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CARACTERÍSTICAS FUNDAMENTALES DE LAS FUENTES
CONMUTADAS.
DIAGRAMA DE BLOQUES.
Una fuente conmutada puede ser un circuito regularmente complicado como puede
verse en el diagrama de bloques de la figura 1. Esta configuración usada asume una
frecuencia de entrada de 50 /60 Hz.
La alimentación de CA es primeramente rectificada y luego filtrada por el capacitor
almacenador de entrada para producir una fuente de CD no estabilizada. Este nivel
puede fluctuar de forma considerable debido a variaciones en la red de suministro.
Además la capacitancia de entrada debe ser regularmente grande para mantener la
fuente de CD en caso de una caída severa en la alimentación principal (las fuentes
conmutadas pueden ser configuradas también para operar desde cualquier entrada
de CD disponible como por ejemplo baterías, en este caso la fuente es
denominada convertidor CD /CD ó regulador conmutado).
El voltaje de CD no estabilizado alimenta directamente al bloque fundamental de la
fuente que es el llamado regulador conmutado ó etapa de conmutación de alta
frecuencia. Los dispositivos semiconductores de potencia de conmutación rápida
tales como el MOSFET, los BJT y los IGBT, son excitados para que enciendan y
apaguen a una frecuencia relativamente grande, conmutando el voltaje de entrada a
la salida, lo que puede hacerse a través de un transformador de potencia en las
topologías aisladas ó simplemente a través de regulador en las topologías no
aisladas. Los pulsos de control generalmente tienen frecuencia fija (de 20-200kHz)
y se varía el ciclo de trabajo. De esta forma un tren de pulsos de voltaje de
magnitud adecuada y con una razón de trabajo determinada, aparece a la salida del
regulador conmutado. Este tren de pulsos es rectificado y filtrado en las topologías
aisladas o simplemente filtrado en las no aisladas, por el filtro de salida que puede
ser un arreglo capacitor- inductor ó un solo capacitor en función de la topología
utilizada.
Esta transferencia de potencia debe llevarse a cabo con las menores pérdidas
posibles para mantener la eficiencia en un nivel adecuado. Por tanto es crítico el
diseño óptimo de las componentes pasivas y magnéticas y la selección correcta de
los semiconductores de potencia.
La regulación /estabilización de las salidas para lograr una fuente estabilizada fija ó
variable según sea conveniente es desarrollada por el bloque de control /
realimentación. Generalmente los reguladores conmutados operan sobre la base de
una modulación de ancho de pulsos a frecuencia fija, donde la duración del tiempo
1
de conducción del conmutador se varía ciclo a ciclo. Esto compensa las variaciones
en la fuente de entrada y en la carga.
Es esencial que la demora en el lazo de control sea mínima, de lo contrario pueden
ocurrir problemas de estabilidad. Con vistas a esto deben seleccionarse
componentes de alta estabilidad para el lazo. En fuentes con acople por
transformador con el propósito de mantener intacta la barrera de aislamiento, se
requiere en la alimentación algún tipo de aislamiento electrónico. Esto usualmente
se logra utilizando un transformador de pulsos pequeño ó un opto-acoplador lo que
hace que el número de componentes del sistema aumente.
La mayoría de las aplicaciones requieren de un transformador. Este proporciona
aislamiento eléctrico, posibilidades de variación de voltaje a través de la relación de
vueltas y la posibilidad de proporcionar múltiples salidas. Sin embargo existen
configuraciones aisladas tales como los convertidores reductores y elevadores en
los que el procesamiento de la potencia se logra sólo por la transferencia de energía
inductiva (la mayoría de los circuitos más complejos están basados en topologías
no aisladas).
S a lid a
R ed de
CA
5 0 /6 0 H z
F ilt r o d e
L ín e a
R e c tific a d o r
no
C o n t r o la d o
P r im e r
F ilt r o
R e g u la d o r
C o n m u ta d o
Segundo
F ilt r o
C o n tro l y
E x c ita c ió n
DIAGRAMA DE BLOQUES DE UNA FUENTE CONMUTADA
Fig. 1
CLASIFICACION DE LOS REGULADORES CONMUTADOS
Existen varias formas de clasificar a los reguladores conmutados. La primera de
ellas depende de la relación entre el voltaje de salida respecto al voltaje de entrada,
según este criterio se dividen en:
2
1- Reductores (“Buck”).
2- Elevadores (“Boost”).
3- Reductores - Elevadores. (“Buck-Boost”).
También se clasifican en función de si existe aislamiento eléctrico entre la salida y
la entrada, en convertidores aislados y no aislados.
Otra forma de clasificarlos es de acuerdo a sí la transferencia de energía a la carga
ocurre cuando el conmutador conduce ó si dicha transferencia ocurre cuando el
conmutador está abierto. De acuerdo a esto se dividen en convertidores directos
(“forward”), ó de retroceso (“flyback”).
Si el convertidor manipula niveles de potencia superiores es necesario utilizar más
de un elemento conmutador, en ese caso existen además de las topologías
mencionadas anteriormente las configuraciones:
-Contrafase (“push-pull”).
-Semi Puente (“half-bridge”).
-Puente (“full-bridge”).
En estas últimas configuraciones ocurre una transformación CD/CA en la
operación del convertidor por lo que será necesaria la utilización de un rectificador
de salida para la conversión CA/CD. Estos convertidores en general se estudian en
la temática de los inversores.
CONVERTIDOR REDUCTOR (“BUCK” CONVERTER)
La familia de convertidores directos (forward) que incluye el “push-pull” y los
puentes, están basados en el convertidor “buck” el que se muestra en la figura 2.
L
Q
+
VB
Carga
iB
iL
Control
+
Dm
Vd
id
V0
iC
C
Fig. 2
En un regulador reductor el voltaje promedio de salida es menor que el de entrada
de ahí su nombre. La operación del circuito puede dividirse en dos intervalos El
intervalo 1 (fig.3.a) comienza cuando satura el transistor en t=0.
3
+
Q
L
-
iL
+
VB
D
C
Fig. 3a
La corriente de entrada es creciente e igual a la que circula a través del transistor y
el inductor, dividiéndose en el paralelo formado por el capacitor del filtro y la
carga.
El intervalo 2 (fig.3b) comienza cuando se corta el transistor en t=t1
El diodo de libre camino conduce debido a la energía almacenada en el inductor y
la corriente a través del mismo, la que es ahora decreciente, continúa fluyendo a
través de L,C, la carga y el diodo Dm
Este intervalo termina cuando el transistor vuelva a saturar en el próximo ciclo.
-
Q
L
iL
+
VB
Dm
+
+
C
R
-
Fig3b.
El regulador tiene dos modos de trabajo posibles:
- Modo de conducción continua
- Modo de conducción discontinua.
Estos modos de trabajo se definen teniendo en cuenta si la corriente que circula por
el inductor del filtro se interrumpe o no.
A continuación realizamos un análisis de ambos modos de conducción.
Modo de conducción continua
4
VB-V0
+
t
-
-V0
i
Ilmáx
Ilmín,
IL=I0
ton
toff
t
Fig. 4
En la figura 4 se muestran las formas de onda del voltaje y la corriente en el
inductor para el modo conducción continua.
En el intervalo 1, en el inductor aparece la diferencia entre el voltaje de entrada y el
de salida y la corriente crece de forma lineal, quedando el diodo de libre camino
polarizado en inversa. En el intervalo 2 el voltaje en el inductor se invierte
conduciendo Dm, siendo el voltaje en el inductor igual al de la carga y la corriente
será decreciente.
Debido a que en estado estable las formas de onda de un ciclo deben repetirse en el
siguiente y recordando que el inductor es un cortocircuito a la directa, es decir que
el valor medio del voltaje en el mismo debe ser cero, tenemos que:
El área positiva y la negativa de la forma de onda del voltaje en el inductor deben
ser iguales, entonces:
Vb  V0 t on  V0 t off 
eq 1
Si definimos el factor de trabajo del conmutador como la relación entre el tiempo
en que está encendido el mismo, con respecto al período

