circuito abierto,
disminuirá la anchura de la zona de transición y el campo eléctrico y
la tensión en ella. Esto significa que aparecerá tensión directa en los
contactos metálicos, ya que es la misma situación que teníamos
cuando aplicábamos tensión directa externa.
ATE-UO DCEC opt 06
Revisión de los efectos ópticos en la unión PN (VI)
Efecto fotovoltaico con polarización inversa:
V1
+
+- +
-
P
Luz (Eluz = h·f)
+
N
jn
jp
• Las dimensiones de la zona de transición, el valor del campo eléctrico y de
la tensión en ella no cambian (impuestos por la pila).
• Los pares electrón-hueco generados son “barridos” por el campo eléctrico
y generan corriente inversa en la unión PN polarizada inversamente.
• Las densidades de corriente de huecos y electrones coinciden en
dirección y generan una corriente claramente mayor que la corriente
inversa de saturación sin luz.
ATE-UO DCEC opt 07
Revisión de los efectos ópticos en la unión PN (VII)
• Ecuación de Shockley (curva característica) de una unión PN sin
iluminar:
i = IS·(eV/VT - 1),
IS =
siendo:
A·q·ni2·[Dp/(ND·Lp)+Dn/(NA·Ln)]
(Is es corriente inversa de saturación de la unión PN)
VT = kT/q,
donde:
A = sección de paso de la corriente (sección de la unión PN)
q = carga del electrón
ni = concentración intrínseca
Dp = constante de difusión de huecos
Dn = constante de difusión de electrones
Lp = longitud de difusión de los huecos en la zona N
Ln = longitud de difusión de los electrones en la zona P
ND = concentración de donador
NA = concentración de aceptador
k = constante de Boltzmann
T = temperatura absoluta
i
+
V
P
N
-
ATE-UO DCEC opt 08
Revisión de los efectos ópticos en la unión PN (VIII)
• Cuantificación del efecto fotovoltaico:
- La ecuación de Shockley se obtiene suponiendo GL = 0 (tasa de
generación de pares electrón hueco por luz igual a 0) en la
“ecuación de continuidad” (véanse las diapositivas ATE-UO Sem 43
- ATE-UO Sem 49, ATE-UO PN 57 - ATE-UO PN 61 y ATE-UO Ap 16 - ATE-UO Ap
28 de “Dispositivos Electrónicos y Fotónicos de 1º de grado de
Ingeniería en Tecnologías y Servicios de Telecomunicación):
0 = GL-pN’/p+Dp·2pN’/x2
0 = GL-nP’/n+Dn·2nP’/x2
- Suponiendo la unión larga, si repetimos
la obtención de la ecuación Shockley,
con GL distinta de cero, se obtiene:
i=
IS·(eV/VT
-1) - Iopt
i
IS(eV/VT -1)
+
V
-
Iopt
siendo: Iopt = q·A·GL·(Lp+Ln)
ATE-UO DCEC opt 09
Revisión de los efectos ópticos en la unión PN (IX)
Luz
i
+
V
P
N
i
sin luz
i = IS·(eV/VT -1) - Iopt
v
GL=0
GL1
Iopt = q·A·GL·(Lp+Ln)
¡¡La operación en el
tercer cuadrante significa
generación de energía!!
GL2
GL3
Comportamiento Comportamiento
como fotodiodo como célula
fotovoltaica
(célula solar)
ATE-UO DCEC opt 10
Revisión de la influencia de la tensión inversa aplicada a
una unión PN en la longitud de la zona de transición y en
el valor del campo eléctrico (I)
Vinv
• Unión PN simétricamente dopada:
LZT0
P
- +
LZT
N
P
-
V0
Densidad de carga
+
N
V0+Vinv
Densidad de carga
-
Campo eléctrico
+
+
-
-Emax0
Vinv+V0 proporcional
a este área
Campo eléctrico
-Emax
• Sea simétrica o asimétrica la unión, se cumple:
- El campo eléctrico es proporcional a la integral de la densidad de carga.
- La tensión es proporcional a la integral del campo eléctrico.
ATE-UO DCEC opt 11
Revisión de la influencia de la tensión inversa aplicada a
una unión PN en la longitud de la zona de transición y en
el valor del campo eléctrico (II)
• Unión PN asimétricamente dopada (P+ N-):
Vinv
Tipo P+
Tipo N-
P+ - +
N-
P+
-
+
N-
LZT
LZT0
Densidad de carga
+
-
Tipo N-
Tipo P+
Densidad de carga
+
-
-Emax0
Campo eléctrico
-Emax
Campo eléctrico
• Dopando poco una zona se consigue que la mayor parte del campo
eléctrico esté en esa zona.
ATE-UO DCEC opt 12
Revisión de la influencia de la tensión inversa aplicada a
una unión PN en la longitud de la zona de transición y en
el valor del campo eléctrico (III)
• Otras posibilidades:
Diodo PIN
P+
Diodo PIPN
Intrins.
N-
P+
Intrins. P
Vinv
Vinv
P+
N+
P+ Intrínseco
N-
-
+
P+
N+
P+ Intrins.
P
-
- +
N+
N+
-
+
Densidad de carga
-
-Emax
-
Campo eléctrico
Campo eléctrico
ATE-UO DCEC opt 13
Densidad de carga
-Emax
Velocidad de un electrón en un campo eléctrico
• En el vacío: se rige por la ley de Newton la aceleración del
electrón es proporcional al campo eléctrico (que es la fuerza por
unidad de carga).
• En un semiconductor: se rige por la ley de Ohm la velocidad
es proporcional al campo eléctrico. Se expresa por:






jn = s·E = q·mn·n·E  (jn/q·n) = vn_campo = mn·E
• Esto sólo es válido si el campo eléctrico
no es muy intenso. En realidad lo que
sucede es lo siguiente:
v [cm/s)
108
vsaturación
107
vn_campo
vp_campo
106
105
102
103
104
E [V/cm)
105
106
• La corriente y la velocidad no crecen
indefinidamente al crecer el campo
eléctrico, ya que existe una velocidad
de saturación de los portadores.
ATE-UO DCEC opt 14
Revisión del concepto de capacidad de transición (I)
• Es la capacidad dominante con polarización inversa:
Zona P
--
+
Zona N
V+V+V
VO
O+V
V + V
Densidad de carga
+
-
x
Al producirse V, hay que extraer portadores
de carga para generar esta carga espacial
ATE-UO DCEC opt 15
Revisión del concepto de capacidad de transición (II)
Unión PN
Condensador
Con V
P
- +
- +
Con V + V
+ + +
+++++
- - -
-----
N
Con V + V
P
Con V
N
Condensador: nuevas cargas a la misma distancia (C=cte.)
Unión PN: nuevas cargas a distinta distancia (Ccte.)
ATE-UO DCEC opt 16
Revisión del concepto de capacidad de transición (III)
dQ
-dQ
LZT
• Partiendo de:
Ctrans=dQ/dV=·A/LZT
LZT =
Ctrans
V ·(N +N )·(V -V)
2·
A
D
0
UV
p  e T
PN
q·NA·ND
• Se obtiene:
V
V
0
Ctrans = A·
UV
·q·NA·ND
p  e T
P N 2·(N
A+ND)·(V0-V)
La capacidad de transición decrece al crecer la tensión inversa
aplicada, al estar los incrementos de carga generados por los
incrementos de tensión cada vez más separados entre sí.
ATE-UO DCEC opt 17
Procesos en la transformación luz-corriente eléctrica
h·f
+
-
h·f
+
-
h·f
Semiconductor
h·f
+
-
h·f
• Los fotones deben ser de una energía mayor que Eg. Si la
energía es bastante mayor, se desaprovecha el exceso sobre Eg.
• Los fotones tienen que ser absorbidos por el material (si
ninguno se absorbe, el semiconductor es transparente).
• No todos los fotones absorbidos generan pares electrón hueco.
La relación entre pares generados y fotones incidentes es la
Eficiencia Cuántica h.
• Los pares electrón-hueco deben separarse (y no recombinarse)
para dar origen a corriente eléctrica.
ATE-UO DCEC opt 18
Absorción de fotones en un material semiconductor (I)
• Partimos de que la energía de los fotones (Ef = h·f) es mayor que la
energía de correspondiente a la banda prohibida (Eg).
• La disminución del flujo de fotones al ir penetrando en el material es
proporcional al flujo de fotones:
-dF(x)/dx = a·F(x), siendo ael coeficiente de absorción de fotones.
