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Diseño de Circuitos Electrónicos para Comunicaciones CONTENIDO RESUMIDO: 1- Introducción. 2- Sintetizadores de frecuencias. 3- Amplificadores de potencia para comunicaciones. 4- Técnicas de mejora de rendimiento de amplificadores de potencia. 5- Componentes y subsistemas para receptores y transmisores ópticos. 6- Circuitos electrónicos para receptores, transmisores, transceptores y repetidores regenerativos. 7- Circuitos electrónicos para concentradores, conmutadores y encaminadores. ATE-UO DCEC opt 00 Componentes y subsistemas para receptores y transmisores ópticos Objetivo fundamental del tema: Describir el funcionamiento de los bloques funcionales que se encuentran en los sistemas de comunicaciones ópticas. Son: • Detectores de luz: - Fotodiodos PN. - Fotodiodos PIN. - Fotodiodos de avalancha y sus circuitos de polarización. - Otros foto-detectores (fototransistores, fotoconductores, etc.) • Preamplificadores y amplificadores de señales de detectores de luz. • Emisores de luz: - Diodos emisores de luz (LEDs). - Diodos láser de homounión. - Diodos láser de heterounión. • Amplificadores de potencia (drivers) para emisores de luz. • Circuitos de interface digital. ATE-UO DCEC opt 01 Revisión de los efectos ópticos en la unión PN (I) La unión PN puede: • Ser sensible a la luz fotodiodos y células solares • Emitir luz Diodos Emisores de Luz (LED) Longitud de onda de la luz y energía de un fotón: l = c/f = c·h/(f·h) = h·c/E = 1,24/E (con l en mm y E en eV) Longitud de onda [micras] 0,4 0,5 0,6 0,7 0,8 0,9 Energía de un fotón [eV] 2,5 SiC 2 CdS 1,8 1,6 1,4 Si GaAs1-xPx GaAs Anchos de banda prohibida (“gaps”) de semiconductores ATE-UO DCEC opt 02 Revisión de los efectos ópticos en la unión PN (II) +- - - - Si - - - - Si + Si - - - ATE-UO DCEC opt 03 Si - • Absorción: Para que un fotón genere un par electrón hueco, su energía debe ser mayor o igual que la energía correspondiente al ancho de la banda prohibida (“gap”). El proceso es más complejo en la realidad. Luz - - - Eg - Energía • Hay tres procesos por los cuales se produce interacción entre la luz y los electrones: Luz - Absorción. - Emisión espontánea. - Emisión estimulada. - • Emisión espontánea: El proceso es, en cierta medida, reversible. Sin embargo, para que una recombinación electrón hueco genere radiación de una manera efectiva, el semiconductor debe ser “de tipo directo”. + • En ellos, las recombinaciones no implican cambio de la cantidad de movimiento de los electrones y de los huecos. - - Si - - - Si + Si - - - ATE-UO DCEC opt 04 Si - • En los de “tipo indirecto” la recombinación requiere un cambio de la cantidad de movimiento, lo que implica choques y vibraciones en la red (producción de “fonones”). El resultado final es poca emisión de radiación y, por el contrario, generación de calor . Luz - - - - - Eg - Luz - Energía Revisión de los efectos ópticos en la unión PN (III) Revisión de los efectos ópticos en la unión PN (IV) • Emisión estimulada: Llega un fotón a un átomo que tiene un hueco (átomo excitado). Se genera un fotón idéntico en frecuencia y fase. - - Si - - - - Luz Si - - + Luz - + - - Si - - Eg Luz Si - - - Luz Luz - Energía Luz ATE-UO DCEC opt 05 Revisión de los efectos ópticos en la unión PN (V) Efecto fotovoltaico: Luz (Eluz = h·f) + +- + - P + N Los pares electrón-hueco generados modifican las condiciones de equilibrio térmico de la unión. Se llegará a otras condiciones de equilibrio distintas. Por ejemplo, con la unión en circuito abierto, disminuirá la anchura de la zona de transición y el campo eléctrico y la tensión en ella. Esto significa que aparecerá tensión directa en los contactos metálicos, ya que es la misma situación que teníamos cuando aplicábamos tensión directa externa. ATE-UO DCEC opt 06 Revisión de los efectos ópticos en la unión PN (VI) Efecto fotovoltaico con polarización inversa: V1 + +- + - P Luz (Eluz = h·f) + N jn jp • Las dimensiones de la zona de transición, el valor del campo eléctrico y de la tensión en ella no cambian (impuestos por la pila). • Los pares electrón-hueco generados son “barridos” por el campo eléctrico y generan corriente inversa en la unión PN polarizada inversamente. • Las densidades de corriente de huecos y electrones coinciden en dirección y generan una corriente claramente mayor que la corriente inversa de saturación sin luz. ATE-UO DCEC opt 07 Revisión de los efectos ópticos en la unión PN (VII) • Ecuación de Shockley (curva característica) de una unión PN sin iluminar: i = IS·(eV/VT - 1), IS = siendo: A·q·ni2·[Dp/(ND·Lp)+Dn/(NA·Ln)] (Is es corriente inversa de saturación de la unión PN) VT = kT/q, donde: A = sección de paso de la corriente (sección de la unión PN) q = carga del electrón ni = concentración intrínseca Dp = constante de difusión de huecos Dn = constante de difusión de electrones Lp = longitud de difusión de los huecos en la zona N Ln = longitud de difusión de los electrones en la zona P ND = concentración de donador NA = concentración de aceptador k = constante de Boltzmann T = temperatura absoluta i + V P N - ATE-UO DCEC opt 08 Revisión de los efectos ópticos en la unión PN (VIII) • Cuantificación del efecto fotovoltaico: - La ecuación de Shockley se obtiene suponiendo GL = 0 (tasa de generación de pares electrón hueco por luz igual a 0) en la “ecuación de continuidad” (véanse las diapositivas ATE-UO Sem 43 - ATE-UO Sem 49, ATE-UO PN 57 - ATE-UO PN 61 y ATE-UO Ap 16 - ATE-UO Ap 28 de “Dispositivos Electrónicos y Fotónicos de 1º de grado de Ingeniería en Tecnologías y Servicios de Telecomunicación): 0 = GL-pN’/p+Dp·2pN’/x2 0 = GL-nP’/n+Dn·2nP’/x2 - Suponiendo la unión larga, si repetimos la obtención de la ecuación Shockley, con GL distinta de cero, se obtiene: i= IS·(eV/VT -1) - Iopt i IS(eV/VT -1) + V - Iopt siendo: Iopt = q·A·GL·(Lp+Ln) ATE-UO DCEC opt 09 Revisión de los efectos ópticos en la unión PN (IX) Luz i + V P N i sin luz i = IS·(eV/VT -1) - Iopt v GL=0 GL1 Iopt = q·A·GL·(Lp+Ln) ¡¡La operación en el tercer cuadrante significa generación de energía!! GL2 GL3 Comportamiento Comportamiento como fotodiodo como célula fotovoltaica (célula solar) ATE-UO DCEC opt 10 Revisión de la influencia de la tensión inversa aplicada a una unión PN en la longitud de la zona de transición y en el valor del campo eléctrico (I) Vinv • Unión PN simétricamente dopada: LZT0 P - + LZT N P - V0 Densidad de carga + N V0+Vinv Densidad de carga - Campo eléctrico + + - -Emax0 Vinv+V0 proporcional a este área Campo eléctrico -Emax • Sea simétrica o asimétrica la unión, se cumple: - El campo eléctrico es proporcional a la integral de la densidad de carga. - La tensión es proporcional a la integral del campo eléctrico. ATE-UO DCEC opt 11 Revisión de la influencia de la tensión inversa aplicada a una unión