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S.E.P. S.E.I.T. D.G.I.T. CENTRO NACIONAL DE INVESTIGACIÓN Y DESARROLLO TECNOLÓGICO cenidet DESARROLLO E IMPLEMENTACIÓN DE UN BANCO DE PRUEBAS PARA CARACTERIZAR DISPOSITIVOS DE ALTA POTENCIA T E S PARA OBTENER I EL S GRADO DE MAESTRO EN CIENCIAS EN INGENIERÍA ELECTRÓNICA P R ING. E IVÁN S E N ALCALÁ T A: BAROJAS DIRECTORES DE TESIS DR. DRA. CUERNAVACA, MOR. ABRAHAM CLAUDIO MARÍA COTOROGEA SÁNCHEZ PFEIFER MARZO 2003 S.E.P. S.E.I.T. D.G.I.T. CENTRO NACIONAL DE INVESTIGACIÓN Y DESARROLLO TECNOLÓGICO cenidet DESARROLLO E IMPLEMENTACIÓN DE UN BANCO DE PRUEBAS PARA CARACTERIZAR DISPOSITIVOS DE ALTA POTENCIA T E S PARA OBTENER I EL S GRADO DE MAESTRO EN CIENCIAS EN INGENIERÍA ELECTRÓNICA P ING. R E IVÁN S E N ALCALÁ T A: BAROJAS DIRECTORES DE TESIS DR. DRA. CUERNAVACA, MOR. ABRAHAM CLAUDIO MARÍA COTOROGEA SÁNCHEZ PFEIFER MARZO, 2003 CONTENIDO Simbología iii Nomenclatura v Capítulo 1 Planteamiento del problema y justificación 1.1 Dispositivos Semiconductores de Potencia Controlados (DSEP) 1.1.1 Características de los dispositivos semiconductores de potencia 1.1.2 Comparación entre los diferentes dispositivos 1.2 El tiristor de apagado por compuerta (GTO) 1.2.1 Estructura y funcionamiento 1.2.2 Características 1.2.3 Mejoras realizadas 1.3 El transistor bipolar de compuerta aislada (IGBT) 1.3.1 Estructura y funcionamiento 1.3.2 Características 1.3.3 Tecnologías de fabricación del IGBT 1.4 Modos de conmutación 1.5 Justificación 1.6 Objetivos 2 3 4 6 6 8 9 11 13 13 14 16 17 18 Capítulo 2 Metodología abordada 2.1 Caracterización experimental 2.1.1 Diseño general del circuito de pruebas 2.1.1.1 Método de prueba 2.1.1.2 Modo de funcionamiento 2.1.1.3 Tipo de control 2.1.2 Diseño propuesto para los circuitos de prueba 2.2 Caracterización mediante simulación 2.3 tipos de fuentes 2.3.1 Flyback 2.3.2 Push-pull 2.3.3 Medio puente 2.3.4 Puente completo 2.3.5 Fuente de alta potencia 2.4 Conclusiones i 20 20 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 33 Capítulo 3 Fuente de alto voltaje 3.1 Características de fuentes de alto voltaje 3.2 Diseño de la fuente de CD 3.2.1 Diseño de la etapa inversora 3.2.2 Diseño del transformador 3.2.3 Diseño de la etapa de rectificación y filtrado 3.3 Modelo matemático de la fuente de CD 3.3.1 Funcionamiento 3.3.2 Análisis estacionario 3.4 Análisis en simulación y validación experimental 3.5 Análisis transitorio durante el cargado del condensador 3.6 Conclusiones 36 36 36 41 43 43 43 45 46 51 52 Capítulo 4 Banco de pruebas 4.1 Características generales 4.2 Almacenamiento de energía 4.3 Circuito de prueba 4.3.1 Conmutación dura 4.3.1.1 Circuito de potencia 4.3.1.2 Principio de funcionamiento 5.3.1.3 Consideraciones de diseño 4.3.2 Corto circuito tipo I 4.3.2.1 Circuito de potencia 4.3.2.2 Principio de funcionamiento 4.3.2.3 Consideraciones de diseño 4.4 Conclusiones 54 55 55 56 56 57 60 61 61 62 64 64 Capítulo 5 Pruebas y Resultados 5.1 Pruebas en conmutación dura 5.1.1 Consideraciones en simulación 5.1.2 Consideraciones en pruebas experimentales 5.1.3 Variación del voltaje de alimentación V0 5.1.4 Variación de la corriente de carga IC 5. 2 Pruebas en corto circuito 5.3 Conclusiones 66 66 68 69 69 78 80 Capitulo 6 Conclusiones y trabajos futuros 81 Bibliografía 85 Anexo I Análisis en Mathcad 87 Anexo II Hojas de datos 93 ii SIMBOLOGÍA η α α1, α2 ∆i ∆t Ac Ap At Aw(B) Bm C1,2,... CL Cp Ct D D1,2 D1R,2R,... DE di/dt dv/dt E f fosc IA iCap IC iD ID1,D2,... IG, IGQ Iin IK iL INS Io ip Iprom Ipt IQ1,Q2,Q3 ireg is J Eficiencia Regulación Factor de amplificación de corriente Variación de corriente Variación del tiempo Área efectiva del núcleo Producto de áreas Área de superficie Tamaño del alambre Densidad de flujo Capacitor Capacitor de filtrado Capacitancia parásita Capacitor de oscilación Ciclo de trabajo Diodo Diodos del rectificador Diodo de emisor Pendiente de corriente Pendiente de voltaje Energía Frecuencia Frecuencia de oscilación Corriente de ánodo Corriente en capacitor Corriente de carga Corriente a la salida del rectificador Corriente en el diodo Corriente de compuerta Corriente de entrada Corriente de cátodo Corriente en la carga o de salida Corriente en el secundario del transformador Corriente de salida Corriente en el primario del transformador Corriente promedio en el transistor Corriente pico del transistor Corriente en el transistor Corriente en los IGBTs del regulador Corriente en el secundario del transformador Densidad de corriente iii J3, J2, J1 Ke Kf Kg Ku Lcarga Lp Lpar Ls MLT n Np Ns Nr Po Pp Ps Pt Q1,2,3,4 QE QG R2,... RG(on) RG (off) Rind RL Rp Rpar Rs Rt T t T1, T2 td tf toff ton tr Tr1, Tr2 ts tt V0 V1 V2 VAK vCE Uniones del dispositivo Coeficiente eléctrico Coeficiente de la forma de onda Geometría del núcleo Factor de utilización de ventana Inductancia de carga Inductancia del devanado primario Inductancia parásita Inductancia del devanado secundario Largo promedio del devado Relación de transformación Número de vueltas en el devanado primario Número de vueltas en el devanado secundario Número de vueltas en el devanado de restablecimiento Potencia de salida Pérdidas en el cobre primario Pérdidas en el cobre secundario Potencia aparente Transistor o interruptor Interruptor de emisor Interruptor de compuerta Resistencia Resistencia de compuerta en el encendido Resistencia de compuerta en el apagado Resistencia de la inductancia Resistencia de carga Resistencia del devanado primario Resistencia parásita Resistencia del devanado secundario Resistencia de oscilación Periodo Tiempo Tirirstor Tiempo de retardo Tempo de bajada Tiempo de apagado Tiempo de encendido Tiempo de subida Transistores Tiempo de propagación o almacenamiento Tiempo de la cola de apagado Voltaje de alimentación Voltaje en el primario del transformador Voltaje en el secundario del transformador Voltaje ánodo-cátodo Voltaje colector-emisor iv VCE(sat) Vd Vin vL VLcarga Vo Voc Vp VS VTR Wtef Voltaje colector-emisor de saturación Voltaje de caída del diodo Voltaje de la fuente de alimentación o de entrada Voltaje de salida o en la carga Voltaje en la inductancia de carga Voltaje de salida Voltaje en circuito abierto Voltaje en el primario del transformador Voltaje en el secundario del trasnformador Voltaje en el transformador Peso del núcleo NOMENCLATURA AUX BJT BM CA CD DAGTO DSEP DUT ETO FS GTO IGBT IGCT JFET MCT MOS MOSFET MTO MVA NPT PSpice PT PWM SIT SOA SPT ZCS ZVS Auxiliar Transistor bipolar Behavioral modelig Corriente alterna Corriente directa Tiristor de apagado por compuerta asistido por un diodo Dispositivos semiconductores de potencia controlados Dispositivo bajo prueba Tiristor apagado por emisor Field-Stop Tiristor de apagado por compuerta Transistor bipolar de compuerta aislada Tiristor con compuerta conmutada integrada Transistor de efecto de campo unión Tiristor controlado por MOS Metal óxido semiconductor Transistor de efecto de campo metal óxido semiconductor Tiristor de apagado por MOS Mega volts amperes Non Punch-Through Programa de simulación de circuitos eléctricos y electrónicos Punch-Through Modulador de ancho de pulso Transistor de inducción estático Área de operación segura Soft-Punch-Through Conmutación a corriente cero Conmutación a voltaje cero v vi Capítulo 1 Planteamiento del problema y justificación Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia En este capítulo se presentan en forma general los problemas a los que se enfrenta el diseñador de circuitos al seleccionar el dispositivo adecuado para la aplicación deseada. Las diversas aplicaciones implican requerimientos energéticos particulares que demandan ciertas características a los dispositivos. Así, uno de los problemas a los que se enfrenta el diseñador, es poder seleccionar el dispositivo semiconductor de potencia que presente las características mas adecuadas a la aplicación, por lo cual es importante conocer bien las características con las que cuentan los dispositivos. Este estudio inicia con una introducción sobre la electrónica de potencia en general. La electrónica de potencia es una rama de la ingeniería eléctrica que combina la energía eléctrica, la electrónica y el control. El control se encarga del régimen permanente y de las características dinámicas de los sistemas de lazo cerrado. La energía eléctrica tiene que ver con el equipo de potencia estático y rotativo o giratorio, para la generación, transmisión y distribución de la misma. La electrónica se ocupa de los dispositivos y circuitos semiconductores requeridos en el procesamiento de señales para cumplir con los objetivos de control deseados. La electrónica de potencia se puede definir como la aplicación de la electrónica de estado sólido para el control y la conversión de la energía eléctrica. Algunas de sus aplicaciones son: control de calor, control de la intensidad luminosa, controles de motor, reguladores CA y CD, calentamiento por inducción, compensadores de VAR estáticos, filtros activos y muchos más. El elemento base de un sistema electrónico de potencia es el dispositivo que se utiliza para realizar la función de interrupción. Hoy en día la electrónica de potencia aprovecha los avances de la tecnología como son: fabricación de circuitos integrados y dispositivos semiconductores de potencia, que trabajan bajo la supervisión de un control electrónico. La tendencia es producir módulos inteligentes, donde el control, la protección y la etapa de potencia sean integrados en un mismo encapsulado. 1.1 Dispositivos Semiconductores de Potencia Controlados (DSEP) La motivación de usar dispositivos de conmutación en un convertidor es la de incrementar la eficiencia de la conversión, ya que dichos dispositivos se operan solo en los estados de encendido o apagado. Un dispositivo semiconductor de potencial ideal presentaría las siguientes características: facilidad de comando resistencia de encendido nula tiempos de conmutación nulos densidad de corriente ilimitada tensión de bloqueo ilimitada corriente de fuga nula Tal dispositivo no tendría pérdidas de conmutación, de conducción, ni de control, por lo tanto la eficiencia del convertidor tendería a ser del 100%. Sin embargo, los componentes reales presentan pérdidas que reducen la eficiencia de los convertidores y, por 2 Planteamiento del problema y justificación lo tanto, se hace necesario conocer las características de estos dispositivos para lograr su óptima utilización en las diferentes condiciones de operación [1]. 1.1.1 Características de los dispositivos semiconductores de potencia Considerando un interruptor ideal, las características requeridas de los dispositivos semiconductores de potencia controlados se pueden resumir de la siguiente manera: alta capacidad de bloqueo, baja corriente de fuga → bajas pérdidas por bloqueo manejar alta densidad de corriente → bajas pérdidas por conducción tiempos cortos de conmutación → bajas pérdidas por conmutación facilidad de control (control por tensión) no necesita circuitos adicionales como snubbers → insensibilidad al di/dt y dv/dt robustez en corto circuito y estabilidad térmica inteligencia y confiabilidad bajos costos Es obvio que un solo dispositivo no puede satisfacer con todos los requerimientos de igual manera, por lo que se han desarrollado semiconductores de potencia, cuya característica se adaptan a los diferentes tipos de aplicación. Los requerimientos de los componentes que actúan como interruptores en convertidores electrónicos se confrontan con las leyes físicas que impiden su realización en un solo componente, por lo que se hace necesario una optimización del semiconductor con respecto a su aplicación. Sin embargo, todos los dispositivos de potencia tienen una propiedad en común que los distingue de los demás componentes electrónicos: disponen en su estructura de una capa gruesa y con un dopado muy bajo para poder soportar las altas tensiones de bloqueo. Adicionalmente, todos los semiconductores de potencia tienen una estructura vertical, que permite un mejor aprovechamiento de la superficie y una mejor distribución de la corriente. En la Figura 1.1 se presenta la estructura de los dispositivos de potencia más relevantes. Resaltan sus propiedades comunes y sus diferencias. Las estructuras fundamentales de dispositivos de potencia son: la estructura diodo, la estructura tiristor, la estructura transistor y la estructura MOS. Hoy en día, al diseñador de convertidores se le ofrece una amplia gama de componentes modernos a diferentes niveles de tensión, de corriente, así como de frecuencia de operación. Los dispositivos más utilizados son: el MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) (tecnología unipolar, frecuencias altas, potencias bajas), el IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) (tecnología híbrida, frecuencias y potencias medianas) y el GTO (tecnología bipolar, frecuencias bajas, potencias altas). 3 Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia Figura 1.1 Estructura de los dispositivos de potencia más relevantes. 1.1.2 Comparación entre los diferentes dispositivos Según el mecanismo de transporte de corriente, los dispositivos de potencia se clasifican en componentes unipolares (MOSFET, SIT) y componentes bipolares (diodo, tiristor, GTO y transistor bipolar). Los dispositivos bipolares realmente presentan el grupo más amplio en la electrónica de potencia. Su buen comportamiento en conducción se debe a la inyección de portadores en la zona n- a causa de una o dos uniones pn polarizadas directamente. En el transporte de corriente participan tanto electrones como huecos. Por otro lado, las buenas características en conducción contradicen los requerimientos de una rápida conmutación debido a la inyección de portadores minoritarios (cargas almacenadas). En los dispositivos unipolares, en cambio, participan únicamente portadores mayoritarios en el transporte de corriente y no se modula la conductividad de la zona n-, por lo que su resistencia está determinada solamente por su conductividad intrínseca. De esta manera no se pueden combinar altas tensiones de bloqueo con alta capacidad de corriente. Las ventajas de los MOSFETs consisten en un buen comportamiento dinámico (no hay cargas almacenadas por ser dispositivos unipolares) y en su control simple y prácticamente sin pérdidas (control de campo estructura MOS) que presenta una estabilidad térmica del dispositivo. El MOSFET aprovecha la tecnología de alta integración de la microelectrónica (MOSFET de baja potencia). Entre los nuevos semiconductores de potencia que han salido al mercado, algunos combinan las ventajas de las dos tecnologías, bipolar y unipolar, en un solo componente híbrido, como es el caso del IGBT. La Figura 1.2 muestra una comparación de los diferentes dispositivos de potencia controlados con respecto a la potencia y la frecuencia de conmutación. En la Figura 1.2 podemos destacar al GTO por su elevada capacidad de conmutación, el cual es un tiristor auto desactivado por compuerta. Este dispositivo resulta muy atractivo para la conmutación 4 Planteamiento del problema y justificación forzada de convertidores y está disponible hasta 4000V y 3000A, para frecuencias de conmutación hasta 1kHz. El MCT (tiristor controlado por MOS) se puede activar mediante un pequeño pulso de voltaje negativo sobre la compuerta MOS (respecto a su ánodo), y desactivar mediante un pulso pequeño de voltaje positivo. Es similar a un GTO, excepto en que la ganancia de desactivación es muy alta. Los MCT están disponibles hasta 1000V, 100A y para frecuencias de hasta 20kHz. Los transistores bipolares de alta potencia son comunes en los convertidores de energía a frecuencias menores de 10 kHz y su aplicación es eficaz en potencias hasta 1200V/ 400A. Los MOSFET de potencia se utilizan en convertidores de potencia de alta velocidad y están disponibles en una especificación de poca potencia en un rango de 1000V/ 50A y hasta frecuencias de conmutación de decenas de kilohertz. Los IGBT son transistores de potencia controlados por voltaje. Por naturaleza son más rápidos que los BJT, pero aún no tan rápidos como los MOSFET. Los IGBT son adecuados para altos voltajes, altas corrientes y frecuencias de hasta 20kHz en conmutación dura. Los IGBT están disponibles como módulos hasta 4500V/1000A. El SIT (transistor de inducción estático) es un dispositivo de alta potencia y de alta frecuencia. Las especificaciones de uso de corriente de los SIT puede ser hasta 1200V, 300A y la velocidad de interrupción puede ser tan alta como 100 kHz [2]. En los últimos años, algunos trabajos han sido orientados a mejorar las características de apagado de los dispositivos GTO, esto basado en la condición de ganancia unitaria durante el apagado. Dentro de estos trabajos de investigación podemos destacar al MTO (Higt Power Bipolar MOS Thyristor), el IGTC (Integrated GateConmutated Thyristor), el ETO (Emitter Turn-off Thyristor) y el DAGTO (Diode Assisted Gate Turn-off Thyristor) [3], [4], [5] y [6]. Figura 1.2 Aplicaciones de los dispositivos de potencia controlados 5 Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia 1.2 El tiristor de apagado por compuerta (GTO) Convertidores de alta potencia han sido altamente usados en aplicaciones de tracción, control y administración de la energía, sistemas de almacenamiento magnético de la energía y convertidores industriales. Hasta la fecha, los GTOs son los dispositivos semiconductores controlados por compuerta mas ampliamente usados a altos voltajes (VBR ≥ 3300 V) y altas potencias (S ≥ 0.5 MVA) en convertidores aplicados a tracción e inversores industriales. Algunos fabricantes ofrecen en el mercado GTO´s para potencias de conmutación por arriba de los 36 MVA (6000V, 6000A). 