• Integrando: F(x) = F·e-a·x
Luz
Semiconductor
F0
F(x)
0
1/a
x
ATE-UO DCEC opt 19
Absorción de fotones en un material semiconductor (II)
• La l para la comunicación
depende de las propiedades
de la fibra óptica.
• Esta l determina el material
(Ef > Eg).
• De l y el material
obtenemos 1/a.
• De 1/a obtenemos las
dimensiones físicas de los
dispositivos.
1,3
1,55
ATE-UO DCEC opt 20
Concepto de “eficiencia cuántica”
• Es la relación entre pares de electrón huecos generados y el número
de fotones incidentes en el material.
• Depende de la longitud de onda de los fotones.
• Valores de la eficiencia cuántica de varios materiales:
ATE-UO DCEC opt 21
Vinv
Fotodiodo PN (I)
Tipo P+
Luz
Los pares electrón-hueco generados por
estos fotones son separados por el
campo eléctrico y dan origen a corriente.
Los pares electrón-hueco generados por
estos otros fotones no son separados, ya
que no hay campo eléctrico.
P+
-
Tipo N-
+
-Emax
N-
Campo
eléctrico
Flujo de
fotones
Compromisos en el diseño del dispositivo:
1º- La zona neutra de la zona P+ debe ser lo más pequeña posible
(interesa que el campo eléctrico se aproxime al extremo por el que
entra la luz, pero sin alcanzarla, ya que se produciría “punchthrough” en la unión metal-semiconductor.
ATE-UO DCEC opt 22
Fotodiodo PN (II)
Compromisos en el diseño del dispositivo:
2º- Cuanto mayor sea la zona de transición,
más pares electrón hueco se generan.
- Sin embargo, cuanto mayor sea zona de
transición, mayor es el tiempo de tránsito P+
de los portadores en la zona de transición. Luz
- Teniendo en cuenta que la velocidad de
los portadores acaba siendo constante
(para campos suficientemente intensos), el
tiempo de tránsito ttr será:
ttr = LZT/vsaturación
- Este tiempo es una de las causas que
limita la frecuencia máxima de operación.
Sería fmax  1/ttr si no hubiera otras causas
limitantes.
Vinv
Tipo N-
Tipo P+
-
+
-Emax
N-
Campo
eléctrico
Flujo de
fotones
LZT
ATE-UO DCEC opt 23
Fotodiodo PN (III)
Vinv
Compromisos en el diseño del dispositivo:
Tipo P+
3º- Al disminuir la longitud de la zona de
P+
transición para disminuir el tiempo de
Luz
transición, aumenta la capacidad de
transición, lo que supone un nuevo factor
limitante de la velocidad del fotodiodo.
-
Tipo N-
N-
+
-Emax
Campo
eléctrico
- La solución a este problema es separar las cargas espaciales de
la zona de transición.
- Esto se consigue con una estructura PIN.
Vinv
Fotodiodo PIN (I)
- La anchura de la zona de transición
se determina con la zona intrínseca
principalmente.
- La capacidad de transición es
pequeña debido a la separación de
las cargas espaciales.
Tipo P+
P+
Intrínseco
-
Tipo N+
+
Luz
N+
-Emax
Campo eléctrico
ATE-UO DCEC opt 24
Fotodiodo PIN (II)
• Estructura real:
Protección
antirreflectante
h·f
Ánodo
Contacto metálico
Contacto metálico
P+
Aislante (SiO2)
Aislante (SiO2)
Intrínseca
N+
Cátodo
Contacto metálico
• Problema de los fotodiodos para longitudes de onda usadas en
comunicaciones (1,3 y 1,55 mm): Eg tiene que ser pequeño, lo que
origina corrientes inversas en la oscuridad altas. La solución son los
fotodiodos de heterounión.
ATE-UO DCEC opt 25
Fotodiodo PIN de heterounión (I)
• Estructura real de un fotodiodo PIN de heterounión:
Ánodo
Contacto metálico
Aislante (Si3N4)
P+ In0,53Ga0,47As
Intrínseca In0,53Ga0,47As
(ligeramente N)
Aislante (Si3N4)
Capa de InGaAsP
(ayuda a reducir la
corriente en la oscuridad)
N InP (interface)
N+ InP (substrato)
Contacto metálico
Contacto metálico
Protección
antirreflectante
Cátodo
h·f
ATE-UO DCEC opt 26
Fotodiodo PIN de heterounión (II)
• El estudio de una heterounión requeriría utilizar
conceptos tales como nivel de Fermi, función de
trabajo de un material, doblado de bandas,
constante de red de un material, etc.
• No vamos a llegar a ese nivel de detalle.
• Sin embargo se puede decir que:
- El InP y el In0,53Ga0,47As tienen constantes de
red semejantes y, por tanto, los átomos de los
materiales de la heterounión “encajan” bien.
- El InP tiene una Eg = 1,35 eV alta (lg = 0,95 mm), de forma que se
comporta como “transparente” a las longitud de onda usadas en
comunicaciones (1,3 y 1,55 mm). Como consecuencia, no hay
absorción en esa parte del fotodiodo.
- El In0,53Ga0,47As tiene una Eg = 0,75 eV baja (lg = 1,65 mm), de
forma que sí hay absorción de fotones de 1,3 y 1,55 mm. Es la
parte activa del fotodiodo, donde se asienta el campo eléctrico
cuando se polariza inversamente.
ATE-UO DCEC opt 27
Concepto de avalancha
i
+
- -
i
+
-
+
v
+
+-
+
P
+
V
0
N
-
La corriente inversa aumenta fuertemente si se producen
pares electrón-hueco adicionales por choque. El fenómeno se
vuelve degenerativo si la intensidad del campo eléctrico
aumenta suficientemente.
ATE-UO DCEC opt 28
Fotodiodos de avalancha (I)
• Los fotodiodos de avalancha (Avalanche Photo Diode, APD)
son fotodiodos diseñados para trabajar polarizados al
comienzo de su zona de avalancha, de tal forma que los
pares electrón hueco generados por los fotones se aceleran y
generan otros pares electrón hueco por choque.
• Existe, por tanto, un efecto amplificador.
Vinv
• Su estructura básica es la siguiente:
N+
P-
Tipo N+ P- Intrínseco
Intrínseco
Tipo P+
P
++
Luz
• Se polariza inversamente hasta que el
campo eléctrico alcanza el nivel de
avalancha.
• Para el caso común de l = 1,3 mm - 1,55
mm (caso habitual en comunicaciones)
suelen ser de heterounión.
+ -
- +P+
Luz
N+
Campo eléctrico
-Eavalancha
ATE-UO DCEC opt 29
Fotodiodos de avalancha (II)
• Estructura real de un fotodiodo de
avalancha de homounión:
h·f
Protección
antirreflectante
Anillo de
guarda
P
Cátodo
Contacto metálico
P
N+
P
Aislante (SiO2)
Anillo de
guarda
Intrínseca
(ligeramente P)
P+
Ánodo
Contacto metálico
ATE-UO DCEC opt 30
Fotodiodos de avalancha (III)
• Estructura real de un fotodiodo
de avalancha de heterounión:
Contacto metálico
Ánodo
P+ In0,53Ga0,47As
P
N- In0,53Ga0,47As
• La zona de Si es “transparente” a l
= 1,3 mm - 1,55 mm.
intrínseca
• La generación se produce en el
InGaAs.
N+ Si (substrato)
•La multiplicación por avalancha se
produce en el Si.
Si
Contacto
metálico
Protección
antirreflectante
h·f
Cátodo
• En el Si, la multiplicación por
avalancha es menos ruidosa, al
generarse casi exclusivamente por
electrones (en otros materiales es
por electrones y huecos, lo que
resulta más ruidoso).
ATE-UO DCEC opt 31
Polarización de fotodiodos de avalancha (I)
• Los fotodiodos de avalancha se polarizan con tensiones
comprendidas entre 20 y 90 V.
inversas
• Los consumos de corriente suelen ser muy moderados, entre 100 nA y
1 mA.
• Es deseable que toda la circuitería se pueda alimentar desde una
fuente primaria de 5 V.
• Para conseguirlo hay que elevar la tensión con un convertidor CC/CC.
• El convertidor CC/CC no puede ser el que se estudió en el tema
anterior (el reductor, con el que siempre se obtiene una tensión de
salida más baja que la tensión de entrada). Se usa el convertidor
elevador “boost converter”.