PN en la longitud de la zona de transición y en el valor del campo eléctrico (II) • Unión PN asimétricamente dopada (P+ N-): Vinv Tipo P+ Tipo N- P+ - + N- P+ - + N- LZT LZT0 Densidad de carga + - Tipo N- Tipo P+ Densidad de carga + - -Emax0 Campo eléctrico -Emax Campo eléctrico • Dopando poco una zona se consigue que la mayor parte del campo eléctrico esté en esa zona. ATE-UO DCEC opt 12 Revisión de la influencia de la tensión inversa aplicada a una unión PN en la longitud de la zona de transición y en el valor del campo eléctrico (III) • Otras posibilidades: Diodo PIN P+ Diodo PIPN Intrins. N- P+ Intrins. P Vinv Vinv P+ N+ P+ Intrínseco N- - + P+ N+ P+ Intrins. P - - + N+ N+ - + Densidad de carga - -Emax - Campo eléctrico Campo eléctrico ATE-UO DCEC opt 13 Densidad de carga -Emax Velocidad de un electrón en un campo eléctrico • En el vacío: se rige por la ley de Newton la aceleración del electrón es proporcional al campo eléctrico (que es la fuerza por unidad de carga). • En un semiconductor: se rige por la ley de Ohm la velocidad es proporcional al campo eléctrico. Se expresa por: jn = s·E = q·mn·n·E (jn/q·n) = vn_campo = mn·E • Esto sólo es válido si el campo eléctrico no es muy intenso. En realidad lo que sucede es lo siguiente: v [cm/s) 108 vsaturación 107 vn_campo vp_campo 106 105 102 103 104 E [V/cm) 105 106 • La corriente y la velocidad no crecen indefinidamente al crecer el campo eléctrico, ya que existe una velocidad de saturación de los portadores. ATE-UO DCEC opt 14 Revisión del concepto de capacidad de transición (I) • Es la capacidad dominante con polarización inversa: Zona P -- + Zona N V+V+V VO O+V V + V Densidad de carga + - x Al producirse V, hay que extraer portadores de carga para generar esta carga espacial ATE-UO DCEC opt 15 Revisión del concepto de capacidad de transición (II) Unión PN Condensador Con V P - + - + Con V + V + + + +++++ - - - ----- N Con V + V P Con V N Condensador: nuevas cargas a la misma distancia (C=cte.) Unión PN: nuevas cargas a distinta distancia (Ccte.) ATE-UO DCEC opt 16 Revisión del concepto de capacidad de transición (III) dQ -dQ LZT • Partiendo de: Ctrans=dQ/dV=·A/LZT LZT = Ctrans V ·(N +N )·(V -V) 2· A D 0 UV p e T PN q·NA·ND • Se obtiene: V V 0 Ctrans = A· UV ·q·NA·ND p e T P N 2·(N A+ND)·(V0-V) La capacidad de transición decrece al crecer la tensión inversa aplicada, al estar los incrementos de carga generados por los incrementos de tensión cada vez más separados entre sí. ATE-UO DCEC opt 17 Procesos en la transformación luz-corriente eléctrica h·f + - h·f + - h·f Semiconductor h·f + - h·f • Los fotones deben ser de una energía mayor que Eg. Si la energía es bastante mayor, se desaprovecha el exceso sobre Eg. • Los fotones tienen que ser absorbidos por el material (si ninguno se absorbe, el semiconductor es transparente). • No todos los fotones absorbidos generan pares electrón hueco. La relación entre pares generados y fotones incidentes es la Eficiencia Cuántica h. • Los pares electrón-hueco deben separarse (y no recombinarse) para dar origen a corriente eléctrica. ATE-UO DCEC opt 18 Absorción de fotones en un material semiconductor (I) • Partimos de que la energía de los fotones (Ef = h·f) es mayor que la energía de correspondiente a la banda prohibida (Eg). • La disminución del flujo de fotones al ir penetrando en el material es proporcional al flujo de fotones: -dF(x)/dx = a·F(x), siendo ael coeficiente de absorción de fotones. • Integrando: F(x) = F·e-a·x Luz Semiconductor F0 F(x) 0 1/a x ATE-UO DCEC opt 19 Absorción de fotones en un material semiconductor (II) • La l para la comunicación depende de las propiedades de la fibra óptica. • Esta l determina el material (Ef > Eg). • De l y el material obtenemos 1/a. • De 1/a obtenemos las dimensiones físicas de los dispositivos. 1,3 1,55 ATE-UO DCEC opt 20 Concepto de “eficiencia cuántica” • Es la relación entre pares de electrón huecos generados y el número de fotones incidentes en el material. • Depende de la longitud de onda de los fotones. • Valores de la eficiencia cuántica de varios materiales: ATE-UO DCEC opt 21 Vinv Fotodiodo PN (I) Tipo P+ Luz Los pares electrón-hueco generados por estos fotones son separados por el campo eléctrico y dan origen a corriente. Los pares electrón-hueco generados por estos otros fotones no son separados, ya que no hay campo eléctrico. P+ - Tipo N- + -Emax N- Campo eléctrico Flujo de fotones Compromisos en el diseño del dispositivo: 1º- La zona neutra de la zona P+ debe ser lo más pequeña posible (interesa que el campo eléctrico se aproxime al extremo por el que entra la luz, pero sin alcanzarla, ya que se produciría “punchthrough” en la unión metal-semiconductor. ATE-UO DCEC opt 22 Fotodiodo PN (II) Compromisos en el diseño del dispositivo: 2º- Cuanto mayor sea la zona de transición, más pares electrón hueco se generan. - Sin embargo, cuanto mayor sea zona de transición, mayor es el tiempo de tránsito P+ de los portadores en la zona de transición. Luz - Teniendo en cuenta que la velocidad de los portadores acaba siendo constante (para campos suficientemente intensos), el tiempo de tránsito ttr será: ttr = LZT/vsaturación - Este tiempo es una de las causas que limita la frecuencia máxima de operación. Sería fmax 1/ttr si no hubiera otras causas limitantes. Vinv Tipo N- Tipo P+ - + -Emax N- Campo eléctrico Flujo de fotones LZT ATE-UO DCEC opt 23 Fotodiodo PN (III) Vinv Compromisos en el diseño del dispositivo: Tipo P+ 3º- Al disminuir la longitud de la zona de P+ transición para disminuir el tiempo de Luz transición, aumenta la capacidad de transición, lo que supone un nuevo factor limitante de la velocidad del fotodiodo. - Tipo N- N- + -Emax Campo eléctrico - La solución a este problema es separar las cargas espaciales de la zona de transición. - Esto se consigue con una estructura PIN. Vinv Fotodiodo PIN (I) - La anchura de la zona de transición se determina con la zona intrínseca principalmente. - La capacidad de transición es pequeña debido a la separación de las cargas espaciales. Tipo P+ P+ Intrínseco - Tipo N+ + Luz N+ -Emax Campo eléctrico ATE-UO DCEC opt 24 Fotodiodo PIN (II) • Estructura real: Protección antirreflectante h·f Ánodo Contacto metálico Contacto metálico P+ Aislante (SiO2) Aislante (SiO2) Intrínseca N+ Cátodo Contacto metálico • Problema de los fotodiodos para longitudes de onda usadas en comunicaciones (1,3 y 1,55 mm): Eg tiene que ser pequeño, lo que origina corrientes inversas en la oscuridad altas. La solución son los fotodiodos de heterounión. ATE-UO DCEC opt 25 Fotodiodo PIN de heterounión (I) • Estructura real de un fotodiodo PIN de heterounión: Ánodo Contacto metálico Aislante (Si3N4) P+ In0,53Ga0,47As Intrínseca In0,53Ga0,47As (ligeramente N) Aislante (Si3N4) Capa de InGaAsP (ayuda a reducir la