t on
T
eq. 2
Pudiéramos relacionar ton y toff con el período T
5
ton =.T
eq 3.
Y toff = (1-)T
eq 4.
Sustituyendo 3 y 4 en 1:
(VB – V0)..T=V0. (1-).T
Vo=.VB
eq 5.
Con ello obtenemos la ecuación de regulación del convertidor para el modo de
conducción continua. Esto quiere decir que en este caso el voltaje de salida varía
linealmente con respecto al factor de trabajo  para un voltaje de entrada
determinado, no dependiendo de ningún otro parámetro del circuito. Si
despreciamos las pérdidas asociadas a los elementos del circuito:
PB=P0
VB.IB=V0.I0
VB.IB=.VB.I0
IB=Io
eq 6.
Esto significa que en el modo de conducción continua el convertidor de bajada es
equivalente a un transformador de CD, donde la relación de transformación sería ,
la que puede ser controlada electrónicamente variando el factor de trabajo del
conmutador. Observe que aunque la corriente promedio de entrada sigue la relación
de transformación, la forma de onda de la corriente instantánea salta de un valor
pico a cero cada vez que se apaga el conmutador. Esto significa que se requeriría de
un filtro apropiado a la entrada para eliminar los efectos indeseables de las
componentes armónicas de la corriente.
LÍMITE ENTRE LOS MODOS DE CONDUCCIÓN CONTINUA Y
DISCONTINUA
En este tópico desarrollamos ecuaciones que muestran la influencia de varios
parámetros del circuito en el modo de conducción. En la figura 5 se muestran las
6
formas de onda del voltaje y la corriente en el inductor para la frontera entre ambos
modos de conducción. Como se puede observar al final del período de no
conducción del conmutador iL=0 . El valor promedio de la corriente por el inductor
es:
IL
B
1
2
= .I LMAX =
ton
.T
( VB –V0)=
( VB-V0)=I0B
2.L
2.L
eq 7.
Recordar que el valor medio de las corrientes por el inductor y la carga son iguales
ya que el capacitor es un abierto a la directa (la corriente media es cero).
VB-V0
vL
+
iL
t
-
-V0
Ilmáx
IB
ton
toff
t
Fig. 5
En la fig 6 se muestra como varía el valor de la corriente media por el inductor en
función de . Nótese que para = 0.5 se obtiene el máximo de esa función:
ILB máx =
T.VB
V
 B
8.L
8.f .L
eq.8
7
Si la corriente por la carga cae por debajo de I0B la conducción será discontinua.
En la mayoría de las ocasiones se trabaja en modo continuo, donde los picos de
corriente son menores y los requerimientos del capacitor de alisamiento se reducen.
Es por ello que las formas de onda que se muestran en la fig.7 están dadas para
conducción continua.
ILB=I0B
VB=cte.
ILBmáx