Entrada óptica
Sensor de
corriente
5V
Convertidor
CC/CC
60 V
+
ATE-UO DCEC opt 32
Salida eléctrica
Amplificador
Polarización de fotodiodos de avalancha (II)
• El convertidor elevador:
+ v L - iL
L
vg
Señal de gobierno
iD
t
D
iS
+
- RL
C
S
+
vO
-
iL
t
iS
• En esta aplicación trabaja en modo de
conducción discontinuo (se llega a anular la
corriente por la bobina).
i L + vL iO
iL + vL L
L
C
vg
S conduce y S no conduce y
D no conduce.
D conduce.
Dura d·T
Dura d’·T
ATE-UO DCEC opt 33
RL
+
vO
-
C
RL
+
vO
-
S no conduce y
D no conduce.
Dura (1-d-d’)·T
t
iD
t
d·T
d’·T
T
vO
=
vg
2·R·d2
1+ 1+
L·fS
2
34
Polarización de fotodiodos de avalancha (III)
• Ejemplo de circuito integrado que integra casi todos los elementos
necesarios para polarizar un fotodiodo de avalancha:
ATE-UO DCEC opt 34
Polarización de fotodiodos de avalancha (IV)
Realimentación
interna de corriente
Etapa de
potencia
Modulador
de ancho
de pulso
ATE-UO DCEC opt 35
Polarización de fotodiodos de avalancha (V)
• El ruido de conmutación del convertidor sobre el fotodiodo (importante):
fs = 1 MHz
fs = 100 kHz
ATE-UO DCEC opt 36
Polarización de fotodiodos de avalancha (VI)
• Otras opciones para obtener relativa alta tensión y muy bajo ruido:
Rectificador en
puente
Convertidor CC/CC en Push-Pull
(basado en el LT1533) con filtro de
cuarto orden para conseguir un
rizado muy bajo.
ATE-UO DCEC opt 37
Polarización de fotodiodos de avalancha (VII)
• El convertidor elevador con triplicador (multiplicador) de tensión:
D5
C5
+ +
- vO
-
+ +
vO - C4 D4
+ +
D3
C3 - vO
D2
+ +
vO
C2
- -
L
vg
D1
S
C1
+
3·vO
-
++
vO
- -
• Suponemos: C1 >> C2 >> C3 >> C4 >> C5.
• El condensador Cx cede carga eléctrica a Cx+1, que cumple Cx >> Cx+1.
Como consecuencia, Cx carga a Cx+1 a su tensión (vO), sin casi perder
tensión. Si no se cumple Cx >> Cx+1 el resultado acaba siendo el mismo,
pero después de muchos ciclos.
ATE-UO DCEC opt 38
Polarización de fotodiodos de avalancha (VIII)
• Ejemplo de convertidor elevador con triplicador de tensión:
Resistencias para limitar
la corriente de carga de
los condensadores
Triplicador
ATE-UO DCEC opt 39
Concepto de sensibilidad (responsivity) de un fotodiodo
• Sensibilidad: corriente que circula dividido por potencia aplicada óptica.
• La energía es menor cuanto mayor es la longitud de onda (menor frecuencia).
Sin embargo, sea cual sea la frecuencia de la radiación, siempre que se rompe
un enlace se genera un par electrón hueco y, por tanto, la misma corriente.
• Por ello, el fotodiodo es “más sensible” a las frecuencias más bajas (misma
corriente para menos energía por unidad de tiempo).
Límite
teórico
S1337 (Si)
Sensibilidad (A/W)
1,0
0,8
0,6
lmáxima compatible
con Si (1110nm)
Límite
teórico
0,4
Fotodiodo
real
0,2
0
0
ATE-UO DCEC opt 40
400
800
1200
Longitud de onda, l (nm)
Ejemplos de fotodiodos de Si (I)
ATE-UO DCEC opt 41
Ejemplos de fotodiodos de Si (II)
ATE-UO DCEC opt 42
Ejemplos de fotodiodos de Si (III)
• Optimizado para 800 nm
ATE-UO DCEC opt 43
• Optimizado para 900 nm
Ejemplos de fotodiodos de Si (IV)
ATE-UO DCEC opt 44
Ejemplos de fotodiodos PIN de Si (I)
ATE-UO DCEC opt 45
Ejemplos de fotodiodos PIN de Si (II)
ATE-UO DCEC opt 46
Ejemplos de fotodiodos
PIN de Si (III)
Máxima sensibilidad
a 750 nm
• Encapsulado :
ATE-UO DCEC opt 47
Ejemplos de fotodiodos de avalancha de Si (I)
ATE-UO DCEC opt 48
Ejemplos de fotodiodos de avalancha de Si (II)
ATE-UO DCEC opt 49
Ejemplos de fotodiodos
de avalancha de Si (III)
Máxima sensibilidad
a 820 nm
• Ejemplo de
encapsulado (hay 9):
ATE-UO DCEC opt 50
Ejemplos de fotodiodos de InGaAs (I)
ATE-UO DCEC opt 51
Ejemplos de fotodiodos de InGaAs (II)
ATE-UO DCEC opt 52
Otros fotodetectores
• Fotodiodos Schottky.
• Fototransistores.
• Fotoconductores.
Fotodiodos Schottky (I)
• Los fotodiodos Schottky están basados en uniones metal
semiconductor. Son más, lentos (por la capacidad de transición de
la unión) pero más sensibles al ultravioleta.
• Estructura:
Protección antirreflectante
h·f
Ánodo
Contacto metálico
Aislante (SiO2)
Capa metálica muy
fina semitransparente
Cátodo
ATE-UO DCEC opt 53
Contacto metálico
N
Aislante (SiO2)
N+
Contacto metálico
Fotodiodos Schottky (II)
• El valor de a es tan grande en el ultravioleta que la longitud 1/a
es del orden de una micra o menos.
• Para que la radiación llegue a la unión (metal semiconductor en
este caso), la capa metálica semitransparente es de unos 10 nm. El
material usado es oro.
• La protección antirreflectante es una capa de 50 nm de ZnS.
• En estas condiciones se consigue que un porcentaje alto de
fotones lleguen a la parte de Si de la unión (por ejemplo, el 95% de
los fotones de 632,8 nm).
ATE-UO DCEC opt 54
Ejemplo de fotodiodo Schottky
ATE-UO DCEC opt 55
Fototransistores (I)
• Un fototransistor es un transistor en el que la incidencia de luz
sobre la zona de la base influye mucho en la corriente de colector.
La luz juega un papel semejante al de la corriente de base.
• Se estructura interna es la siguiente
(fototransistor de homounión):
Emisor
• Para explicar su funcionamiento se
puede usar el siguiente equivalente:
h·f
Colector
N+ P (base)
N+
N
Fotodiodo
P (substrato)
Transistor
Fotodiodo
• La ganancia (la beta) del transistor puede llegar a ser bastante
alta (por encima de 50), por lo que la sensibilidad es alta.
ATE-UO DCEC opt 56
Fototransistores (II)
• El ruido generado es menor que el de otros dispositivos con
ganancia (fotodiodos de avalancha).
• La conducción de corriente en oscuridad es desgraciadamente
alta, debido a que la corriente de oscuridad del fotodiodo
equivalente es también amplificada por el transistor equivalente.
• Asimismo, la respuesta en frecuencia es, en general, mala,
debido al alto valor de la capacidad parásita colector-base del
transistor. En fototransistores de homounión, el ancho de banda
está limitado a valores por debajo de 250 kHz.
• Se puede mejorar la respuesta en frecuencia acudiendo al uso
de heterouniones. En este caso se pueden conseguir altas
ganancia (de varios miles) y también anchos de banda muy
grandes (hasta 1 GHz). Sin embargo, estos dispositivos son
difíciles de conseguir (acaban siendo caros), por lo que son poco
usados.
ATE-UO DCEC opt 57
Ejemplo de fototransistor de homounión (I)
ATE-UO DCEC opt 58
Ejemplo de fototransistor de homounión (II)
¡No es un dispositivo apto para comunicaciones!
ATE-UO DCEC opt 59
Fotoconductores (I)
• Se basan en una película de materia semiconductor (depositada sobre
un aislante) a la que se conectan contactos metálicos.
• Se aplica tensión para que haya conducción de corriente. Esta corriente
aumenta cuando se generan pares electrón-hueco por incidencia de
fotones con energía suficiente.