1.2.1 Estructura y funcionamiento La estructura del GTO es esencialmente similar al tiristor convencional. Como se muestra en la Figura 1.3a, esta consiste de 4 capas de silicio (pnpn), tres uniones y tres terminales (ánodo, cátodo y compuerta). El funcionamiento del GTO y el tiristor son básicamente iguales. La diferencia en operación entre los dos es que una señal de compuerta negativa puede apagar al GTO, mientras la corriente de ánodo del tiristor tiene que ser reducida a cero externamente para que cese la conducción. Para crear esta diferencia se realizaron modificaciones en el diseño que sacrifican la calidad de algunas características del GTO tales como reducir la capacidad de bloqueo inverso e incrementan las perdidas en conducción. Debido a que su funcionamiento es casi igual al del tiristor, excepto por el apagado, describiremos principalmente la operación del apagado. Cuando un GTO esta en el estado de encendido, la región de la base central es ocupada con huecos suministrados del ánodo y electrones suministrados del cátodo. Si un voltaje inverso es aplicado al hacer la compuerta negativa con respecto al cátodo, parte de los huecos en la capa de la base p son extraídos a través de la compuerta, suprimiendo la inyección de electrones del cátodo. En respuesta a esta supresión, más corriente de hueco es extraída a través de la compuerta, fomentando la supresión de inyección de electrones. En el curco de este proceso, la unión emisor-cátodo (J3) es puesta completamente en un estado de polarización inversa, el GTO es apagado. La Figura 1.3 ilustra la operación de apagado, usando un modelo de dos transistores [7]. a) b) Figura 1.3 Modelo del GTO: a) Estructura del GTO, b) Circuito equivalente 6 Planteamiento del problema y justificación Suponiendo que un GTO es dividido en el transistor npn Tr1 en el lado del cátodo y transistor pnp Tr2 en lado del ánodo y están conectados como se muestra en la Figura 1.3b. En esta Figura, el factor de amplificación de corriente del transistor Tr1 es llamado α1 y la del transistor Tr2 y α2. Si una corriente inversa IGQ fluye a través de la compuerta, la corriente de base IB en el transistor Tr1 es reducida cuando IGQ es incrementado. Esta relación puede ser expresada por la siguiente ecuación: IB = α2 * IA - IGQ (1.1) En la otra mano, la corriente de electrones IRB, la cual desaparece debido a la recombinación en la capa de la base Tr1, puede expresarse como sigue: IRB = (1 - α1) * IK (1.2) La relación entre la corriente de ánodo (IA) y la corriente de cátodo (IK) del GTO es expresada por la siguiente ecuación: IA = IK + IGQ (1.3) En el apagado del GTO, IB debe ser tan pequeña como IRB. La magnitud de corriente inversa IGQ que satisface esta condición puede ser calculada por la siguiente ecuación: IGQ = (α1 + α2 – 1) * IA / α1 (1.4) A) Proceso de encendido En general el proceso transitorio de encendido del GTO es muy similar al de los tiristores convencionales conocidos y se muestra en la Figura 1.4. Este proceso presenta tres intervalos: El tiempo de retardo (td), el cual es el tiempo transcurrido del comienzo del pulso de la corriente de compuerta hasta que la corriente de ánodo alcanza 10% del valor final de IA. El tiempo de subida (tr), el cuál es el tiempo entre el 10% y el 90% de IA. El tiempo de propagación (ts), el cual está definido a partir del 10% de la tensión Vs y representa el tiempo durante el cual la corriente se propaga lateralmente hasta la terminal del cátodo. B) Proceso de apagado Este también es dividido en tres intervalos: El tiempo de almacenamiento (ts), durante el cual el exceso de portadores de la base p es extraído vía la corriente de compuerta y todas las uniones (J1,J2 y J3) son polarizadas. En el periodo final de almacenamiento, la corriente de ánodo cae a un valor de 90% IA y la región de carga espacial empieza a crecer alrededor de J2. 7 Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia El tiempo de bajada (tf) es el tiempo transcurrido del 90% al 10% de IA. Durante este tiempo el voltaje sobreincrementa el dispositivo y los portadores minoritarios son desalojados de la base n a la p. Al final de este periodo la unión J3 empieza a bloquear. El tercer periodo es una cola (tt) durante la cual la corriente a través del dispositivo va del 10% a cerca de cero. 1.2.2 Características El GTO tiene varias ventajas, las cuales son [8], [9], [10] , [11]: A) B) C) D) altas densidades de corriente en conducción altos voltajes de bloqueo alta capacidad de resistencia a fuertes dv/dt en estado de bloqueo posibilidad de integrar un diodo inverso Figura 1.4 Curvas de encendido y apagado del GTO. Superior: corriente de ánodo y voltaje ánodo-cátodo, inferior: corriente de compuerta [7]. 8 Planteamiento del problema y justificación Como desventajas se pueden resumir las siguientes: A) Durante el transitorio de apagado, la estructura de 4 capas p-n-p-n (Figura 1.3) causa una distribución de corriente no homogénea limitando el apagado a dv/dt entre 500-1000V/us, lo cual requiere de circuitos de ayuda a la conmutación (snubbers) grandes y costosos. B) Durante el transitorio de encendido, la estructura a 4 capas causa un problema de crecimiento de corriente no controlada, lo que requiere de un circuito limitador di/dt. C) Ya que el GTO es un dispositivo controlado por corriente, su impulsor de compuerta es complejo y disipa cientos de watts en una aplicación típica. El complicado impulsor del GTO tiene como consecuencias un tiempo de almacenamiento largo y una ganancia de apagado entre 3-5. 1.2.3 Mejoras realizadas Actualmente, se han realizado varias mejoras a este dispositivo, haciendo un esfuerzo por mejorar sus características dinámicas, ya que hasta el momento no han podido ser desplazados en aplicaciones de conversión de muy alta potencia. Las mejoras realizadas se describen a continuación y se muestran en la Figura 1.5. a) IGCT El IGCT (tiristor con compuerta conmutada integrada) usa una fuente de voltaje y un interruptor de compuerta para disminuir drásticamente la inductancia parásita del lazo de compuerta, alcanzando así una corriente alta de conmutación [4], [5]. La diferencia fundamental entre un GTO convencional y el nuevo IGCT es que tiene una muy baja inductancia en la compuerta integrada y la nueva estructura de ánodo trasparente (unión pn con baja eficiencia de emisor a través de una capa emisor muy delgada y de dopado bajo). Lo anterior tiene como consecuencia bajas pérdidas en la tecnología tiristor y la necesidad de menos snubbers. Para alcanzar las características deseadas se obtuvieron los siguientes desarrollos: Mejorar las características de conmutación del GTO para obtener una operación sin amortiguamiento de dv/dt para altas densidades de corriente. Reducir las pérdidas en los estados de encendido y apagado para minimizar el grosor del silicio Reducir los requerimientos del impulsor de compuerta especialmente durante la conducción. Desarrollar diodos antiparalelo para reducir los snubber en el apagado para altos di/dt Integrar el interruptor principal GTO y el diodo en un empaque semiconductor, especialmente en baja potencia. 9 Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia Figura 1.5 Circuitos equivalentes de los dispositivos derivados del GTO: a) IGCT b) MTO c) ETO d) DAGTO b) MTO El MTO (tiristor apagado por MOS) usa solo un interruptor de compuerta QG. Durante el apagado, el interruptor de compuerta es encendido, desviando la corriente a través del diodo compuerta-cátodo del GTO y realizando un apagado con ganancia unitaria [3], [12]. El MTO es un dispositivo de conmutación basado en el GTO. El GTO requiere una realización compleja de circuitos de potencia que implican diseños cuidadosos de circuitos impulsores y snubbers. Las mejoras realizadas al MTO son las siguientes: Mayor velocidad de conmutación y menores pérdidas que el GTO. Capacidad de corriente de algunos cientos de amperes, fuente de algunos miles de amperes, capacidad de bloqueo de 6 KV. Voltaje de saturación en estado estable 4 V, la eficiencia en operación de convertidores de potencia es mejor que la eficiencia empleando IGBTs. Tiempo de retardo similar al GTO, el tiempo de almacenamiento en el apagado es mas bajo que el GTO. El tiempo de caída de la corriente en el apagado es de 5 µs. El comportamiento de conmutación en el encendido es limitado por el di/dt. En el apagado en conmutación dura las pérdidas son similares al GTO. La utilización de menos snubbers en el apagado del dispositivo es limitado por la corriente critica, por que la velocidad de subida de la corriente en el impulsor en el apagado no es suficientemente rápida para mantener la ganancia unitaria en la operación de apagado. c) ETO El ETO (tiristor apagado por emisor) es otro tipo de tecnología basada en dispositivos semiconductores superiores de alta potencia, en este caso en la tecnología desarrollada del GTO y del MOSFET de potencia. El tiristor de pagado por emisor es un 10 Planteamiento del problema y justificación dispositivo semiconductor híbrido que apaga al GTO por debajo de las condiciones de ganancia unitaria. El ETO combina las ventajas del GTO y del IGBT: del GTO rangos de corrientes y voltajes grandes y voltajes pequeños de saturación, del IGBT control por voltaje, gran velocidad de conmutación y un ancho RBSOA (área de operación segura polarizada inversamente) [13]. El ETO hace uso de dos interruptores para realizar una conmutación de corriente alta en el apagado. Durante el apagado, el interruptor de emisor QE es apagado mientras que la compuerta del interruptor QG es encendida. Un voltaje tan alto como el voltaje de ruptura de QE puede ser aplicado en el lazo de la compuerta de la inductancia parásita, realizando una conmutación de corriente rápida. Durante el transitorio de encendido, QE es encendido y QG es apagado [14], [15]. Un gran pulso de corriente es inyectado en la compuerta del GTO para reducir el tiempo de retardo de encendido y mejorar el rango di/dt de encendido. El proceso de apagado es controlado por voltaje y el impulsor de compuerta del ETO es muy compacto y disipa menos potencia. d) DAGTO El DAGTO (tiristor de apagado por compuerta asistido por un diodo) es una nueva configuración que ayuda al GTO a alcanzar una ganancia unitaria al apagado y la capacidad de necesitar menos snubbers al apagado utilizando diodos discretos conectados en serie. El DAGTO incrementa significativamente el voltaje de apagado el cual puede ser usado para la conmutación de la corriente [11]. El DAGTO puede realizar conmutaciones de corrientes muy grandes en el apagado por el uso del diodo DE. La ganancia de apagado unitaria se logra rápidamente y puede ser mantenida hasta el final del proceso transitorio de apagado. 1.3 El transistor bipolar de compuerta aislada (IGBT) Tal como se muestra en la Figura 1.7, el IGBT combina en un solo dispositivo la tecnología bipolar (el componente utilizado es el transistor bipolar pnp) y la tecnología unipolar (el componente empleado es el MOSFET de canal n). El objetivo de los fabricantes era obtener un dispositivo que aprovechara las ventajas de cada uno de los componentes mencionados: alta capacidad de corriente, caída de tensión directa (voltaje colector-emisor de saturación) muy baja debido a la modulación de la zona n- que proporciona la tecnología bipolar y bajas pérdidas por conmutación así como la facilidad de comando gracias a la compuerta aislada que ofrece la tecnología MOSFET, tratando de mantener las mejores características dinámicas [1], [9]. Los transistores IGBT han ganado un firme lugar en el diseño de equipos electrónicos de potencia y han desplazado a los transistores bipolares en aplicaciones de mediana potencia. Los sistemas en los cuales los IGBT son empleados tienen las 11 Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia características de alta densidad de potencia, alta eficiencia y buenas características dinámicas de conmutación. Algunas de las principales áreas de aplicación de este interruptor son: fuentes conmutadas de potencias mayores a 1kW accionamiento de motores fuentes de alimentación ininterrumpibles balastros electrónicos calentamiento por inducción vehículos eléctricos Las ventajas esenciales de los transistores IGBT son: una área de operación segura (SOA por sus siglas en inglés) casi cuadrada y comandado en tensión. Los inconvenientes principales residen en la dependencia de la temperatura y la cola de corriente al apagado. La tecnología del IGBT no cesa de progresar, permitiendo la fabricación de dispositivos a potencias cada vez más altas. La frecuencia de conmutación del IGBT está limitada hasta aproximadamente 20kHz debido a su inherente cola de apagado y puede ser aumentada hasta 100khz o más, utilizando topologías de convertidores que permiten conmutación suave (a voltaje cero o ZVS y a corriente cero o ZCS). Aunque se han hecho muchos intentos de componentes híbridos todavía no se vislumbra el sucesor del IGBT por lo que continúa siendo el dispositivo semiconductor de potencia óptimo en aplicaciones en mediana potencia. a) b) Figura 1.6 Modelo del IGBT: a) Estructura interna del IGBT, b) Diagrama equivalente 12 Planteamiento del problema y justificación 1.3.1 Estructura y funcionamiento El transistor IGBT se desarrolló a finales de los 80 a partir del transistor MOSFET de estructura vertical, al cual se le agregó una unión pn del lado del drenaje. Esta unión suplementaria realiza una estructura transistor pnp y permite beneficiarse en la conducción por portadores minoritarios (transporte bipolar). La Figura 1.6a muestra la estructura interna de este dispositivo y la Figura 1.6b el circuito equivalente de la estructura del transistor IGBT. Se puede observar que por la sucesión de 3 uniones pn la estructura del IGBT contiene un tiristor parásito (formado por T1 y T2) cuyo encendido (mediante la tensión que se origina por la corriente que circula por Rp) es indeseable (efecto lach-up) ya que se llevaría a la pérdida del control por la compuerta. Los nuevos diseños de IGBT han logrado eliminar este efecto (a partir de la segunda generación). El estado de conducción es obtenido de manera similar al de un MOSFET de canal n por la polarización positiva de la compuerta. La corriente del MOSFET alimenta la base del transistor bipolar pnp y permite la inyección de cargas minoritarias en la zona n- a través de la unión pn polarizada en directa. En consecuencia, la caída de tensión en conducción esta constituida por tres componentes: la del canal MOS, una parte resistiva de la base n- cuyo valor es modulado por alta inyección de cargas y por la caída de potencial de la unión p+n- suplementaria. La resistencia en conducción de un IGBT es de valor pequeño, comparativamente a la de un MOS equivalente y favorece el paralelado gracias a su coeficiente de temperatura positivo. 