corriente en la oscuridad) N InP (interface) N+ InP (substrato) Contacto metálico Contacto metálico Protección antirreflectante Cátodo h·f ATE-UO DCEC opt 26 Fotodiodo PIN de heterounión (II) • El estudio de una heterounión requeriría utilizar conceptos tales como nivel de Fermi, función de trabajo de un material, doblado de bandas, constante de red de un material, etc. • No vamos a llegar a ese nivel de detalle. • Sin embargo se puede decir que: - El InP y el In0,53Ga0,47As tienen constantes de red semejantes y, por tanto, los átomos de los materiales de la heterounión “encajan” bien. - El InP tiene una Eg = 1,35 eV alta (lg = 0,95 mm), de forma que se comporta como “transparente” a las longitud de onda usadas en comunicaciones (1,3 y 1,55 mm). Como consecuencia, no hay absorción en esa parte del fotodiodo. - El In0,53Ga0,47As tiene una Eg = 0,75 eV baja (lg = 1,65 mm), de forma que sí hay absorción de fotones de 1,3 y 1,55 mm. Es la parte activa del fotodiodo, donde se asienta el campo eléctrico cuando se polariza inversamente. ATE-UO DCEC opt 27 Concepto de avalancha i + - - i + - + v + +- + P + V 0 N - La corriente inversa aumenta fuertemente si se producen pares electrón-hueco adicionales por choque. El fenómeno se vuelve degenerativo si la intensidad del campo eléctrico aumenta suficientemente. ATE-UO DCEC opt 28 Fotodiodos de avalancha (I) • Los fotodiodos de avalancha (Avalanche Photo Diode, APD) son fotodiodos diseñados para trabajar polarizados al comienzo de su zona de avalancha, de tal forma que los pares electrón hueco generados por los fotones se aceleran y generan otros pares electrón hueco por choque. • Existe, por tanto, un efecto amplificador. Vinv • Su estructura básica es la siguiente: N+ P- Tipo N+ P- Intrínseco Intrínseco Tipo P+ P ++ Luz • Se polariza inversamente hasta que el campo eléctrico alcanza el nivel de avalancha. • Para el caso común de l = 1,3 mm - 1,55 mm (caso habitual en comunicaciones) suelen ser de heterounión. + - - +P+ Luz N+ Campo eléctrico -Eavalancha ATE-UO DCEC opt 29 Fotodiodos de avalancha (II) • Estructura real de un fotodiodo de avalancha de homounión: h·f Protección antirreflectante Anillo de guarda P Cátodo Contacto metálico P N+ P Aislante (SiO2) Anillo de guarda Intrínseca (ligeramente P) P+ Ánodo Contacto metálico ATE-UO DCEC opt 30 Fotodiodos de avalancha (III) • Estructura real de un fotodiodo de avalancha de heterounión: Contacto metálico Ánodo P+ In0,53Ga0,47As P N- In0,53Ga0,47As • La zona de Si es “transparente” a l = 1,3 mm - 1,55 mm. intrínseca • La generación se produce en el InGaAs. N+ Si (substrato) •La multiplicación por avalancha se produce en el Si. Si Contacto metálico Protección antirreflectante h·f Cátodo • En el Si, la multiplicación por avalancha es menos ruidosa, al generarse casi exclusivamente por electrones (en otros materiales es por electrones y huecos, lo que resulta más ruidoso). ATE-UO DCEC opt 31 Polarización de fotodiodos de avalancha (I) • Los fotodiodos de avalancha se polarizan con tensiones comprendidas entre 20 y 90 V. inversas • Los consumos de corriente suelen ser muy moderados, entre 100 nA y 1 mA. • Es deseable que toda la circuitería se pueda alimentar desde una fuente primaria de 5 V. • Para conseguirlo hay que elevar la tensión con un convertidor CC/CC. • El convertidor CC/CC no puede ser el que se estudió en el tema anterior (el reductor, con el que siempre se obtiene una tensión de salida más baja que la tensión de entrada). Se usa el convertidor elevador “boost converter”. Entrada óptica Sensor de corriente 5V Convertidor CC/CC 60 V + ATE-UO DCEC opt 32 Salida eléctrica Amplificador Polarización de fotodiodos de avalancha (II) • El convertidor elevador: + v L - iL L vg Señal de gobierno iD t D iS + - RL C S + vO - iL t iS • En esta aplicación trabaja en modo de conducción discontinuo (se llega a anular la corriente por la bobina). i L + vL iO iL + vL L L C vg S conduce y S no conduce y D no conduce. D conduce. Dura d·T Dura d’·T ATE-UO DCEC opt 33 RL + vO - C RL + vO - S no conduce y D no conduce. Dura (1-d-d’)·T t iD t d·T d’·T T vO = vg 2·R·d2 1+ 1+ L·fS 2 34 Polarización de fotodiodos de avalancha (III) • Ejemplo de circuito integrado que integra casi todos los elementos necesarios para polarizar un fotodiodo de avalancha: ATE-UO DCEC opt 34 Polarización de fotodiodos de avalancha (IV) Realimentación interna de corriente Etapa de potencia Modulador de ancho de pulso ATE-UO DCEC opt 35 Polarización de fotodiodos de avalancha (V) • El ruido de conmutación del convertidor sobre el fotodiodo (importante): fs = 1 MHz fs = 100 kHz ATE-UO DCEC opt 36 Polarización de fotodiodos de avalancha (VI) • Otras opciones para obtener relativa alta tensión y muy bajo ruido: Rectificador en puente Convertidor CC/CC en Push-Pull (basado en el LT1533) con filtro de cuarto orden para conseguir un rizado muy bajo. ATE-UO DCEC opt 37 Polarización de fotodiodos de avalancha (VII) • El convertidor elevador con triplicador (multiplicador) de tensión: D5 C5 + + - vO - + + vO - C4 D4 + + D3 C3 - vO D2 + + vO C2 - - L vg D1 S C1 + 3·vO - ++ vO - - • Suponemos: C1 >> C2 >> C3 >> C4 >> C5. • El condensador Cx cede carga eléctrica a Cx+1, que cumple Cx >> Cx+1. Como consecuencia, Cx carga a Cx+1 a su tensión (vO), sin casi perder tensión. Si no se cumple Cx >> Cx+1 el resultado acaba siendo el mismo, pero después de muchos ciclos. ATE-UO DCEC opt 38 Polarización de fotodiodos de avalancha (VIII) • Ejemplo de convertidor elevador con triplicador de tensión: Resistencias para limitar la corriente de carga de los condensadores Triplicador ATE-UO DCEC opt 39 Concepto de sensibilidad (responsivity) de un fotodiodo • Sensibilidad: corriente que circula dividido por potencia aplicada óptica. • La energía es menor cuanto mayor es la longitud de onda (menor frecuencia). Sin embargo, sea cual sea la frecuencia de la radiación, siempre que se rompe un enlace se genera un par electrón hueco y, por tanto, la misma corriente. • Por ello, el fotodiodo es “más sensible” a las frecuencias más bajas (misma corriente para menos energía por unidad de tiempo). Límite teórico S1337 (Si) Sensibilidad (A/W) 1,0 0,8 0,6 lmáxima compatible con Si (1110nm) Límite teórico 0,4 Fotodiodo real 0,2 0 0 ATE-UO DCEC opt 40 400 800 1200 Longitud de onda, l (nm) Ejemplos de fotodiodos de Si (I) ATE-UO DCEC opt 41 Ejemplos de fotodiodos de Si (II) ATE-UO DCEC opt 42 Ejemplos de fotodiodos de Si (III) • Optimizado para 800 nm ATE-UO DCEC opt 43 • Optimizado para 900 nm Ejemplos de fotodiodos de Si (IV) ATE-UO DCEC opt 44 Ejemplos de fotodiodos PIN de Si (I) ATE-UO DCEC opt 45 Ejemplos de fotodiodos PIN de Si (II) ATE-UO DCEC opt 46 Ejemplos de fotodiodos PIN de Si (III) Máxima sensibilidad a 750 nm • Encapsulado : ATE-UO DCEC opt 47 Ejemplos de