V1
h·f
+
-
jn
-
--
Contacto
metálico
+
++
Semiconductor
Contacto
metálico
jp
Aislante
• Las longitudes de onda de los fotones que generan pares electrón hueco
dependen de que el semiconductor sea intrínseco o extrínseco (en los
extrínsecos llega a haber niveles permitidos en la banda prohibida, lo que
amplía el espectro sensible).
ATE-UO DCEC opt 60
Fotoconductores (II)
• Aspecto real de un fotoconductor:
h·f
Terminales
de conexión
Semiconductor
Aislante
• Los fotoconductores son adecuados para la detección en el
infrarrojo, de longitudes de onda de 8-14 mm.
• No son adecuados para intensidades luminosas bajas.
• Son dispositivos en general lentos, cuya velocidad de
respuesta depende de las dimensiones y del tiempo de
tránsito de los portadores, tr.
• Los tiempos de tránsito pueden variar mucho, dependiendo
del material y las dimensiones, yendo desde 1 ms hasta 0,1 ns.
ATE-UO DCEC opt 61
Uso de un fotodiodo
• Se polariza inversamente el diodo y se mide la corriente que
pasa por él:
h·f
VCC
iR
v
Recta de carga
-VCC
i
+
VR=iR·R
v
GL=0
GL1
GL2
R
GL3
iR
i
sin luz
iR3
-iR3
t
VR
iR3·R
t
ATE-UO DCEC opt 62
El amplificador de transimpedancia
• Es un circuito bien conocido en electrónica analógica.
• Vamos a analizar el circuito suponiendo que el amplificador
operacional es ideal:
- Ganancia diferencial infinita.
- Ancho de banda infinito.
- Impedancia de entrada infinita (para ambas entradas).
- Impedancia de salida nula.
Dipolo
eléctrico
i
vd
R
i
-
-
+
+
VCC
+
-VCC
-
vs
• Como el amplificador operacional está realimentado negativamente (y
no saturado), vd = 0.
• El dipolo envía una corriente i, que es la misma que se enviaría a masa.
• Como la impedancia de entrada es infinita, i circula por R.
• Por tanto: vs = -i·R
ATE-UO DCEC opt 63
Uso del amplificador de transimpedancia con fotodiodos
Entrada
óptica
R
iR
iR
VCC
-
Vpol
+
+
-VCC
Entrada
óptica
-
vs
• Tensión de salida negativa.
• Tensión de polarización de
fotodiodo positiva.
R
iR
iR
Vpol
vs = -iR·R
-
VCC
vs = iR·R
+
+
-VCC
-
vs
• Tensión de salida positiva.
• Tensión de polarización de
fotodiodo negativa.
ATE-UO DCEC opt 64
Circuito equivalente de un amplificador de
transimpedancia con un fotodiodos
• Teniendo en cuenta las capacidades parásitas y la generación
óptica, queda:
R
Entrada óptica
-
Vpol
CE
CD
Circuito de señal
-
iF
CE
CD
VCC
vs = -iR·R
+
+
-VCC
-
vs
R
R
VCC
VCC
+
+
-VCC
-
vs
iF
CT
+
+
-VCC
-
vs
CT = CD + CE
• Si el amplificador operacional es ideal, entonces CT no influye en el
funcionamiento del circuito (está siempre a tensión constante e igual a cero).
• Hay que analizar qué pasa con un amplificador real.
ATE-UO DCEC opt 65
Comportamiento de un amplificador operacional
con ganancia finita (I)
• Suponemos que la única característica real es la ganancia, que es finita y
que tiene una frecuencia de corte superior fp.
Z1
Z1
+
vd
ve
Z2
-
-
vd
+
+
+
+
+
vd·Ad vs
• Configuración inversora.
-vd
+
-
+
+
+
+
vd·Ad vs
-
 b= -vd/vs = Z1/(Z1 + Z2)
• Se puede demostrar que se cumple
en ambos casos:
Z2
-
+
• Configuración no inversora.
• Definimos b: -vd/vs cuando ve = 0:
+
-
ve
-
Z1
-
Z2
𝐴𝐶𝐿 𝑓 = 𝐴𝐶𝐿∞ 𝑓 ·
+
-
vs
ATE-UO DCEC opt 66
1
1+
1
𝐴𝑑 · 𝛽
Comportamiento de un amplificador operacional
con ganancia finita (II)
Respuesta real
𝐴𝐶𝐿 = 𝐴𝐶𝐿∞ ·
Respuesta ideal (Ad )
1
1+
Casos extremos:
a) Si 1 >> 1/(Ad·b), es decir, Ad >> 1/b,
entonces ACL  ACL.
Frecuentemente, ACL·b 1, por lo
que ACL 1/b.
Es lo que ocurre en baja frecuencia.
b) Si 1 << 1/(Ad·b), es decir, Ad << 1/b,
entonces ACL  ACL·Ad· b.
Frecuentemente, ACL·b 1, por lo
que ACL  Ad.
Es lo que ocurre en alta frecuencia.
1
𝐴𝑑 · 𝛽
b= Z1/(Z1 + Z2)
Ad [dB]
120
100
80
60
40
20
0
1
10 102 103 104 105 106 107
f [Hz]
ATE-UO DCEC opt 67
Comportamiento de un amplificador operacional
con ganancia finita (III)
𝐴𝐶𝐿 = 𝐴𝐶𝐿∞ ·
Casos extremos:
1
1+
1
𝐴𝑑 · 𝛽
a) Si 1 >> 1/(Ad·b)  ACL  ACL.Frecuentemente: ACL  1/b.
b) Si 1 << 1/(Ad·b)  ACL  ACL·Ad· b. Frecuentemente: ACL  Ad.
Ejemplo:
[dB]
100 k
120
1 k
+
ve
100
Ad
Ad
+
80
vs
60
ACL
1/b
40
b = 1/(1 + 100) 1/b= 101 = 40,086 dB
ACL = 100/1 = 100 = 40 dB
1/b  ACL ACL·b 1
ATE-UO DCEC opt 68
20
0
1
10 102 103 104 105 106 107
f [Hz]
ACL  1/b
ACL  A d
Comportamiento de un amplificador operacional
con ganancia finita (IV)
• Un amplificador operacional es un pequeño sistema
realimentado. Por tanto, hay que plantearse su estabilidad:
𝐴𝐶𝐿 = 𝐴𝐶𝐿∞ ·
1
1
1+
𝐴𝑑 · 𝛽

𝐴𝐶𝐿
𝐴𝑑 · 𝛽
= 𝐴𝐶𝐿∞ ·
1 + 𝐴𝑑 · 𝛽
• El sistema es inestable si Ad·b  1 cuando Fase(Ad·b) = -180º.
• Para que la respuesta a pulsos sea “razonable” (en términos de
sobreoscilación, tiempo de subida, etc.), es deseable que el
desfase (en retraso) de Ad·b  135º (formalmente, Fase(Ad·b)  135º)
cuando Ad·b = 1. Es decir, cuando Ad= 1/b.
• Esto es equivalente a decir que el desfase de Ad·b sea -135º
cuando se cruzan los diagramas de Bode de Ad y 1/b.
• Sin embargo, resulta útil poder deducir esta
examinando sólo el diagrama de bode de módulos.
ATE-UO DCEC opt 69
situación
Comportamiento de un amplificador operacional
con ganancia finita (V)
• En un sistema con dos polos muy
separados, los -135º se alcanzan
cuando la pendiente cambia de -20
dB/dc a -40 dB/dc:
• Situación límite de
comportamiento adecuado
 Ad·b  [dB]
60
40
H [dB]
X
20
X-20
0
X-40
-20
X-60
-20 dB/dc
X-80
-40 dB/dc
 [dB]
-40 dB/dc
0º
-30º
Fase(Ad·b)
-60º
0º
-30º
-90º
Fase(H)
-60º
-135º
-120º
-150º
-90º
-180º
-135º
-120º
1
-150º
10
102
103
104
105
f [Hz]
-180º
1
10
102
103
f [Hz]
ATE-UO DCEC opt 70
104
105
• La pendiente relativa entre 1 (0dB) y
Ad·b está cambiando de -20 dB/dc a
-40 dB/dc.
Comportamiento de un amplificador operacional
con ganancia finita (VI)
• Normalmente podemos dibujar con más comodidad los diagramas de
Bode de Ad y de b por separado.