1.3.2 Características El objetivo de los fabricantes al diseñar el IGBT era obtener un dispositivo que aprovechara las ventajas del transistor bipolar y del MOSFET : alta capacidad de corriente, caída de tensión directa (voltaje colector-emisor de saturación) muy baja debida a la modulación de la zona n- que proporciona la tecnología bipolar y bajas pérdidas por conmutación, así como la facilidad de comando gracias a la compuerta aislada que ofrece la tecnología MOSFET, tratando de mantener las mejores características dinámicas. Las ventajas esenciales de los transistores IGBT son: un área de operación segura (SOA por sus siglas en ingles) casi cuadrada y comandado en tensión [16], [17]. El IGBT combina en un solo dispositivo la tecnología bipolar (el componente utilizado es el transistor bipolar pnp) y la tecnología MOS (el componente utilizado es el MOSFET de canal n). Este dispositivo aprovecha las características de ambas tecnologías, las cuales son: alta capacidad de corriente, voltaje de saturación bajo, bajas perdidas por conmutación, control por tensión. En la Figura 1.6a se muestra la estructura del IGBT. Ventajas: a) b) c) d) densidad de corriente mayor que un MOSFET alta eficiencia características dinámicas superiores a un BJT área de operación segura 13 Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia e) comando en tensión Desventajas: a) comportamiento dependiente de la temperatura b) cola de corriente en el apagado (pérdidas por conmutación mayores a un MOSFET) c) pérdidas en conducción superiores a un GTO 1.3.3 Tecnologías de fabricación del IGBT El IGBT se fabrica actualmente en dos tecnologías básicas, conocidas como la tecnología PT y la tecnología NPT. El IGBT más común es de tipo PT (Punch-Through). En esta tecnología de fabricación, el dispositivo es construido en un substrato grueso tipo p+ (300 µm). El ancho de la capa n- (base del BJT) construida mediante crecimiento epitaxial es relativamente pequeña. En la Figura 1.7 se puede apreciar que aparte se tiene una capa delgada n+ entre la base y el emisor llamada buffer que limita la expansión de la región de carga de espacio en estado de bloqueo (efecto Punch-Through). El IGBT de tipo PT alcanza bajas pérdidas por conducción (resistencia baja) a través de un coeficiente de emisor alto del BJT interno y bajas pérdidas por conmutación por medio de un tiempo de vida de los portadores muy reducido. Esto resulta en un transitorio de corriente en el apagado en forma de cola de gran amplitud que decrece rápidamente y depende en gran medida de la temperatura. Existe también comercialmente el IGBT de tecnología NPT (Non Punch-Through) que es una estructura desarrollada originalmente por la compañía Siemens. Estos dispositivos son construidos en un substrato homogéneo de tipo n- de aproximadamente 220 µm de ancho. El emisor se realiza a través de implantación de una capa p+ muy delgada y de dopado bajo (emisor transparente) en la parte posterior del substrato (Figura 1.9). Por lo tanto, en el IGBT homogéneo se realiza la modulación de la resistencia de base a través de un bajo coeficiente de emisor en combinación con un tiempo de vida de portadores muy alto. Aparte se tienen bajas pérdidas por conmutación a través de la recombinación de superficie en el emisor transparente. Estas características conllevan a un transitorio de corriente en el apagado en forma de cola de una amplitud reducida pero que decae lentamente y es casi invariable con la temperatura. La tecnología NPT es más robusta y la más apropiada para dispositivos de alta tensión de bloqueo, mientras que la tecnología PT tiene ventajas en aplicaciones con conmutación suave. Sin embargo, ambas tecnologías tienen también desventajas, que se han tratado de superar uniendo en una nueva estructura las ventajas del PT y NPT-IGBT con el fin de reducir por un lado las pérdidas por conducción (reduciendo el VCE) y por otro lado las pérdidas en conmutación (reduciendo la cola de apagado). Esta estructura, que ha sido presentada apenas recientemente, se llama Soft-Punch-Through (SPT-IGBT) o también Field-Stop (FS-IGBT) dependiendo del fabricante. La estructura SPT es muy similar a la NPT, solo con la diferencia de que se logró reducir aun mas su grosor (reducción de la capa 14 Planteamiento del problema y justificación n-) a través de la implementación de la zona buffer n+ típica para la tecnología PT. Dadas las distintas estructuras de estas tecnologías, los IGBT de tipo PT, NPT y SPT tienen también características eléctricas diferentes. La Figura 1.7 muestra las estructuras tradicionales PT y NPT, así como la nueva estructura SPT. La tecnología SPT permite la construcción de convertidores con un mayor rango de potencia, fijando el estándar de voltaje en 1200 V. Estos dispositivos vienen empaquetados en módulos y sus características son: mayor robustez, permite la conexión en paralelo de los módulos, transiciones suaves en la conmutación del dispositivo, bajo incremento de la resistencia del modulo ante variaciones de temperatura y requerimientos de impulsores igual que la tecnología NPT. Últimamente, se han aplicado para todas las tecnologías una nueva estructura de compuerta llamada “trench-gate” a diferencia de la estructura convencional de compuerta plana. Esta estructura permite reducir las pérdidas en conducción, puesto que el canal del MOSFET se forma en dirección vertical a la superficie del chip y requiere menos área activa. De esta manera se aumenta la densidad de las celdas. Resumiendo, los beneficios obtenidos con la estructura trench-gate incluyen una disminución de la resistencia del canal MOS y la eliminación de la región JFET. Por otro lado, las aplicaciones en las cuales los IGBT han sido típicamente empleados son de baja y mediana potencia. Sin embargo, debido a las recientes aportaciones tecnológicas, actualmente existen IGBTs de alta potencia que compiten a los GTOs, los cuales han sido típicamente usados en aplicaciones de alta potencia. Por lo anterior es que en este trabajo de tesis se ha propuesto el desarrollo de un banco de pruebas para caracterizar dispositivos de alta potencia. Punch Through (PT) Non - Punch Through (PT) Soft Punch Through (SPT) Estructura Figura 1.7 Estructura del IGBT tipo PT, NPT y SPT 15 Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia 1.4 Modos de conmutación Los diferentes modos de conmutación a los que se puede someter un dispositivo semiconductor de potencia controlado y los cuales se pueden presentar en una aplicación se resumen de la siguiente manera: Conmutación dura Presencia simultánea de corriente y voltaje en el lapso de tiempo que dura la fase de conmutación. Se puede presentar tanto en el encendido como en el apagado del dispositivo. Conmutación suave natural Ocurre cuando el voltaje o la corriente es cero al encender o al apagar el dispositivo y por lo tanto se clasifica en: ZVS (conmutación a voltaje cero) La condición para este tipo de conmutación se obtiene cuando el voltaje cae hasta cero y tiempo después evoluciona la corriente con una pendiente determinada. La conmutación natural ZVS solo se presenta en la fase de encendido. ZCS (conmutación a corriente cero) La condición para esta conmutación se obtiene cuando la corriente decrece hasta cero y tiempo después se aplica el voltaje de bloqueo. La conmutación natural ZCS solo se presenta en la fase de apagado. Corto circuito Este tipo de conmutación no es deseable en un convertidor, se tienen dos tipos de cortocircuito: Tipo I Se tiene presente un corto en la carga mientras el dispositivo es encendido. Tipo II Se tiene el dispositivo en estado de conducción (manejando una cierta cantidad de corriente) cuando se presenta un corto en la carga. En la Figura 1.10 se muestra una comparación entre los diferentes modos de conmutación que puede presentar un interruptor controlado en una aplicación. En la Figura 1.11 muestra el área de operación segura de un componente y la trayectoria en cada uno de los diferentes modos de conmutación de un dispositivo semiconductor. 16 Planteamiento del problema y justificación 1.5 Justificación El estudio de los dispositivos semiconductores de alta potencia tiene varias aportaciones originales para solucionar la problemática abordada y la necesidad de investigar sobre ellos tiene dos importantes aspectos. Analizar a fondo el funcionamiento del dispositivo para poder conocer las implicaciones al usar dispositivos de alta potencia y su proceso de conmutación para aprovechar al máximo sus características en las diferentes aplicaciones de alta potencia. Obtener información del GTO que nos permita entender hacia donde están siendo orientadas las mejoras que se han realizado en estos dispositivos. Suministrar información del comportamiento de los DSEP´s de alta potencia a fabricantes y diseñadores. Figura 1.8 Diferentes tipos de conmutación existentes en un convertidor 17 Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia Figura 1.9 Área de operación segura y la trayectoria I = f (V) para cada tipo de conmutación 1.6 Objetivos a) Objetivo general Diseñar e implementar un banco de pruebas que permita estudiar experimentalmente el comportamiento de los dispositivos de alta potencia en diferentes condiciones de conmutación dura b) Objetivos particulares El principal objetivo de esta tesis es diseñar un banco de pruebas para caracterizar dispositivos de alta potencia, por lo que se propone lo siguiente para lograrlo: Simulación de los circuitos propuestos con el programa PSpice para validar los procedimientos del diseño. Construcción del banco de pruebas (que incluye los impulsores de compuerta, los sistemas de control y la fuente de CD) Realización de algunas pruebas para comprobar el buen funcionamiento del banco de pruebas. 18 Capítulo 2 Metodología abordada Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia En este capítulo se presentan las características con las cuales deben contar las fuentes de alto voltaje de CD y diversos tipos de fuentes de alto voltaje en CD con el fin de presentar las ventajas y desventajas que ofrece cada una de ellas, así como el método para realizar la caracterización de dispositivos semiconductores en forma experimental. Se presentan también los requerimientos mínimos necesarios para obtener buenos resultados mediante simulación. 2.1 Caracterización experimental Para realizar la caracterización experimental, es necesario diseñar circuitos de prueba con una topología sencilla, poco costosa y con una buena reproducción de las condiciones reales que un dispositivo presenta en una aplicación determinada. Las características requeridas para los circuitos de prueba son las siguientes [1]: número limitado de elementos de potencia y de las fuentes calidad en la reproducción de las condiciones de operación en la aplicación del convertidor independencia entre los diferentes parámetros que deben de estar controlados En la caracterización experimental, el trabajo consiste en realizar las mediciones de corrientes y voltajes en el dispositivo bajo diferentes condiciones de operación (conmutación dura, conmutación suave, avalancha, etc.) con la posibilidad de realizar variación de los parámetros mas importantes del circuito (temperatura, tensión de alimentación, corriente de conducción, inductancia parásita, etc.) 2.1.1 Diseño general del circuito de pruebas En el diseño del banco de pruebas se toman en cuenta aspectos importantes como: método de pruebas modo de funcionamiento tipo de control La selección dependerá de la calidad de reproducción de las condiciones que presente una aplicación convertidor dada de tal manera que se tenga independencia en el control de los diferentes parámetros, una limitación del número de elementos del circuito y de la potencia instalada de la fuente de alimentación. A continuación se describen estos aspectos. 2.1.1.1 Método de prueba El comportamiento de un dispositivo semiconductor de potencia (DSEP) puede ser observado en dos situaciones diferentes, ya sea directamente en la aplicación del convertidor ó mediante la realización de circuitos especiales. a) Circuitos de aplicación a convertidores 20 Metodología abordada Cuando se evalúa directamente el desempeño del componente en un convertidor, se presentan las interacciones entre el convertidor y la carga sobre el dispositivo. La evaluación bajo estas condiciones presenta las características siguientes: Son las condiciones reales: eléctricas, térmicas y mecánicas (entorno real del componente). La potencia instalada es elevada (función de la aplicación). Los parámetros accesibles son función del convertidor y la naturaleza de la carga. Globalmente, se obtiene el caso real, pero muy dependiente de la aplicación, teniéndose poca flexibilidad y grandes dificultades para obtener y sobreponer los resultados. b) Circuitos especiales Cuando se diseñan circuitos especiales de prueba para el estudio y la caracterización de DSEP, esto permite un mejor control de las condiciones de prueba y una buena reproducción de las condiciones típicas de conmutación. En el caso de la conmutación dura (PWM, modulación de ancho de pulso) los circuitos especiales de prueba han sido ampliamente usados. Globalmente se tiene una mayor flexibilidad en la variación de los parámetros externos del circuito, pero no es la aplicación real del componente a evaluar. Algunas de las ventajas que ofrece el usar circuitos especiales de prueba son: Hay poca demanda de potencia, lo que permite realizar pruebas a elevadas corrientes, sin riesgo de destrucción del dispositivo. El dispositivo no es demandado térmicamente, ya que se considera la temperatura de unión igual a la de encapsulado. No hay interdependencia entre parámetros, lo que facilita el estudio del comportamiento. Pero también tiene algunas desventajas, entre las cuales son: El aspecto térmico es abordado solo en estado estable Se requiere de un equipo de medición de gran memoria y alta velocidad de adquisición 2.1.1.2 Modo de funcionamiento Circuitos de prueba han sido realizados con el fin de analizar el fenómeno de conmutación de un interruptor. Este puede ser un convertidor particular que ofrece las condiciones correspondientes al componente a estudiar. Para lograr esto se le añaden componentes auxiliares tales como condensadores, inductores, fuentes e interruptores, los cuales permiten definir la condición de prueba. Un objetivo es la limitación del número de elementos y la energía instalada. La estructura adoptada podrá funcionar ya sea de forma repetitiva o en modo impulsional. 21 Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia a) Modo repetitivo Cuando el modo de funcionamiento es en modo repetitivo, el control es a frecuencia fija con un ciclo de trabajo reducido con el fin de limitar el incremento de temperatura del componente. Este modo de funcionamiento tiene la ventaja de ser una evaluación muy cercana a la realidad respecto al cableado y los aspectos térmicos, pero no es adecuado para analizar la conmutación propia del componente. La repetición de ciclos permite establecer métodos de medición por acumulación y efectuar correcciones de ruido síncronos. Sin embargo esta estrategia presenta los siguientes problemas: Potencia instalada igual a las pérdidas del componente, lo que requiere un sistema de enfriamiento y cableado necesariamente grandes. Interdependencia de parámetros: frecuencia, ciclo de trabajo, temperatura, etc. b) Modo impulsional El funcionamiento en modo impulsional es una estrategia de pruebas donde se trata de una experimentación en valores reales de corriente, tensión y temperatura. Además, el componente es sometido una sola vez a las condiciones de conmutación lo que, como ya se mencionó, permite una limitación en número de componentes y de la potencia instalada de la fuente y por otro lado mayor compactación de los componentes, a fin de reducir el cableado. 