Fig. 6
8
Vd)
iL)
VB
.T
T
t
ILmáx
i
ILmín
iB)
ILmáx
Iv0
t
ILmín
iC)
ILmáx-I0b
t
T/2
i
i/4
t1/2
t
t2/2
Ilmín-I0
id)
t
VL)
VB-V0
t
-V0
VCE)
VB
t
V 0)
VC
V0
t
Fig. 7
di
dt
I
L.i
VB - V0 =L
, es decir t1=
t1
VB  V0
El voltaje en el inductor: VL =L
En el intervalo 1
En el intervalo 2 V0= L.i , es decir t 2 =
t2
L.i
V0
El período de conmutación se puede expresar como:
T=
1
L.i
L.i
= t1+ t2 =
+
f
VB  V0
V0
9
T = L.
i.VB
V0 (VB  Vo )
Despejando L =
VB (1  ).
f .i
equ.9
Si suponemos que la componente ondulatoria de la corriente por la carga es muy
pequeña y despreciable, entonces i L  iC ; teniendo en cuenta que la corriente
media por el capacitor es cero, en el intervalo desde t1 /2 hasta t2/2 , la corriente
media por el capacitor es
Vc=
i
.
4
1
i Cdt  v C ( 0 ) _ , y el voltaje de la componente ondulatoria es:
C
v C  VC  VC ( 0 ) ; Es decir vC 
T
2
1 i
i
dt 

C0 4
8.f .c
Sustituyendo 9 en 10 y despejando C=
VB(1  )
8.f 2 .L..v C
eq.10
eq.11
Como se puede apreciar, de las expresiones 9 y 11 los valores de L y C dependen
del i y del vC respectivamente.
Selección de los semiconductores
Transistor
Vce máax >VB máx;
IC máx > IL máx , en este caso como la frecuencia de trabajo es alta, en lugar de
seleccionar por la corriente media, se selecciona por la pico.
Diodo
Similar al transistor
VRRM>VBma'x
Id máx> IL máx
10
IL máx =I0 máx +
i
2
eq.12
CONVERTIDOR ELEVADOR ( “BOOST” CONVERTER).
L
+
iM
iL
+
VB
id
VDS
M
iC
VC=V0
C
FIG. 8
En la figura 8 aparece un regulador elevador que utiliza un MOSFET de potencia.
En este convertidor el voltaje medio de salida es mayor que el de entrada. Al igual
que en el caso anterior, la operación del circuito se puede dividir en dos intervalos.
El intervalo 1 comienza cuando se activa al conmutador M en t=0. La corriente de
entrada la cual es creciente, fluye por el inductor L y el MOSFET tal y como se
muestra en la figura 9 a).
+
L
-
D
+
+
VB
VC=V0
M
Fig. 9a)
El intervalo 2 empieza cuando se desconecta el conmutador M en t=t1. La corriente
fluirá ahora a través de L, D ,y el paralelo del capacitor y la carga ( fig. 9 b)).
11
L
-
D
+
+
id
iL
+
VB
V0
M
C
Fig. 9b)
La corriente en el inductor decrece hasta que se active nuevamente al MOSFET.
La energía que almacena el inductor en el intervalo 1, es transferida a la carga en el
intervalo 2.
A continuación analizaremos lo relativo a los modos de conducción
Modo continuo.
En la fig. 10 se muestran las formas de onda de la corriente y el voltaje en el
inductor para el modo de conducción continua.
V L)
VB
+
iL)
t
-
VB-V0
i
Ilmáx
Ilmín,
IL
ton
toff
T
Fig. 10
12
t
Teniendo en cuenta que el voltaje medio en el inductor debe ser cero:
VB.ton= - (VB-V0).toff.
VB..T= - (VB -V0) .(1-). T
V0= VB .(
1
)
1 
eq.13
Despreciando las pérdidas en el circuito
VB.IB=V0.I0
VB.IB=VB.I0/(1-)
I0=(1-).IB
eq.14
Límite entre el modo de conducción continua y discontinua
En la figura 11, se muestran las formas de onda del voltaje y la corriente en el
inductor para la condición de frontera entre ambos modos de conducción
vL)
VB
+
-
VB-V0
iL)
t
Ilmáx
IL=ILB
ton
toff
Fig. 11
13
t
El valor medio de la corriente por el inductor en esta frontera es:
ILB=
I Lmáax
2
ILB=
VB .t on V0 .(1  )..T
=
2.L
2.L
eq.15
Reconociendo que en un convertidor de subida la corriente del inductor y la de
entrada son iguales y usando las eq. 14 y 15, determinamos la corriente promedio
de salida para la condición de frontera entre ambos modos.
V0 ..(1  ) 2
I0B =
2.f .L
eq.16
La mayoría de las aplicaciones en las que se utiliza un convertidor de subida (stepup), requieren que el voltaje de salida se mantenga constante. Por lo tanto si V0 se
mantiene constante se puede plotear I0B en función del ciclo de trabajo, tal y como
se muestra en la figura 12. En dicha figura puede observarse que ILB alcanza su
máximo valor para = 0.5 el que es :
ILB máx =
V0
8.f .L
eq.17
Y la I0B alcanza su máximo valor para =0.33 el que es :
I0B máx =
2.V0
27.f .L
eq.18
En función de sus valores máximos ILB e I0B pueden ser expresadas como:
ILB=4..(1-).ILB máx
IoB=
eq.19
27
.(1-)2..I0B máx
4
eq.20
14
La figura 12 muestra que para un determinado  con V0 =cte., si la corriente de
carga cae por debajo de IoB y por ende la corriente del inductor disminuye por
debajo de ILB la conducción será discontinua.
Si el convertidor BOOST se usa en modo discontinuo, el pico de las corrientes del
transistor y el diodo será más alto y el capacitor de salida que se necesita tendría
que duplicar su valor para lograr el mismo rizado de salida que el modo continuo.
Esto significa que en operación discontinua, el voltaje de salida se convierte en
dependiente de la carga, resultando en una más pobre regulación del voltaje.
Sin embargo desde el punto de vista del control, existen mayores problemas con el
lazo de regulación automática en modo continuo. El filtro LC causa una
característica de segundo orden compleja en la respuesta de pequeña señal
(control).
En el modo discontinuo, la energía en el inductor al comienzo de cada ciclo es cero,
esto saca a la inductancia de la respuesta de pequeña señal quedando sólo el efecto
de la capacitancia de salida. Esto produce una más simple respuesta, que es más
fácil de compensar y regular.
En la figura 13 se presentan las formas de onda de las diferentes magnitudes del
circuito para el modo continuo.
V0=cte.
ILBmáx
ILB.
I0B.
I0bmáx
0.25
0.5
0.75