• Para ver la estabilidad buscamos el corte de Ad y1/b:
Ad·b  [dB]
60
40
-20 dB/dc
20
0
40
0º
-30º
-40 dB/dc
Fase(Ad·b)
-60º
-90º
-40 dB/dc
0 1/b [dB]
0º
-30º
Fase(Ad·b)
-60º
-20 dB/dc
20
 [dB]
-20
Ad [dB]
80
60
-90º
-135º
-120º
-135º
-120º
-150º
-150º
-180º
1
10
102
103
f [Hz]
104
105
-180º
1
10
102
103
104
105
f [Hz]
• Los -135º se alcanzan cuando la pendiente relativa entre Ad y1/bestá
cambiando de -20 dB/dc a -40 dB/dc.
ATE-UO DCEC opt 71
Comportamiento de un amplificador operacional
con ganancia finita (VII)
• Ejemplos de situaciones deseables y no deseables:
Ad [dB]
80
60
40
40
20
20
0
1
1/b [dB]
10
102
103
Ad [dB]
80
60
1/b [dB]
0
104
105
1
10
f [Hz]
102
103
104
105
f [Hz]
Caso límite
Sin problemas
Ad [dB]
80
60
40
20
0
1
1/b [dB]
10
102
103
104
105
f [Hz]
Caso no deseado
ATE-UO DCEC opt 72
Compensación de amplificadores operacionales (I)
• Existen varios métodos:
- Compensación “lag” (de polo dominante o de retraso de fase).
- Compensación “lead” (de adelanto de fase).
- Compensación “lead-lag” (de adelanto y retraso de fase).
• Ejemplo muy sencillo:
[dB]
R2=100 k
+
ve
-
60
Ad
vs
+
Ad:
Ad(0) = 100dB
fp1 = 10 Hz
fp2 = 1 kHz
Ad
100
80
R1=1 k
40
ACL
1/b
20
• La respuesta no es
adecuada.
• Hay que compensar .
ACL = -100 (40 dB)
1/b = 101 = 40,086 dB
ATE-UO DCEC opt 73
0º
-30º
-60º
Fase(Ad·b)
-90º
-120º
-150º -161,5º
-180º
1
10
102
103
f [Hz]
104
105
Compensación de amplificadores operacionales (II)
• Compensación “lead”: colocamos un condensador en paralelo con la
resistencia de realimentación.
Cc
R1=1 k
+
ve
1 + 𝑅2 · 𝐶𝑐 · 𝑠
𝛽𝑐 = 𝛽
𝑅 ·𝑅
1 + 𝑅 1 + 𝑅2 · 𝐶𝑐 · 𝑠
1
2
R2=100 k
Ad
+
vs
𝐴𝐶𝐿∞𝑐 = 𝐴𝐶𝐿∞
1
1 + 𝑅2 · 𝐶𝑐 · 𝑠
• Ahora bc tiene un cero (en fZ = 1/(2·p·R2·Cc) que puede compensar el
efecto del segundo polo de Ad, fp2.
80
• Opciones:
- fZ coincidente con el segundo polo de Ad, fp2.
- fZ coincidente con el cruce de Ady1/b.
- fZ coincidente en una posición intermedia a
las anteriores.
ATE-UO DCEC opt 74
Ad
60
40
20
1/b
fp2
fZ
fZ
Compensación de amplificadores operacionales (III)
• La estabilidad de la respuesta depende del producto de Ad y bc.
• Se puede razonar como si la compensación hubiera cambiado Ad
y no b, de forma que tuviéramos Adc y b: Ad·bc = Adc·b.
• Ejemplo con fZ = fp2:
fZ
fZ
80
80
Ad
60
60
1/b
40
40
20
20
fp2
Sin compensar
ATE-UO DCEC opt 75
80
Ad
1/bc
fp2
Con compensación
“lead”, representando
Ad y bc
Adc
60
40
20
1/b
fp2
Con compensación
“lead”, representando
Adc y b
Compensación de amplificadores operacionales (IV)
Compensación “lead”,
con fZ = 3·fp2
Compensación “lead”,
con fZ = fp2
(cruce de Ady b).
[dB]
100
80
Adc
100
80
• Sin compensar:
[dB]
60
1/b
40
ACL
20
60
0º
-30º
-60º
-90º -95,6º
1/b
ACL
40
20
0º
-30º
Fase(Adc·b)
-60º
Fase(Adc·b)
-90º
-120º
-120º
-150º
-150º
-180º
-114,1º
-180º
1
10
102
103
f [Hz]
ATE-UO DCEC opt 76
Adc
104
105
1
10
102
103
f [Hz]
104
105
Compensación de un amplificador de
transimpedancia con un fotodiodos (I)
CT
R
-
iF
CT
+
+
+
-
𝑣𝑠
1
· 𝐶𝑇 · 𝑠 = 𝐴𝐶𝐿 = 𝐴𝐶𝐿∞ ·
1
𝑖𝐹
1+
𝐴𝑑 · 𝛽
donde:
Finalmente queda:
bc = 1/(1 + R·CT·s)
ACL = -R·CT·s
ATE-UO DCEC opt 77
donde: ZCL = -R
𝑍𝐶𝐿
+
-
Dividiendo por CT·s queda:
𝑣𝑠
1
= 𝑍𝐶𝐿 = 𝑍𝐶𝐿∞ ·
1
𝑖𝐹
1+
𝐴𝑑 · 𝛽
+
iF/CT·s
vs
R
−𝑅
=
1
1+
𝐴𝑑 · 𝛽
vs
Compensación de un amplificador de
transimpedancia con un fotodiodos (II)
𝑍𝐶𝐿 =
−𝑅
1
1+
𝐴𝑑 · 𝛽
1/bc = 1 + R·CT·s
Cc
120
Ad[dB]
100
80
60 ZCL[dB]
40
20
1/b[dB]
0
R
-
iF
CT
+
+
-
vs
0º
-30º
-60º
Fase(Ad·b)
𝑍𝐶𝐿 =
-90º
-120º
-150º
-180º
−𝑅
1
·
1
1 + 𝑅 · 𝐶𝑐 · 𝑠 1 +
𝐴𝑑 · 𝛽𝑐
bc = (1 + R·Cc·s)/[1 + R·(CT + Cc)·s]
• La respuesta no es la adecuada.
• Hay que compensar el amplificador.
ATE-UO DCEC opt 78
Compensación de un amplificador de
transimpedancia con un fotodiodos (III)
1/bc = [1 + R·(CT + Cc)·s]/(1 + R·Cc·s)
40
Ad= Ad0·fp/f = BW/f
Ad
20
bcAF = (CT + Cc)/Cc
1/bc
0
fp_1/b = 1/(2·p·R·Cc)
1/b
Resolviendo:
En la intersección:
-20
0,1·f1
10·f1
f1
fp_1/b
Ad0
fp
Ad= bcAF y
f = fp_1/b
1 + 1 + 8 · 𝜋 · 𝐵𝑊 · 𝑅 · 𝐶𝑇
𝐶𝑐 =
4 · 𝜋 · 𝑅 · 𝐵𝑊
ATE-UO DCEC opt 79
Compensación de un amplificador de
transimpedancia con un fotodiodos (IV)
𝑍𝐶𝐿 =
−𝑅
1
·
1
1 + 𝑅 · 𝐶𝑐 · 𝑠 1 +
𝐴𝑑 · 𝛽𝑐
120
100
80
60
40
20
0
Ad[dB]
ZCL[dB]
1/bc[dB]
0º
-30º
Fase(Ad·bc)
-60º
𝐶𝑐 =
1 + 1 + 8 · 𝜋 · 𝐵𝑊 · 𝑅 · 𝐶𝑇
4 · 𝜋 · 𝑅 · 𝐵𝑊
-90º
-120º
-130,1º
-150º
-180º
Ad0
fp
• La respuesta sí es ahora la adecuada.
ATE-UO DCEC opt 80
Ejemplos de amplificadores operacionales
para ser usados con fotodiodos (I)
ATE-UO DCEC opt 81
Ejemplos de amplificadores operacionales
para ser usados con fotodiodos (II)
• Los “current feedback amplifiers” (amplificadores realimentados en
corriente) son un tipo de amplificador operacional distinto a los habituales.
• La impedancia de entrada de la entrada inversora es baja.
• Se recomiendan valores específicos para las resistencias de realimentación.
• Son más rápidos que los realimentados en tensión (los habituales).