2.1.1.3 Tipo de control Para el control de la operación de los dispositivos auxiliares, así como el disparo del dispositivo bajo prueba, existen dos posibilidades: automático o de tiempo preestablecido. a) Control automático En este esquema de comando, el encendido y apagado de los dispositivos auxiliares y bajo prueba se realizan automáticamente a valores determinados de voltaje o corriente. Este sistema de control permite condiciones de conmutación que pueden ser ajustadas independientemente de la carga. Es un sistema de control directo. b) Tiempo preestablecido En este tipo de comando se establecen los tiempos de encendido y de apagado de los dispositivos. Este es un sistema de control en lazo abierto, donde los parámetros son solo indirectamente incontrolados. 22 Metodología abordada 2.1.2 Diseño propuesto para los circuitos de prueba Los circuitos de prueba empleados en cada uno de los modos posibles de conmutación presentan las siguientes características: modo de funcionamiento impulsional (one shot), que permite limitar la energía solicitada a la red, lo que facilita hacer pruebas en casos extremos. uso de un control de tiempo preestablecido capaz de asegurar por un lado su función en los diferentes modos de conmutación y por otro lado ser configurado para un tipo de control dado en función de los parámetros propios del interruptor bajo prueba. minimización del número de elementos auxiliares, de manera que los resultados obtenidos sólo se consideran que son debidos al efecto del dispositivo bajo prueba (DUT) y no a elementos externos interdependientes que modifiquen el comportamiento del dispositivo; esto se realiza con el fin de controlar mejor las condiciones impuestas al dispositivo semiconductor en una aplicación real. El principio de diseño se plantea en la Figura 2.1, la cual considera las siguientes partes: el circuito bajo prueba, el cuál es encargado de reproducir las condiciones de la aplicación circuito auxiliar integrado por componentes pasivos e interruptores auxiliares que debe permitir un ajuste independiente de los parámetros de las condiciones de prueba. En relación a los circuitos de prueba para dispositivos de alta potencia se deben tomar en consideración algunos otros aspectos como son: circuitos limitador de di/dt para controlar el crecimiento de la corriente entre el circuito de potencia y el bus de CD (banco de condensadores) circuitos sujetadores de voltaje para evitar sobretiros de voltaje circuito de control para la carga y descarga de condensadores carga y descarga del banco de condensadores de manera remota Figura 2.1 Principio de diseño de circuitos especiales de prueba 23 Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia 2.2 Caracterización mediante simulación La simulación de circuitos electrónicos de potencia previa al diseño de prototipos se ha convertido en una herramienta indispensable, puesto que el simulador (software) proporciona la confiabilidad del correcto funcionamiento. Pero para poder simular adecuadamente un circuito eléctrico o electrónico en general, es necesario que se cumplan los siguientes requerimientos [21]: disponibilidad de un simulador de circuitos adecuado disponibilidad de los modelos para todos los componentes del diseño disponibilidad de los parámetros para todos los modelos de todos los componentes a) Disponibilidad de un simulador adecuado Se refiere a un simulador de redes eléctricas o electrónicas que contenga modelos de dispositivos electrónicos. Hoy en día existen muchos simuladores de circuitos eléctricos y/o electrónicos pero una gran parte de ellos son utilizados en las instituciones donde se desarrollaron, es decir, no se encuentran disponibles a cualquier usuario. PSpice, que es una derivación de SPICE para la simulación de circuitos electrónicos integrados, está siendo utilizado a nivel internacional para realizar simulaciones de circuitos electrónicos de potencia. PSpice tiene la ventaja de ofrecer una versión demo gratuita del paquete con suficiente capacidad para analizar diseños de circuitos de potencia que no requieren de tantos elementos como los circuitos integrados. b) Disponibilidad de modelos para todos los componentes del diseño Se refiere a que el simulador contenga los modelos de todos los dispositivos utilizados en el diseño a simular. Aquí la desventaja de PSpice es que teniendo su origen en la simulación de circuitos integrados de baja potencia (microelectrónica) no contiene modelos adecuados para dispositivos de potencia, con excepción del IGBT, cuyo modelo está disponible a partir de la versión 7.0. De manera general los modelos se pueden clasificar según la técnica de desarrollo en: modelo de caja negra modelo de circuito equivalente modelo físico Por otra parte según el modo de implementación en el simulador, los modelos se pueden clasificar en: macromodelo de tipo BM (behavioral modeling) macromodelo estructural macromodelo en código fuente 24 Metodología abordada c) Disponibilidad de los parámetros para los modelos de todos los componentes utilizados Se refiere a que el diseñador disponga de los parámetros de los modelos para cada componente del diseño. Hoy en día los simuladores suelen incluir extensas librerías de modelos parámetrizados (modelos con parámetros de componentes reales) de diferentes fabricantes, y con frecuencia los mismos fabricantes proporcionan estos modelos para sus dispositivos en diferentes simuladores. Los parámetros de los modelos en el simulador son los mismos para cada modelo; lo que hace diferente al dispositivo de otro fabricante o de otras característica es el valor numérico que contiene cada modelo en su respectivo parámetro. En cambio, el número y clase de parámetros de un modelo dependen no sólo del dispositivo a simular, sino en gran medida del tipo de modelo utilizado para dicho dispositivo. Para realizar la caracterización mediante simulación es necesario reproducir las condiciones reales de funcionamiento de los circuitos de prueba, incluyendo los elementos parásitos en el simulador. El trabajo consiste en realizar los cálculos en simulación de los circuitos de prueba durante las conmutaciones bajo las mismas condiciones que en el caso experimental. 2.3 Tipos de fuentes Las fuentes de poder, que se utilizan en forma extensa en aplicaciones industriales, a menudo requieren cumplir todas o la mayor parte de las especificaciones siguientes [2]: 1. 2. 3. 4. 5. 6. Aislamiento entre fuente y carga Una alta densidad de potencia a fin de reducir el tamaño y el peso Dirección controlada del flujo de la potencia Alta eficiencia de conversión Formas de onda de entrada y de salida con baja distorsión armónica total Factor de potencia controlado si la alimentación a la fuente es un voltaje de CA Los reguladores en modo de conmutación sin transformador no pueden dar el aislamiento necesario y la potencia de salida es baja. La practica común es utilizar conversiones en dos pasos, CD-CA y CA-CD. En caso de entrada de CA, se trata de conversiones en tres pasos, CA-CD, CD-CA y CA-CD. El aislamiento se consigue mediante un transformador entre los pasos. La conversión CD-CA se puede llevar a cabo mediante un inversor PWM o resonante. Para la etapa del inversor (o del convertidor CD-CA) de la operación PWM, existen cuatro configuraciones comunes: flyback, push-pull o en contrafase, medio puente y puente completo. La salida del inversor, que varía mediante una técnica PWM, es convertida a un voltaje de CD mediante un rectificador de diodos. A continuación se describe el funcionamiento de algunas fuentes de CD de alto voltaje [18]. 25 Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia 2.3.1 Flyback La topología del circuito para el convertidor flyback se muestra en la Figura 2.2. Cuando el transistor Q1 se activa, el voltaje de alimentación aparece a través del primario del transformador y se induce un voltaje correspondiente en el secundario. Cuando Q1 esta apagado, se induce un voltaje de polaridad opuesta en el primario por el secundario, debido a la acción de transformación. El voltaje mínimo del circuito abierto del transistor es Voc = Vin. Si Iin es la corriente promedio de entrada con componente ondulatoria despreciable y el ciclo de trabajo es D = 50%, la corriente pico del transistor es Ipt = Iin/D = 2Iin. La corriente de entrada es pulsatoria y discontinua. Sin la presencia del diodo D2, fluirá una corriente de CD a través del transformador. Cuando Q1 esta apagado, el diodo D2 y el condensador C restablecen el núcleo del transformador. C se descarga a través de R, cuando D2 está apagado y en cada ciclo se pierde energía. Este circuito es muy sencillo y está restringido a aplicaciones por debajo de 500 W. Se trata de un convertidor directo que requiere de un lazo de retroalimentación de control de voltaje. El núcleo del transformador también se puede restablecer instalando un embobinado de restablecimiento como se muestra en la Figura 2.3a , donde la energía almacenada en el núcleo del transformador es devuelta a la alimentación aumentando la eficiencia. El voltaje en circuito abierto del transistor de la Figura 2.3a es N Voc = Vin 1 + p Nr (2.1) donde Np y Nr son el número de vueltas en los bobinados primario y de restablecimiento, respectivamente. La relación de vueltas de restablecimiento está relacionada con el ciclo de trabajo según la fórmula (2.1). Para un ciclo de trabajo D = 0.8, Np / Nr = 0.8 / (1 - 0.8) = 4 y el voltaje en circuito abierto se convierte en Voc = Vin (1 + 4) = 5Vin. El voltaje en circuito abierto del transistor es mucho más alto que el voltaje de alimentación. En la Figura 2.3b se muestran los voltajes y corrientes tanto a la entrada, como a la salida Figura 2.2 Convertidor flyback 26 Metodología abordada a) b) Figura 2.3 Convertidor flyback: a) convertidor con bobinado de restablecimiento, b) formas de onda de voltajes y corrientes 2.1.2 Push-pull En la topología del convertidor push-pull el voltaje pico de colector del transistor de conmutación es limitado a dos veces el voltaje de entrada. Esto es debido a la simetría del tap central del transformador con igual numero de vueltas en el devanado primario. El suministro de voltaje nunca es almacenado en el transformador, por lo cual mas potencia puede ser manejada obteniendo una mas grande eficiencia y con mejor regulación que otros convertidores. El esquema del circuito básico del convertidor push-pull es mostrado en la Figura 2.4a, así como sus formas de onda de las corrientes y voltajes en la Figura 2.4b. Los transistores de conmutación Q1 y Q2 conducen alternadamente cada medio ciclo en un ciclo de trabajo determinado por la entrada de la fuente de voltaje Vin, la relación de transformación y el voltaje de salida deseado. Así, el ciclo de trabajo máximo alcanzable es ligeramente menor que el 50 % para el tiempo de apagado del transistor de conmutación. Cuando Q1 se activa, Vin aparece a través de una mitad del primario. Cuando Q2 se activa, Vin es aplicado a través de la otra mitad del transformador. El voltaje del bobinado primario oscila desde -VS. La corriente promedio a través del transformador debería en forma ideal ser cero. El voltaje promedio de salida es Vo = V2 = Ns V1 = a V1 = a Vin Np (2.2) Los transistores Q1 y Q2 operan con un ciclo de trabajo del 50 %. El voltaje en circuito abierto es Voc = 2Vin, la corriente promedio de un transistor Iprom = Iin/2 y la corriente pico del transistor Ipt = Iin. Dado que el voltaje en circuito abierto del transistor es dos veces el voltaje de suministro, esta configuración es adecuada para aplicaciones en bajo voltaje. 27 Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia a) b) Figura 2.4 Convertidor push-pull: a) circuito del convertidor, b) formas de onda de voltajes y corrientes 2.1.3 Medio puente La topología medio puente es usada principalmente en convertidores fuera de línea donde los transistores de conmutación no son sometidos al doble de la entrada de la fuente de voltaje como en los convertidores de conmutación forward o push-pull. La Figura 2.5a muestra el esquema del circuito del convertidor medio puente y la Figura 2.5b muestra las corrientes y voltajes del convertidor. Como se muestra, el extremo del transformador sin punto es conectado a la terminal común de los dos condensadores idénticos de filtrado C1 y C2, vía un condensador de bloqueo de CD Cb. El condensador de bloqueo puede ser omitido en algunas aplicaciones. Un voltaje de caída en el primario resulta debido al cargado de los condensadores por la corriente que fluye en el transformador. El voltaje de la fuente de entrada Vs es dividido entre los dos condensadores de filtrado. Así, la terminal común de los condensadores de filtrado tiene un voltaje promedio de Vin/2. El propósito del condensador de bloqueo de CD cb es evitar los problemas de desbalance de flujo causados por el voltaje en la terminal común ya que no es exactamente la mitad del voltaje de la fuente de entrada. El extremo del transformador con punto es conectado a la terminal común de los transistores de conmutación configurados en una configuración totem-pole. Los transistores de conmutación Q1 y Q2 conducen alternadamente cada medio ciclo del ciclo de conmutación. Así, los dos transistores de conmutación conectan el extremo del transformador sin punto a Vin y tierra, mientras el extremo con punto del transformador es mantenido en Vin/2. 28 Metodología abordada a) b) Figura 2.5 Convertidor medio puente: a) circuito del convertidor, b) formas de onda de voltajes y corrientes Cuando Q2 está activo, Vin/2 aparece a través del primario del transformador. Cuando Q1 está activo, aparece un voltaje inverso de valor Vin/2 a través del primario del transformador. El voltaje primario oscila desde –Vin/2 hasta Vin/2. El voltaje en circuito abierto del transistor es Voc = Vin y la corriente pico del transistor es Ipt = 2Iin. La corriente promedio del transistor es Iprom = Iin. En aplicaciones de alto voltaje, el circuito medio puente es preferible al circuito push-pull. Sin embargo, para aplicaciones en bajo voltaje, es preferible el circuito push-pull debido a las bajas corrientes de transistor. El voltaje promedio de salida es Vo = V2 = Ns V1 = a V1 = 0.5 a Vin Np (2.3) 2.1.4 Puente completo La topología puente completo es usada principalmente en convertidores fuera de línea donde sus transistores de conmutación no son sometidos al doble de la entrada de la fuente de voltaje Vin. La Figura 2.6a muestra el esquema del circuito del convertidor puente completo y en la figura 2.6b se muestran los voltajes y corrientes de este circuito. Como se muestra, los transistores de conmutación son configurados una topología puente completo o H. Los pares de transistores de conmutación de Q1-Q4 y Q2-Q3 son conmutados alternadamente cada medio ciclo del periodo de conmutación. Cuando el par de transistores Q1-Q4 son encendidos, el extremo punteado del devanado primario es conectado a la fuente de voltaje de entrada Vin, mientras el extremo sin punto del devanado primario es conectado a un potencial cercano a tierra. Así, todos los extremos punteados de los 29 Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia devanados secundarios son ahora positivos con respecto al extremo sin punto. El voltaje en el devanado secundario es una versión escalada del voltaje en el devanado primario. Cuando el par de transistores Q2-Q3 son encendidos, el extremo sin punto del devanado primario es ahora Vin, mientras el extremo punteado es cercano al potencial de tierra. El voltaje promedio de salida es Vo = V2 = Ns V1 = a V1 = a Vin Np (2.4) El voltaje en circuito abierto del transistor es Voc = Vin y la corriente pico del transistor es Ipt = Iin. La corriente promedio del transistor es sólo Iprom = Iin/2. De todas las configuraciones, este circuito opera con los menores esfuerzos de voltaje y de corriente en los transistores y es muy popular para aplicaciones de alta potencia por arriba de 750 W. Una desventaja es el uso de 4 interruptores, lo cual eleva su costo. 