1/3
Fig. 12
15
ton
toff
VB
t
iB=iL
i
t
iM
t
id
Ilmáx-I0
t
iC
t
Ilmíx-I0
i0
I0
t
Vds
t
v0
V0
Fig. 13
En el intervalo 1:
VL =L
i
= VB
t on
L.i
VB
ton =
En el intervalo 2
VL=L
toff =
i
=V0-VB
t off
L.i
V0  VB
El período de conmutación se puede obtener a través de:
16
vc
T =ton + toff
T =L.
i
i
 L.
VB
V0  VB
Trabajando algebraicamente con la expresión anterior y despejando L:
L=
V0 .(1  ). .VB

f .i
f .i
eq.21
Cuando el transistor está activo, el capacitor suministra la corriente de carga hasta
t=ton. La corriente promedio del capacitor durante el intervalo ton es IC =I0 y la
componente ondulatoria pico a pico del voltaje del capacitor es:
t on
t on
vC =VC-VC(0) = 1  ICdt = 1  I0dt =I0.
C
0
C
0
.T
C
Despejando el valor de C:
C=
.I 0
f .v C
eq.22
Selección de los semiconductores
Transistor
Vdsmáx>V0 máx
IDmáx > IL máx
Diodo
VRMM > V0 máx
Id máx > ILmáx
Un regulador elevador es capaz de subir el voltaje de salida sin empleo de
transformador, debido a que sólo utiliza un conmutador, la eficiencia es alta, la
corriente de entrada es continua, proporcionando una característica de bajo ripple a
17
la entrada. Sin embargo la corriente suministrada al capacitor de alisamiento de
salida es discontinua (corriente del diodo).Esto significa que el capacitor de salida
tiene que ser grande, con una resistencia serie baja para producir un rizado de salida
relativamente bajo. El BOOST es muy popular para aplicaciones de carga
capacitiva, tales como foto - flashers y cargadores de batería. Además la corriente
de entrada continua hace popular la selección del BOOST como un pre - regulador,
ubicado antes del convertidor principal. Las funciones principales son regular la
fuente de entrada e incrementar el factor de potencia de la línea. Estos
requerimientos han pasado a ser un tema de mucho interés actualmente,
concentrándose los esfuerzos en mejorar el factor de potencias de las fuentes
principales.
REGULADOR REDUCTOR – ELEVADOR ( BUCK –BOOST
CONVERTER)
En la figura 14 se muestra el esquema de un regulador reductor elevador.
iB
Dm
Q
id
+
VB
iL
L
VC=V0
+
C
Fig. 14
El regulador reductor elevador suministra un voltaje de salida que puede ser menor
o mayor que el de entrada. La polaridad del voltaje de salida es opuesta a la del
voltaje de entrada. Este regulador también se conoce con el nombre de regulador
inverso y pertenece a la familia de los reguladores de retroceso.
La operación del circuito se puede dividir en dos intervalos de trabajo como en
casos anteriores.
En el intervalo 1 (Fig. 15 a) el transistor está saturado y el diodo de libre camino
está abierto. La corriente de entrada es creciente y circula a través del inductor y
del transistor. Durante el intervalo 2 el transistor se corta y el inductor transfiere la
18
energía almacenada previamente en él a la carga y al capacitor y por ende la
corriente decrecerá hasta que se vuelva a activar al transistor en el próximo ciclo.
iL
+
-
+
VB
C
L
VC=V0
+
-
Fig. 15 a)
Dm
L
+
L
VC=V0
+
C
Fig. 15b)
Analizaremos ahora lo concerniente a los modos de conducción del circuito.
Modo Continuo
En la figura 16 se muestran las formas de onda de VL e iL para el modo de
conducción continuo.
19
vL)
VB
+
iL)
-
-V0
t
Ilmáx
Ilmín,
IL=IL
ton
toff
t
Fig. 16
Igualando las áreas (+) y (-) del voltaje en el inductor :
VB  T= VO (1-) T
 