ATE-UO DCEC opt 82
Ejemplos de amplificadores operacionales
para ser usados con fotodiodos (III)
• Estructura interna:
• La etapa de entrada es
diferencial, pero asimétrica
• La impedancia de entrada de
la entrada inversora es baja
(entrada por emisor).
Respuestas
temporales a
distintas ganancias
ATE-UO DCEC opt 83
Ejemplos de amplificadores operacionales
para ser usados con fotodiodos (IV)
• Ejemplo de uso:
Current Feedback Amplifiers offer high bandwidth with minimal power supply current
draw. However, they are rarely used as transimpedance amplifiers in photodiode
applications because of the high current noise associated with their inverting inputs.
Figure 1 shows how to take advantage of the 400MHz (unity gain) bandwidth LT1396
Current Feedback Op Amp without the disadvantage of the inverting input current
noise. The photodiode is connected to the non-inverting input of amplifier A in a gain
of 2.
Amplifier A's output drives the inverting input of
amplifier B through R1, selected for optimal
time domain response. Feedback resistor R2
sets the transimpedance gain at 3.01k-ohm
while C1 compensates the photodiode
capacitance. Rise time was measured at 6ns,
10% to 90%, and bandwidth was modeled in
Pspice at 75MHz assuming a 3pF photodiode.
Output noise spectral density was measured at 18nV/square-route Hz, consistent with the
6pA/square-route Hz non-inverting input current noise and the 3k-ohm resistance, for an 8dB
noise figure. Selecting the small MSOP package version of the dual LT1396 keeps board
space usage to a minimum.
ATE-UO DCEC opt 84
Ejemplo de amplificador específico para
ser usados con un fotodiodo (I)
ATE-UO DCEC opt 85
Ejemplo de amplificador específico para
ser usados con un fotodiodo (II)
• Estructura interna:
• El amplificador de “parafase”
convierte modo común en modo
diferencial.
• Existe un sistema de anulación
del efecto del nivel de continua
en las salidas. Se deshabilita
conectando “COMP” a masa.
• Las salidas son
impedancia (60 ).
de
baja
• La resistencia de 6 k fija la
ganancia de transimpedancia de
la primera etapa.
ATE-UO DCEC opt 86
Ejemplo de amplificador específico para
ser usados con un fotodiodo (III)
Respuesta en
frecuencia
Cableado
crítico
ATE-UO DCEC opt 87
Ejemplo de amplificador específico para
ser usados con un fotodiodo (IV)
• Diagramas de ojo en distintas situaciones:
ATE-UO DCEC opt 88
Ejemplos de amplificadores y fotodiodos
integrados (I)
ATE-UO DCEC opt 89
Ejemplos de amplificadores y fotodiodos
integrados (II)
• Amplificador
de
transimpedancia
distinto a los otros
casos.
• Hay amplificador
de “parafase”.
• Las salidas son
de baja impedancia
(50 ).
ATE-UO DCEC opt 90
Ejemplos de amplificadores y fotodiodos
integrados (III)
No es para comunicaciones
por fibra óptica
ATE-UO DCEC opt 91
Ejemplos de amplificadores y fotodiodos
integrados (III)
• No es un dispositivo
de alta velocidad.
• Salida en colector
abierto.
• El fotodiodo es de
silicio.
ATE-UO DCEC opt 92
Ejemplo de fotodiodo preamplificado (I)
ATE-UO DCEC opt 93
Ejemplo de fotodiodo preamplificado (II)
ATE-UO DCEC opt 94
Principio de operación de los LEDs (I)
Unión larga
Unión corta
V
Zona P
Zona P
Zona N
concentración de
minoritarios
0
jnP
pN
nP
pN
0
jtotal
jpP
Zona N
1mm
concentración de
minoritarios
100mm
nP
V
jtotal
Longitud
jnP
jnN
jpN
0
• No llegan al contacto metálico
de la zona N la misma cantidad
de huecos que partían del
contacto metálico de la zona P.
Hay recombinaciones.
ATE-UO DCEC opt 95
jpP
Longitud
jnN
jpN
0
• Llegan al contacto metálico de
la zona N la misma cantidad de
huecos que partía del contacto
metálico de la zona P. No hay
recombinaciones.
Principio de operación de los LEDs (II)
• Materiales usados:
¿En qué se manifiesta la energía liberada en las recombinaciones?
• En el Ge y en el Si las recombinaciones producen, esencialmente,
calor, ya que son semiconductores de tipo indirecto.
• En algunos compuestos III-V las recombinaciones producen
pueden producir radiación luminosa, ya que algunos son
semiconductores de tipo directo. Por ejemplo el GaAs es de tipo
directo.
• Los compuestos GaAs1-xPx son de tipo indirecto, pero dopados con
N acaban teniendo un comportamiento de semiconductor directo.
• Los compuestos GaAs1-xPx (siendo 0<x<1) sirven para generar
radiación desde el infrarrojo (GaAs, Eg = 1,43 eV) al verde (GaP, Eg =
2,26 eV). Con x=0,4 es rojo (Eg = 1,9 eV).
• Para generar longitudes de onda entre 1,3 mm y 1,55 mm hay que
acudir a InGaAs y a InGaAsP crecidos sobre InP.
ATE-UO DCEC opt 96
Principio de operación de los LEDs (III)
R
b
i
Zona P Zona N
i (en b)
a
ip
V1
in
i (en a)
0
Longitud
• Cuando el interruptor pasa de “a” a “b”, el diodo LED queda
polarizado directamente.
• En cada sección del cristal hay distinto porcentaje de corriente de
huecos y de electrones, lo que significa que hay recombinaciones
en el proceso de conducción.
• Algunas de estas recombinaciones generan luz.
ATE-UO DCEC opt 97
Principio de operación de los LEDs (IV)
Densidad de
corriente [A/cm2]
¿Dónde se producen las recombinaciones (y, por tanto, los fotones) si
la unión está dopada asimétricamente (unión P+N-)?
3·10-3
Zona P+
2·10-3
10-3
0
• Hay recombinaciones en
las zonas en las que las
corrientes de huecos y
electrones cambian.
Zona N-
jp
jn
-0,3 -0,2
-0,1
0
0,1
Longitud [mm]
0,2
0,3
• Por tanto, se producen
las recombinaciones en la
zona poco dopada.
Zona
N-
• Si las recombinaciones
son “radiativas”, se genera
luz.
Densidad de
corriente [A/cm2]
3·10-3
2·10-3
Zona
P+
jp
Unión
10-3
0
jTotal
jn
-1,5
-1
-0,5
0
0,5
Longitud [mm]
1
1,5
ATE-UO DCEC opt 98
Principio de operación de los LEDs (V)
¿Cómo es el espectro de la luz generada por un LED? (I)
• Está directamente relacionado con el “salto energético” que tiene que dar
un electrón para recombinarse con un hueco.
• Si todos los huecos y todos los electrones estuvieran separados por el
mismo “salto energético”, la radiación sería exactamente monocromática.
• La situación real no es ésta, ya
que la colocación de los electrones
en la banda de conducción y de los
huecos en la banda de valencia
depende de la densidad de estados
y de la temperatura (a través de la
distribución de Fermi-Dirac).
• El resultado final es que la
máxima cantidad de huecos y de
electrones se encuentra a kT/2 de
los bordes de las bandas. Su valor
es:
kT/2 = 0,013 eV a 300 K
ATE-UO DCEC opt 99
kT/2
-
-
-
-
-
-
-
-
-
-
Eg
kT/2
- + - - -
+ - +
+ - -
-
-
+
+
-
- - +
- + - - +
- - -
-
+
-
Principio de operación de los LEDs (VI)
-
-
-
-
-
-
-
-
kT/2
Eg
- + - - -
+ - +
+ - -
-
-
ATE-UO DCEC opt 100
+
+
-
- - +
- + - - +
- - -
-
+
-
kT/2
Intensidad relativa
¿Cómo es el espectro de la luz generada por un LED? (II)
Energía hn
Eg
Eg+kT
Valores posibles:
Eg = 1,9 eV (rojo)
kT = 0,026 eV
Estructuras de LEDs (I)
• LED de homunión:
Protección
h·f
Contacto metálico
Aislante)
N+
P
Ánodo
Contacto metálico
Aislante
Sustrato N
Cátodo
Contacto metálico
• La zona P debe ser lo más pequeña posible para que los fotones
generados no sean absorbidos por el semiconductor.
• Para remediar este problema de acude a una estructura de doble
heterounión.