2.1.5 Fuente de alta potencia A continuación se describe el funcionamiento de una fuente de alta potencia, la cual se encontró en la literatura [19], ya que de acuerdo a las características que presenta como son su alta potencia y principalmente su elevado voltaje de salida es interesante para el desarrollo de este trabajo, uno de los puntos mas importantes para la fuente a utilizar en el banco de pruebas. a) b) Figura 2.6 Convertidor puente completo: a) circuito del convertidor, b) formas de onda de voltajes y corrientes 30 Metodología abordada Esta fuente de CD de alta potencia, 400 kW y 50 kV en modo conmutado fue diseñada para su uso en cargas dinámicas [19]. Esta usa 4 etapas de 100 kW, convertidores de CD-CD tipo fuente de corriente con entradas en paralelo y salidas en serie. El convertidor de CD-CD opera a 20 kHz en un regulador de voltaje parcial y a 10 kHz en el inversor, transformador y las partes de salida del rectificador en el circuito. IGBT´s son usados como interruptores de potencia. Técnicas especiales son usadas para proteger la fuente y cargas contra arcos y cortos severos. Tiene una eficiencia del 93%, un voltaje de rizo en la salida del 1 % y una rápida respuesta dinámica y solo ocupa 1/3 del tamaño de una fuente de potencia convencional. Es regulable de 0 a 50 kV y de 0 a 400 kW. El convertidor de CD-CD seleccionado es una versión modificada del PWM, el tipo de fuente de corriente con un regulador separado y una sección inversora. Esta usa una forma de onda rectangular, la cual minimiza la necesidad de filtrado en la salida. La fuente consiste de un rectificador en la entrada, seguida de un filtro como se muestra en la Figura 2.7. Cada convertidor CD-CD consiste de un regulador de voltaje, inductor, inversor, transformador, rectificador y filtro. Esta empaquetado en dos partes: el modo regulador/inversor y el módulo rectificador/transformador. El regulador de voltaje opera con una forma de onda cuadrada fija como se muestra en la Figura 2.8. El transformador/rectificador contiene el transformador, rectificador y un filtro de salida. Cada convertidor produce una salida de voltaje de 12.5 kV. Todos los IGBTs en el regulador, así como los del inversor, tienen snubbers de la red consistentes de un diodo, un resistor y un condensador en paralelo con ellos. Cada uno de los IGBTs Q1Q4 del inversor conducen por aproximadamente la mitad del tiempo a una frecuencia de 10 kHz. Los pares formados por Q1 y Q2 y por Q3 y Q4 conducen juntos. Ocurre un traslape de 2 µs cada ciclo cuando los 4 conmutan simultáneamente. Este tiempo de traslape ayuda en la trasferencia entre los pares de IGBTs y la polaridad de salida. El suministro de la red de amortiguamiento formado por C17, CR17 y R9 limita el voltaje a través del bus de CD del inversor. El transformador, rectificador y la interconexión de alambres son montados dentro de un tanque poco tensionado y son inmersos en un fluido dieléctrico de silicón para el aislamiento eléctrico y el enfriamiento. Los filtros de entrada a la red incluyen un filtro inductor principal de 500µH, el filtro de amortiguamiento de la red de 0.5 Ω en serie con 8000 µF, y la combinación en paralelo de condensadores de 200 µF en la entrada de los 4 convertidores. El transformador/rectificador contiene el transformador, rectificador y un filtro de salida. El transformador tiene varios requerimientos especiales de diseño: (1) Voltaje de entrada con forma de onda cuadrada de 520 VPK a 10 kHz, con una relación de vueltas de 24, una salida continua de 100 KW, un aislamiento entre la salida y tierra de 50 kV de CD. (2) Baja inductancia parásita con pérdidas de potencia aceptables en el inversor y encontrar el rizo de voltaje en la salida especificada, sin exceder él limite del condensador de filtrado. 31 Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia (3) Control de las pérdidas del conductor y el núcleo en CA a 10 kHz con un nivel aceptable. (4) Devanado de alambre terciario para el control derivado a una señal de retroalimentación de voltaje para la salida del convertidor de CD-CD. Figura 2.7. Esquema simplificado del circuito de potencia de la fuente de 400 KW [9] El apilamiento de 4 rectificadores es usado en cada tanque transformador / rectificador. Estos son conectados en una configuración puente completo. Cada apilamiento consiste de 24 diodos en serie, con apareamiento y protección a través de cada diodo. Los diodos son de recuperación rápida, en un rango de 85 A, 1000 V y 1.6 µC de carga en recuperación inversa. El circuito de filtrado de CD en la salida del rectificador de puente completo consiste de un condensador de filtrado principal C1 y la red de amortiguamiento compuesta del circuito serie formado por R2 y C2-C4. El valor de la capacitancia de filtrado es determinado primeramente por el tiempo necesario para la transferencia del inversor entre las polaridades de la corriente combinadas con el rizo de voltaje requeridos. Referente al control, el reloj de las 4 fases es usado para sincronizar las compuertas del convertidor CD-CD. Cada convertidor CD-CD tiene su circuiteria propia para generar la variación del tren de pulsos del ciclo de trabajo en las compuertas de los IGBTs del regulador y la onda cuadrada en las compuertas del inversor de IGBT. El comando del ciclo de trabajo en la compuerta del regulador de los IGBTs llega del convertidor de CD-CD individual de la salida de voltaje del lazo de retroalimentación. Esta señal de retroalimentación es derivada de un devanado del bobinado del transformador de salida (VTR) y la corriente de salida (IO). Esta técnica evita tener que medir en voltajes altos. La corriente en los IGBTs del regulador (ireg) también son usadas en la circuiteria de retroalimentación para suministrar un lazo de control local en modo corriente. Este lazo 32 Metodología abordada compensa rápidas sobrecargas. El punto fijo de voltaje para cada convertidor CD-CD llega de la fuente de potencia completa en el control del lazo de voltaje, la cuál usa retroalimentación seudo-derivativa con limitaciones locales [9]. La retroalimentación de la fuente de potencia en conjunto viene con un divisor de voltaje 10000 a 1. Un generador de rampa suministra una porción del control del rizo de voltaje durante la recuperación de una reducción. Figura 2.8 Formas de onda idealizadas de voltaje y corriente de la fuente de potencia: a) potencia media, b) potencia completa [9] 2.4 Conclusiones Se presentaron los puntos principales a considerar para el diseño de circuitos de prueba los cuales son: método de pruebas, modo de funcionamiento y el tipo de control, de entre los cuales de acuerdo a los requerimientos de los dispositivos se ve que los circuitos especiales de prueba, así como el tipo de funcionamiento en modo impulsional y con un tiempo preestablecido son las condiciones en las cuales se puede estudiar el funcionamiento del dispositivo con un menor costo y menores componentes y exigencias a la línea de distribución. 33 Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia Otro punto importante es el tener un simulador el cual debe tener los modelos de todo componente lo mas cercano a ellos para tener resultados mucho mas cercanos a lo realizado experimentalmente. Referente a las fuentes de alto voltaje, se presentaron diferentes tipos de ellas resaltando sus mayores ventajas, así como sus desventajas, de entre las cuales podemos resaltar que las que presentan mejores características fueron la topología puente completo y la fuente de alta potencia, por ser las que se adecuan mas a los requerimientos exigidos, entre los cuales se puede mencionar un alto voltaje de salida, aislamiento, etc. 34 Capítulo 3 Fuente de alto voltaje 35 Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia En este capítulo se presentan las características que debe reunir la fuente de CD de alto voltaje del banco de pruebas para caracterizar dispositivos de alta potencia, así como todo el diseño y análisis de cada una de las partes que conforman la fuente como son: el inversor, la etapa de control y protección del inversor, el transformador elevador, el rectificador y finalmente el filtro. 3.1 Características de fuentes de alto voltaje Las características con las que debe cumplir una fuente de CD de alto voltaje son: garantizar aislamiento entre la fuente y la carga manejar un voltaje variable de 0 a 2500 V proporcionar una potencia de 1.25 kW Para el diseño de la fuente de CD se está tomando en consideración la fuente de puente completo y la fuente de la referencia [19], por ser las mas indicadas, para las características requeridas por el banco de pruebas. Un diagrama a bloques de la fuente se muestra en la figura 3.1. Como se muestra en la figura 3.1 consta de 4 etapas, las cuales son: etapa inversora, etapa elevadora, etapa de rectificación y etapa de filtrado. Cabe hacer mención que dentro de la etapa del inversor se deben considerar otros puntos como son: el circuito de control PWM, la etapa de protección y los impulsores. Para la etapa elevadora se tomó un transformador elevador que operara a alta frecuencia mientras que en la etapa de rectificación consiste en diodos rápidos. 3.2 Diseño de la fuente de CD 3.2.1 Diseño de la etapa inversora Dentro de la etapa del inversora o también llamada convertidor de CD a CA, se tomó el inversor monofásico en puente, que es parte del convertidor puente completo y de la fuente de la referencia [19]. Esta etapa se muestra en la figura 3.2. A continuación se describen cada una de las partes involucradas en la activación de las compuertas de los IGBTs que se utilizan en esta etapa de la fuente de CD. Inversor Elevador Rectificador Figura 3.1 Etapas de la fuente 36 Filtro Fuente de alto voltaje En la figura 3.3 se muestra un diagrama a bloques de las partes involucradas en la activación de las compuertas. Para la construcción del inversor se utilizaron dos módulos CM100DU-24H de MITSUBISHI, los cuales contienen cada uno dos IGBTs con su respectivo diodo en antiparalelo y tienen un manejo de corriente / tensión de 100 A/1200 V. A) Circuito de control PWM Para el control de los pulsos de activación de las compuertas de los IGBTs se utilizó el circuito integrado TL494 de Fairchild Semiconductor con la configuración que se ilustra en la figura 3.4. Esta configuración nos permite tener a la salida dos pulsos desfasados 180° uno con respecto al otro, proporciona un tiempo muerto que puede ser controlado, además de que también se puede controlar la frecuencia a la que se desee trabajar. Figura 3.2 Circuito de la etapa inversora Figura 3.3 Diagrama a bloques del control y la protección de las compuertas 37 Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia Figura 3.4 Circuito generador de pulso A continuación se describe brevemente como se puede controlar la frecuencia y el tiempo muerto en la salida de las señales proporcionadas por este integrado. La frecuencia de oscilación esta regida por la siguiente ecuación: f osc = 1.1 Rt ⋅ C t (3.1) La frecuencia a la cual se trabajó fue de 20 kHz y se propuso un condensador de 10 nF. Despejando Rt de la ecuación 3.1, se obtuvo el siguiente resultado. 1.1 f osc ⋅ Ct 1.1 Rt = (20kHz ) ⋅ (10nF ) Rt = Rt = 5.5 kΩ (3.2) (3.3) (3.4) Se optó proponer una resistencia variable de 10 kΩ para poder controlar la frecuencia. Con la resistencia variable de 100 Ω se controla el tiempo muerto de las señales de salida S1 y S2. Las señales obtenidas a la salida del circuito generador de pulso se muestran en la figura 3.5. B) Circuito de protección Para la protección de los IGBTs se construyó el circuito de protección que se muestra en la figura 3.6, utilizando compuertas AND, un inversor, un flip-flop D e 38 Fuente de alto voltaje interruptores. El circuito de protección opera de la siguiente forma: las señales provenientes del circuito TL494 entran a S1 y S2 y siguen su camino a una compuerta AND, la cual dejara pasar la señal como viene mientras se tenga un 1 proveniente del flip-flop D, en caso contrario se tendrá el inverso de la señal. Después de la compuerta AND, se invierte la señal y se manda al pin 2 de la primera línea y al pin 6 de la segunda línea, y lo mismo sucede con la parte de abajo, su señal se manda al pin 2 de la segunda línea y al 6 de la primera. Del pin 3 de ambas líneas sale un pulso que, mientras este funcionando todo bien, estará dando un 0 y pasando por el inversor dará un 1 el cual servirá para activar el flipflop. En caso contrario, si hay un corto en el pin 3, enviará un 1 y al pasar por el inversor dará un cero, lo cual deshabilitara al flip-flop. Para habilitar el pulso de compuerta hay que hacer pasar un 1 por el set del flip-flop. 10 V/div 10 V/div 20 µs/div Figura 3.5 Señales obtenidas del circuito generador de pulso Figura 3.6 Circuito de protección 39 Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia C) Circuito Impulsor El circuito impulsor utilizado para la activación de las compuertas de los IGBTs es el integrado M57959L de POWEREX y se muestra en la Figura 3.7. Las señales obtenidas a la salida de los impulsores se muestran en la Figura 3.8 Figura 3.7 Circuito impulsor 10 V/div 10 µs/div Figura 3.8 Señales de compuerta de los IGBTs 40 Fuente de alto voltaje 3.2.2 Diseño del transformador Las especificaciones de entrada del transformador son: 1. Voltaje de entrada 2. Corriente de entrada 3. Voltaje de salida 4. Corriente de salida 5. Voltaje de caída en el diodo 6. Frecuencia de conmutación 7. Eficiencia 8. Regulación 9. Coeficiente de la forma de onda 10. Factor de utilización de ventana 11. Densidad de flujo Vin = 500 V Ip = 5 A Vo = 2500 V Io = 1 A Vd = 1 V f = 20 kHz η = 98 % α=1% Kf = 4 (Señal cuadrada) Ku = 0.4 Bm = 0.35 T Tabla 3.1 Metodología o secuencia de diseño del transformador 1. 2. 3. 4. 5. 6. 7. Paso Formula general Potencia de salida Po = (Vo + Vd ) ⋅ I o Potencia aparente Pt = Po Coeficiente eléctrico K e = 0.145 ⋅ K f ⋅ f 2 ⋅ Bm × 10 -4 Geometría del núcleo Kg = 2 η + 2 2 2 Pt 2 ⋅ Ke ⋅ α Selección del núcleo en función de Kg y disponibilidad Po Inductancia del Lp = 2 devanado primario 2 ⋅π ⋅ f ⋅ I p Número de vueltas L p ⋅ I p × 104 Np = del devanado Bm ⋅ Ac primario 41 Valores Vo = 2500 V Vd = 1 V Io = 1 A Po = 2501 V η =0.98 Kf = 4 f = 20 kHz Bm = 0.35 T Pt = 7.14 kW Ke = 11368 α=1 Kg = 1.715154 cm5 Ap = 17.797 cm4 Wtfe = 253 gr Ac = 2.790 cm2 MLT = 11.6 cm At = 201.9 cm2 Po = 2501 W Ip = 5 A f =20 kHz Lp = 795 µH Ip = 5 A Bm= 0.3 T Ac = 2.790 cm2 Valor calculado Po = 2501 W Pt = 7.14 kW Ke = 11368 Kg = 0.314 cm5 Núcleo seleccionado EC70 Lp = 795 µH Np = 47 Vueltas Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia Continuación de la Tabla 3.1 8. Densidad de corriente J = Pt = 7.14 kW Kf = 4 Ku = 0.4 f = 20 kHz Bm= 0.3 T Ap = 17.797 cm4 Ip = 5 A J = 358 A/cm2 Pt × 10 4 K f ⋅ K u ⋅ f ⋅ Bm ⋅ Ap 9. Tamaño del Ip Aw( B ) = alambre del J devanado primario 10. Selección del tamaño del alambre en función de Aw (B) 11. Resistencia del R p = MLT ⋅ N p ⋅ re devanado primario 12. Perdidas en el cobre primario 13. Inductancia del devanado secundario 14. Numero de vueltas del devanado secundario 15. Tamaño del alambre del devanado secundario 16. Selección del tamaño del alambre en función de Aw(B) 17. Resistencia del devanado secundario Pp = (Ip)2Rp 18. Pérdidas en el cobre secundario Ps = (Io)2Rs Ls = Ns = Aw(B) = 0.01651 cm2 µΩ re = 104.3 cm MLT = 11.6 cm Np = 47 µΩ re = 104.3 cm Ip = 5 A Rp =0.056 Ω Ps = 2500 W Io = 1 A f =20 kHz Np = 47 Vueltas Vo = 2500 V Vin = 500 v Io = 1 A J = 358 A/cm2 Ps 2 2 ⋅ π ⋅ f ⋅ Io N p ⋅ Vo Vin Aw( B ) = Io J Aw (B) = 0.00279 cm2 µΩ re = 531.4 cm Rs = MLT ⋅ N s ⋅ re MLT = 11.6 cm Ns = 225 µΩ re = 531.4 cm Io = 1 A Rs = 0.058 Ω 42 J = 358 A/cm2 Aw(B) = 0.0142 cm2 AWG # 15 Rp = 0.056 Ω Pp = 1.45 W Ls = 20 mH Ns = 235 vueltas Aw(B) cm2 = 0.00279 AWG # 22 Rs = 0.858 Ω Ps = 0.058 W Fuente de alto voltaje 3.2.3 Diseño de la etapa de rectificación y filtrado Con respecto a la etapa de rectificación se tomo como única consideración que los diodos para esta etapa deberían ser diodos rápidos con una tensión de bloquéo de al menos 600 V. El tipo de diodo que se escogió es el HFA16PB120, el cual soporta 1200 V, por lo cual se necesitan solo 8 dispositivos en comparación con 12 dispositivos que se necesitarían al usar diodos de 600 V. Con respecto a la etapa de filtrado se están utilizando solamente condensadores de 2200 µF a 525 V. Hasta el momento se han utilizado 3 condensadores en serie, disminuyendo su capacitancia total a 733.33 µF. 3.3 Modelo matemático de la fuente de CD A continuación se describe el funcionamiento de la fuente de CD en base a un análisis matemático implementado posteriormente en Mathcad. El modelo se verifica mediante simulaciones en PSpice. En la Figura 3.9a se muestra el circuito final de la fuente de CD con todas sus etapas integradas y en la Figura 3.9b la secuencia de disparo. 