VB
1  
VO = 
eq. 22
Como puede observarse en la ecuación 22 , en función del valor de  y sólo de
dicho valor , el voltaje de salida puede ser mayor o menor que el de entrada ,para
<0,5 se comporta como reductor y para > 0,5 se comporta como elevador.
Asumiendo eficiencia =100% , entonces:
PB=PO;VBI
1  

  
I O = I B 
B
=VOIO
eq. 23
Frontera entre ambos modos de conducción
La figura 17 muestra las formas de onda de vL e iL en el límite entre ambos modos
de conducción.
20
vL)
vL)
VB
+
-
-V0
iL)
t
Ilmáx
i
IL=ILB
ton
toff
t
Fig. 17
Observe que iL va a cero al final del intervalo toff .
ILB =
I LMÁX
TVB
V
=
= B
2L
2fL
2
eq. 24
En la figura 14 puede apreciarse que :
I O =I L – I B ya que el valor medio de la corriente a través del capacitor es cero.
Utilizando las ecuaciones 22 y 23 podemos obtener el valor medio de la corriente
por el inductor y por la carga en la frontera entre ambos modos de conducción en
función de VO .
ILB =
VO T
1    = VO 1   
2L
2fL
IOB = 1  
VO
2 2fL
eq. 25
eq.26
En la mayoría de las aplicaciones del convertidor BUCK – BOOST se requiere que
VO se mantenga constante, aunque VB (y por consiguiente  ) varíen, de las eq. 25
y 26 es fácil darse cuenta que tanto ILB como IOB alcanzan su valor máximo para
 =0 como se muestra en la figura 18.
21
ILbmáx =
VO
=IOB máx
2fL
Y además ILB =ILBmáx 1  
eq. 27
eq. 28 e IOB =IOBmáx 1   2
eq. 29
En la figura 18 se plotean ILB e IOB en función de , manteniendo VO constante.
A continuación mostramos las formas de onda principales para el modo continuo.
(Fig. 19 )
V0=cte.
1
3/4
ILB/ILBmáx
1/2
1/4
I0B/I0Bmáx
1/4
1/2
3/4
Fig. 18
22
1 
vL
vB
-v0
i0
I0
t
t
iL
IL
t
id
t
iC
t
VB+V0
VCE
t
t
-V0
V0
Fig. 19
Aplicando un procedimiento similar a los anteriores, se obtiene que :
L=
VB
fi
y
C=
I O
f v C
Selección de los semiconductores
Transistor
VCemáx > VB + VO
ICmáx > ILmáx =
I O máx  I OB
1 
eq.30
23
Este regulador también sufre de los mismos problemas del control en modo
continuo que el elevador. Debido a que tanto la corriente de salida como la de
entrada son discontinuas, es muy difícil lograr bajos niveles de ripple utilizando
este convertidor. Se necesita un capacitor de salida muy grande, típicamente ocho
veces mayor que en el BUCK.
El conmutador también necesita ser capaz de conducir un alto pico de corriente, así
como debe soportar un voltaje de bloqueo mucho mayor; por eso se dice que esta
topología es donde los stresses sobre el transistor son superiores. El diodo también
debe soportar picos de corriente altos y por lo tanto las pérdidas de conducción
serán mayores.
REGULADOR CUK
En la figura 20 se muestra el esquema de un regulador C
Este regulador tiene la característica de que el voltaje de salida, puede ser mayor o
menor que el de entrada y de polaridad opuesta y debe su nombre a su descubridor.
Al igual que en los casos anteriores su principio de operación puede analizarse en
dos intervalos.
L1
+
C1
L2
iB
VB
iL
Dm
Vce
Q
V0
+
C2
Fig. 20
El intervalo 1 (Fig. 21 a ) empieza cuando se activa Q1 en t=0 .
La corriente a través del inductor 1 crecerá, simultáneamente el voltaje en C1 pone
en inversa a Dm y lo desactiva. El capacitor descarga su energía en el circuito
formado por C1, C2, la carga y L2 .
24
+
L 1
C 1
-
+
L 2
-
-
+
+
V B
Dm
Q
V 0
+
C 2
Fig. 21 a)
El intervalo 2 comienza cuando se corta el transistor en t =ton . El capacitor C1 se
carga a partir de VB y la energía almacenada en L2 se transfiere a la carga. El diodo
Dm y el transistor Q proporcionan una conmutación sincrónica. El capacitor C1 es el
medio para la transferencia de energía a la carga desde la fuente. Ver fig. 21 b).
-
L1
+ +
C1
-
+
L2
-
+
VB
Q
Dm
V0
+
C2
Fig. 21.b)
En estado estable VL1 y VL2 =0 , entonces VC1 = VB +VO, esto quiere decir que el
valor medio del voltaje en el capacitor de transferencia C1 , es mayor que los
voltajes tanto de entrada como de salida. Si asumimos que C1 es lo suficientemente
grande, en estado estable puede despreciarse la variación vc con respecto al valor
medio.
En la figura 22 se muestran las formas de onda de voltaje y corriente en ambos
inductores asumiendo conducción continua, esto quiere decir que las corrientes a
través de los inductores L1 y L2 serán continuas. Las expresiones de voltajes y
corrientes en estado estable pueden obtenerse de dos formas diferentes. La primera
de ellas es asumir que el voltaje VC1 es constante, entonces igualando las áreas
positiva y negativa del voltaje en cada inductor:
25
VL1)
VB
t
-V0
VL2)
VC1-V0
-V0
t
iL1)
IL1
t
iL2)
IL2
ton
toff
Fig. 22
Para el inductor L1 :
26
t
(VC1 – VB )toff =VB ton
(VC1 –VB )(1-) =VB  T
VC1 =
VB
1 
eq. 31
Para el inductor L2 :
(VC1 – VO ) ton =VO toff
(VC1 – VO ) T =VO (1-) T
VO = VC1
eq. 32
Simultaneando 31 y 32 :
 