• La idea es que los fotones “salgan” por una zona en la que Eg > h·f.
ATE-UO DCEC opt 101
Estructuras de LEDs (II)
• Doble heterounión sin polarizar:
AlGaAS + tipo N+
GaAS
tipo P
AlGaAS
tipo P
n
n
EF
p
p
ATE-UO DCEC opt 102
Estructuras de LEDs (III)
• Doble heterounión polarizado:
AlGaAS
tipo N+
GaAS
tipo P
+-
h·f
n
-
EF
n
EF
h·f
p
ATE-UO DCEC opt 103
AlGaAS
tipo P
p
• Los fotones salen por la zona
AlGaAS tipo N+ en la que Eg > h·f.
Estructuras de LEDs (IV)
• Estructura real de un LED de GaAs-AlGaAs de heterounión:
Fibra óptica
Cátodo
Resina epoxi
Contacto
metálico
h·f
GaAS
Contacto
metálico
AlGaAS tipo N+
GaAS tipo P
AlGaAS tipo P+
GaAS tipo P
Aislante
Disipador
• Estructuras parecidas con InGaAs-InP o con InGaAsP-InP se
usan para longitudes de onda entre 1,3 mm y 1,55 mm.
ATE-UO DCEC opt 104
Ejemplo de LED para 850 nm (I)
ATE-UO DCEC opt 105
Ejemplo de LED para 850 nm (II)
ATE-UO DCEC opt 106
Ejemplo de LED para 850 nm (III)
• Buena linealidad
corriente-potencia.
ATE-UO DCEC opt 107
Ejemplo de LED para 850 nm (IV)
• Tensión de codo de
aproximadamente 1,5 V.
• Ancho de banda de 100 MHz.
ATE-UO DCEC opt 108
Ejemplo de LED para 850 nm (V)
• Influencia de la temperatura
en la corriente admisible.
ATE-UO DCEC opt 109
• Influencia de las características
de los pulsos en la corriente
admisible.
Ejemplo de LED para 1550 nm (I)
ATE-UO DCEC opt 110
Ejemplo de LED para 1550 nm (II)
ATE-UO DCEC opt 111
Ejemplo de ELED (“Entangled” LED)
para 1550 nm (I)
ATE-UO DCEC opt 112
Ejemplo de ELED (“Entangled” LED)
para 1550 nm (II)
ATE-UO DCEC opt 113
Ejemplos de circuitos para gobernar LEDs (I)
• Circuitos para gobernar LEDs con señales analógicas en
baja frecuencia:
VCC
VCC
iLED
RB
ve
+
ve
+
+
-
-
iLED
-
RE
iLED = (ve – 0,6)·b/[RE·(b+1) + RB]
RE
iLED = ve/RE
• ve debe incluir el nivel de continua
para polarizar el LED.
ATE-UO DCEC opt 114
Ejemplos de circuitos para gobernar LEDs (II)
• Enlace por fibra óptica con ancho de banda de 3,5 MHz:
• El “driver” del LED es del
tipo anteriormente descrito:
• Condensador de
compensación (no
es de tipo “lead”).
ATE-UO DCEC opt 115
Ejemplos de circuitos para gobernar LEDs (III)
• Circuitos para gobernar LEDs con señales analógicas en
alta frecuencia :
VCC
Amplificador de
potencia de RF
+
ve
Red de
adaptación de
impedancias
RP
CB
-
iLED
• La resistencia RP sirve para polarizar el LED.
• La componente de alterna es entregada por el amplificador de
potencia de RF.
• La red de adaptación de impedancias hace compatible la
impedancia de salida del amplificador de RF (50 ) con el
paralelo de la resistencia dinámica del LED y RP.
ATE-UO DCEC opt 116
Ejemplos de circuitos para gobernar LEDs (IV)
• Circuitos para gobernar LEDs con señales digitales:
VCC
VCC
RC
iLED
RB
RB
+
ve
-
• Control del LED en serie:
RC
iLED
+
ve
-
• Control del LED en paralelo:
- Sin inversión.
- Hay inversión.
- Lenta salida de conducción.
- Más rápida salida de conducción.
- Apto hasta 30-50 Mb/s.
- Mayor disipación de potencia en
el transistor y en RC.
ATE-UO DCEC opt 117
Ejemplos de circuitos para gobernar LEDs (V)
• Circuitos bien conocidos
para que un transistor bipolar
conmute rápidamente:
R2
R1
vCB +
VCC
-
Los diodos impiden la
polarización directa de la
unión colector-base.
V1
R3
C1
+ -
R2
Saturación
La corriente inversa
elimina los minoritarios
de la base.
ATE-UO DCEC opt 118
V1
VCC
Corte R1
+
vBE
-
Ejemplos de circuitos para gobernar LEDs (VI)
• Aplicación de la técnica anterior a un circuito para
gobernar LEDs con señales digitales:
+
+
vC1 RC
-
RB1 C1
+
ve
vC2
-
C2
RL2
RL1
iLED
VCC
RB2
-
• Cuando ve es un 1, C1 se carga con vC1 > 0.
• Después, cuando ve es 0, vC1 ayuda a eliminar rápidamente los
minoritarios de la base.
• Cuando ve es un 0, C2 se carga con vC2 > 0.
• Después, cuando ve es 1, vC2 ayuda a eliminar rápidamente los
minoritarios en exceso en las zonas neutras del LED.
ATE-UO DCEC opt 119
Ejemplos de circuitos para gobernar LEDs (VI)
Fiber Optic LED Driver for TTL links up to 155 Mbps
Puertas en paralelo
para dar más corriente
ATE-UO DCEC opt 120
La idea de la pre-polarización (“pre-bias”)
S1
vLED
C1
R1
+
iLED
S1
vLED
-
-
VCC
R2
S2
R3
+
• Quitamos el LED
y suponemos C1
ya cargado:
R1
VCC
R2
S2
R3
Req
• Thévenin:
Veq
+
-
vLED
• Con S1 abierto y S2 cerrado:
- Veq1 = VCC.
La tensión mínima aplicada al
LED durante el pulso no es 0.
Está determinada por Veq2 y Req.
- Req = R3·(R1+R2)/(R3+R1+R2).
• Con S1 cerrado y S2 abierto:
- Veq2 = VCC·(R1+R2)/(R3+R1+R2).
- Req = R3·(R1+R2)/(R3+R1+R2).
ATE-UO DCEC opt 121
Ejemplos de CI para gobernar LEDs (I)
ATE-UO DCEC opt 122
Ejemplos de CI para gobernar LEDs (II)
Q1
• Configuración en cascodo.
Q2
• Cuando Q1 permite la
conducción, Q2 fija su valor.
ATE-UO DCEC opt 123
Ejemplos de CI para gobernar LEDs (III)
ATE-UO DCEC opt 124
Ejemplos de CI para gobernar LEDs (IV)
ATE-UO DCEC opt 125
Ejemplos de CI para gobernar LEDs (V)
• Configuración de la pre-polarización.
• Sistema programable de compensación térmica.
ATE-UO DCEC opt 126
Ejemplos de CI para gobernar LEDs (VI)
ATE-UO DCEC opt 127
Concepto de semiconductor “degenerado” (I)
• Un semiconductor degenerado es un semiconductor que ha sido
extremadamente dopado.
• Como consecuencia, en la zona N hay muchísimos electrones y
en la zona P muchísimos huecos.
• Formalmente y usando un modelo de bandas, esto significa que
el nivel de Fermi EF en una zona N está por encima de Ec - 3·k·T
(siendo Ec la energía del extremo inferior de la banda de
conducción).
• En una zona P, el nivel de Fermi EF está por debajo de EV + 3·k·T
(siendo EV la energía del extremo superior de la banda de
valencia).
• Recuérdese que el nivel de Fermi EF corresponde a una
probabilidad de ocupación de los estados posibles del 50%. Luego
una parte de la banda de conducción está “muy ocupada” y una
parte de la banda de valencia está “muy vacía”.
• Esto se aprecia en las diapositivas siguientes.
ATE-UO DCEC opt 128
Concepto de semiconductor “degenerado” (II)
• Semiconductor no degenerado:
Estados
posibles
E
Electrones
de conducción
Ec
Ec
EF
Ev
Estados
posibles
Tipo P
EF
Tipo N
Electrones
de valencia
Ev
Eg =Ec – Ev
Huecos
Electrones
de valencia
• Nivel de Fermi por encima de la
mitad de la banda prohibida.