3.3.1 Funcionamiento El análisis del comportamiento de la fuente se presenta para un solo periodo de tiempo (0 < t < T), el cual se divide en 2 etapas. La primera etapa es de 0 < t ≤ DT, cuando los interruptores Q1 y Q4 están encendidos, mientras Q3 y Q2 están apagados. El otro intervalo es de DT < t ≤ T, cuando están encendidos Q3 y Q2 y permanecen apagados Q1 y Q2. Etapa 1 (0 < t ≤ TD) En este tiempo empieza a circular una corriente positiva a través de la inductancia del primario llegando hasta una punto máximo de corriente y cayendo a cero inmediatamente. Mientras esto sucede en el primario, en el secundario se empieza a descargar la energía almacenada hasta llegar a cero. El flujo de corriente se puede apreciar en la figura 3.10a y en la figura 3.10b se muestra la secuencia de disparo de los dispositivos. Etapa 2 (DT < t ≤ T) En este tiempo empieza a circular una corriente negativa a través de la inductancia del primario llegando hasta una punto máximo de corriente y cayendo a cero inmediatamente. Mientras esto sucede en el primario, en el secundario se empieza a descargar la energía almacenada hasta llegar acero. El flujo de corriente se puede apreciar en la figura 3.11a y en la figura 3.11b se muestra la secuencia de disparo de los dispositivos. 43 Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia a) b) Figura 3.9 Fuente de voltaje a) Circuito de la fuente de CD, b) Secuencia de disparo de los IGBTs y formas de onda a) b) Figura 3.10 Fuente de voltaje: a) Flujo de corriente para la etapa 1, b) Secuencia de disparo durante la etapa 1 y formas de onda 44 Fuente de alto voltaje a) b) Figura 3.11 Fuente de voltaje: a) Flujo de corriente durante la etapa 2, b) Secuencia de disparo durante la etapa 2 y formas de onda 3.3.2 Análisis estacionario A continuación se presenta el cálculo de las corrientes y tensiones de la fuente de CD en estado estable suponiendo que T = 2DT: Variable Etapa 1 (0 < t ≤ TD) Etapa 2 (DT < t ≤ T) Voltaje en el primario V p = Vin V p = - Vin Voltaje en el secundario Corriente en el primario Vs = V p ⋅ n Vs = V p ⋅ n ip = Corriente en el secundario is = Vp ⋅ t ip = Lp Corriente a la salida del rectificador Vs × ( DT − t ) Ls V iD = s ⋅ ( DT − t ) Ls Corriente en el condensador icap = V p ⋅ (t − DT ) Lp Vs × (T − t ) Ls Vs iD = × (T − t ) 4 ⋅ Ls is = n ⋅ Vs Vs ⋅ ( DT − t ) RL 4 ⋅ Ls 45 icap = V Vs × (T − t ) - s RL 4 ⋅ Ls Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia Corriente en la carga Voltaje en la carga iL = Vs RL iL = vL = Vs Vs RL vL = Vs 3.4 Análisis en simulación y validación experimental Se realizó un análisis en el programa Mathcad, implementando las ecuaciones del modelo matemático presentado anteriormente. Para ver mas a detalle este análisis consultar anexo I. Para verificar el buen funcionamiento y comprobar el análisis realizado en Mathcad, se procedió a la simulación de cada una de las partes de la fuente en PSpice. El circuito utilizado en la simulación se muestra en la figura 3.12. En el circuito simulado se utilizó el modelo genérico del IGBT ZbreakN, el modelo del diodo HFA25TB60 de la librería de PSpice(de 25 A / 600 V, por lo que se necesitan 12 diodos), fuentes de pulso Vpulse para el control de la compuerta, un transformador ideal con una relación de 1 a 5, resistencias y condensadores. Las especificaciones de entrada fueron Vin = 300 V, Ls = 20 mH, Lp = 795 µH, RL = 5.5 kΩ, CL = 1100 µF y f = 20 kHz. El prototipo diseñado se construyó y se hicieron pruebas experimentales con una carga resistiva midiéndose las corrientes y tensiones de la fuente calculados con el modelo matemático (voltaje y corriente en el primario, voltaje y corriente en el secundario, corriente en la salida del rectificador y voltaje y corriente en la salida de la fuente). A continuación se presentan las gráficas experimentales junto con las simulaciones correspondientes obtenidas en Mathcad y PSpice. Figura 3.12 Circuito simulado en PSpice 46 Fuente de alto voltaje 200 V/div 4 A/div 50 µs/div a) 100 V/div 2 A/div 50 µs/div b) 100 V/div 1 A/div 50 µs/div c) Figura 3.13 Voltaje y corriente en el primario del transformador (vp , ip): a) Mathcad, b) PSpice, c) Experimental 47 Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia 1000 V/div 400 mA/div 50 µs/div a) 500 V/div 200 mA/div 50 µs/div b) 500 V/div 200 mA/div 0 µs/div c) Figura 3.14 Voltaje y corriente en el secundario del transformador (vs , is): a) Mathcad, b) PSpice, c) Experimental 48 Fuente de alto voltaje 1000 V/div 400 mA/div 50 µs/div a) 500 V/div 400 mA/div 50 µs/div b) 500 V/div 400 mA/div 10 µs/div c) Figura 3.15 Voltaje en el secundario del transformador y Corriente en la salida del rectificador (vs , iD): a) Mathcad, b) PSpice, c) Experimental 49 Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia 100 V/div 200•(7) mA/div 50 µs/div a) 400 V/div 200 mA/div 50 µs/div b) 200 V/div 200 mA/div 10 µs/div c) Figura 3.16 Voltaje y Corriente en la carga (vL , iL): a) Mathcad, b) PSpice, c) Experimental 50 Fuente de alto voltaje 3.5 Análisis transitorio durante el cargado del condensador Después de haber visto el funcionamiento de la fuente de voltaje de CD en estado estable ahora se describe de manera general el funcionamiento en el periodo transitorio mediante la ayuda de algunas simulaciones realizadas en PSpice, todo esto con la finalidad de mostrar como en el periodo transitorio las corrientes demandadas son mucho mayores a las corrientes en el estado estable, principalmente hablando del cargado del capacitor. En la Figura 3.17 muestra la corriente demandada en el periodo transitorio y el voltaje de salida desde 0 V hasta el tiempo que este tarda en llegar a su estabilización. Figura 3.17 Estado transitorio y estado estable: Superior) corriente en el interruptor, Inferior) Voltaje de salida Como se puede apreciar en la Figura 3.17 la corriente en el periodo transitorio se eleva de manera considerable, esto se ilustra con la intención de ver el comportamiento de la corriente en periodos instantáneos de tiempo, lo cual se puede apreciar mejor en la Figura 3.18 que muestra el periodo de inicio en el transitorio. De ahí que aunque la fuente de voltaje este diseñada para corrientes menores a 1 A, se tomo en consideración este punto para seleccionar los interruptores de corrientes mucho mas elevadas, con la intención de que soportara estas demandas de corriente en el periodo transitorio, que es el periodo que se va a presentar principalmente durante las pruebas realizadas. Cebe hacer mención que durante este tiempo, es decir desde el periodo transitorio hasta el tiempo en el cual se estabiliza el voltaje, es el tiempo que tarda el banco de condensadores en almacenar energía, lo cual se explicara en el siguiente capítulo. 51 Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia Figura 3.17 Corriente en el interruptor en el estado transitorio 3.6 Conclusiones Como se puede apreciar, los resultados analíticos, las simulaciones y las pruebas experimentales arrojan resultados muy similares. La potencia máxima de salida fue de Po = 1349 W y se obtuvo para una tensión de entrada de Vin = 380 V, con Vo = 1900 V e Io = 710 mA. –como se puede apreciar en los resultados experimentales de la Figura 3.17. Las especificaciones planteadas para el diseño de la fuente fueron de Vo = 2500 V e Io = 1 A (Po = 2500 W), pero no se pudieron alcanzar, puesto que la fuente que se utilizó para alimentar el bus de CD del inversor solo soporta alrededor de los 1000 W con una tolerancia de 300 W. 200 mA/div 1 kV/div 10 µs/div Figura 3.17 Voltaje y corriente a la salida de la fuente 52 Capítulo 4 Banco de pruebas Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia En este capítulo se abordan todas las características y requerimientos que se deben considerar para el armado del circuito de prueba para conmutación dura y corto circuito entre las cuales se puede mencionar el banco de condensadores, la etapa de control de los pulsos de disparo para lograr la conmutación deseada, así como los impulsores para la etapa de control. 4.1 Características generales En el diseño de un banco de pruebas se deben tomar en cuenta aspectos como: Método de pruebas (circuitos de aplicación a convertidores o circuitos especiales de prueba) Modo de funcionamiento (modo repetitivo o modo impulsional) Tipo de control (control automático o por tiempo preestablecido) La selección dependerá de la calidad de reproducción de las condiciones que presente una aplicación convertidor dada, de tal manera que se tenga independencia en el control de los diferentes parámetros, una limitación del número de elementos del circuito y de la potencia instalada de la fuente de alimentación. Las características generales de diseño del banco de pruebas se mencionan a continuación: Potencia que debe manejar (tomando en cuenta que los dispositivos bajo prueba manejaran alrededor de los 2000 V y 1000 A) el banco de pruebas, ya que todas las pruebas se realizan a altas potencias. El control que debe manejar, que para este caso será impulsional Aislamiento entre fuente y carga Los niveles de corriente y voltaje que debe manejar el circuito impulsor para activar y desactivar al dispositivo bajo prueba y a los circuitos auxiliares. El voltaje y corriente que debe manejar la fuente que para este caso será de 2500 V y 0.5 A. Se está considerando un almacenamiento de energía mediante un banco de condensadores para manejar la corriente (1000 A) Figura 4.1 Diagrama a bloques del banco de pruebas 54 Banco de pruebas 4.2 Almacenamiento de energía Primeramente, para poder considerar el circuito de prueba, se debe verificar el buen funcionamiento de la fuente de voltaje de CD, esto es, que pueda dar el voltaje y la corriente a los cuales se desea que se pueda probar el circuito. Como se consideró inicialmente, la fuente solo daría el voltaje suficiente para las pruebas y la corriente será proporcionada por un banco de condensadores, por lo cual se deben considerar las siguientes ecuaciones: V =L di dt y (4.1) I =C dv dt (4.2) Como se aprecia en estas dos ecuaciones, la corriente que se puede obtener depende fuertemente del condensador que se seleccione, ya que mientras mas chico sea el valor de la capacitancia de este, la corriente máxima que se obtenga será pequeña, así que, si se selecciona un valor de capacitancia grande, la corriente máxima obtenida será mayor. Otra ecuación, que es de mucha utilidad para los propósitos del banco de pruebas, es la ecuación de la energía. Con esta ecuación, haciendo algunas igualaciones y despejes se pueden calcular los valores máximos obtenidos en función de algunos parámetros. 1 1 E = V2C = I2 L 2 2 (4.3) Para la obtención de las corrientes en modo impulsional se partió de la ecuación 4.1 y se despejo t, la cual es: i t=L (4.4) V este valor de t es el tiempo que tardara en almacenarse la energía en la inductancia de carga. Utilizando la ecuación 4.3 de la energía y despejando la corriente obtenemos la ecuación 4.5, la cual nos ayuda a conocer la máxima corriente que se puede alcanzar I= V2 •C L (4.5) 4.3 Circuito de prueba El circuito de prueba es en forma modular y se diseñó para realizar tanto la conmutación dura como el corto circuito. De esta manera, modificando únicamente la secuencia de disparo de los interruptores auxiliares se obtienen tres tipos de conmutación [20]. La Figura 4.2 muestra el circuito de prueba empleado para el estudio de las conmutaciones. 55 Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia Como se muestra en la Figura 4.2, el circuito presenta únicamente dos interruptores auxiliares (AUX1 y AUX2) y una inductancia de carga Lcarga de un valor elevado (se puede considerar como una fuente de corriente de valor constante durante el tiempo que duren las conmutaciones). 4.3.1 Conmutación dura 4.3.1.1 Circuito de potencia En la Figura 4.3a se muestra el circuito de prueba simplificado, donde el valor de Lcarga es igual a 20mH. Las señales de disparo de los dispositivos empleados, así como las principales formas de onda se muestran en la Figura 4.3b. Figura 4.2 Circuito de prueba para las conmutaciones a) b) Figura 4.3 Conmutación dura: a) circuito de prueba simplificado, b) secuencia de disparo y formas de onda 56 Banco de pruebas Los elementos críticos de diseño de este circuito de prueba son: el valor de la inductancia de carga Lcarga, que debe tener un valor suficientemente elevado, para que la corriente en el tiempo de prueba sea lo más constante posible y un valor pequeño de resistencia parásita (Rind) en el orden de miliohms (0.05Ω). 