VB
1  
VO = 
eq. 33
Asumiendo PB =PO :
 

1  
IO =IB 
La otra vía de cálculo es considerar que iL1 e iL2 son prácticamente constantes.
Cuando el conmutador está apagado, la carga enviada a C1 es igual a IL1(1-) T y
cuando el conmutador está encendido, el capacitor se descarga en una cantidad
=IL2  T. Debido a que en estado estable el cambio neto en la carga de C1 debe ser
cero:
IL1(1-) T = IL2  T
I L2 I O I O 1   1  
=
=


I L1 I B I B
y
VO

=
VB 1  
27
Obteniéndose similares resultados por ambas vías.
En los circuitos prácticos la suposición de VC1 constante es razonablemente válida.
Una ventaja de este circuito es que tanto la corriente de entrada como la de salida
tienen bajo rizado a diferencia del BUCK-BOOST donde ambas corrientes son
altamente discontinuas. Es posible eliminar simultáneamente el ripple en i L1 e iL2
con vistas a disminuir los requerimientos de los filtros externos. Una desventaja
significativa es el requerimiento de un capacitor C1 con una alta capacidad de
rizado de corriente.
A continuación en la figura 23 se muestran las restantes formas de onda para
conducción continua, tanto a través de L1 como de L2 .
Vce)
VB+V0
t
VC1
-Vdm)
t
IL1máx+IL2máx
iL1)
t
IL1mín +IL2mín
ton
toff
Fig. 23
En el intervalo 0<t <ton , en el inductor L1 :
28
i
di L1
=L1 1 =VB
t on
dt
V
V
V VB
i1= B t on = B T = B
eq.35
L1
L1
fL 1 fL 1
VL1 =L1
despejando L1 =
VB
fi1
eq.36
En el intervalo ton < t < T ; en el inductor L2 :
VL2 = - L2
i 2
= -VO
t off
1   T ; L = .VB eq.37
2
i2 =-VO
f .i 2
L2
Cuando Q está desactivado, C1 está cargado por la corriente de entrada durante el
tiempo t=toff . La corriente promedio de carga para C1 es IC1 =IB y el voltaje de la
componente ondulatoria pico a pico de C1 es:
vc1 =
C1 =IB
t
1 2
1
I C1dt =

C1 0
C1
toff
I
B
dt = I B
1  T
C1
0
1   
eq.38
f .v c1
Si suponemos que la componente ondulatoria de la corriente de la carga es
despreciable ic2 =ic2 . La corriente promedio de carga de C2 que fluye durante T/2
es IC2 =i2/4 y el voltaje de la componente ondulatoria pico a pico del capacitor C2
es:
vc2 =
C2 =
1
C2
T/2
 I C2 dt =
0
.VB
8.f .L 2 .v c 2
2
1
C2
T/2