• Nivel de Fermi por debajo de la mitad
de la banda prohibida.
• Número apreciable de electrones de
conducción y pocos huecos (no se
ven en esta representación).
• Número apreciable de huecos y
pocos electrones de conducción (no
se ven en esta representación).
ATE-UO DCEC opt 129
Concepto de semiconductor “degenerado” (III)
• Semiconductor “muy” degenerado:
Estados
posibles
E
EF
Ec
Ec
Estados
prácticamente llenos
Ev
Estados
posibles
Tipo N
Electrones
de valencia
Tipo P
Estados
prácticamente vacíos
Ev
EF
Electrones
de valencia
• Nivel de Fermi por encima del límite
inferior de la banda de conducción.
• Nivel de Fermi por debajo del límite
superior de la banda de conducción.
• Número enorme de electrones de
conducción y sin prácticamente
huecos.
• Número enorme
prácticamente sin
conducción .
de huecos y
electrones de
ATE-UO DCEC opt 130
Unión PN con semiconductor “degenerado” (I)
• Sin polarizar:
-+
Zona P++
Zona N++
• Con polarización directa intensa:
-+
Zona P++
Zona N++
• La zona de transición y sus bordes son invadidos por mayoritarios
de la otra zona.
• Se produce “inversión de poblaciones” en la “zona de inversión”.
ATE-UO DCEC opt 131
Unión PN con semiconductor “degenerado” (II)
• Situación en la zona
de inversión:
Estados
posibles
E
EFN
Ec
Muchos estados llenos. Se deben a la
“invasión” procedente de la zona N.
Muchos estados
vacíos
Ev
EFP
Electrones
de valencia
-+
Zona P++
Zona N++
ATE-UO DCEC opt 132
Unión PN con semiconductor “degenerado” (III)
• En esta situación y en un semiconductor directo,
se produce emisión espontánea y estimulada en la
región de inversión.
Estados
posibles
E
Ec
-
Estados
posibles
E
EFN
Ec -
h·f
EFP
Electrones
de valencia
h·f
h·f
h·f
Ev
EFN
Ev
EFP
Electrones
de valencia
ATE-UO DCEC opt 133
Láser de homounión (I)
• Para generar un haz de rayo láser, la generación estimulada
debe repetirse de forma que los fotones generen nuevos fotones
idénticos, superando en número a los que el material absorbe.
• Además, la forma de la unión debe ser tal que forme una
“cavidad resonante de Fabry-Perot” para que se seleccionen
fotones de una longitud de onda muy definida (mucho más
definida que la que se genera por emisión espontánea en un
LED).
• La estructura final es la siguiente:
Contacto
metálico
Pared
reflectante
GaAS N++
GaAS P++
Contacto
metálico
Emisión láser
Pared semireflectante
ATE-UO DCEC opt 134
Láser de homounión (II)
• La emisión láser sólo empieza cuando la emisión estimulada
es claramente preponderante.
• Para ello, la polarización directa tiene que ser muy fuerte, lo
que implica corrientes grandes. Para corrientes inferiores, el
láser se comporta como un LED:
Potencia de
luz emitida
Emisión estimulada
Pth
Emisión espontánea
Corriente
Láser
LED
Ith es la corriente umbral láser
Ith
ATE-UO DCEC opt 135
Láser de homounión (III)
Potencia de
luz emitida
Emisión
estimulada
Láser
Pth
Ith
• La operación en zona láser en
el caso de un láser de
homounión significa corrientes
muy fuertes, que generan una
disipación también muy intensa
de calor.
Corriente
• Para que esta disipación no destruya el dispositivo, es necesario
operar por debajo de la temperatura ambiente, lo que resulta un
gravísimo problema en los láseres para comunicaciones.
• Para que haya emisión estimulada con corrientes menores
(disipaciones también menores) es preciso usar heterouniones en
vez de homouniones.
ATE-UO DCEC opt 136
Láser de heterounión (I)
• Estructura y diagramas de bandas sin polarizar:
+GaAs N++
+-
GaAs
P++
AlGaAs P++
2 eV
1,4 eV
1,4 eV
1,4 eV
2 eV
EF
1,4 eV
ATE-UO DCEC opt 137
Láser de heterounión (II)
• Estructura y diagramas de bandas con polarización directa
intensa:
h·f
h·f
+-
GaAs N++
+-
GaAs
P++
AlGaAs P++
Zona de
inversión
h·f
1,4 eV
h·f
h·f
2 eV
• Esta zona es muy estrecha (<1mm).
• Por diversas razones la zona de inversión queda confinada en la
zona P del GaAs (los electrones de la zona de inversión no pueden
subir la barrera del AlGaAs, el valor del índice de refracción del
AlGaAs, la mejor inyección de electrones que de huecos, etc.).
ATE-UO DCEC opt 138
Láser de heterounión (III)
• Otra estructura usada es la doble heterounión:
h·f
h·f
+-
+-
GaAs
P++
AlGaAs N++
AlGaAs P++
Zona de
inversión
h·f
h·f
2 eV
Índice de refracción
h·f
2 eV
1,4 eV
0,5 mm
5%
• El cambio en índice de refracción ayuda al confinamiento de los
fotones.
ATE-UO DCEC opt 139
Láser de heterounión (IV)
• Estructura de un láser de doble heterounión:
Contacto
metálico
GaAS P++
Superficie
reflectante
Contacto
metálico
AlGaAS N++
AlGaAS P++
Emisión láser
Superficie semireflectante
• Existen otras muchas estructuras de láseres (algunas basados en
“pozos cuánticos”, en múltiple capas, etc.).
• El material para generar longitudes de onda entre 1,3 mm y 1,55 mm
es distinto, siendo frecuentemente InGaAs-InP o InGaAsP-InP.
• En todos los casos hay que controlar la temperatura de operación y
la operación en modo láser (iD > Ith).
ATE-UO DCEC opt 140
Comparación entre LEDs y láseres para comunicaciones
• Fuente: Fiber-Optics.Info:
http://www.fiber-optics.info/articles/light-emitting_diode_led
Characteristics
LEDs
Lasers
Linearly proportional
to drive current
Proportional to current
above the threshold
Coupled Power
Speed
Output Pattern
Bandwidth
Drive Current: 50 to
100 mA Peak
Moderate
Slower
Higher
Moderate
Threshold Current: 5
to 40 mA
High
Faster
Lower
High
Wavelengths Available
0.66 to 1.65 µm
0.78 to 1.65 µm
Fiber Type
Ease of Use
Lifetime
Wider (40-190 nm
FWHM)
Multimode Only
Easier
Longer
Narrower (0.00001 nm
to 10 nm FWHM)
SM, MM
Harder
Long
Cost
Low ($5-$300)
High ($100-$10,000)
Output Power
Current
Spectral Width
ATE-UO DCEC opt 141
Ejemplo de láser para 1550 nm (I)
ATE-UO DCEC opt 142
Ejemplo de láser para 1550 nm (II)
ATE-UO DCEC opt 143
Ejemplo de láser para 1550 nm (III)
ATE-UO DCEC opt 144
Ejemplo de CI para gobernar láseres (I)
ATE-UO DCEC opt 145
Ejemplo de CI para gobernar Láseres (II)
• Configuración de la pre-polarización con realimentación
a través del fotodiodo.
• Sistema de fijación de la corriente de la señal modulada.
ATE-UO DCEC opt 146
Ejemplo de CI para gobernar láseres (III)
• El MAX 3890 le entrega las señales digitales en serie y ya adaptadas.
• Van ya convertidas en modo diferencial.
ATE-UO DCEC opt 147
Ejemplo de CI para gobernar láseres (IV)
ATE-UO DCEC opt 148
Ejemplo de CI para transformar la
información digital de paralelo a serie (I)
ATE-UO DCEC opt 149
Ejemplo de CI para transformar la
información digital de paralelo a serie (II)
• Conexionado:
ATE-UO DCEC opt 150
Ejemplo de CI para transformar la
información digital de paralelo a serie (III)
• Esquema de bloques internos:
ATE-UO DCEC opt 151
Ejemplo de CI para transformar la
información digital de paralelo a serie (IV)
ATE-UO DCEC opt 152
Ejemplo de CI para recuperar el reloj y
sincronizarlo con los datos (I)
ATE-UO DCEC opt 153
Ejemplo de CI para recuperar el reloj y
sincronizarlo con los datos (II)
• Conexionado:
ATE-UO DCEC opt 154