4.3.1.2 Principio de funcionamiento El funcionamiento del circuito de prueba en conmutación dura se puede dividir en varias etapas, las cuales se describen a continuación. Etapa 1- Carga lineal de la corriente (t1 < t < t2) En el instante t1 el interruptor AUX2 es encendido y permanecen apagados los interruptores AUX1 y el DUT. En este momento, la corriente en el inductor Lcarga se incrementa en forma lineal. En el instante t2 el interruptor AUX2 es apagado. El flujo de corriente de esta etapa se muestra en la Figura 4.4a y en la Figura 4.4b se muestra la secuencia de disparo de los dispositivos. La ecuación que rige el comportamiento del circuito en términos de ecuaciones diferenciales es la siguiente: di (4.4) V0 = i Rind + Lcarga dt Resolviendo la ecuación (4.3), considerando que las condiciones iniciales son I(0+)=0 (la corriente en el inductor es cero) y que la resistencia Rind es muy pequeña, se obtiene que la corriente i(t) crece en forma lineal por medio de la siguiente expresión: VLcarga = Lcarga ∆i di ≈ Lcarga dt ∆t despejando ∆i: ∆i = VLc arg a ∆t Lc arg a (4.5) Si Lcarga es muy grande (Lcarga >> VLcarga ∆t), entonces iL puede ser considerada constante durante la conducción y las conmutaciones. Etapa 2- Libre circulación (t2 < t < t3) En el periodo de tiempo t2 < t < t3 todos los interruptores permanecen apagados. En esta etapa la corriente es casi constante y las pérdidas son debidas solo a la resistencia parásita del inductor y de las pérdidas por conducción del diodo. El flujo de corriente de esta etapa se muestra en la Figura 4.5a y en la Figura 4.5b se muestra la secuencia de disparo de los dispositivos. Esta etapa es importante para estabilizar la tensión de la fuente (V0) y mostrar el comportamiento de recuperación inversa del diodo al momento del encendido del DUT. 57 Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia a) b) Figura 4.4 Conmutación dura: a) Flujo de corriente en la etapa 1, b) Formas de onda en la etapa 1 a) b) Figura 4.5 Conmutación dura: a) Flujo de corriente en la etapa 2, b) Formas de onda en la etapa 2 Etapa 3- Encendido en conmutación dura (t3 < t < t4) En el instante t3 el interruptor bajo prueba es encendido, mientras que los interruptores AUX1 y AUX2 permanecen apagados. En este instante se presenta el encendido en conmutación dura del dispositivo bajo prueba, incluyendo la recuperación inversa del diodo de libre circulación (D1). El flujo de corriente de esta etapa se muestra en la Figura 4.6a y la secuencia de disparo en la Figura 4.6b. 58 Banco de pruebas Etapa 4- Apagado en conmutación dura (t5 < t < t6) En el instante t5 el interruptor bajo prueba es apagado y permanecen apagados los interruptores AUX1 y AUX2. En este momento se presenta el apagado en conmutación dura del dispositivo bajo prueba. En el periodo de t5 < t < t6 se muestra la cola de corriente en el apagado del DUT, así como una sobre tensión, debida principalmente a la inductancia parásita de cableado. El flujo de corriente se muestra en la Figura 4.7a y la secuencia de disparo en la Figura 4.7b. a) b) Figura 4.6 Conmutación dura: a) Flujo de corriente en la etapa 3, b) Formas de onda en la etapa 3 a) b) Figura 4.7 Conmutación dura: a) Flujo de corriente en la etapa 4, b) Formas de onda en la etapa 4 59 Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia 4.3.1.3 Consideraciones de diseño Un punto muy importante que hay que aclarar es que la fuente de voltaje estará encendida durante toda la prueba, lo cual nos ayuda inicialmente al almacenamiento de energía en el banco de condensadores, esta energía será transferida durante el tiempo en que este encendido el dispositivo AUX2 (t1 < t < t2), lo cual hará que se almacene la energía deseada para cada prueba en particular como se aprecia en la tabla 4.1. La energía almacenada por el banco de condensadores para un V0 igual a 900 V es de 594 J, como se puede apreciar en la Figura 4.8 realizada en simulación. Figura 4.8 Energía almacenada por el banco de condensadores Para la realización de la prueba en conmutación dura se tomaron las siguientes consideraciones: V0 variable de 400 V a 900 V Lcarga = 6.5 mH C = 1467 µF IC variable de 80 A a 400 A En función de estos parámetros se calcularon los tiempos que debía permanecer encendido el dispositivo auxiliar (AUX2) para obtener la corriente deseada en el inductor Lcarga y se representan en la Tabla 4.1. Tabla 4.1 Valores obtenidos para las pruebas realizadas Corriente (A) 100 200 300 400 300 300 300 300 100 Voltaje (V) 900 900 900 900 500 600 700 800 400 Tiempo (ms) 0.722 1.44 2.17 2.88 3.9 3.25 2.8 2.43 1.62 60 Energía (J) 32.5 130 292.5 520 292.5 292.5 292.5 292.5 32.5 Banco de pruebas Continuación de la Tabla 4.1 100 100 100 100 80 120 150 500 600 700 800 500 500 500 1.3 1.1 0.928 0.812 1.04 1.56 1.95 32.5 32.5 32.5 32.5 20.8 46.8 73.1 Como se puede observar en la tabla 4.1 la energía máxima utilizada fue de 520 J, menor a la energía almacenada en el banco de condensadores y de acuerdo a la ecuación 4.5 la corriente máxima para este arreglo es de 427 A, ya que seria la corriente a la cual se transferiría por completo la energía almacenada en el banco de condensadores. 4.3.2 Corto circuito tipo I 4.3.2.1 Circuito de potencia Los elementos críticos de diseño del circuito de prueba en corto circuito son: las características del interruptor auxiliar (AUX1) (debe ser robusto para soportar la corriente de corto circuito del DUT y no saturarse), el valor de la inductancia parásita de cableado (la cuál debe ser de valor muy pequeño), así como el valor de la resistencia parásita de cableado. Es muy importante considerar los valores de estos elementos. La Figura 4.9a, muestra el circuito simplificado para realizar un análisis de corto circuito tipo I y en la Figura 4.9b se muestra la secuencia de disparo de los dispositivos, así como el voltaje y la corriente típicas en el dispositivo bajo prueba. a) b) Figura 4.9 Corto circuito tipo I: a) circuito de prueba simplificado, b) secuencia de disparo y formas de onda 61 Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia 4.3.2.2 Principio de funcionamiento El funcionamiento del circuito de prueba bajo condiciones de corto circuito I puede dividirse en varias etapas las cuales se describen a continuación Etapa 1- Corto circuito en la carga (t1 < t < t2) En el instante t1 el interruptor AUX1 es encendido y permanecen apagados los interruptores AUX2 y el dispositivo bajo prueba (DUT). En este momento se simula la condición de corto circuito en la carga. En la Figura 4.10a se muestra el establecimiento del corto circuito en la carga pero todavía no hay flujo de corriente debido a que el DUT está abierto, y en la Figura 4.10b la secuencia de disparo. Etapa 2- Encendido en corto (t2 < t < t3) En el instante t2 el interruptor DUT es encendido y permanece encendido el interruptor AUX1, mientras que el interruptor AUX2 permanece apagado. En este momento se realiza la medición de encendido del DUT bajo condiciones de corto circuito. El flujo de corriente de esta etapa se muestra en la Figura 4.11a y en la Figura 4.11b se muestra la evolución de la corriente y la tensión. Durante el periodo (t2 < t < t3) se presenta una caída de voltaje en el DUT debido principalmente al valor de la inductancia parásita de cableado del circuito de prueba. a) b) Figura 4.10 Corto circuito tipo I: a) Flujo de corriente en la etapa 1, b) Formas de onda en la etapa 1 62 Banco de pruebas a) b) Figura 4.11 Corto circuito tipo I: a) Flujo de corriente en la etapa 2, b) Formas de onda en la etapa 2 a) b) Figura 4.12 Corto circuito tipo I: a) Flujo de corriente en la etapa 3, b) Formas de onda en la etapa 3 Etapa 3- Apagado desde corto (t4 < t < t6) En el instante t4 el interruptor DUT es apagado después de un lapso de tiempo preestablecido (5µs) para que el DUT no sufra destrucción. El interruptor AUX1 permanece encendido, mientras que el interruptor AUX2 permanece apagado. En este momento se realiza la medición del transitorio de apagado del DUT desde el corto circuito. El flujo de corriente en esta etapa se muestra en la Figura 4.12a y en la Figura 4.12b se muestra la evolución de la corriente y la tensión. 63 Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia Durante este periodo (t4 < t < t5), se presenta una sobre tensión en las terminales colector-emisor del DUT debido principalmente a la inductancia parásita de cableado del circuito de prueba (entre mayor sea el valor de esta inductancia mayor es el pico de voltaje). Para limitar esta sobretensión se utiliza una resistencia de compuerta de mayor valor (RG(off) = 220Ω) que en el encendido (RG(on) = 47Ω). En el diseño de convertidores se debe considerar este valor pico de tensión con fines de protección del dispositivo contra corto circuito, para que de esta manera no se rebasen los límites de operación del mismo. 4.3.2.3 Consideraciones de diseño Para la realización de esta prueba se consideraron los siguientes aspectos: V0 variable de 20V hacia arriba C = 1467 µF Ic variable en función del voltaje V0 4.4 Conclusiones Se presentaron las características generales con las que debe contar un banco de pruebas de las cuales podemos resaltar el voltaje y tensión que debe manejar en modo impulsional, además del aislamiento entre la fuente y la carga. Un punto importante es la obtención de la alta corriente en modo impulsional, la cual se logra mediante el almacenamiento de energía del banco de condensadores, la cual es transmitida a la inductancia de carga para cada prueba en particular. Se analizó el circuito de prueba para la conmutación dura y el corto circuito tipo I, de lo cual se aprecia que la única variación entre ellos son las secuencias de disparo. 64 Capítulo 5 Pruebas y Resultados Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia En este capítulo se presentan los resultados obtenidos con el banco de pruebas completo. Se incluyen las graficas de corriente y tensión en el dispositivo bajo prueba, tanto en la simulación como en la práctica, con el fin de comparar los resultados obtenidos. Las mediciones se realizaron con la finalidad de verificar el buen funcionamiento del banco de pruebas. Se realizaron pruebas en conmutación dura, debido a que es la conmutación mas común en los convertidores de potencia. Otra prueba realizada fue en corto circuito, ya que es una prueba en la que se llevan a los limites los interruptores y se observa su comportamiento ante tales casos. Dentro de las pruebas experimentales se utilizaron dos módulos de IGBT: CM150DU-24H, el cual soporta 1200 V / 150 A y contiene dos chips de IGBTs con su respectivo diodo en antiparalelo por módulo CM1000HA-28H, el cual soporta 1400V / 1000 A y contiene un solo chip de IGBT por módulo. 5.1 Pruebas en conmutación dura 5.1.1 Consideraciones en simulación En la Figura 5.1 se muestra el esquemático implementado en el simulador PSpice. Con el fin de tener por un lado simulaciones más realistas y por otro lado garantizar simulaciones rápidas, se realizaron las consideraciones siguientes: La inductancia de carga es sustituida por una fuente de corriente constante. Solo se simularon los periodos de conmutación (encendido/apagado). Se consideran los elementos parásitos importantes (inductancia de cableado Lpar=1 mH y capacitancia del circuito Cp= 2nF). Se utilizaron los modelos del IGBT CM150DY-24H y del diodo HFA25HB60 disponibles en las librerías del programa PSpice 9.0 A continuación se describe la forma en como se obtienen los elementos parásitos utilizados en la simulación: Inductancia parásita de cableado A una gran velocidad de conmutación (pendiente de corriente), la inductancia de cableado es un elemento muy importante en una celda de conmutación, puesto que causa una caída de tensión adicional. Por esto se hace un análisis detallado en las diferentes etapas de conmutación dura con el fin de conocer su influencia durante las mismas. El cálculo de la inductancia de cableado se realizó usando el principio básico de que un inductor se opone al cambio de corriente. En la Figura 5.2 se muestran en forma ideal los transitorios de una conmutación dura al encendido y se aprecia como en el momento 66 Pruebas y resultados que la corriente crece con una cierta pendiente (dic/dt), se presenta una caída de tensión en las terminales del dispositivo (∆VCE). Conociendo los valores de estas variables, es posible estimar la inductancia parásita de cableado Lpar del circuito de prueba mediante la siguiente expresión: ∆VCE (5.1) L par = diC / dt L5 PARAMETERS: {Lp} 1 I2 {Ic} 3 D9 {Vce} Ic = 150 Rg = 47 Lp = 100n Cp = 1.92n Vce = 500 HFA25TB60 Vo Z1 R5 Cp CM150DY-24H {Cp} {Rg} Vge Le 10n TD = 0 TF = 0 PW = 20u PER = 40u V1 = -15 V2 = 15 TR = 0 0 Figura 5.1 Circuito utilizado en la simulación Figura 5.2 Formas de onda para el cálculo de la inductancia parásita de cableado Capacitancia parásita del circuito El cálculo de la capacitancia parásita del circuito se realizó en base al principio básico de que un condensador se opone al cambio de voltaje. En la Figura 5.3 se muestran en forma ideal los transitorios de una conmutación dura al apagado y se aprecia cuando el voltaje se desarrolla con una cierta pendiente (dvCE/dt), se presenta una caída de corriente en las 67 Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia terminales del dispositivo (∆Ic). Esta capacitancia se puede calcular mediante la siguiente ecuación: ∆I c C par = (5.2) dvCE / dt A manera de verificar el buen funcionamiento del banco de pruebas, en las pruebas en conmutación dura se varió el voltaje de alimentación V0 y posteriormente la corriente de carga IC, y se tomaron las señales en el encendido y en el apagado del dispositivo bajo prueba. Figura 5.3 Formas de onda para el cálculo de la capacitancia parásita del circuito 5.1.2 Consideraciones en pruebas experimentales Para las pruebas se utilizaron 2 diodos HFA16PB120 en paralelo como diodos de libre circulación para aumentar la capacidad de corriente y la inductancia de carga fue de 6.5 mH. Además se utilizó un control con sus respectivos impulsores para suministrar los pulsos de compuerta tanto al dispositivo bajo prueba como al dispositivo auxiliar. Los DUT fueron los módulos CM150DU-24HB y CM1000HA-28H. A continuación se describen las características mas importantes de los dispositivos DUT para la realización de las pruebas experimentales. Dispositivo Ic (A) Vce (V) ICM (A) Vce (sat) (V) td(on) (ns) tr (ns) td(off) (ns) tf (ns) trr (ns) CM150DU-24HB 150 1200 300 2.9 200 250 300 350 300 CM1000HA-28H 1000 1400 2000 3.1 800 2000 1200 650 300 HFA16PB120 IF (A) 16 VR (V) 1200 IFSM (A) 190 IFRM (A) 64 trr (ns) 30 Las pruebas que se realizaron fueron: a) variando el voltaje de alimentación desde 400 V hasta 900 V, manteniendo constante la corriente de carga en 100 A para la simulación y el módulo CM150DU-24HB. b) variando el voltaje de alimentación desde 500 V hasta 900 V, manteniendo constante la corriente de carga en 300 A para el módulo CM1000HA-28H. 68 Pruebas y resultados c) variando la corriente de carga desde 80 A hasta 150 A, manteniendo constante el voltaje de alimentación en 500 V para la simulación y el módulo CM150DU-24HB. d) Variando la corriente de carga de 100 a 400 A, manteniendo el voltaje de alimentación en 900 V para el módulo CM1000HA-28H. 5.1.3 Variación del voltaje de alimentación V0 a) Encendido El tiempo de caída de vCE aumenta conforme aumenta la tensión de alimentación V0 (Figuras 5.4a y 5.4b). En el otro módulo CM1000HA-28H no se observa esa tendencia, puesto que se presentan oscilaciones cuando el dispositivo entra en conducción. Además se presenta una caída de tensión significante debido a que el diC/dt es mas alto, ya que IC=300 A (Figura 5.4c). Las oscilaciones de la Figura 5.4c se observan también en los transitorios de la corriente iC(t), pero no se presentaron ni en la simulación, ni en las pruebas con el módulo CM150DU-24HB y pueden ser causados por la interacción de los parásitos del circuito y los del módulo. En el transitorio de la corriente iC se observa un incremento en la pendiente diC/dt conforme aumenta la tensión de alimentación como se muestra en las Figuras 5.5a, 5.5b y 5.5c. En la simulación de la Figura 5.5a no se observa la recuperación inversa del diodo debido al modelo utilizado. b) Apagado El tiempo de subida de la tensión vCE aumenta conforme aumenta la tensión de alimentación como se aprecia en las Figuras 5.6a, 5.6b y 5.6c, pero solo en las pruebas experimentales el tiempo de retardo al apagado aumenta también. En la forma de onda de la corriente de colector iC se observa en simulación (Figura 5.7a) un aumento de la cola de apagado con la tensión de alimentación manteniéndose el diC/dt casi constante. Una tendencia similar se observa con el módulo CM150DU-24HB (Figura 5.7b), sin embargo los resultados con el módulo CM1000HA-28H (Figura 5.7c) muestran que la pendiente diC/dt disminuye notablemente conforme va aumentando la tensión de alimentación. 