fotodiodos de avalancha de Si (I) ATE-UO DCEC opt 48 Ejemplos de fotodiodos de avalancha de Si (II) ATE-UO DCEC opt 49 Ejemplos de fotodiodos de avalancha de Si (III) Máxima sensibilidad a 820 nm • Ejemplo de encapsulado (hay 9): ATE-UO DCEC opt 50 Ejemplos de fotodiodos de InGaAs (I) ATE-UO DCEC opt 51 Ejemplos de fotodiodos de InGaAs (II) ATE-UO DCEC opt 52 Otros fotodetectores • Fotodiodos Schottky. • Fototransistores. • Fotoconductores. Fotodiodos Schottky (I) • Los fotodiodos Schottky están basados en uniones metal semiconductor. Son más, lentos (por la capacidad de transición de la unión) pero más sensibles al ultravioleta. • Estructura: Protección antirreflectante h·f Ánodo Contacto metálico Aislante (SiO2) Capa metálica muy fina semitransparente Cátodo ATE-UO DCEC opt 53 Contacto metálico N Aislante (SiO2) N+ Contacto metálico Fotodiodos Schottky (II) • El valor de a es tan grande en el ultravioleta que la longitud 1/a es del orden de una micra o menos. • Para que la radiación llegue a la unión (metal semiconductor en este caso), la capa metálica semitransparente es de unos 10 nm. El material usado es oro. • La protección antirreflectante es una capa de 50 nm de ZnS. • En estas condiciones se consigue que un porcentaje alto de fotones lleguen a la parte de Si de la unión (por ejemplo, el 95% de los fotones de 632,8 nm). ATE-UO DCEC opt 54 Ejemplo de fotodiodo Schottky ATE-UO DCEC opt 55 Fototransistores (I) • Un fototransistor es un transistor en el que la incidencia de luz sobre la zona de la base influye mucho en la corriente de colector. La luz juega un papel semejante al de la corriente de base. • Se estructura interna es la siguiente (fototransistor de homounión): Emisor • Para explicar su funcionamiento se puede usar el siguiente equivalente: h·f Colector N+ P (base) N+ N Fotodiodo P (substrato) Transistor Fotodiodo • La ganancia (la beta) del transistor puede llegar a ser bastante alta (por encima de 50), por lo que la sensibilidad es alta. ATE-UO DCEC opt 56 Fototransistores (II) • El ruido generado es menor que el de otros dispositivos con ganancia (fotodiodos de avalancha). • La conducción de corriente en oscuridad es desgraciadamente alta, debido a que la corriente de oscuridad del fotodiodo equivalente es también amplificada por el transistor equivalente. • Asimismo, la respuesta en frecuencia es, en general, mala, debido al alto valor de la capacidad parásita colector-base del transistor. En fototransistores de homounión, el ancho de banda está limitado a valores por debajo de 250 kHz. • Se puede mejorar la respuesta en frecuencia acudiendo al uso de heterouniones. En este caso se pueden conseguir altas ganancia (de varios miles) y también anchos de banda muy grandes (hasta 1 GHz). Sin embargo, estos dispositivos son difíciles de conseguir (acaban siendo caros), por lo que son poco usados. ATE-UO DCEC opt 57 Ejemplo de fototransistor de homounión (I) ATE-UO DCEC opt 58 Ejemplo de fototransistor de homounión (II) ¡No es un dispositivo apto para comunicaciones! ATE-UO DCEC opt 59 Fotoconductores (I) • Se basan en una película de materia semiconductor (depositada sobre un aislante) a la que se conectan contactos metálicos. • Se aplica tensión para que haya conducción de corriente. Esta corriente aumenta cuando se generan pares electrón-hueco por incidencia de fotones con energía suficiente. V1 h·f + - jn - -- Contacto metálico + ++ Semiconductor Contacto metálico jp Aislante • Las longitudes de onda de los fotones que generan pares electrón hueco dependen de que el semiconductor sea intrínseco o extrínseco (en los extrínsecos llega a haber niveles permitidos en la banda prohibida, lo que amplía el espectro sensible). ATE-UO DCEC opt 60 Fotoconductores (II) • Aspecto real de un fotoconductor: h·f Terminales de conexión Semiconductor Aislante • Los fotoconductores son adecuados para la detección en el infrarrojo, de longitudes de onda de 8-14 mm. • No son adecuados para intensidades luminosas bajas. • Son dispositivos en general lentos, cuya velocidad de respuesta depende de las dimensiones y del tiempo de tránsito de los portadores, tr. • Los tiempos de tránsito pueden variar mucho, dependiendo del material y las dimensiones, yendo desde 1 ms hasta 0,1 ns. ATE-UO DCEC opt 61 Uso de un fotodiodo • Se polariza inversamente el diodo y se mide la corriente que pasa por él: h·f VCC iR v Recta de carga -VCC i + VR=iR·R v GL=0 GL1 GL2 R GL3 iR i sin luz iR3 -iR3 t VR iR3·R t ATE-UO DCEC opt 62 El amplificador de transimpedancia • Es un circuito bien conocido en electrónica analógica. • Vamos a analizar el circuito suponiendo que el amplificador operacional es ideal: - Ganancia diferencial infinita. - Ancho de banda infinito. - Impedancia de entrada infinita (para ambas entradas). - Impedancia de salida nula. Dipolo eléctrico i vd R i - - + + VCC + -VCC - vs • Como el amplificador operacional está realimentado negativamente (y no saturado), vd = 0. • El dipolo envía una corriente i, que es la misma que se enviaría a masa. • Como la impedancia de entrada es infinita, i circula por R. • Por tanto: vs = -i·R ATE-UO DCEC opt 63 Uso del amplificador de transimpedancia con fotodiodos Entrada óptica R iR iR VCC - Vpol + + -VCC Entrada óptica - vs • Tensión de salida negativa. • Tensión de polarización de fotodiodo positiva. R iR iR Vpol vs = -iR·R - VCC vs = iR·R + + -VCC - vs • Tensión de salida positiva. • Tensión de polarización de fotodiodo negativa. ATE-UO DCEC opt 64 Circuito equivalente de un amplificador de transimpedancia con un fotodiodos • Teniendo en cuenta las capacidades parásitas y la generación óptica, queda: R Entrada óptica - Vpol CE CD Circuito de señal - iF CE CD VCC vs = -iR·R + + -VCC - vs R R VCC VCC + + -VCC - vs iF CT + + -VCC - vs CT = CD + CE • Si el amplificador operacional es ideal, entonces CT no influye en el funcionamiento del circuito (está siempre a tensión constante e igual a cero). • Hay que analizar qué pasa con un amplificador real. ATE-UO DCEC opt 65 Comportamiento de un amplificador operacional con ganancia finita (I) • Suponemos que la única característica real es la ganancia, que es finita y que tiene una frecuencia de corte superior fp. Z1 Z1 + vd ve Z2 - - vd + + + + + vd·Ad vs • Configuración inversora. -vd + - + + + + vd·Ad vs - b= -vd/vs = Z1/(Z1 + Z2) • Se puede demostrar que se cumple en ambos casos: Z2 - + • Configuración no inversora. • Definimos b: -vd/vs cuando ve = 0: + - ve - Z1 - Z2 𝐴𝐶𝐿 𝑓 = 𝐴𝐶𝐿∞ 𝑓 · + - vs ATE-UO DCEC opt 66 1 1+ 1 𝐴𝑑 · 𝛽 Comportamiento de un amplificador operacional con ganancia finita (II) Respuesta real 𝐴𝐶𝐿 = 𝐴𝐶𝐿∞ · Respuesta ideal (Ad ) 1 1+ Casos extremos: a) Si 1 >> 1/(Ad·b), es decir, Ad >> 1/b, entonces ACL ACL. Frecuentemente, ACL·b 1, por lo que ACL 1/b. Es lo que ocurre en baja frecuencia. b) Si 1 << 1/(Ad·b), es decir, Ad << 1/b, entonces ACL ACL·Ad· b. Frecuentemente, ACL·b 1, por lo que ACL Ad. Es lo que ocurre en alta frecuencia. 