0
i 2
i
dt = 2
4
8fC 2
eq. 39
29
Selección de los semiconductores.
Transistor
VCemáx >VO + VB
ICmáx > IL1máx + IL2máx
Diodo
VRRM > VC1 = VO + VB
Idmáx > IL1máx + IL2máx
Limitaciones en la conversión de un paso.
Los cuatro reguladores que hemos analizado hasta aquí, utilizan un solo transistor y
requieren inductores y capacitores para la transferencia de energía. Debido a las
limitaciones de un solo transistor para manejar altas corrientes, la potencia de salida
de estos reguladores no es grande, típicamente decenas de watts. A una corriente
más alta, el tamaño de estas componentes aumenta con mayores pérdidas en las
mismas y la eficiencia se reduce.
Además no hay aislamiento entre los voltajes de entrada y de salida, criterio
altamente deseable en la mayoría de las aplicaciones. En alta potencia se utilizan
conversiones multi-etapas, en las cuales un voltaje de CD se convierte en uno de
CA. La salida de CA se aísla mediante un transformador y a continuación se
convierte a CD mediante un rectificador.
CONVERTIDORES AISLADOS.
Convertidor directo con transformador.
30
En la figura 24 se muestra el esquema de un convertidor directo con transformador.
D3
IB
+ VP
E
Np
Np
L
D1
Ns
i0
C
V0
Vs
carga
Fig. 24
Cuando el transistor se activa, la corriente por el primario tiende a crecer
induciendo una fem. con positivo en marca de polaridad, que se refleja como una
fem. de inducción mutua en los demás enrollados con + en marca, D1 conduce y a
partir de ahí el filtro de salida LC actúa de igual forma que en el convertidor
BUCK.
Al desactivarse el transistor, la corriente tiende a decrecer en el primario y la fem.
invierte su polaridad, conduce D3, devolviendo energía a la fuente y evitando que
exista un sobrevoltaje severo que afecte al transistor. Además D1 se bloquea y
conduce D2 que juega el mismo papel que el diodo de libre camino en el
convertidor BUCK.
A continuación en la figura 25 se muestra las principales formas de ondas del
circuito para conducción continua.
31
E
V P)
Vce)
t
-E
2.E
E
iL
t
id1
t
t
id2
t
iM
iQ
t
Fig. 25
En este circuito se recomienda que  < 0.45.
Si definimos la relación de vueltas K=
Np
Ns
.E
K
I
IB= 0
K
V0=
eq. 40
eq. 41
Además se define el factor  que tiene en cuenta la relación entre la inductancia de
magnetización del transformador y la L del filtro.
=
L ms
L
eq.42
32
se recomienda que 2    6
L mp  K 2 L ms , I m 
ET
E