5.1.4 Variación de la corriente de carga IC a) Encendido Se observa que tanto en la simulación, como en las pruebas experimentales (Figuras 5.8a, 5.8b y 5.8c) el tiempo de encendido aumenta conforme va aumentando IC mientras que tanto el diC/dt, como el dvCE se mantienen casi constantes. De la misma manera que en la variación de V0, en el módulo CM1000HA-28H (Figura5.9c) se ve una caída de tensión mas notable durante el diC/dt dado por los niveles mas altos de corriente y se mantienen las oscilaciones después del encendido. b) Apagado Las formas de onda de la tensión vCE son muy similares tanto en simulación, como en las pruebas experimentales con los dos módulos como se aprecia en las Figuras 5.10a, 5.10b y 69 Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia 5.10c. En las formas de onda de la corriente en la simulación y la mediciones con el módulo CM150DU-24HB el diC/dt se mantiene constante, mientras que en las mediciones con el módulo CM1000HA-28H se observa un incremento de la pendiente de corriente conforme va aumentando IC (Figuras 5.11a, 5.11b y 5.11c). Variación V0 – Encendido a) b) c) Figura 5.4 Voltaje colector-emisor vCE (t): a) Simulación, b) Experimental CM150DU24HB, c) Experimental CM1000HA-28H 70 Pruebas y resultados Variación V0 – Encendido a) b) c) Figura 5.5 Corriente colector iC (t): a) Simulación, b) Experimental CM150DU-24HB, c) Experimental CM1000HA-28H 71 Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia Variación V0 – Apagado a) b) c) Figura 5.6 Voltaje colector-emisor vCE (t): a) Simulación, b) Experimental CM150DU-24HB, c) Experimental CM1000HA-28H 72 Pruebas y resultados Variación V0 – Apagado a) b) c) Figura 5.7 Corriente colector iC (t): a) Simulación, b) Experimental CM150DU-24HB, c) Experimental CM1000HA-28H 73 Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia Variando IC – Encendido a) b) c) Figura 5.8 Voltaje colector-emisor vCE (t): a) Simulación, b) Experimental CM150DU-24HB, c) Experimental CM1000HA-28H 74 Pruebas y resultados Variando IC – Encendido a) b) c) Figura 5.9 Corriente colector iC (t): a) Simulación, b) Experimental CM150DU-24HB, c) Experimental CM1000HA-28H 75 Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia Variando IC – Encendido a) b) c) Figura 5.10 Voltaje colector-emisor vCE (t): a) Simulación, b) Experimental CM150DU-24HB, c) Experimental CM1000HA-28H 76 Pruebas y resultados Variando IC – Encendido a) b) c) Figura 5.11 Corriente colector iC (t): a) Simulación, b) Experimental CM150DU-24HB, c) Experimental CM1000HA-28H 77 Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia 5.2 Pruebas en corto circuito A continuación se presenta el diagrama esquemático implementado en PSpice para la prueba de corto circuito. El funcionamiento del circuito se describió en el capítulo 4. Esta prueba se realizó, puesto que es un caso extremo de conmutación en el cual, a diferencia de la conmutación dura, el DUT se lleva hasta los limites de su área segura de operación (SOA) y por ende la potencia demandada a la fuente es mayor. Los resultados en simulación y de las pruebas experimentales se presentan en las Figuras 5.13 y 5.14: AUX DUT Figura 5.12 Circuito simulado para corto circuito AUX DUT DUT a) b) Figura 5.13 Señales de compuerta de los dispositivos: a) simulación, b) experimental CM150DU-24HB 78 Pruebas y resultados a) b) Figura 5.14 Voltaje vCE y corriente iC en el dispositivo bajo prueba: a) simulación, b) experimental CM150DU-24HB (escalas 25 V y 30 A) En la Figura 5.13 se observa la señal de control del DUT, la cual debe de garantizar que la duración del corto circuito dure un tiempo menor a 10 µs para evitar el sobrecalentamiento y la destrucción del dispositivo. Para el encendido en corto circuito se utilizó una resistencia de compuerta RG(on) de 47 Ω, mientras que para el apagado se utilizó otro valor RG(off) mucho mayor de 220 Ω, con el fin de hacer más lento el apagado del DUT y evitar altos picos de tensión debido a los valores elevados de diC/dt en un apagado de corto circuito (apagado de un nivel de corriente muy alto correspondiente a la corriente de saturación). En la Figura 5.13 se observa que tanto en simulación, como en las curvas experimentales la tensión de compuerta del DUT no alcanzó el valor máximo de 15 V, ni tampoco se mantuvo durante el periodo de 10 µs, debido a una retroalimentación de compuerta. Esta retroalimentación se puede explicar con el nivel bajo de tensión de alimentación seleccionado para esta prueba con el fin de proteger el dispositivo. Durante el tiempo de subida del corto circuito, como se observa en la Figura 5.14 se presenta una caída de tensión proporcional debida a la inductancia parásita de cableado la cual no puede exceder la tensión de alimentación menos la tensión de saturación en conducción de los dos dispositivos (AUX y DUT). V0 = L par ⋅ diC / dt + 2VCE ( sat ) Como la tensión V0 fue demasiada baja y la inductancia parásita muy grande este efecto limita la velocidad de subida de la corriente iC durante el corto circuito, como se observa en la Figura 5.14. 79 Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia a) b) Figura 5.15 Gráficas realizadas a voltaje elevado a) Señal de compuerta, b) Voltaje vCE y corriente iC Para verificar esta suposición, se realizó una simulación a una tensión de alimentación V0 = 1000 V, correspondiente al valor nominal de tensión de bloquéo del módulo CM150DU-24HB, la cual se muestra en la Figura 5.15. Se puede observar que a esta tensión las formas de onda corresponden a las esperadas para un corto circuito, es decir, el DUT enciende en un lapso corto durante el cual el diC/dt causa una caída de tensión transitoria en sus bornes debido a la inductancia parásita Lpar. 5.3 Conclusiones Se realizaron pruebas en conmutación dura tanto en simulación, como experimentalmente con los módulos CM150DU-24HB y CM1000HA-28H. Para la obtención de la corriente impulsional necesaria dependió fuertemente de la inductancia de carga, el voltaje de alimentación y el tiempo del dispositivo auxiliar, pero el parámetro mas importante fue el banco de condensadores el cual fue el que almacenó la energía a utilizar en cada una de las pruebas y siendo el parámetro que limitaba la máxima corriente impulsional que se podía alcanzar en función de otros parámetros. Como se observa en las graficas obtenidas de las pruebas realizadas con los módulos CM150DU-24HB y CM1000HA-28H son muy similares, sin embargo se puede apreciar que con el módulo CM1000HA-24H se presentaron algunas distorsiones y picos causados por la inductancia parásita del circuito. Referente a la prueba en corto circuito tipo I se aprecia que se presentaron problemas a bajo voltaje y debido a esto se daño el dispositivo CM150DU-24HB. 80 Capítulo 6 Conclusiones y trabajos futuros En este trabajo se presentó un estudio de los diferentes dispositivos de alta tensión que actualmente se encuentran en el mercado, con la finalidad de conocer sus características, así como sus ventajas y desventajas. Esto ayuda saber, de acuerdo al comportamiento que presenta cada dispositivo, cual es el DSEP óptimo a utilizar en una aplicación específica para tener pérdidas mínimas. Se realizó un estudio de las diferentes topologías de tipos de fuentes mayormente conocidas, dentro de las cuales se hizo una selección de acuerdo a las características requeridas por el banco de pruebas tomando como referencia la topología de puente completo. En función de la topología escogida, se pasó al diseño y análisis de la fuente de CD de alto voltaje: Se realizó el diseño de la parte de control para suministrar los pulsos de los interruptores, dentro del cual se contempló una parte de protección para cualquier falla de los interruptores con el fin de apagar inmediatamente el control. Se seleccionaron los dispositivos bajo prueba, lo cual se realizó en función de contemplar que la fuente debería proporcionar valores elevados de corrientes de conducción y tensiones de bloquéo, considerando su uso para un banco de pruebas para dispositivos de alta potencia. Se seleccionaron los impulsores mas adecuados para dichos interruptores. Se diseñó el transformador elevador, el cual fue uno de los puntos más importantes, ya que por ser de alta frecuencia y considerando las grandes tensiones y corrientes a soportar, se hizo un análisis detallado y minucioso para obtener el mejor rendimiento del mismo. Se diseñó el rectificador, tomando en cuenta que los dispositivos debían ser diodos rápidos y de alto voltaje de bloquéo. Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia Se diseñó el filtro, tomando en cuenta el voltaje de salida requerido para la fuente y de ahí se seleccionó un condensador de alto voltaje y también de alto valor de capacitancia. Se hizo un análisis matemático de la fuente de CD de alto voltaje, y se verificó mediante su implementación en el programa matemático Mathcad, lo cual arrojó muy buenos resultados dando señales de salida muy similares a lo que se esperaba. Las señales que se esperaban eran formas de onda que se habían obtenido en la simulación de la fuente en el programa de simulación de circuitos PSpice. En este programa se realizó la simulación de la fuente completa, tomando señales de las partes principales de la fuente de CD de alto voltaje. Después de haber realizado el diseño y los análisis en simulación, se procedió a la implementación práctica de cada una de las partes que conforma la fuente de CD de alto voltaje. Ya construida cada una de las etapas de la fuente, se procedió a medir formas de onda para verificar el buen funcionamiento de la misma. De las señales de corrientes y tensiones se apreció que los resultados obtenidos en el análisis matemático en Mathcad, en simulaciones de PSpice y en la práctica fueron muy similares. Algunas de las diferencias que se apreciaron son pequeñas distorsiones de las señales en la parte en la que se apaga un par de interruptores y se enciende el otro par. Estas distorsiones se presentaron principalmente debido al tiempo muerto entre el encendido y el apagado. Las especificaciones planteadas para el diseño de la fuente fueron de Vo = 2500 V e Io = 1 A (Po = 2500 W), pero no se pudieron alcanzar, puesto que la fuente que se utilizó para alimentar el bus de CD del inversor solo soporta alrededor de los 1000 W con una tolerancia de 300 W, y los valores máximos obtenidos fueron Vo = 1900 V con una corriente de salida de 700 mA de lo cual se puede concluir que la fuente de CD de alto voltaje diseñada, analizada y construida opera conforme los requerimientos energéticos demandados. Aunque la fuente es una parte importante del banco de pruebas, este consiste de otras partes, como lo son: el almacenamiento de energía, el control, los impulsores, los dispositivos auxiliares y el dispositivo bajo prueba. La gran capacitancia que se requiere, es principalmente debido a que tiene que considerar una parte referente al almacenamiento de energía, la cual se realizó mediante los condensadores de filtrado de la fuente. Ya construida la fuente de alto voltaje en conjunto con la etapa de almacenamiento de energía, se procedió a implementar los circuitos de prueba con sus respectivos controles e impulsores, dando como resultado el banco de pruebas completo. Teniendo el banco de pruebas listo para utilizarse, se procedió a realizar pruebas de conmutación dura con dos dispositivos a manera de verificar el buen funcionamiento del mismo. Las pruebas se realizaron con los módulos CM150DU-24HA y CM1000HA-28H variando el voltaje de alimentación V0 y manteniendo la corriente de conducción IC constante y posteriormente variando la corriente de conducción manteniendo el voltaje de alimentación constante. 82 Conclusiones y trabajos futuros Se observan resultados muy similares entre las simulaciones con el módulo CM150DU-24HB y las pruebas experimentales del mismo. Las formas de onda obtenidas para el módulo CM1000HA-28H, sin embargo, muestran un comportamiento algo diferente de este dispositivo ante la variación de parámetros realizada. Para este módulo no se obtuvieron resultados en simulación, puesto que no se contaba con su modelo en Pspice. Los resultados obtenidos ante las variaciones de parámetros se presentan en la Tabla 6.1, que se muestra a continuación. Tabla 6.1 Resultados obtenidos en conmutación dura Parámetro variado Voltaje de alimentación (V0) V0 ↑⇒ - Corriente de conducción (IC) IC ↑⇒ - Encendido El tiempo de caida de vCE aumenta Aumenta la pendiente diC/dt Apagado - El tiempo de subida de vCE aumenta - Aumenta la cola de apagado de iC El tiempo de encendido aumenta Aumenta la pendiente diC/dt - Aumenta la pendiente diC/dt De acuerdo a los buenos resultados obtenidos en la prueba de conmutación dura, quedó verificado el funcionamiento del banco de pruebas para caracterizar dispositivos de alta potencia. Sin embargo, en base a las pruebas realizadas en corto circuito con el banco, queda visto que se deben hacer mejoras para corregir los problemas encontrados, entre los cuales se puede mencionar el circuito de control y los elementos parásitos del circuito. Trabajos futuros Como trabajos futuros para realizarse se proponen los siguientes: Implementar un sistema de cargado de condensadores para controlar el tiempo de carga y descarga durante las pruebas realizadas. Agregar snubbers para controlar el di/dt. Disminuir la inductancia parásita de cableado utilizando barras en lugar de cables en la parte de potencia para unir todos los componentes. Implementar un soporte mecánico robusto que resista las potencias de conmutación muy elevadas que se quieren manejar con este banco y evite las posibles vibraciones mecánicas. 83 Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia Realizar un mejor circuito de control para obtener pulsos de compuerta mas adecuados para las pruebas a realizar, así como control de las pruebas a distancia usando varios metros de fibra óptica Hacer pruebas en conmutación dura a mas altos valores de voltaje y corriente, variando otros parámetros como son: la resistencia de compuerta, la temperatura, el di/dt, entre otros. Realizar pruebas en conmutación dura, así como pruebas en casos extremos y conmutación suave a cero corriente y a cero voltaje con variación de parámetros 84 Bibliografía [1 ] J. Aguayo, “Análisis comparativo de Transistores IGBT tipo PT y NPT en Diferentes Modos de conmutación”, Tesis de maestría, cenidet, Cuernavaca Morelos, 2000. [2] M. H. 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( t T ) , Vo( t ) , Vo( t ) ) ) Vp( t ) 200 Vp( t ) 0 200 0 1 10 5 2 10 5 t 3 10 5 4 10 5 5 10 5 Voltaje en el primario del transformador Figura AII.1 Voltaje en el primario del transformador Vs( t ) if( ( t > 0 ) . ( t A ) , Vo( t ) . n , if( ( t > A ) . ( t T ) , Vo( t ) . n , Vo( t ) . n ) ) 1000 Vs( t ) 0 1000 0 1 10 5 2 10 5 t 3 10 5 4 10 5 5 10 Voltaje en el secundario del transformador Figura AII.2 Voltaje en el secundario del transformador 88 5 n 5 Anexo I Lp 795. 10 Ip( t ) 6 I( t ) Vp( t ) . t 2 . Lp Vp( t ) . (t 2 . Lp H( t ) A) if( ( t > 0 ) . ( t A ) , I( t ) , if( ( t > A ) . ( t T ) , H( t ) , 0 ) 5 Ip( t ) 0 5 0 1 10 5 2 10 5 t 3 10 5 4 10 5 5 10 5 Corriente en Figura A11.3 Corriente en el el primario primariodel deltransformador transformador Ls 20. 10 3 I( t ) Vs( t ) . (A 4 . Ls t) H( t ) Vs( t ) . (T 4 . Ls t) if( ( t > 0 ) . ( t A ) , I( t ) , if( ( t > A ) . ( t T ) , H( t ) , 0 ) Is ( t ) 0.5 Is( t ) 0 0.5 0 1 10 5 2 10 5 t 3 10 5 4 10 5 5 10 Corriente en Figura AII.4 Corriente en el elsecundario secundariodel deltranformador transformador 89 5 Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia 5 Ip( t ) Is( t ) .5 0 5 0 1 10 5 2 10 5 t 3 10 5 4 10 5 5 10 Corrientes del primario y secundario del transformador Figura AII.5 Corrientes del primario y secundario del transformador Id( t ) Is ( t ) 0.6 0.4 Id( t ) 0.2 0 0 1 10 5 2 10 5 3 10 t 5 4 10 5 5 10 Corrienteen enlos losdiodos diodos del del rectificador rectificador Figura AII.6 Corriente 90 5 5 Anexo I R 3 5.48. 10 C 440. 10 6 Ic( t ) Id( t ) n . Vo( t ) R 0.2 0 Ic( t ) 0.2 0.4 0 1 10 5 2 10 5 t 3 10 5 4 10 5 5 10 5 FiguraCorriente AII.7 Corriente en el capacitor en el capacitor de filtradode filtrado IL( t ) Id( t ) Ic( t ) 0.2738 IL( t ) 0.2736 0.2734 0 1 10 5 2 10 5 t 3 10 5 4 10 5 Corriente enCorriente la carga en la carga Figura AII.8 91 5 10 5 Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia VL( t ) n . Vo( t ) 1502 1501 VL( t ) 1500 1499 1498 0 1 10 5 2 10 5 3 10 t 5 4 10 5 5 10 de de salida Figura AII.9Voltaje Voltaje salida t DVL( t ) Id( t ) . R. 1 e C .R 0.05 DVL( t ) 0 0.05 0 2 10 5 4 10 5 t 6 10 5 8 10 RizoRizo de voltaje dv/dt dv/dt Figura AII.10 de voltaje 92 5 5 Anexo II Hojas de datos de los fabricantes AI.1 Módulo CM150DU-24HA AI.2 Módulo CM1000HA-28H AI.3 Diodo HFA16PB120 Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia AI.1 Módulo CM150DU-24HA 94 Anexo II 95 Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia 96 Anexo II 97 Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia AI.2 CM1000HA-28H 98 Anexo II 99 Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia 100 Anexo II 101 Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia AI.3 Diodo HFA16PB120 102 Anexo II 103