1 𝐴𝑑 · 𝛽 b= Z1/(Z1 + Z2) Ad [dB] 120 100 80 60 40 20 0 1 10 102 103 104 105 106 107 f [Hz] ATE-UO DCEC opt 67 Comportamiento de un amplificador operacional con ganancia finita (III) 𝐴𝐶𝐿 = 𝐴𝐶𝐿∞ · Casos extremos: 1 1+ 1 𝐴𝑑 · 𝛽 a) Si 1 >> 1/(Ad·b) ACL ACL.Frecuentemente: ACL 1/b. b) Si 1 << 1/(Ad·b) ACL ACL·Ad· b. Frecuentemente: ACL Ad. Ejemplo: [dB] 100 k 120 1 k + ve 100 Ad Ad + 80 vs 60 ACL 1/b 40 b = 1/(1 + 100) 1/b= 101 = 40,086 dB ACL = 100/1 = 100 = 40 dB 1/b ACL ACL·b 1 ATE-UO DCEC opt 68 20 0 1 10 102 103 104 105 106 107 f [Hz] ACL 1/b ACL A d Comportamiento de un amplificador operacional con ganancia finita (IV) • Un amplificador operacional es un pequeño sistema realimentado. Por tanto, hay que plantearse su estabilidad: 𝐴𝐶𝐿 = 𝐴𝐶𝐿∞ · 1 1 1+ 𝐴𝑑 · 𝛽 𝐴𝐶𝐿 𝐴𝑑 · 𝛽 = 𝐴𝐶𝐿∞ · 1 + 𝐴𝑑 · 𝛽 • El sistema es inestable si Ad·b 1 cuando Fase(Ad·b) = -180º. • Para que la respuesta a pulsos sea “razonable” (en términos de sobreoscilación, tiempo de subida, etc.), es deseable que el desfase (en retraso) de Ad·b 135º (formalmente, Fase(Ad·b) 135º) cuando Ad·b = 1. Es decir, cuando Ad= 1/b. • Esto es equivalente a decir que el desfase de Ad·b sea -135º cuando se cruzan los diagramas de Bode de Ad y 1/b. • Sin embargo, resulta útil poder deducir esta examinando sólo el diagrama de bode de módulos. ATE-UO DCEC opt 69 situación Comportamiento de un amplificador operacional con ganancia finita (V) • En un sistema con dos polos muy separados, los -135º se alcanzan cuando la pendiente cambia de -20 dB/dc a -40 dB/dc: • Situación límite de comportamiento adecuado Ad·b [dB] 60 40 H [dB] X 20 X-20 0 X-40 -20 X-60 -20 dB/dc X-80 -40 dB/dc [dB] -40 dB/dc 0º -30º Fase(Ad·b) -60º 0º -30º -90º Fase(H) -60º -135º -120º -150º -90º -180º -135º -120º 1 -150º 10 102 103 104 105 f [Hz] -180º 1 10 102 103 f [Hz] ATE-UO DCEC opt 70 104 105 • La pendiente relativa entre 1 (0dB) y Ad·b está cambiando de -20 dB/dc a -40 dB/dc. Comportamiento de un amplificador operacional con ganancia finita (VI) • Normalmente podemos dibujar con más comodidad los diagramas de Bode de Ad y de b por separado. • Para ver la estabilidad buscamos el corte de Ad y1/b: Ad·b [dB] 60 40 -20 dB/dc 20 0 40 0º -30º -40 dB/dc Fase(Ad·b) -60º -90º -40 dB/dc 0 1/b [dB] 0º -30º Fase(Ad·b) -60º -20 dB/dc 20 [dB] -20 Ad [dB] 80 60 -90º -135º -120º -135º -120º -150º -150º -180º 1 10 102 103 f [Hz] 104 105 -180º 1 10 102 103 104 105 f [Hz] • Los -135º se alcanzan cuando la pendiente relativa entre Ad y1/bestá cambiando de -20 dB/dc a -40 dB/dc. ATE-UO DCEC opt 71 Comportamiento de un amplificador operacional con ganancia finita (VII) • Ejemplos de situaciones deseables y no deseables: Ad [dB] 80 60 40 40 20 20 0 1 1/b [dB] 10 102 103 Ad [dB] 80 60 1/b [dB] 0 104 105 1 10 f [Hz] 102 103 104 105 f [Hz] Caso límite Sin problemas Ad [dB] 80 60 40 20 0 1 1/b [dB] 10 102 103 104 105 f [Hz] Caso no deseado ATE-UO DCEC opt 72 Compensación de amplificadores operacionales (I) • Existen varios métodos: - Compensación “lag” (de polo dominante o de retraso de fase). - Compensación “lead” (de adelanto de fase). - Compensación “lead-lag” (de adelanto y retraso de fase). • Ejemplo muy sencillo: [dB] R2=100 k + ve - 60 Ad vs + Ad: Ad(0) = 100dB fp1 = 10 Hz fp2 = 1 kHz Ad 100 80 R1=1 k 40 ACL 1/b 20 • La respuesta no es adecuada. • Hay que compensar . ACL = -100 (40 dB) 1/b = 101 = 40,086 dB ATE-UO DCEC opt 73 0º -30º -60º Fase(Ad·b) -90º -120º -150º -161,5º -180º 1 10 102 103 f [Hz] 104 105 Compensación de amplificadores operacionales (II) • Compensación “lead”: colocamos un condensador en paralelo con la resistencia de realimentación. Cc R1=1 k + ve 1 + 𝑅2 · 𝐶𝑐 · 𝑠 𝛽𝑐 = 𝛽 𝑅 ·𝑅 1 + 𝑅 1 + 𝑅2 · 𝐶𝑐 · 𝑠 1 2 R2=100 k Ad + vs 𝐴𝐶𝐿∞𝑐 = 𝐴𝐶𝐿∞ 1 1 + 𝑅2 · 𝐶𝑐 · 𝑠 • Ahora bc tiene un cero (en fZ = 1/(2·p·R2·Cc) que puede compensar el efecto del segundo polo de Ad, fp2. 80 • Opciones: - fZ coincidente con el segundo polo de Ad, fp2. - fZ coincidente con el cruce de Ady1/b. - fZ coincidente en una posición intermedia a las anteriores. ATE-UO DCEC opt 74 Ad 60 40 20 1/b fp2 fZ fZ Compensación de amplificadores operacionales (III) • La estabilidad de la respuesta depende del producto de Ad y bc. • Se puede razonar como si la compensación hubiera cambiado Ad y no b, de forma que tuviéramos Adc y b: Ad·bc = Adc·b. • Ejemplo con fZ = fp2: fZ fZ 80 80 Ad 60 60 1/b 40 40 20 20 fp2 Sin compensar ATE-UO DCEC opt 75 80 Ad 1/bc fp2 Con compensación “lead”, representando Ad y bc Adc 60 40 20 1/b fp2 Con compensación “lead”, representando Adc y b Compensación de amplificadores operacionales (IV) Compensación “lead”, con fZ = 3·fp2 Compensación “lead”, con fZ = fp2 (cruce de Ady b). [dB] 100 80 Adc 100 80 • Sin compensar: [dB] 60 1/b 40 ACL 20 60 0º -30º -60º -90º -95,6º 1/b ACL 40 20 0º -30º Fase(Adc·b) -60º Fase(Adc·b) -90º -120º -120º -150º -150º -180º -114,1º -180º 1 10 102 103 f [Hz] ATE-UO DCEC opt 76 Adc 104 105 1 10 102 103 f [Hz] 104 105 Compensación de un amplificador de transimpedancia con un fotodiodos (I) CT R - iF CT + + + - 𝑣𝑠 1 · 𝐶𝑇 · 𝑠 = 𝐴𝐶𝐿 = 𝐴𝐶𝐿∞ · 1 𝑖𝐹 1+ 𝐴𝑑 · 𝛽 donde: Finalmente queda: bc = 1/(1 + R·CT·s) ACL = -R·CT·s ATE-UO DCEC opt 77 donde: ZCL = -R 𝑍𝐶𝐿 + - Dividiendo por CT·s queda: 𝑣𝑠 1 = 𝑍𝐶𝐿 = 𝑍𝐶𝐿∞ · 1 𝑖𝐹 1+ 𝐴𝑑 · 𝛽 + iF/CT·s vs R −𝑅 = 1 1+ 𝐴𝑑 · 𝛽 vs Compensación de un amplificador de transimpedancia con un fotodiodos (II) 𝑍𝐶𝐿 = −𝑅 1 1+ 𝐴𝑑 · 𝛽 1/bc = 1 + R·CT·s Cc 120 Ad[dB] 100 80 60 ZCL[dB] 40 20 1/b[dB] 0 R - iF CT + + - vs 0º -30º -60º Fase(Ad·b) 𝑍𝐶𝐿 = -90º -120º -150º -180º −𝑅 1 · 1 1 + 𝑅 · 𝐶𝑐 · 𝑠 1 + 𝐴𝑑 · 𝛽𝑐 bc = (1 + R·Cc·s)/[1 + R·(CT + Cc)·s] • La respuesta no es la adecuada. • Hay que compensar el amplificador. ATE-UO DCEC opt 78 Compensación de un amplificador de transimpedancia con un fotodiodos (III) 1/bc = [1 + R·(CT + Cc)·s]/(1 + R·Cc·s) 40 Ad= Ad0·fp/f = BW/f Ad 20 bcAF = (CT + Cc)/Cc 1/bc 0 fp_1/b = 1/(2·p·R·Cc) 1/b Resolviendo: En la intersección: -20 0,1·f1 10·f1 f1 fp_1/b Ad0 fp Ad= bcAF y f = fp_1/b 1 + 1 + 8 · 𝜋 · 𝐵𝑊 · 𝑅 · 𝐶𝑇 𝐶𝑐 = 4 · 𝜋 · 𝑅 · 𝐵𝑊 ATE-UO DCEC opt 79 Compensación de un amplificador de transimpedancia con un fotodiodos (IV) 𝑍𝐶𝐿 = −𝑅 1 · 1 1 + 𝑅 · 𝐶𝑐 · 𝑠 1 + 𝐴𝑑 · 𝛽𝑐 120 100 80 60 40 20 0 Ad[dB] ZCL[dB] 1/bc[dB] 0º -30º Fase(Ad·bc) -60º 𝐶𝑐 = 1 + 1 + 8 · 𝜋 · 𝐵𝑊 · 𝑅 · 𝐶𝑇 4 · 𝜋 · 𝑅 · 𝐵𝑊 -90º -120º -130,1º -150º -180º Ad0 fp • La respuesta sí es ahora la adecuada. ATE-UO DCEC opt 80 Ejemplos de amplificadores operacionales para ser usados con fotodiodos (I) ATE-UO DCEC opt 81 Ejemplos de amplificadores operacionales para ser usados con fotodiodos (II) • Los “current feedback amplifiers” (amplificadores realimentados en corriente) son un tipo de amplificador operacional distinto a los