L mp fL mp
eq.43
el número de vueltas del transformador:
E max  max
ET

A nuc B fA nuc (B nom  B r )
N
y Ns  p
K
Np 
eq.44
Selección de las componentes.
Transistor
I Lmax
 Im
K
Donde I Lmax  I 0max  I 0b
I cmax 
eq.45
VCEmax  2E
Diodos D1 y D2.
VRRM 
E
K
I dmax  I lmax
Diodo D3.
VRRM  2E
I dmax  I m
Otra variante de convertidor directo aislado.
Q1
D1
E
Np
D2
Q2
L
D3
+
Ns
i0
C
Vs
V0
D4
carga
Fig. 26
33
En la figura 26 se representa otra variante de convertidor directo, éste funciona de
forma similar al anterior, la única diferencia es que en lugar de utilizar un transistor
que debe soportar un voltaje alto, aquí existen dos transistores los cuales deben
soportar la mitad del voltaje con respecto al caso anterior. Los diodos D1 y D2
ofrecen una trayectoria para la devolución de energía a la fuente cuando Q1 y Q2
están cortados, eliminando la necesidad del uso de un tercer enrollado.
Convertidor inverso aislado (flyback).
En la figura 27 se muestra el diagrama circuital del convertidor flyback.
+ VP
E
i0
D1
IB
Np
Ns
C
V0
Vs
carga
Q
Fig. 27
Un elemento clave en la operación del circuito es la correcta ubicación de las
marcas de polaridad del transformador. También es importante destacar que en este
convertidor el transformador realiza funciones de "choke" ó filtro inductivo.
El funcionamiento del convertidor puede dividirse en dos intervalos:
Intervalo 1 0  t  t on
34
i0
D1
+
E
Lmp
Ns
C
V0
Vs
carga
Fig. 28a
Como se observa en la figura 28 (a) el transistor está saturado, la corriente por el
primario es creciente induciendo una polaridad en el secundario que polariza al
diodo en inversa; por lo tanto la energía que recibe la carga es la que cede el
capacitor del filtro. (En este intervalo la energía se almacena en el núcleo).
Intervalo 2 t on  t  T
i0
D1
+
E
Lmp
+
Lms
-
+
C
V0
carga
Fig. 28b
Tal y como se observa en la figura 28b al cortarse el transistor, la energía
almacenada en el núcleo en el intervalo anterior es entregada ahora al circuito de
salida.
A continuación se muestran las principales formas de onda de las magnitudes
fundamentales del convertidor. (Figura 29).
35
V P)
E
-K.V0
Vce)
.
E+K.V0
ILmáx
I d)
t
t
t
iQ)
Ilmáx/K
t
Fig. 29
Aplicando el mismo procedimiento que en los casos anteriores:
V0 
E
(1  )K
L mp
E(1  )
 L ms  2
2KfI 0 b
K
L mp I maxp
Np 
BA nuc
L
I Lmax 
I maxp 
I 0 max  I 0 b
1 
I Lmax
K
eq.46
eq.47
eq.48
eq.49
eq.50
El uso de un transistor conmutador Simple significa que la excitación del
transformador es unipolar (asimétrica). Esto implica que el tamaño del núcleo debe
ser grande para evitar el riesgo de saturación y también esto está dado por el hecho
de que toda la potencia de salida de los "flyback" tiene que ser almacenada en el
1
2
núcleo ( LI 2 ) a diferencia de otros esquemas donde sólo se almacena la energía
necesaria para la magnetización del mismo. Esto constituye una de las desventajas
del "flyback”. Con el propósito de obtener una energía almacenada suficientemente
alta la inductancia del primario tiene que ser significativamente menor que la
requerida por un transformador normal, pues se necesitarán corrientes de pico altas.
36
Esto normalmente se logra con un entrehierro en el núcleo, lo cual reduce la
inductancia y evita la saturación.
Cálculo del entrehierro.
N p I max  Hl  H g l g
N p I max  H g l g
Donde lg es la longitud del entrehierro (gap)
Hg 
B max
0
lg =
N p I max
Hg
Selección de los semiconductores.
Existe un pincho de voltaje en el apagado, debido a la energía almacenada en la
inductancia de dispersión del primario del transformador. Esto significa que el
transistor debe ser capaz de bloquear un voltaje de aproximadamente el doble del
voltaje de entrada más el pincho debido a la inductancia de dispersión del primario.
Una forma de eliminar este pincho es con el uso de redes CLAMP.
Cuando se opera en modo continuo, también se necesitan redes SNUBBER para
proteger al transistor de los esfuerzos de conmutación.
Transistor
VCEmax  E  KV0
I Cmax 
I Lmax
K
Diodo
VRRM  VO 
E
K
Idmax  I Lmax
Ventajas y desventajas del "flyback".
Ventajas:
37
El término "flyback" implica que la inductancia del secundario está en serie con el
diodo de salida cuando la corriente es entregada a la carga (fuente de corriente).
Esto quiere decir que no se necesita inductor para filtrar la corriente en el circuito
de salida. Por esta razón cada salida requiere sólo de un diodo y un filtro
capacitivo. Así el "flyback" es la selección ideal para la generación de múltiples
salidas a bajo costo. La regulación obtenida usando múltiples salidas es también
muy buena (cambios de carga en una salida tienen muy poco efecto sobre las otras,
debido a la ausencia del "choke" de salida).
El "flyback" se utiliza mucho para generar salidas de alto voltaje. Si se usara un
convertidor "buck" con filtro LC para generar un voltaje de salida alto, se
necesitaría un valor muy grande de inductancia para disminuir suficientemente los
niveles de “ripple” de corriente para lograr el modo de operación continua deseado.
Esta restricción no es aplicable a los "flyback" debido a que estos no requieren de
un inductor de salida para su operación satisfactoria.
Desventajas:
Tal y como se analizó anteriormente, el capacitor de salida es alimentado sólo
durante el tiempo de no-conducción del transistor. Esto quiere decir que el
capacitor de salida está sometido a una corriente de salida pulsante que tiene
valores picos más altos que la corriente continua de salida que produciría un
convertidor directo. Con el propósito de lograr “ripple” de salida bajos, se
necesitan capacitores de salida muy grandes con una resistencia equivalente serie
muy baja. Puede demostrarse que a la misma frecuencia un filtro LC es
aproximadamente más efectivo en la reducción del ripple que un solo capacitor, por
esto los "flyback" tienen inherentemente “ripple” de salida mucho más altos que
otros esquemas. Esto junto con los picos de corrientes mayores, capacitores y
transformadores grandes limitan el "flyback" a aplicaciones de potencias de salida
menores de 200 W.
De la misma forma que en el "forward" aislado en el "flyback" existe una versión
con dos transistores la cual se representa en la figura 30, que funciona igual.
La ventaja es que los transistores deben soportar la mitad del voltaje con respecto al
caso anterior y generalmente ni necesitan el enrollado "clamp". Esto también puede
traducirse en niveles de potencia superiores, incluso en elevar frecuencia de
conmutación. Tiene como desventaja mayor costo y complejidad en los
excitadores.
38
Q1
D1
E
Np
D2
i0
D3
+
Ns
Q2
C
V0
Vs
carga
Fig. 30
FUNDAMENTOS DEL CONTROL DE LOS REGULADORES
CONMUTADOS.
Como pudo apreciarse en los tópicos anteriores, la regulación en estos
convertidores se realiza a través del ciclo de trabajo , entonces es evidente que el
control debe actuar sobre . Este control se realiza a frecuencia fija mediante la
modulación del ancho de pulso(PWM). La señal de control se obtiene al comparar
el voltaje de salida con su valor deseado(referencia), la diferencia de ambas
Entrada
VS
VF
Pulsador
de
CD
VG
control
Salida
Va
VC
Ve
-
+
Vf
V
VC
t
VG
.T
t
T
Fig. 31
39
Vr
Referencia
señales(error) se compara con una onda diente de sierra(oscilador), obteniéndose
como resultado la señal de control PWM. Esto puede apreciarse en la figura 31.
En la actualidad existe comercialmente una amplia gama de circuitos integrados
diseñados para este propósito.
40