habituales. • La impedancia de entrada de la entrada inversora es baja. • Se recomiendan valores específicos para las resistencias de realimentación. • Son más rápidos que los realimentados en tensión (los habituales). ATE-UO DCEC opt 82 Ejemplos de amplificadores operacionales para ser usados con fotodiodos (III) • Estructura interna: • La etapa de entrada es diferencial, pero asimétrica • La impedancia de entrada de la entrada inversora es baja (entrada por emisor). Respuestas temporales a distintas ganancias ATE-UO DCEC opt 83 Ejemplos de amplificadores operacionales para ser usados con fotodiodos (IV) • Ejemplo de uso: Current Feedback Amplifiers offer high bandwidth with minimal power supply current draw. However, they are rarely used as transimpedance amplifiers in photodiode applications because of the high current noise associated with their inverting inputs. Figure 1 shows how to take advantage of the 400MHz (unity gain) bandwidth LT1396 Current Feedback Op Amp without the disadvantage of the inverting input current noise. The photodiode is connected to the non-inverting input of amplifier A in a gain of 2. Amplifier A's output drives the inverting input of amplifier B through R1, selected for optimal time domain response. Feedback resistor R2 sets the transimpedance gain at 3.01k-ohm while C1 compensates the photodiode capacitance. Rise time was measured at 6ns, 10% to 90%, and bandwidth was modeled in Pspice at 75MHz assuming a 3pF photodiode. Output noise spectral density was measured at 18nV/square-route Hz, consistent with the 6pA/square-route Hz non-inverting input current noise and the 3k-ohm resistance, for an 8dB noise figure. Selecting the small MSOP package version of the dual LT1396 keeps board space usage to a minimum. ATE-UO DCEC opt 84 Ejemplo de amplificador específico para ser usados con un fotodiodo (I) ATE-UO DCEC opt 85 Ejemplo de amplificador específico para ser usados con un fotodiodo (II) • Estructura interna: • El amplificador de “parafase” convierte modo común en modo diferencial. • Existe un sistema de anulación del efecto del nivel de continua en las salidas. Se deshabilita conectando “COMP” a masa. • Las salidas son impedancia (60 ). de baja • La resistencia de 6 k fija la ganancia de transimpedancia de la primera etapa. ATE-UO DCEC opt 86 Ejemplo de amplificador específico para ser usados con un fotodiodo (III) Respuesta en frecuencia Cableado crítico ATE-UO DCEC opt 87 Ejemplo de amplificador específico para ser usados con un fotodiodo (IV) • Diagramas de ojo en distintas situaciones: ATE-UO DCEC opt 88 Ejemplos de amplificadores y fotodiodos integrados (I) ATE-UO DCEC opt 89 Ejemplos de amplificadores y fotodiodos integrados (II) • Amplificador de transimpedancia distinto a los otros casos. • Hay amplificador de “parafase”. • Las salidas son de baja impedancia (50 ). ATE-UO DCEC opt 90 Ejemplos de amplificadores y fotodiodos integrados (III) No es para comunicaciones por fibra óptica ATE-UO DCEC opt 91 Ejemplos de amplificadores y fotodiodos integrados (III) • No es un dispositivo de alta velocidad. • Salida en colector abierto. • El fotodiodo es de silicio. ATE-UO DCEC opt 92 Ejemplo de fotodiodo preamplificado (I) ATE-UO DCEC opt 93 Ejemplo de fotodiodo preamplificado (II) ATE-UO DCEC opt 94 Principio de operación de los LEDs (I) Unión larga Unión corta V Zona P Zona P Zona N concentración de minoritarios 0 jnP pN nP pN 0 jtotal jpP Zona N 1mm concentración de minoritarios 100mm nP V jtotal Longitud jnP jnN jpN 0 • No llegan al contacto metálico de la zona N la misma cantidad de huecos que partían del contacto metálico de la zona P. Hay recombinaciones. ATE-UO DCEC opt 95 jpP Longitud jnN jpN 0 • Llegan al contacto metálico de la zona N la misma cantidad de huecos que partía del contacto metálico de la zona P. No hay recombinaciones. Principio de operación de los LEDs (II) • Materiales usados: ¿En qué se manifiesta la energía liberada en las recombinaciones? • En el Ge y en el Si las recombinaciones producen, esencialmente, calor, ya que son semiconductores de tipo indirecto. • En algunos compuestos III-V las recombinaciones producen pueden producir radiación luminosa, ya que algunos son semiconductores de tipo directo. Por ejemplo el GaAs es de tipo directo. • Los compuestos GaAs1-xPx son de tipo indirecto, pero dopados con N acaban teniendo un comportamiento de semiconductor directo. • Los compuestos GaAs1-xPx (siendo 0<x<1) sirven para generar radiación desde el infrarrojo (GaAs, Eg = 1,43 eV) al verde (GaP, Eg = 2,26 eV). Con x=0,4 es rojo (Eg = 1,9 eV). • Para generar longitudes de onda entre 1,3 mm y 1,55 mm hay que acudir a InGaAs y a InGaAsP crecidos sobre InP. ATE-UO DCEC opt 96 Principio de operación de los LEDs (III) R b i Zona P Zona N i (en b) a ip V1 in i (en a) 0 Longitud • Cuando el interruptor pasa de “a” a “b”, el diodo LED queda polarizado directamente. • En cada sección del cristal hay distinto porcentaje de corriente de huecos y de electrones, lo que significa que hay recombinaciones en el proceso de conducción. • Algunas de estas recombinaciones generan luz. ATE-UO DCEC opt 97 Principio de operación de los LEDs (IV) Densidad de corriente [A/cm2] ¿Dónde se producen las recombinaciones (y, por tanto, los fotones) si la unión está dopada asimétricamente (unión P+N-)? 3·10-3 Zona P+ 2·10-3 10-3 0 • Hay recombinaciones en las zonas en las que las corrientes de huecos y electrones cambian. Zona N- jp jn -0,3 -0,2 -0,1 0 0,1 Longitud [mm] 0,2 0,3 • Por tanto, se producen las recombinaciones en la zona poco dopada. Zona N- • Si las recombinaciones son “radiativas”, se genera luz. Densidad de corriente [A/cm2] 3·10-3 2·10-3 Zona P+ jp Unión 10-3 0 jTotal jn -1,5 -1 -0,5 0 0,5 Longitud [mm] 1 1,5 ATE-UO DCEC opt 98 Principio de operación de los LEDs (V) ¿Cómo es el espectro de la luz generada por un LED? (I) • Está directamente relacionado con el “salto energético” que tiene que dar un electrón para recombinarse con un hueco. • Si todos los huecos y todos los electrones estuvieran separados por el mismo “salto energético”, la radiación sería exactamente monocromática. • La situación real no es ésta, ya que la colocación de los electrones en la banda de conducción y de los huecos en la banda de valencia depende de la densidad de estados y de la temperatura (a través de la distribución de Fermi-Dirac). • El resultado final es que la máxima cantidad de huecos y de electrones se encuentra a kT/2 de los bordes de las bandas. Su valor es: kT/2 = 0,013 eV a 300 K ATE-UO DCEC opt 99 kT/2 - - - - - - - - - - Eg kT/2 - + - - - + - + + - - - - + + - - - + - + - - + - - - - + - Principio de operación de los LEDs (VI) - - - - - - - - kT/2 Eg - + - - - + - + + - - - - ATE-UO DCEC opt 100 + + - - - + - + - - + - - - - + - kT/2 Intensidad relativa ¿Cómo es el espectro de la luz generada por un LED? (II) Energía hn Eg Eg+kT Valores posibles: Eg = 1,9 eV (rojo) kT = 0,026 eV Estructuras de LEDs (I) • LED de homunión: Protección h·f Contacto metálico Aislante) N+ P Ánodo Contacto metálico Aislante Sustrato N Cátodo Contacto metálico • La zona P debe ser lo más pequeña posible para que los fotones generados no sean absorbidos por el semiconductor. • Para remediar este problema de acude a una estructura de doble heterounión. • La idea es que los fotones “salgan” por una zona en la que Eg > h·f. ATE-UO DCEC opt 101 Estructuras de LEDs (II) • Doble heterounión sin polarizar: AlGaAS + tipo N+ GaAS tipo P AlGaAS tipo P n n EF p p ATE-UO DCEC opt 102 Estructuras de LEDs (III) • Doble heterounión polarizado: AlGaAS tipo N+ GaAS tipo P +- h·f n - EF n EF h·f p ATE-UO DCEC opt 103 AlGaAS tipo P p • Los fotones salen por la zona AlGaAS tipo N+ en la que Eg > h·f. Estructuras de LEDs (IV) • Estructura real de un LED de GaAs-AlGaAs de heterounión: Fibra óptica Cátodo Resina epoxi Contacto metálico h·f GaAS Contacto metálico AlGaAS tipo N+ GaAS tipo P AlGaAS tipo P+ GaAS tipo P Aislante Disipador • Estructuras parecidas con InGaAs-InP o con InGaAsP-InP se usan para longitudes de onda entre 1,3 mm y 1,55 mm. ATE-UO DCEC opt 104 Ejemplo de LED para 850 nm (I) ATE-UO DCEC opt 105 Ejemplo de LED para 850 nm (II) ATE-UO DCEC opt 106 Ejemplo de LED para 850 nm (III) • Buena linealidad corriente-potencia. ATE-UO DCEC opt 107 Ejemplo de LED para 850 nm (IV) • Tensión de codo de aproximadamente 1,5 V. • Ancho de banda de 100 MHz. ATE-UO DCEC opt 108 Ejemplo de LED para 850 nm (V) • Influencia de la temperatura en la corriente admisible. ATE-UO DCEC opt 109 • Influencia de las características de los pulsos en la corriente admisible. Ejemplo de LED para 1550 nm (I) ATE-UO DCEC opt 110 Ejemplo de LED para 1550 nm (II) ATE-UO DCEC opt 111 Ejemplo de ELED (“Entangled” LED) para 1550 nm (I) ATE-UO DCEC opt 112 Ejemplo de ELED (“Entangled” LED) para 1550 nm (II) ATE-UO DCEC opt 113 Ejemplos de circuitos para gobernar LEDs (I) • Circuitos para gobernar LEDs con señales analógicas en baja frecuencia: VCC VCC iLED RB ve + ve + + - - iLED - RE iLED = (ve – 0,6)·b/[RE·(b+1) + RB] RE iLED = ve/RE • ve debe incluir el nivel de continua para polarizar el LED. ATE-UO DCEC opt 114 Ejemplos de circuitos para gobernar LEDs (II) • Enlace por fibra óptica con ancho de banda de 3,5 MHz: • El “driver” del LED es del tipo anteriormente descrito: • Condensador de compensación (no es de tipo “lead”). ATE-UO DCEC opt 115 Ejemplos de circuitos para gobernar LEDs (III) • Circuitos para gobernar LEDs con señales analógicas en alta frecuencia : VCC Amplificador de potencia de RF + ve Red de adaptación de impedancias RP CB - iLED • La resistencia RP sirve para polarizar el LED. • La componente de alterna es entregada por el amplificador de potencia de RF. • La red de adaptación de impedancias hace compatible la impedancia de salida del amplificador de RF (50 ) con el paralelo de la resistencia dinámica del LED y RP. ATE-UO DCEC opt 116 Ejemplos de circuitos para gobernar LEDs (IV) • Circuitos para gobernar LEDs con señales digitales: VCC VCC RC iLED RB RB + ve - • Control del LED en serie: RC iLED + ve - • Control del LED en paralelo: - Sin inversión. - Hay inversión. - Lenta salida de conducción. - Más rápida salida de conducción. - Apto hasta 30-50 Mb/s. - Mayor disipación de potencia en el transistor y en RC. ATE-UO DCEC opt 117 Ejemplos de circuitos para gobernar LEDs (V) • Circuitos bien conocidos para que un transistor bipolar conmute rápidamente: R2 R1 vCB + VCC - Los diodos impiden la polarización directa de la unión colector-base. V1 R3 C1 + - R2 Saturación La corriente inversa elimina los minoritarios de la base. ATE-UO DCEC opt 118 V1 VCC Corte R1 + vBE - Ejemplos de circuitos para gobernar LEDs (VI) • Aplicación de la técnica anterior a un circuito para gobernar LEDs con señales digitales: + + vC1 RC - RB1 C1 + ve vC2 - C2 RL2 RL1 iLED VCC RB2 - • Cuando ve es un 1, C1 se carga con vC1 > 0. • Después, cuando ve es 0, vC1 ayuda a eliminar rápidamente los minoritarios de la base. • Cuando ve es un 0, C2 se carga con vC2 > 0. • Después, cuando ve es 1, vC2 ayuda a eliminar rápidamente los minoritarios en exceso en las zonas neutras del LED. ATE-UO DCEC opt 119 Ejemplos de circuitos para gobernar LEDs (VI) Fiber Optic LED Driver for TTL links up to 155 Mbps Puertas en paralelo para dar más corriente ATE-UO DCEC opt 120 La idea de la pre-polarización (“pre-bias”) S1 vLED C1 R1 + iLED S1 vLED - - VCC R2 S2 R3 + • Quitamos el LED y suponemos C1 ya cargado: R1 VCC R2 S2 R3 Req • Thévenin: Veq + - vLED • Con S1 abierto y S2 cerrado: - Veq1 = VCC. La tensión mínima aplicada al LED durante el pulso no es 0. Está determinada por Veq2 y Req. - Req = R3·(R1+R2)/(R3+R1+R2). • Con S1 cerrado y S2 abierto: - Veq2 = VCC·(R1+R2)/(R3+R1+R2). - Req = R3·(R1+R2)/(R3+R1+R2). ATE-UO DCEC opt 121 Ejemplos de CI para gobernar LEDs (I) ATE-UO DCEC opt 122 Ejemplos de CI para gobernar LEDs (II) Q1 • Configuración en cascodo. Q2 • Cuando Q1 permite la conducción, Q2 fija su valor. ATE-UO DCEC opt 123 Ejemplos de CI para gobernar LEDs (III) ATE-UO DCEC opt 124 Ejemplos de CI para gobernar LEDs (IV) ATE-UO DCEC opt 125 Ejemplos de CI para gobernar LEDs (V) • Configuración de la pre-polarización. • Sistema programable de compensación térmica. ATE-UO DCEC opt 126 Ejemplos de CI para gobernar LEDs (VI) ATE-UO DCEC opt 127 Concepto de semiconductor “degenerado” (I) • Un semiconductor degenerado es un semiconductor que ha sido extremadamente dopado. • Como consecuencia, en la zona N hay muchísimos electrones y en la zona P muchísimos huecos. • Formalmente y usando un modelo de bandas, esto significa que el nivel de Fermi EF en una zona N está por encima de Ec - 3·k·T (siendo Ec la energía del extremo inferior de la banda de conducción). • En una zona P, el nivel de Fermi EF está por debajo de EV + 3·k·T (siendo EV la energía del extremo superior de la banda de valencia). • Recuérdese que el nivel de Fermi EF corresponde a una probabilidad de ocupación de los estados posibles del 50%. Luego una parte de la banda de conducción está “muy ocupada” y una parte de la banda de valencia está “muy vacía”. • Esto se aprecia en las diapositivas siguientes. ATE-UO DCEC opt 128 Concepto de semiconductor “degenerado” (II) • Semiconductor no degenerado: Estados posibles E Electrones de conducción Ec Ec EF Ev Estados posibles Tipo P EF Tipo N Electrones de valencia Ev Eg =Ec – Ev Huecos Electrones de valencia • Nivel de Fermi por encima de la mitad de la banda prohibida. • Nivel de Fermi por debajo de la mitad de la banda prohibida. • Número apreciable de electrones de conducción y pocos huecos (no se ven en esta representación). • Número apreciable de huecos y pocos electrones de conducción (no se ven en esta representación). ATE-UO DCEC opt 129 Concepto de semiconductor “degenerado” (III) • Semiconductor “muy” degenerado: Estados posibles E EF Ec Ec Estados prácticamente llenos Ev Estados posibles Tipo N Electrones de valencia Tipo P Estados prácticamente vacíos Ev EF Electrones de valencia • Nivel de Fermi por encima del límite inferior de la banda de conducción. • Nivel de Fermi por debajo del límite superior de la banda de conducción. • Número enorme de electrones de conducción y sin prácticamente huecos. • Número enorme prácticamente sin conducción . de huecos y electrones de ATE-UO DCEC opt 130 Unión PN con semiconductor “degenerado” (I) • Sin polarizar: -+ Zona P++ Zona N++ • Con polarización directa intensa: -+ Zona P++ Zona N++ • La zona de transición y sus bordes son invadidos por mayoritarios de la otra zona. • Se produce “inversión de poblaciones” en la “zona de inversión”. ATE-UO DCEC opt 131 Unión PN con semiconductor “degenerado” (II) • Situación en la zona de inversión: Estados posibles E EFN Ec Muchos estados llenos. Se deben a la “invasión” procedente de la zona N. Muchos estados vacíos Ev EFP Electrones de valencia -+ Zona P++ Zona N++ ATE-UO DCEC opt 132 Unión PN con semiconductor “degenerado” (III) • En esta situación y en un semiconductor directo, se produce emisión espontánea y estimulada en la región de inversión. Estados posibles E Ec - Estados posibles E EFN Ec - h·f EFP Electrones de valencia h·f h·f h·f Ev EFN Ev EFP Electrones de valencia ATE-UO DCEC opt 133 Láser de homounión (I) • Para generar un haz de rayo láser, la generación estimulada debe repetirse de forma que los fotones generen nuevos fotones idénticos, superando en número a los que el material absorbe. • Además, la forma de la unión debe ser tal que forme una “cavidad resonante de Fabry-Perot” para que se seleccionen fotones de una longitud de onda muy definida (mucho más definida que la que se genera por emisión espontánea en un LED). • La estructura final es la siguiente: Contacto metálico Pared reflectante GaAS N++ GaAS P++ Contacto metálico Emisión láser Pared semireflectante ATE-UO DCEC opt 134 Láser de homounión (II) • La emisión láser sólo empieza cuando la emisión estimulada es claramente preponderante. • Para ello, la polarización directa tiene que ser muy fuerte, lo que implica corrientes grandes. Para corrientes inferiores, el láser se comporta como un LED: Potencia de luz emitida Emisión estimulada Pth Emisión espontánea Corriente Láser LED Ith es la corriente umbral láser Ith ATE-UO DCEC opt 135 Láser de homounión (III) Potencia de luz emitida Emisión estimulada Láser Pth Ith • La operación en zona láser en el caso de un láser de homounión significa corrientes muy fuertes, que generan una disipación también muy intensa de calor. Corriente • Para que esta disipación no destruya el dispositivo, es necesario operar por debajo de la temperatura ambiente, lo que resulta un gravísimo problema en los láseres para comunicaciones. • Para que haya emisión estimulada con corrientes menores (disipaciones también menores) es preciso usar heterouniones en vez de homouniones. ATE-UO DCEC opt 136 Láser de heterounión (I) • Estructura y diagramas de bandas sin polarizar: +GaAs N++ +- GaAs P++ AlGaAs P++ 2 eV 1,4 eV 1,4 eV 1,4 eV 2 eV EF 1,4 eV ATE-UO DCEC opt 137 Láser de heterounión (II) • Estructura y diagramas de bandas con polarización directa intensa: h·f h·f +- GaAs N++ +- GaAs P++ AlGaAs P++ Zona de inversión h·f 1,4 eV h·f h·f 2 eV • Esta zona es muy estrecha (<1mm). • Por diversas razones la zona de inversión queda confinada en la zona P del GaAs (los electrones de la zona de inversión no pueden subir la barrera del AlGaAs, el valor del índice de refracción del AlGaAs, la mejor inyección de electrones que de huecos, etc.). ATE-UO DCEC opt 138 Láser de heterounión (III) • Otra estructura usada es la doble heterounión: h·f h·f +- +- GaAs P++ AlGaAs N++ AlGaAs P++ Zona de inversión h·f h·f 2 eV Índice de refracción h·f 2 eV 1,4 eV 0,5 mm 5% • El cambio en índice de refracción ayuda al confinamiento de los fotones. ATE-UO DCEC opt 139 Láser de heterounión (IV) • Estructura de un láser de doble heterounión: Contacto metálico GaAS P++ Superficie reflectante Contacto metálico AlGaAS N++ AlGaAS P++ Emisión láser Superficie semireflectante • Existen otras muchas estructuras de láseres (algunas basados en “pozos cuánticos”, en múltiple capas, etc.). • El material para generar longitudes de onda entre 1,3 mm y 1,55 mm es distinto, siendo frecuentemente InGaAs-InP o InGaAsP-InP. • En todos los casos hay que controlar la temperatura de operación y la operación en modo láser (iD > Ith). ATE-UO DCEC opt 140 Comparación entre LEDs y láseres para comunicaciones • Fuente: Fiber-Optics.Info: http://www.fiber-optics.info/articles/light-emitting_diode_led Characteristics LEDs Lasers Linearly proportional to drive current Proportional to current above the threshold Coupled Power Speed Output Pattern Bandwidth Drive Current: 50 to 100 mA Peak Moderate Slower Higher Moderate Threshold Current: 5 to 40 mA High Faster Lower High Wavelengths Available 0.66 to 1.65 µm 0.78 to 1.65 µm Fiber Type Ease of Use Lifetime Wider (40-190 nm FWHM) Multimode Only Easier Longer Narrower (0.00001 nm to 10 nm FWHM) SM, MM Harder Long Cost Low ($5-$300) High ($100-$10,000) Output Power Current Spectral Width ATE-UO DCEC opt 141 Ejemplo de láser para 1550 nm (I) ATE-UO DCEC opt 142 Ejemplo de láser para 1550 nm (II) ATE-UO DCEC opt 143 Ejemplo de láser para 1550 nm (III) ATE-UO DCEC opt 144 Ejemplo de CI para gobernar láseres (I) ATE-UO DCEC opt 145 Ejemplo de CI para gobernar Láseres (II) • Configuración de la pre-polarización con realimentación a través del fotodiodo. • Sistema de fijación de la corriente de la señal modulada. ATE-UO DCEC opt 146 Ejemplo de CI para gobernar láseres (III) • El MAX 3890 le entrega las señales digitales en serie y ya adaptadas. • Van ya convertidas en modo diferencial. ATE-UO DCEC opt 147 Ejemplo de CI para gobernar láseres (IV) ATE-UO DCEC opt 148 Ejemplo de CI para transformar la información digital de paralelo a serie (I) ATE-UO DCEC opt 149 Ejemplo de CI para transformar la información digital de paralelo a serie (II) • Conexionado: ATE-UO DCEC opt 150 Ejemplo de CI para transformar la información digital de paralelo a serie (III) • Esquema de bloques internos: ATE-UO DCEC opt 151 Ejemplo de CI para transformar la información digital de paralelo a serie (IV) ATE-UO DCEC opt 152 Ejemplo de CI para recuperar el reloj y sincronizarlo con los datos (I) ATE-UO DCEC opt 153 Ejemplo de CI para recuperar el reloj y sincronizarlo con los datos (II) • Conexionado: ATE-UO DCEC opt 154